CN103166687B - 一种基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法，中继节点对接收到的信号，利用随机酉矩阵对中继节点各个天线上的信号进行转发，并通过正交扩频码序列将多个时隙的信号线性合并；随后再通过共轭处理使得中继发送的信号占用有限个时隙传输；然后利用复信号特性进行解码，将接收的信号实部和虚部的独立解码。在目的节点对两个时隙内的接收信号进行适当处理可以实现发送信号实部和虚部的独立解码，有效降低了原方案的解码复杂度。通过分析成对错误率上界进一步验证了本发明对系统性能的提升。仿真结果表明，在系统具有单中继节点以及两个中继节点的条件下，本发明分别比MRC-DSTC算法的误比特率降低了3dB和5dB左右。

Description

一种基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法

技术领域

本发明属于多天线无线通信技术领域，涉及一种基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法。

背景技术

在无线网络中利用多个节点互相协作通信的协作分集技术，由于可以获得空间分集有效提升系统性能，近年来获得了广泛关注。

文献[1]提出的分布式空时编码（DSTC），采用网络中中继节点无信道信息的协作设计方法，在每根中继天线处独立处理接收到的信号。在DSTC的基础上，出现了许多DSTC编码设计方法，文献[2]是基于DSTC的差分传输方案，该方案是在中继节点和目的节点无信道信息情况下的差分传输方案。文献[3]是基于DSTC的正交和准正交编码设计，可以获得更好的误码性能并具有更低的解码复杂度。但在上述DSTC的编码方案中，由于每根中继天线都独立处理接收到的信息，在中继节点具有多根天线的情况下系统性能无法达到最优，为了解决这一问题，文献[4]提出的DSTC最大比合并（MRC-DSTC）方案是在中继节点利用信道信息对接收信号进行最大比合并，从而改善无线中继网络的性能。但是此方案依据正交设计理论来构造中继节点的处理矩阵，其中存在零矩阵，这使得中继节点没有对接收到的信号进行有效转发；此外，为了满足正交设计的条件，此方案还要求传输时隙数不小于中继天线数，这就使得传输时隙数受到中继天线数目的限制。

上述涉及的文献如下：

[1]JING Yindi,HASSIBI B.Distributed space-time coding in wireless relaynetworks[J].IEEE Transactions Wireless Communication,2006,5(12):3524-3536。

[2]JING Yindi,JAFARKHANI H.Using orthogonal and quasi-orthogonaldesigns in wireless relay networks[J].IEEE Transactions Inf.Theory,2007,53(11):4106-4118.

[3]JING Yindi,JAFARKHANI H.Distributed differential space-time codingin wireless relay networks[J].IEEE Trans.On Communication,2008,56(7):1092-4118.

[4]JING Yindi.Combination of MRC and Distributed Space-Time Codingin Networks with Multiple-Antenna Relays[J].IEEE Transactions On WirelessCommunication,2010,9(8):2550-2559.

发明内容

本发明解决的问题在于提供一种基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法，在中继节点利用随机生成的酉矩阵对中继节点各个天线上的信号进行转发，这就克服了MRC-DSTC中处理矩阵为零的不足。

本发明是通过以下技术方案来实现：

1、一种基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法，其特征在于，包括以下操作：

1）源节点将信号发送至中继节点；

2）中继节点对接收到的信号，利用随机酉矩阵对中继节点各个天线上的信号进行转发，并通过正交扩频码序列将多个时隙的信号线性合并；随后再通过共轭处理使得中继发送的信号占用有限个时隙传输；

3）目的节点利用复信号特性进行解码，将接收的信号实部和虚部的独立解码。

所述的随机酉矩阵是采用对随机向量作Cayley变换的方法生成，首先用各元素都服从CN(0,1)分布的L×1维随机向量γ来生成Hermitian矩阵Q=γγ^H，其中L=TK，再对矩阵Q作Cayley变换得到L×L维酉矩阵U=(I_L+jQ)^-1(I_L+jQ)；按照Cayley变换分别生成两个随机酉矩阵U_A和U_B，令U_A=[A₁,A₂,…,A_K],U_B=[B₁,B₂,…,B_K]，从U_A和U_B中按列分离出L×T维处理矩阵A_i和B_i(i=1,2,…,K)，再对中继节点接收到的经过MRC合并的信号r和进行如下的处理，得到信号和

$b_i^{\left(1\right)}=\mathrm{\β}(A_{i}r+B_i\stackrel{\‾}{r})$

$b_i^{\left(2\right)}=\mathrm{\β}(A_i\stackrel{\‾}{r}+B_{i}r)$

式中β为功率因子。

当在源节点具有M根发射天线、目的节点具有N根接收天线、单个中继的情况时，记由源节点到中继节点的M×K维信道矩阵为F，第j列用f_j表示；由中继节点到目的节点的K×N维信道矩阵为G，第j列用g_j表示；此时对应的功率因子为 $\mathrm{\β}={[P_2/(1+P_1{\left|\right|F\left|\right|}_F^2/M)]}^{1/2}.$

当源节点具有M根发射天线、目的节点具有N根接收天线、R个中继，第j个中继的天线数为R_j时，中继节点的总天线数

记由源节点到第j个中继节点的M×R_j维信道矩阵为F_j，由第j个中继节点到目的节点的R_j×N维信道矩阵为G_j；

每个中继节点分别产生R组随机矩阵U_A和U_B，用于产生第j(j=1,…,R)个中继节点的第i(i=1,…,K)个天线上的处理转发矩阵A_ji和B_ji，第j个中继处的功率因子采用β=[P₂/(1+R_jP)]^1/2。

在生成随机酉矩阵后，再将多个时隙的信号线性合并：

利用空时扩展（STS）生成L个归一化正交扩频码序列C_STS=[c₁c₂…c_L]分别将和要在L个时隙转发的信号进行线性合并，c_m之间相互满足 $c_m^H{c}_n={\mathrm{\δ}}_{\mathrm{mn}},(m,n=\mathrm{1,2},\·\·\·,L),$ 线性合并得到的信号为

$d_i^{\left(\mathrm{\τ}\right)}=C_{\mathrm{STS}}{b}_i^{\left(\mathrm{\τ}\right)}=\underset{m=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_m{b}_{\mathrm{im}}^{\left(\mathrm{\τ}\right)},(\mathrm{\τ}=\mathrm{1,2})$

式中：表示信号向量的第m个分量；再将将和分别从两个时隙内转发，在中继节点的第i个天线上形成如下的转发信号

$t_i={[d_i^{\left(1\right)},d_i^{\left(2\right)}]}^t={[C_{\mathrm{STS}}{b}_i^{\left(1\right)},C_{\mathrm{STS}}{b}_i^{\left(2\right)}]}^t;$

相应的目的节点的接收信号为x=[t₁,t₂,…,t_K]g+z。

所述在目的节点首先对接收信号利用扩频序列C_STS进行解扩，得到对应两时隙的接收信号分别为：

x₁=α||f||_FS₁g+w₁

x₂=α||f||_FS₂g+w₂

式中： $\mathrm{\α}={[P_1{P}_{2}T/(1+P_1{\left|\right|f\left|\right|}_F^2)]}^{1/2},$ 编码矩阵为

$S_1=[A_{1}s+B_1\stackrel{\‾}{s},\·\·\·,A_{K}s+B_K\stackrel{\‾}{s}]$

$S_2=[A_1\stackrel{\‾}{s}+B_{1}s,\·\·\·,A_K\stackrel{\‾}{s}+B_{K}s]$

噪声矩阵为：

$\begin{array}{cc}{w}_1=\mathrm{\β}[A_{1}v+B_1\stackrel{\‾}{v},\·\·\·,A_{K}v+B_K\stackrel{\‾}{v}]g+z_1& w_2=\mathrm{\β}[A_1\stackrel{\‾}{v},+B_{1}v,\·\·\·,A_K\stackrel{\‾}{v}+B_{K}v]g+z_2\end{array}g$

其中z₁、z₂为两时隙目的节点叠加的AWGN；

并对两个时隙的接收信号x₁的x₂进行如下的联合处理：

$x_1+x_2=2\mathrm{\α}{\left|\right|f\left|\right|}_F[\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i{g}_i+B_i{g}_i]\mathrm{Re}\left(s\right)+n_1$

$x_1-x_2=2\mathrm{\α}{\left|\right|f\left|\right|}_F[\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i{g}_i-B_i{g}_i]\mathrm{Im}\left(s\right)+n_2$

式中：n₁=w₁+w₂，n₂=w₁-w₂，Re(s),Im(s)分别表示复数向量s的实部和虚部；再分别以x₁+x₂和x₁-x₂为充分统计量做最大似然解码则可以分别解出发送信号的实部和虚部。

所述源节点发送信号时为单根天线或多根天线；中继节点的天线为单根天线或多根天线。

当具有多个中继节点时，每个中继节点独立生成随机酉矩阵并处理转发接收到的中继信号，目的节点接收到的信号是多个中继节点发送信号的叠加。

与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：

本发明提供的基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法（RU-CD），是在中继节点利用随机生成的酉矩阵对中继节点各个天线上的信号进行转发，这就克服了MRC-DSTC中处理矩阵为零的不足。由于酉矩阵维数的限制，采用随机酉矩阵对中继节点接收到的信号和其共轭形式进行合并处理后的信号将具有较大的帧长，进而采用了正交扩频码序列对多个时隙内的转发信号进行合并，使得中继节点发送的信号达到可以仅占用两个时隙来传输，这就克服了MRC-DSTC中对传输时隙数的限制。此外，在目的节点对两个时隙内的接收信号进行适当处理还可以实现发送信号实部和虚部的独立解码，有效降低了原方案的解码复杂度。

附图说明

图1为本发明的流程示意图；

图2为单中继节点有2根或3根天线时不同处理方法的误比特率曲线的比较，横坐标为信噪比，纵坐标为误比特率；

图3为两个中继条件下、目的节点为1或2时不同处理方法的误比特率曲线的比较，横坐标为信噪比，纵坐标为误比特率；

图4为单中继条件下，源节点为2或4、目的节点为1或2时不同处理方法的误比特率曲线的比较，横坐标为信噪比，纵坐标为误比特率。

具体实施方式

下面结合具体的实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。

本发明提供的一种基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法，包括以下操作：

1）源节点将信号发送至中继节点；

2）中继节点对接收到的信号，利用随机酉矩阵对中继节点各个天线上的信号进行转发，并通过正交扩频码序列将多个时隙的信号线性合并；随后再通过共轭处理使得中继发送的信号仅占用两个时隙传输；

3）目的节点利用复信号特性进行解码，将接收的信号实部和虚部的独立解码。

1、为了便于下面详细的说明，首先给出以下系统模型：

考虑一个具有单根天线的源节点S，目的节点D以及配置K根天线的中继节点R的协作通信系统。源节点S到中继节点R以及中继节点R到目的节点D的信道分别用f和g表示，且所有信道为独立瑞利慢衰落信道。其中中继节点已知信道f，目的节点已知信道g和||f||_F，||f||_F表示矩阵f的F范数。在协作通信系统中，源节点向目的节点传输信息需要两个阶段来完成，每个阶段占用T个时隙。

第一阶段，源节点发送单位能量信号向量(P₁T)^1/2s，则中继节点接收的信号为

[r₁,r₂,…,r_K]=（P₁T）^1/2sf^t+[v₁,v₂,…,v_K]    (1)

式中：r_i表示中继节点第i根天线上接收到的信号；f^t为矩阵f的转置；P₁为源节点发送每个符号的平均功率；v_i为加性高斯噪声(AWGN)。在中继节点基于信道f应用最大比合并，合并r₁,…,r_K，得到 为对矩阵f取共轭。

联合式(1)得到中继节点接收信号为

r=（P₁T）^1/2||f||_Fs+v    (2)

式中：噪声项 $v=[1/\left({\left|\right|f\left|\right|}_F\right)][v_1,v_2,\·\·\·,v_K]\stackrel{\‾}{f}.$

第二阶段，每个中继将其待转发的信号t_i设计成关于r和的线性函数，即其中P₂为每个中继天线上的平均发送功率，再采用放大转发机制(AF)向目的节点进行转发，得到目的节点的接收信号为

x=[t₁,t₂,…,t_K]g+z    (3)

式中：z是目的节点处的AWGN。

在MRC-DSTC方案中，中继节点对信号进行AF转发时所采用的T×T维处理矩阵A_i和B_i是基于正交设计理论构造的，在每组A_i和B_i中，存在A_i或者B_i为零矩阵的情况，显然这样在中继节点处对信号r进行转发时是将r或者部分进行了置零，并没有对其进行有效地转发。此外，采用正交设计构造的处理矩阵还要求每个阶段的传输时隙数T不小于中继天线数，这也使得传输时隙数受到了中继天线数大小的限制。

2、在上述系统模型的基础上，对本方法详细说明如下：

2.1、在单个中继的情况下

在单个中继的情况下，本方法利用随机酉矩阵对中继节点各个天线上的信号进行处理并转发。这里采用对随机向量作Cayley变换的方法生成酉矩阵，即首先用各元素都服从CN(0,1)分布的L×1维随机向量γ来生成Hermitian矩阵Q=γγ^H，其中L=TK，再对矩阵Q作Cayley变换得到L×L维酉矩阵U=(I_L+jQ)^-1(I_L+jQ)。按照Cayley变换分别生成两个随机酉矩阵U_A和U_B，令U_A=[A₁,A₂,…,A_K],U_B=[B₁,B₂,…,B_K]，从U_A和U_B中按列分离出L×T维处理矩阵A_i和B_i(i=1,2,…,K)，再对式(2)中经过MRC合并的信号r和进行如下的处理，得到信号和

$b_i^{\left(1\right)}=\mathrm{\β}(A_{i}r+B_i\stackrel{\‾}{r})$ $\left(4\right)$

$b_i^{\left(2\right)}=\mathrm{\β}(A_i\stackrel{\‾}{r}+B_{i}r)$

式中由于A_i和B_i的行数大于列数，可以看到和为L×1维信号，且L>T，如果直接发送将会占用更多的时隙数。

进一步，利用空时扩展（STS）的思想，生成L个归一化正交扩频码序列C_STS=[c₁c₂…c_L]分别将和要在L个时隙转发的信号进行线性合并，c_m之间相互满足线性合并得到的信号为

$d_i^{\left(\mathrm{\τ}\right)}=C_{\mathrm{STS}}{b}_i^{\left(\mathrm{\τ}\right)}=\underset{m=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_m{b}_{\mathrm{im}}^{\left(\mathrm{\τ}\right)},(\mathrm{\τ}=\mathrm{1,2})---\left(5\right)$

式中：表示信号向量的第m个分量。可以看到信号是以为加权系数对正交扩频码序列进行线性组合后的信号，只占用一个符号周期（时隙）。这样，可以将和分别从两个符号周期里进行转发，在中继节点的第i个天线上形成如下的转发信号：

$t_i={[d_i^{\left(1\right)},d_i^{\left(2\right)}]}^t={[C_{\mathrm{STS}}{b}_i^{\left(1\right)},C_{\mathrm{STS}}{b}_i^{\left(2\right)}]}^t---\left(6\right)$

由于信道为慢衰落，相同中继天线转发的信号在两个连续发送时隙内经过相同的信道衰落到达目的节点。则由式(3)得到目的节点的接收信号为x=[t₁,t₂,…,t_K]g+z。则在目的节点首先对接收信号利用扩频序列C_STS进行解扩，则可以得到对应两时隙的接收信号分别为

x₁=α||f||_FS₁g+w₁    (7)

x₂=α||f||_FS₂g+w₂    (8)

式中： $\mathrm{\α}={[P_1{P}_{2}T/(1+P_1{\left|\right|f\left|\right|}_F^2)]}^{1/2},$ 编码矩阵为

$S_1=[A_{1}s+B_1\stackrel{\‾}{s},\·\·\·,A_{K}s+B_K\stackrel{\‾}{s}]$

$S_2=[A_1\stackrel{\‾}{s}+B_{1}s,\·\·\·,A_K\stackrel{\‾}{s}+B_{K}s]$

噪声矩阵为：

$\begin{array}{cc}{w}_1=\mathrm{\β}[A_{1}v+B_1\stackrel{\‾}{v},\·\·\·,A_{K}v+B_K\stackrel{\‾}{v}]g+z_1& w_2=\mathrm{\β}[A_1\stackrel{\‾}{v},+B_{1}v,\·\·\·,A_K\stackrel{\‾}{v}+B_{K}v]g+z_2\end{array}$

其中z₁、z₂为两时隙目的节点叠加的AWGN。

根据两个时隙对应的编码矩阵S₁和S₂的特征，在目的节点，可以对两个时隙的接收信号x₁、x₂进行如下的联合处理

$x_1+x_2=2\mathrm{\α}{\left|\right|f\left|\right|}_F[\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i{g}_i+B_i{g}_i]\mathrm{Re}\left(s\right)+n_1---\left(9\right)$

$x_1-x_2=2\mathrm{\α}{\left|\right|f\left|\right|}_F[\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i{g}_i-B_i{g}_i]\mathrm{Im}\left(s\right)+n_2---\left(10\right)$

式中：n₁=w₁+w₂，n₂=w₁-w₂，Re(s),Im(s)分别表示复数向量s的实部和虚部。由上两式可以看出，对接收信号进行上述联合处理后可以实现发送信号实部和虚部的独立解码。再分别以x₁+x₂和x₁-x₂为充分统计量做最大似然解码则可以分别解出发送信号的实部和虚部。

假定T×1维信号s中的每个符号都采用了q-PSK映射，则MRC-DSTC算法中对s中的T个符号进行联合解码时将要搜索的信号空间为q^T，而采用式(9)、(10)中的检测方法对s的实部和虚部进行独立解码将要搜索的信号空间为2(q2)^T，可见，上述解码方案有效降低了解码复杂度。

2.2在上述基础上，进一步扩展源节点和目的节点的天线数：

设在源节点具有M根发射天线、目的节点具有N根接收天线、单个中继的情况。记由源节点到中继节点的M×K维信道矩阵为F，第j列用f_j表示；由中继节点到目的节点的K×N维信道矩阵为G，第j列用g_j表示。首先，在源节点将T维信息s编码成T×M维正交空时码(P₁TM)^1/2D_ST从M根天线上发射出去，在中继节点对接收信号按照空时编码的处理方法进行处理，并将K个天线上的信号进行MRC合并后得到信号r(参见MRC-DSTC算法)。随后按照本方法RU-CD对信号r按照式(4)作处理并进行转发，此时对应的功率因子为之后的转发和解码过程与单个发送天线和单个接收天线的情况类似。

当源节点和目的节点具有多根天线时，天线数的增加使得目的节点接收到的信号，即(7)(8)式中信道矩阵f和g分别变为F和G，解码时相应信道矩阵维数变化，解码方法仍然不变，且源节点和目的节点天线数的增加与中继节点处理矩阵的生成以及对中继节点接收信号的处理过程无关，因而上述的方案在源节点和目的节点具有多天线的情况下仍然适用。

2.3再进一步，扩展中继的个数：

设在源节点具有M根发射天线、目的节点具有N根接收天线、R个中继，第j个中继的天线数为R_j的情况。中继节点的总天线数记由源节点到第j个中继节点的M×R_j维信道矩阵为F_j，由第j个中继节点到目的节点的R_j×N维信道矩阵为G_j。在第一步中，源节点仍发送(P₁T/M)^1/2D_ST，在中继节点的处理方法与上述几种的情况类似，此外针对每个中继节点分别产生R组随机矩阵U_A和U_B，用于产生第j(j=1,…,R)个中继节点的第i(i=1,…,K)个天线上的处理转发矩阵A_ji和B_ji，第j个中继处的功率因子采用β=[P₂/(1+R_jP)]^1/2，其后的转发和解码过程与上述几种情况下的类似。

当具有多个中继节点时，由于每个中继节点独立生成随机酉矩阵并处理转发接收到的中继信号，目的节点接收到的信号是多个中继节点发送信号的叠加，即(7)(8)式中信道矩阵f和g分别变为源节点到第j个中继节点以及第j个中继节点到目的节点的信道F_j和G_j(j=1,…,R)重新组成的信道矩阵，解码时信道矩阵维数变化，解码方式仍然不变。因此，基于随机酉矩阵调制的分集传输算法在多中继情况下仍然适用。

3、下面对本方法RU-CD的性能进行分析：

具体通过分析PEP的上界来分析RU-CD方案的性能。目的节点在连续的两个时隙内的接收信号式（7）、（8）可以写为如下的等价形式

x=α||f||_FCg+w    (11)

其中，等效接收信号为x=[x₁,x₂]^t，等效编码矩阵为 $C=\left[\begin{array}{c}{A}_{1}s+B_1\stackrel{\‾}{s}\·\·\·A_{K}s+B_{\text{K}}\stackrel{\‾}{s}\\ A_1\stackrel{\‾}{s}+B_{1}s\·\·\·A_K\stackrel{\‾}{s}+B_{K}s\end{array}\right],$ 等效噪声为w=[w₁,w₂]^t。

为了计算本方法的分集增益和编码增益，记s_k、s_l为q-PSK调制方式下源节点发送的不同向量，其中k,l∈1,2,…,q^T且k≠l，记Δs=s_k-s_l，为误差向量；相应地，记 由于本方法中的处理矩阵A_i和B_i(i=1,2,…，K)是从随机酉矩阵中分离出来的，因而满足A_i ^HA_i+B_i ^HB_i=2I_T×T。且根据酉矩阵子列的正交性，有当i≠j(i,j∈1,2,…K)时， 则本方案中分布式空时码的误差相关矩阵计算为

可以得到本本方法中分布式空时码的误差相关矩阵的最小奇异值为 ${\mathrm{\δ}}_{\min -\mathrm{RU}-\mathrm{CD}}^2=4{\left|\right|\mathrm{\Δs}\left|\right|}_F^2.$

而在MRC-DSTC方法中的处理矩阵A_i和B_i是基于正交设计理论构造的，在每组A_i和B_i中，存在A_i=0_T×T或者B_i=0_T×T，A_i ^HA_i+B_i ^HB_i=I_T×T。MRC-DSTC方法中编码误差相关矩阵的最小奇异值为故可以得到即本方法可以获得更高的编码分集增益。由DSTC方法（参见文献[1]）中定理1的结论可以得到PEP上界与的关系：

$P(s_k\→s_l)\≤E_{(f,g)}{e}^{-\frac{P_1{P}_{2}T}{4(1+P_1+P_2{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^R{\left|g_i\right|}^2)}{H}^H{\left(\mathrm{\ΔC}\right)}^H\mathrm{\ΔCH}}$

故有P(s_k→s_l)_RU-CD<P(s_k→s_l)_MRC-DSTC，即RU-CD方案具有更小的PEP上界，因而可以获得更好的误码性能。

从上述性能分析中可以看出，性能改善来自两时隙重复发送的合并信号以及由随机酉矩阵生成得到的处理矩阵A_i和B_i是非零的。由于MRC-DSTC方案中的A_i或者B_i存在零矩阵，使得合并转发信号不能有效转发所有接收到信息，本方案中的处理矩阵的设计可以弥补这一缺点，改善了系统的性能。

4、仿真验证

为了验证所提出方法的有效性，将MRC-DSTC方案以及本方法RU-CD的方案进行仿真，给出了仿真结果并进行相应的分析。两种方案均采用最优功率分配。所有的信道系数和噪声均为零均值、单位方差的独立复高斯变量；发送信号采用QPSK的调制方式；正交扩频过程采用扩频增益为64的Hadamard正交扩频码。

图2给出了系统为源节点有单根发射天线目的节点有单根接收天线，单中继节点有2根天线分别采用正交设计和随机码设计的MRC-DSTC方案以及本方法提出的RU-CD方案的误比特率曲线以及源节点有单发射天线目的节点有单接收天线，单中继节点有3根天线时采用MRC-DSTC随机码与本文提出的RU-CD方案的误比特率曲线。

由图2可以看出在中继天线为2时RU-CD方案具有更好的误码性能。在误比特率为10^-3时，RU-CD方案的误比特率性能比采用MRC-DSTC正交设计和随机码方案分别提高了2dB和6dB。在仿真过程中，MRC-DSTC随机码是以以下方式生成的：每次迭代仿真中，处理矩阵A_i和B_i是按照满足矩阵 $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}(A_i+B_i)& -\mathrm{Im}(A_i-B_i)\\ \mathrm{Im}(A_i+B_i)& \mathrm{Re}(A_i-B_i)\end{array}\right]$ 为正交矩阵的条件随机生成，由于随机码方案中处理矩阵是按上述条件随机生成的，无法达到满分集增益，性能较差。在中继天线数为3时采用RU-CD的方案同样可以使得系统的分集增益增大，在误比特率为10^-4时，RU-CD方案的误比特性能比采用MRC-DSTC随机码提高了10dB。

采用MRC-DSTC与本方法RU-CD的方案，测试当源节点具有单天线，目的节点分别采用单天线和2天线，系统中有两中继节点且都具有2根天线时的误比特率曲线，仿真结果如图3所示。由图可以看出本方法RU-CD的方案的误码性能更好。在误比特率为10^-3时，RU-CD方案的误比特性能比MRC-DSTC方案分别提高了6dB和4dB。

采用MRC-DSTC与本方法RU-CD的方案，仿真了在源节点分别具有2根天线和4根天线，目的节点分别具有单天线和2根天线，单中继节点2根天线时的误比特率曲线，其仿真结果如图4所示。当源节点具有2根天线，传输时隙数为2时，源节点将信息s编码成2×2维Alamouti设计的正交空时码D_ST。当源节点具有4根天线时，源节点发送的编码D_ST为T×4维正交空时码D_ST。由图4可以看出RU-CD方案的误码性能更好。误比特率为10^-3时，在源节点具有两根天线目的节点单天线，源节点具有2根天线目的节点2天线，源节点具有4根天线目的节点2天线3种情况下，RU-CD方案的误比特性能比MRC-DSTC方案分别提高了4dB、1dB和2dB。

Claims (6)

1.一种基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法，其特征在于，包括以下操作：

1)源节点将信号发送至中继节点；

2)中继节点对接收到的信号，利用随机酉矩阵对中继节点各个天线上的信号进行转发，并通过正交扩频码序列将多个时隙的信号线性合并；随后再通过共轭处理使得中继发送的信号占用有限个时隙传输；

3)目的节点利用复信号特性进行解码，将接收的信号实部和虚部的独立解码；

所述的随机酉矩阵是采用对随机向量作Cayley变换的方法生成，首先用各元素都服从CN(0,1)分布的L×1维随机向量γ来生成Hermitian矩阵Q＝γγ^H，其中L＝TK，其中，T为时隙总个数，K为中继节点上配置的天线数目，再对矩阵Q作Cayley变换得到L×L维酉矩阵U＝(I_L+jQ)^-1(I_L+jQ)；按照Cayley变换分别生成两个随机酉矩阵U_A和U_B，令U_A＝[A₁,A₂,…,A_K],U_B＝[B₁,B₂,…,B_K]，从U_A和U_B中按列分离出L×T维处理矩阵A_i和B_i(i＝1,2,…,K)，再对中继节点接收到的经过最大比合并的信号r和进行如下的处理，得到信号和

$b_i^{\left(1\right)}=\mathrm{\&beta;}(A_{i}r+B_i\stackrel{\&OverBar;}{r})$

$b_i^{\left(2\right)}=\mathrm{\&beta;}(A_i\stackrel{\&OverBar;}{r}+B_{i}r)$

式中β为功率因子。

2.如权利要求1所述的基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法，其特征在于，当在源节点具有M根发射天线、目的节点具有N根接收天线、单个中继的情况时，记由源节点到中继节点的M×K维信道矩阵为F，第j列用f_j表示；由中继节点到目的节点的K×N维信道矩阵为G，第j列用g_j表示；此时对应的功率因子为其中，P₁为源节点发送每个符号的平均功率，P₂为每个中继节点中天线上的平均发送功率。

3.如权利要求1所述的基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法，其特征在于，当源节点具有M根发射天线、目的节点具有N根接收天线、R个中继，第j个中继的天线数为R_j时，中继节点的总天线数

记由源节点到第j个中继节点的M×R_j维信道矩阵为F_j，由第j个中继节点到目的节点的R_j×N维信道矩阵为G_j；

每个中继节点分别产生R组随机矩阵U_A和U_B，用于产生第j(j＝1,…,R)个中继节点的第i(i＝1,…,K)个天线上的处理转发矩阵A_ji和B_ji，第j个中继处的功率因子采用β＝[P₂/(1+R_jP)]^1/2。

4.如权利要求1所述的基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法，其特征在于，在生成随机酉矩阵后，再将多个时隙的信号线性合并：

利用空时扩展(STS)生成L个归一化正交扩频码序列C_STS＝[c₁ c₂ … c_L]分别将和要在L个时隙转发的信号进行线性合并，c_m之间相互满足 $c_m^H{c}_n={\mathrm{\&delta;}}_{mn},(m,n=1,2,...,L),$ 线性合并得到的信号为

$d_i^{\left(\mathrm{\&tau;}\right)}=C_{STS}{b}_i^{\left(\mathrm{\&tau;}\right)}=\underset{m=1}{\overset{L}{\&Sigma;}}{c}_m{b}_{im}^{\left(\mathrm{\&tau;}\right)},(\mathrm{\&tau;}=1,2)$

式中：表示信号向量的第m个分量；再将将和分别从两个时隙内转发，在中继节点的第i个天线上形成如下的转发信号

$t_i={\&lsqb;d_i^{\left(1\right)},d_i^{\left(2\right)}\&rsqb;}^t={\&lsqb;C_{STS}{b}_i^{\left(1\right)},C_{STS}{b}_i^{\left(2\right)}\&rsqb;}^t;$

相应的目的节点的接收信号为x＝[t₁,t₂,…,t_K]g+z，其中，g为中继节点到目的节点之间的信道向量，z为目的节点处的加性高斯白噪声。

5.如权利要求1所述的基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法，其特征在于，所述源节点发送信号时为单根天线或多根天线；中继节点的天线为单根天线或多根天线。

6.如权利要求1所述的基于随机酉矩阵调制的协作分集传输方法，其特征在于，当具有多个中继节点时，每个中继节点独立生成随机酉矩阵并处理转发接收到的中继信号，目的节点接收到的信号是多个中继节点发送信号的叠加。