CN108599914B - 基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线电传输技术领域，公开了一种基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法包括：信道参数预估计方法；利用估计得到的信道系数计算中继节点的最优放大因子；构造双向全双工中继节点等效多径信道；两个源节点调制信号并同时同频发送；中继节点接收并同时同频转发源节点发射信号；源节点利用中继节点的等效多径信道对接收信号进行频域均衡；源节点解调均衡后的接收信号，恢复得到信源信号；信道监听与修正。本发明构建了信道参数实时估计、监听、修正的双向同时同频全双工中继传输系统，简化了中继节点处理过程，最大可能地提高了系统信干噪比，在无线传输领域具有实际应用价值。

Description

基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法

技术领域

本发明属于无线电传输技术领域，尤其涉及一种基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法。

背景技术

目前，业内常用的现有技术是这样的：随着无线通信中信号带宽越来越宽，对应的频谱资源却越来越少，人们逐渐开始研究能最大化利用频谱资源的算法和技术。全双工技术在同一时间和同一频段上进行信号的发射和接收，因此它能最大可能地提高未来无线通信网络的频谱资源利用率，但其存在严重的自干扰问题，这限制了全双工系统性能地提升。协作通信技术利用通信网络中空闲节点作为中继，实现虚拟的空间分集以对抗无线信道的多径衰落，协作中继通信因中继布局灵活、成本低等优点已经成为当前和未来无线通信发展的关键技术之一。现有技术一对基于正交频分复用技术的全双工单向传输系统模型进行了分析，对正交频分复用的循环前缀长度、系统功率分配因子等对于系统误码率的影响进行了仿真。但文章存在的不足之处是计算功率分配因子时忽略了中继剩余自干扰信号的拖尾符号，仅仅考虑了中继主径信号，最终得到的中继最佳放大因子也并非是最优解，不能完全客观的反应全双工中继剩余自干扰对其性能的影响。现有技术二针对多中继场景提出了一种中继选择策略，并对全双工中继系统误码率、中断概率等性能进行了分析。但该方法存在的不足之处是忽略了中继剩余自干扰信号在中继收发天线之间无限循环迭代的事实，将中继剩余自干扰信道建模为单径瑞利平坦衰落信道，不能完全客观的反应全双工中继剩余自干扰对其性能的影响。现有技术三一种基于异步空时码的全双工中继传输方法，该方法利用异步空时码编解码技术对中继节点剩余自干扰信号进行抑制和消除，这种全双工中继传输方法的不足之处在于：全双工协作通信系统中采用异步空时码编解码方法增大了中继节点对剩余自干扰信号处理过程的复杂度。现有技术一、技术二和技术三中所用的全双工模型均为单向传输模型，单向传输通信系统的信息吞吐量有限，理论上只能达到双向传输频谱效率的一半。

综上所述，现有技术存在的问题是：

(1)基于正交频分复用技术的全双工单向传输系统模型在计算功率分配因子时忽略了中继剩余自干扰信号的拖尾符号，仅仅考虑了中继主径信号，最终得到的中继最佳放大因子也并非是最优解，因此在此功率分配因子下实现的全双工中继传输系统的误码率性能不是最优的，系统误码率性能仍有提升空间。

(2)对多中继场景的中继选择策略忽略了中继剩余自干扰信号在中继收发天线之间无限循环迭代的事实，将中继剩余自干扰信道建模为单径瑞利平坦衰落信道，该信道建模方式与实际中继信道不符合，忽略了中继循环迭代产生的拖尾符号的干扰，在单径瑞利平坦衰落信道模型下得到的系统性能是过于理想化的系统性能，与实际情况不符。

(3)基于异步空时码的全双工中继传输方法的全双工协作通信系统中采用异步空时码编解码方法增大了中继节点对剩余自干扰信号处理过程的复杂度，增大该方法在实际应用中的实现难度，且需要消耗更多的计算时间与资源。

(4)上述三种技术采用的系统模型为单向全双工中继模型，理想情况下，单向传输模型的频谱效率只能达到双向传输模型的一半，且其现实应用价值远低于双向传输模型。

解决上述技术问题的难度和意义：

本发明的研究模型为双向全双工中继传输模型，相比单向全双工模型，理想情况下能达到2倍的频谱传输效率，且更符合现今无线通信应用场景；本发明针对双向全双工中继收发天线之间中继剩余环路自干扰无限迭代的事实，通过控制中继放大因子，将中继环路剩余自干扰信道建模成多径信道，利用正交频分复用技术的循环前缀抗多径原理，消除中继剩余环路自干扰的拖尾符号造成的影响；并利用信道预估计与监听修正方法，使中继与接收节点时时获得节点间信道参数和环路自干扰信道参数，使得中继等效多径模型能应用于实际双向全双工中继传输通信场景中。

发明内容

针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法。

本发明是这样实现的，一种基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法，所述基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法包括：信道参数预估计方法；利用估计得到的信道系数计算中继节点的最优放大因子；构造双向全双工中继节点等效多径信道；两个源节点调制信号并同时同频发送；中继节点接收并同时同频转发源节点发射信号；源节点利用中继节点的等效多径信道对接收信号进行频域均衡；源节点解调均衡后的接收信号，恢复得到信源信号；信道监听与修正。

进一步，所述基于正交频分复用的双向同时同频全双工中继传输方法包括以下步骤：

步骤一，两个源节点分别为S1、S2，中继节点为R，传输方式为双向同时同频全双工中继传输。第一源节点S1与中继节点之间的信道系数为h_1r，第二源节点S2与中继节点的信道系数为h_2r，两个源节点之间的信道系数为h₁₂，第一源节点S1的剩余自干扰信道系数为h₁₁，第二源节点S2的剩余自干扰信道系数为h₂₂，中继节点剩余自干扰信道系数为h_li；

步骤二，信道估计得到节点间信道参数h_1r、h_2r、h₁₂和剩余环路自干扰信道参数h₁₁、h₂₂、h_li；

步骤三，计算双向全双工中继节点处的系统最佳放大因子β，当|h_2r|²≤|h_1r|²时，用牛顿法求解等式：

求得α₁后代入公式

得到最佳方法因子；当|h_2r|²≥|h_1r|²时，用牛顿法求解等式：

求得α₂后代入公式

得到最佳方法因子；

其中，h_1r表示源节点S1与中继节点R之间的信道系数，h_2r表示源节点S2与中继节点R之间的信道系数，h₁₂表示源节点S1与S2之间的信道系数，h₁₁、h₂₂、h_li分别为源节点S1、源节点S2、中继节点R的剩余环路自干扰信道参数；

分别表示源节点S1、源节点S2、中继节点R的噪声方差；L表示源节点发送信号中的循环前缀长度；

步骤四，利用最佳中继节点的最佳放大因子β，将中继剩余环路自干扰信号等效成多径信号，并构造等效多径信道的信道系数矩阵h；

h＝[h₁₂,h(1),...,h(l),…,h(L-1)]；

其中，h₁₂表示直达链路的信道系数，h(l)＝β(h_liβ)^l表示第l径等效信道的信道系数，1≤l≤L-1；

步骤五，在源节点S1和S2处分别对各自的发送数据进行OFDM调制，添加长度为L的循环前缀，得到发送信号x₁和x₂并同时同频进行发送；

步骤六，中继接收到来自源节点S1和S2的信号，将收到的信号根据放大因子进行放大转发，得到中继节点处第i时隙的发送信号t(i)：

其中，x₁(i-j)表示源节点S1第i-j时隙的发射信号，x₂(i-j)表示源节点S2第i-j时隙的发射信号，n_r(i-j)表示中继节点第i-j时隙的噪声信号，j＝1,2,…∞，等式右边第一项当作有用信号处理，右边第二项当作噪声信号处理；

步骤七，源节点S1和源节点S2同时同频接收中继节点发射的信号t(i)，得到各自的接收信号y₁和y₂，再分别去除接收信号y₁和y₂的循环前缀并对信号进行FFT，得到源节点S1的待均衡信号Y₁'和源节点S2的待均衡信号Y₂'；

步骤八，源节点S1和源节点S2分别对各自的待均衡信号Y₁'和Y₂'进行频域均衡，得到源节点S1的待解调信号

和源节点S2的待解调信号

步骤九，源节点S1对其待解调信号

进行解调，作为源节点S2的信源信号a₂，源节点S2对其待解调信号

进行解调，作为源节点S1的信源信号a₁；

步骤十，信道监听与修正：经过10个数据帧传输后，源节点S1发送一段S1与S2都已知的训练符号，在S2处进行解调并计算误码率，若误码率在系统可容忍门限内，则继续传输数据帧；若误码率超过可容忍门限，则重新进行步骤二中的信道估计。

进一步，所述步骤二中信道预估计具体包括：

(1)节点间的信道参数估计，节点S2的接收信号为：

r_S2(i)＝h₁₂ZC₁+h₂₂ZC₂；

节点S2的接收信号用ZC₁进行相关性估计，得到节点S1与节点S2之间的信道参数h₁₂，并将该参数反馈给中继节点R；

节点R同时接收来自节点S1和节点S2的信号，其接收信号的表达式为：

r_R(i)＝h_1rZC₁+h_2rZC₂；

对于节点R的接收信号，用ZC₁进行相关性估计，得到节点S1与节点R之间的信道参数h_1r，用ZC₂进行相关性估计，得到节点S2与节点R之间的信道参数h_2r，并将h₁₂反馈给R、S1节点，将h_1r、h_2r反馈给S1、S2节点；

(2)节点环路自干扰信道参数估计，节点S1、S2、中继节点R节点分别发送ZC序列ZC₁、ZC₂、ZC₃，并利用空域、模拟域、数字域进行自干扰抑制，接收到经过抑制后的ZC序列，利用相关性检测即可获得剩余环路自干扰信道系数h₁₁、h₂₂、h_li，并将h₁₁和h₂₂反馈给中继节点，将h_li反馈给S1、S2节点。

进一步，所述步骤五中两个源节点对调制后的信号添加循环前缀，按照下式进行：

其中，s₁表示第一源节点S1调制后的信号，x₁表示第一源节点S1的发射信号，s₂表示第二源节点S2调制后的信号，x₂表示第二源节点S2的发射信号，I_P表示M×M维的单位矩阵，M表示调制后信号序列s₁和s₂的长度，I′是由I_P的后L行构成的矩阵，L表示源节点发射信号添加的循环前缀长度，L＜M。

进一步，所述步骤八中对信号进行频域均衡具体包括：源节点S1已知节点间信道参数h_1r、h_2r和h₁₂，中继节点环路信道自干扰参数h_li；信道参数重构信道矩阵：

h₁＝[h₁₂,h_1rh_2rh(1),...,h_1rh_2rh(l),…，h_1rh_2rh(L-1)]；

其中，h(l)＝β(h_liβ)^l表示第l径等效信道的信道系数，1≤l≤L-1；将信道矩阵进行FFT变换，得到信道频域矩阵H₁，均衡后的信号为：

根据信道的对称性，得源节点S2处均衡后的信号为

本发明的另一目的在于提供一种应用所述基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法的无线通信系统。

综上所述，本发明的优点及积极效果为：(1)本发明的研究模型为双向全双工中继传输模型，与技术一、技术二和技术三种所用的单向全双工模型相比，理想情况下能达到2倍的频谱传输效率，且更符合现今无线通信应用场景。(2)本发明针对双向全双工中继收发天线之间中继剩余环路自干扰无限迭代的事实，通过控制中继放大因子，将中继环路剩余自干扰信道建模成多径信道，利用正交频分复用技术的循环前缀抗多径原理，消除中继剩余环路自干扰的拖尾符号造成的影响，与技术一与技术二相比在相同的信噪比条件下，将误码率性能从10^-1提高到10^-3水平，与技术三相比，去除了异步空时码编解码的复杂过程，只需利用公式计算中继最佳放大因子即可消除剩余环路自干扰的拖尾符号。(3)利用信道预估计与监听修正方法，使中继与接收节点时时获得节点间信道参数和环路自干扰信道参数，使得中继等效多径模型能应用于实际双向全双工中继传输通信场景中。

附图说明

图1是本发明实施例提供的基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法流程图。

图2是本发明实施例提供的使用的同时同频全双工双向通信场景示意图。

图3是本发明实施例提供的基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法实现流程图。

图4是本发明实施例提供的和现有方法的误比特率对比仿真图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明以简化中继节点对剩余自干扰信号的处理过程，提升全双工双向中继协作通信系统的可靠性。

如图1所示，本发明实施例提供的基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法包括以下步骤：

S101：信道参数预估计方法；

S102：利用估计得到的信道系数计算中继节点的最优放大因子；

S103：构造双向全双工中继节点等效多径信道；

S104：两个源节点调制信号并同时同频进行发送；

S105：中继节点接收并同时同频转发源节点发射信号；

S106：源节点利用中继节点的等效多径信道对接收信号进行频域均衡；

S107：源节点解调均衡后的接收信号，恢复得到信源信号；

S108：信道监听与修正。

下面结合附图对本发明的应用原理作进一步的描述。

如图2包含两个源节点，分别为S1、S2，以及一个中继节点R，节点的传输方式为双向同时同频全双工中继传输。第一源节点S1与中继节点之间的信道系数为h_1r(从源节点到中继和从中继到源节点的信道系数认为是相同的，后续信道系数也遵循这一规则)，第二源节点S2与中继节点的信道系数为h_2r，两个源节点之间的信道系数为h₁₂，第一源节点S1的剩余自干扰信道系数为h₁₁，第二源节点S2的剩余自干扰信道系数为h₂₂，中继节点剩余自干扰信道系数为h_li；图2中实线表示各个节点之间的传输信道，虚线表示各节点剩余自干扰信道。

源节点和中继节点都工作在同时同频全双工模式，两个源节点同时同频的向中继节点发射信号并接收中继节点的发射信号，中继节点也同时同频地接收来自两个源节点的发射信号，中继节点采用放大转发协议，将上一时隙的接收信号经过放大处理后转发给源节点，源节点和中继节点的剩余自干扰信号是指采用主动或者被动自干扰消除技术后所剩余的自干扰信号。

如图3所示，本发明的完成同时同频全双工双向中继协作通信的实现步骤如下：

步骤1，估计信道参数。

进行系统信道估计，首先进行节点间信道估计：利用第一个时隙，源节点S1、S2同时同频发送CHU序列1和CHU序列2，中继节点和源节点S2进行信号接收，源节点S2利用空域、模拟域、数字域进行自干扰抑制，以减小CHU序列2对S2节点相关性检测的影响。在中继节点分别用CHU序列1和CHU序列2作相关性估计，得到信道系数h_1r和h_2r，用于后续最佳放大因子求解，并将两个信道系数反馈给两个源节点，用于后续信道均衡使用；在源节点S2用CHU序列1进行相关性检测，得到信道系数h₁₂，并反馈给源节点S1和中继节点R，分别用于信道均衡和最佳放大因子求解；

然后对3个节点的环路自干扰信道系数进行估计：源节点S1、S2、中继节点R节点分别发送CHU序列1、2、3，并利用空域、模拟域、数字域进行自干扰抑制，接收到经过抑制后的CHU序列，利用相关性检测即可获得剩余环路自干扰信道系数h₁₁、h₂₂、h_li，并将h₁₁和h₂₂反馈给中继节点用于求解最佳放大因子；

步骤2，计算最佳中继放大因子。

2.1)计算源节点S1的信干噪比ψ₁和源节点S2的信干噪比ψ₂：

其中，h_1r表示源节点S1与中继节点R之间的信道系数，h_2r表示源节点S2与中继节点R之间的信道系数，h₁₂表示源节点S1与S2之间的信道系数，h₁₁、h₂₂、h_li分别为源节点S1、源节点S2、中继节点R的剩余环路自干扰信道参数；

分别表示源节点S1、源节点S2、中继节点R的噪声方差；L表示源节点发送信号中的循环前缀长度，β表示最优中继节点的放大因子；

2.2)令系统信干噪比取得最大值的最优放大因子β的表达式为：

其中，

表示取使表达式达到最大值的放大因子β的值；

将源节点S1的信干噪比ψ₁和源节点S2的信干噪比ψ₂带入最优放大因子β的表达式，推导得到最优放大因子β的解：

当|h_2r|²≤|h_1r|²时，用牛顿法求解等式：

求得α₁后代入公式

得到最佳方法因子；

当|h_2r|²≥|h_1r|²时，用牛顿法求解等式：

求得α₂后代入公式

得到最佳方法因子；

步骤3，构造双向全双工中继节点等效多径信道：

利用中继节点的最佳放大因子β，将中继剩余环路自干扰信号等效成多径信号，并构造等效多径信道的信道系数矩阵h：

h＝[h₁₂,h(1),...,h(l),…，h(L-1)]；

其中，h₁₂表示直达链路的信道系数，h(l)＝β(h_liβ)^l表示第l径等效信道的信道系数，0≤l≤L。

步骤4，两个源节点调制信号并同时同频进行发送；

源节点S1对信源信号a₁进行调制，再将调制后的信号序列s₁添加循环前缀，得到源节点S1的发射信号：

并将该发射信号x₁发送给中继节点R；

源节点S2对信源信号a₂进行调制，再将调制后的信号序列s₂添加循环前缀，得到第二源节点的发射信号：

并将该发射信号x₂发送给中继节点R；

其中，I_P表示M×M维的单位矩阵，M表示调制后信号序列s₁和s₂的长度，I′是由单位矩阵I_P的后L行构成的矩阵，L表示源节点发射信号添加的循环前缀长度，L＜M；

步骤5，中继节点接收并同时同频转发源节点发射信号；

中继节点第m时隙的接收信号r(i)：

r(i)＝h_1rx₁(i)+h_2rx₂(i)+h_lit(i)+n_r(i)；

其中，x₁(i)表示源节点S1第i时隙的发射信号，x₂(i)表示源节点S2第i时隙的发射信号，t(i)表示中继节点第i时隙的发射信号，n(i)表示中继节点第i时隙的噪声信号；

中继节点采用放大转发的工作模式，对其第i-1时隙的接收信号r(i-1)放大β倍，得到中继节点第i时隙的发射信号t(i)：

t(i)＝βr(i-1)；

其中，r(i-1)＝h_1rx₁(i-1)+h_2rx₂(i-1)+h_lit(i-1)+n_r(i-1)，x₁(i-1)表示源节点S1第i-1时隙的发射信号，x₂(i-1)表示源节点S2第i-1时隙的发射信号，t(i-1)表示中继节点第i-1时隙的发射信号，n(i-1)表示中继节点第i-1时隙的噪声信号；

将中继节点第i-1时隙接收信号r(i-1)的表达式带入t(i)表达式，得到t(i)的展开式：

由上式可知，中继剩余自干扰信号会在中继节点的发射端和接收端之间形成无限循环迭代的过程；正交频分复用技术能够利用循环前缀对抗多径效应，因此，上式中循环前缀长度L径以内的信号当做有用信号，L+1径及以后的信号当做自干扰信号。

步骤6，源节点接收中继节点的发射信号；

6.1)第一源节点S1和第二源节点S2接收中继节点的发射信号t(i)，得到各自第i时隙的接收信号y₁(i)和y₂(i)：

y₁(i)＝h_1rt(i)+h₁₁x₁(i)+n₁(i)；

y₂(i)＝h_2rt(i)+h₂₂x₂(i)+n₂(i)；

其中，x₁(i)表示源节点S1第i时隙的发射信号，x₂(i)表示源节点S2第i时隙的发射信号，n₁(i)表示源节点S1第i时隙的噪声信号，n₂(i)表示源节点S2第i时隙的接收信号；

6.2)两个源节点分别去除各自接收信号y₁和y₂的循环前缀，得到第一源节点S1的待均衡信号y'₁和第二源节点S2的待均衡信号y'₂：

y'₁＝[T I_P]y₁；

y'₂＝[T I_P]y₂；

其中，T表示M×L维零矩阵，I_P表示M×M维单位阵，M表示调制后信号序列s₁和s₂的长度，L表示源节点发射信号添加的循环前缀长度，L＜M，y₁表示源节点S1的接收信号，y₂源节点S2的接收信号，y'₁表示第一源节点S1去掉循环前缀后的待均衡信号，y'₂表示第二源节点S2去掉循环前缀后的待均衡信号。

步骤7，源节点待均衡信号进行频域均衡，得到待解调信号。

频域均衡的方法包括迫零均衡和最小均方误差均衡等，本实例中两个源节点采用迫零均衡的方法，其实现步骤如下：

7.1)第一源节点S1和第二源节点S2分别对各自的待均衡信号y'₁和y'₂进行傅里叶变换，得到第一源节点S1的频域接收信号Y₁'和第二源节点S2的频域接收信号Y′₂；

7.2)利用迫零均衡分别对频域接收信号Y₁'和Y₂'进行均衡，得到均衡后的接收信号Y₁和Y₂：

Y₁＝Y′₁W；

Y₂＝Y′₂W；

其中，

表示迫零均衡矩阵，H(l)表示第l径等效信道系数h(l)的频域响应，0≤l≤L-1；

7.3)第一源节点S1和第二源节点S2分别对均衡后的接收信号Y₁和Y₂进行傅里叶逆变换，得到第一源节点S1的待解调信号

和第二源节点S2的待解调信号

步骤8，源节点解调接收信号；

第一源节点S1对其待解调信号

进行解调，作为第二源节点S2的信源信号a₂，第二源节点S2对其待解调信号

进行解调，作为第一源节点S1的信源信号a₁，完成整个双向全双工中继传输过程。

步骤9，信道估计监听与修正。

经过10个数据帧传输后，源节点S1发送一段S1与S2都已知的训练符号，在S2处进行解调并计算误码率，若误码率在系统可容忍门限内，则继续传输数据帧；若误码率超过可容忍门限，则重新进行步骤(2)中的信道估计。

下面结合仿真对本发明的效果做详细的描述。

1.仿真条件

本发明的仿真实验是在MATLAB 2015b软件下进行的。在本发明的仿真实验中，源节点采用正交频分复用方法对信源信号进行调制，调制得到的发射信号帧长M＝128，循环前缀的长度L＝32。源节点到中继节点之间的信道和各节点的剩余自干扰信道均为瑞利平坦衰落信道，中继节点和两个源节点的剩余自干扰大小均为-40dB，各节点噪声方差相等，且均为-40dB。仿真信噪比范围为0～50dB，仿真次数为100000次。

2.仿真内容及仿真结果

以文献Relay Selection for Two-Way Full Duplex Relay Networks WithAmplify-and-Forward Protocol,in IEEE Transactions on Wireless Communications,vol.13,no.7,pp.3768-3777,July 2014.所提方法为对比方法，对采用对比方法和本发明所提方法的全双工双向中继传输系统的误码率性能进行仿真对比，结果如图4所示。仿真结果表明：使用本发明方法的全双工双向中继传输系统其误码率性能明显优于采用对比方法的全双工双向中继传输系统的误码率性能，对于半双工中继传输方案在信噪比低于40db，本发明所提方案有更好的误码率性能。说明本发明在简化中继剩余自干扰处理过程的同时，提高了系统可靠性。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法，其特征在于，所述基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法包括：信道参数预估计方法；利用估计得到的信道系数计算双向全双工中继节点的最优放大因子；构造双向全双工中继节点等效多径信道；两个源节点调制信号并同时同频发送；中继节点接收并同时同频转发源节点发射信号；源节点利用中继节点的等效多径信道对接收信号进行频域均衡；源节点解调均衡后的接收信号，恢复得到信源信号；信道监听与修正；

所述基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法包括以下步骤：

步骤一，两个源节点分别为S1、S2，中继节点为R，传输方式为双向同时同频全双工中继传输；第一源节点S1与中继节点之间的信道系数为h_1r，第二源节点S2与中继节点的信道系数为h_2r，两个源节点之间的信道系数为h₁₂，第一源节点S1的剩余自干扰信道系数为h₁₁，第二源节点S2的剩余自干扰信道系数为h₂₂，中继节点剩余自干扰信道系数为h_li；

步骤二，信道估计得到节点间信道参数h_1r、h_2r、h₁₂和剩余环路自干扰信道参数h₁₁、h₂₂、h_li；

步骤三，计算双向全双工中继节点处的系统最佳放大因子β，当|h_2r|²≤|h_1r|²时，用牛顿法求解等式：

求得α₁后代入公式

得到最佳方法因子；当|h_2r|²≥|h_1r|²时，用牛顿法求解等式：

求得α₂后代入公式

得到最佳方法因子；

其中，h_1r表示源节点S1与中继节点R之间的信道系数，h_2r表示源节点S2与中继节点R之间的信道系数，h₁₂表示源节点S1与S2之间的信道系数，h₁₁、h₂₂、h_li分别为源节点S1、源节点S2、中继节点R的剩余环路自干扰信道参数；

分别表示源节点S1、源节点S2、中继节点R的噪声方差；L表示源节点发送信号中的循环前缀长度；

步骤四，利用最佳中继节点的最佳放大因子β，将中继剩余环路自干扰信号等效成多径信号，并构造等效多径信道的信道系数矩阵h；

h＝[h₁₂,h(1),…,h(l),…,h(L-1)]；

其中，h₁₂表示直达链路的信道系数，h(l)＝β(h_liβ)^l表示第l径等效信道的信道系数，1≤l≤L-1；

步骤五，在源节点S1和S2处分别对各自的发送数据进行OFDM调制，添加长度为L的循环前缀，得到发送信号x₁和x₂并同时同频进行发送；

步骤六，中继同时接收到来自源节点S1和S2的信号，将收到的信号根据放大因子进行放大转发，得到中继节点处第i时隙的发送信号t(i)：

其中，x₁(i-j)表示源节点S1第i-j时隙的发射信号，x₂(i-j)表示源节点S2第i-j时隙的发射信号，n_r(i-j)表示中继节点第i-j时隙的噪声信号，j＝1,2,…∞，等式右边第一项当作有用信号处理，右边第二项当作噪声信号处理；

步骤七，源节点S1和源节点S2同时同频接收中继节点发射的信号t(i)，得到各自的接收信号y₁和y₂，再分别去除接收信号y₁和y₂的循环前缀并对信号进行FFT，得到源节点S1的待均衡信号Y'₁和源节点S2的待均衡信号Y'₂；

步骤八，源节点S1和源节点S2分别对各自的待均衡信号Y'₁和Y'₂进行频域均衡，得到源节点S1的待解调信号

和源节点S2的待解调信号

步骤九，源节点S1对其待解调信号

进行解调，作为源节点S2的信源信号a₂，源节点S2对其待解调信号

进行解调，作为源节点S1的信源信号a₁；

步骤十，信道监听与修正：经过10个数据帧传输后，源节点S1发送一段S1与S2都已知的训练符号，在S2处进行解调并计算误码率，若误码率在系统可容忍门限内，则继续传输数据帧；若误码率超过可容忍门限，则重新进行步骤二中的信道估计。

2.如权利要求1所述的基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法，其特征在于，所述步骤二中信道预估计具体包括：

(1)节点间的信道参数估计，节点S2的接收信号为：

r_S2(i)＝h₁₂ZC₁+h₂₂ZC₂；

节点S2的接收信号用ZC₁进行相关性估计，得到节点S1与节点S2之间的信道参数h₁₂，并将该参数反馈给中继节点R；

节点R同时接收来自节点S1和节点S2的信号，其接收信号的表达式为：

r_R(i)＝h_1rZC₁+h_2rZC₂；

对于节点R的接收信号，用ZC₁进行相关性估计，得到节点S1与节点R之间的信道参数h_1r，用ZC₂进行相关性估计，得到节点S2与节点R之间的信道参数h_2r，并将h₁₂反馈给R、S1节点，将h_1r、h_2r反馈给S1、S2节点；

(2)节点环路自干扰信道参数估计，节点S1、S2、中继节点R节点分别发送ZC序列ZC₁、ZC₂、ZC₃，并利用空域、模拟域、数字域进行自干扰抑制，接收到经过抑制后的ZC序列，利用相关性检测即可获得剩余环路自干扰信道系数h₁₁、h₂₂、h_li，并将h₁₁和h₂₂反馈给中继节点，将h_li反馈给S1、S2节点。

3.如权利要求1所述的基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法，其特征在于，所述步骤五中两个源节点对调制后的信号添加循环前缀，按照下式进行：

其中，s₁表示第一源节点S1调制后的信号，x₁表示第一源节点S1的发射信号，s₂表示第二源节点S2调制后的信号，x₂表示第二源节点S2的发射信号，I_P表示M×M维的单位矩阵，M表示调制后信号序列s₁和s₂的长度，I′是由I_P的后L行构成的矩阵，L表示源节点发射信号添加的循环前缀长度，L＜M。

4.如权利要求1所述的基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法，其特征在于，所述步骤八中对信号进行频域均衡具体包括：源节点S1已知节点间信道参数h_1r、h_2r和h₁₂，中继节点环路信道自干扰参数h_li；信道参数重构信道矩阵：

h₁＝[h₁₂,h_1rh_2rh(1),…,h_1rh_2rh(l),…,h_1rh_2rh(L-1)]；

其中，h(l)＝β(h_liβ)^l表示第l径等效信道的信道系数，1≤l≤L-1；将信道矩阵进行FFT变换，得到信道频域矩阵H₁，均衡后的信号为：

根据信道的对称性，得源节点S2处均衡后的信号为

5.一种应用权利要求1～4任意一项所述基于正交频分复用的同时同频全双工双向中继传输方法的无线通信系统。

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