CN1839546B - 数字射频电路及其信号处理方法 - Google Patents

Abstract

公开的实施例涉及产生在频谱的期望范围内的信号的数字射频(RF)电路(100)。RF电路(100)包括电路(104)产生具有第一频率和第一采样数据时钟速率的第一采样数据调制信号(105)。上采样调制器(108)接收第一采样数据调制信号并且产生具有第一频率和第二采样数据时钟速率的第二采样数据调制信号(109)。RF电路(100)还可以包括电路(112)，用于接收第一采样数据调制信号和第二采样数据调制信号，并且根据哪一个采样数据调制信号对于给定的操作环境表现出期望的特征，传递第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)之一用于进一步处理。

Description

数字射频电路及其信号处理方法

技术领域

本发明涉及处理正交频分多路复用(OFDM)信号。

背景技术

本段目的在于向读者介绍涉及在下面进行说明并/或要求权利的本发明各个方面的技术的各个方面。相信本说明有助于给读者提供背景信息，以利于更好地理解本发明的各个方面。因此，应该理解，要按照这种理解来阅读这些陈述，而不是作为对现有技术的承认。

无线LAN(WLAN)是一种灵活的数据通信系统，在建筑物或校园中实现为有线LAN的变体或扩展。使用电磁波，WLAN无线地发送和接收数据，使对有线连接的需求最小化。因此，WLAN组合了数据连接性与用户移动性，并且通过简化的配置，能够实现可移动的LAN。已经从使用便携式终端(例如笔记本计算机)来发送和接收实时信息而提高生产率中受益的一些产业是数字家庭网络、健康护理、零售、制造和仓储业。

当设计WLAN时，WLAN的制造商具有多种发送技术可以选择。一些典型技术是多载波系统、扩频系统、窄带系统和红外系统。尽管每一种系统具有其自身的益处和缺点，已经证明一种特定类型的多载波发送系统，即正交频分多路复用(OFDM)，对于WLAN通信尤其有用。

OFDM是一种鲁棒技术，用于有效地在信道上发送数据。该技术使用在信道带宽内的多个子载波频率(子载波)来发送数据。相比于浪费一部分信道带宽以便分离和隔离子载波频谱并从而避免载波间干扰(ICI)的传统频分复用(FDM)，针对最佳带宽效率来设置这些子载波。相反，尽管OFDM子载波的频谱在OFDM信道带宽内明显地交迭，然而OFDM允许被调制到每一个子载波上的信息的分解和恢复。

通过信道经由OFDM信号的数据发送相比于传统发送技术还提供若干其他优点。这些优点中的一些是对多径延迟扩散和频率选择衰减的容忍、有效的频谱使用、简化的子信道均衡以及良好的干扰属性。

尽管这些优点，OFDM数据传送存在一些问题。OFDM系统经由快速傅立叶变换(FFT)产生由多个采样组成的基带符号。这样构成的基带信号是复数(实分量和虚分量)并且具有近似为(尽管小于)采样频率一半的复数频率内容。基带采样数据信号的调制和随后的采样数据射频(RF)信号的解调是一种相对复杂的处理。

数字调制的公知方法包括利用采样速率转换器(滤波处理)来分别上采样实分量和虚分量，从基带采样速率S₀变换到足够以载有调制在期望载波上的基带信号的采样速率S₁。可以以采样速率S₁产生期望的采样数据复数载波。基带信号的实部与复数载波的实部(余弦)相乘，并且和基带信号的虚部与复数载波的虚部(正弦)的乘积相加，以产生实采样数据RF信号。补偿数模(D/A)转换器将实采样数据RF信号转换为模拟的RF信号。

如果已经执行了到频率f₀载波的第一次调制并且期望频率f₁的载波，存在两种传统的继续方法。如果第一次调制的信号是复数形式(余弦和正弦分量没有相加)，则将信号作为上述基带信号。利用f₁-f₀的复数载波的第二次调制将产生期望的结果。如果第一次调制的信号是实数形式，可以首先重新产生复数形式(典型地包括Hilbert滤波)并随后如上所述继续处理。

可选地，如果第一次调制的信号是实数形式，可以执行第二次实数调制((f₁-f₀)余弦)并且滤出产生的、不期望的图像。如果完成上述处理，会产生不期望的图像。期望提出一种减少支持两种调制模式的复杂度的方法和设备。

发明内容

公开的实施例涉及一种数字射频(RF)电路，产生在频谱的期望范围内的信号。RF电路包括：电路，产生具有第一频率和第一采样数据时钟速率的第一采样数据调制信号；上采样调制器，接收第一采样数据调制信号并产生具有第二频率和第二采样数据时钟速率的第二采样数据调制信号；以及选择电路，接收第一采样数据调制信号和第二采样数据调制信号，并且传递第一采样数据调制信号和第二采样数据调制信号之一用于进一步处理，其中根据数字射频电路的特性来选择第一采样数据调制信号和第二采样数据调制信号之一。

提供了一种处理信号的方法，包括：产生具有第一频率和第一采样数据时钟速率的第一采样数据调制信号；上采样第一采样数据调制信号，以产生具有第二频率和第二采样数据时钟速率的第二采样数据调制信号；以及在第一采样数据调制信号和第二采样数据调制信号之间选择；以及传递第一采样数据调制信号和第二采样数据调制信号之一用于进一步处理，其中根据数字射频电路的特性来选择第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号之一。

附图说明

在附图中：

图1是本发明可以应用的典型OFDM收发机的方框图；

图2是根据本发明实施例的收发机电路的方框图；以及

图3是根据本发明实施例的上采样调制器的方框图。

具体实施方式

下面说明本发明的一个或多个特定实施例。为了尽力提供这些实施例的简要说明，在说明书中不对实际实施方式的所有特征进行说明。应该理解，在任意这种实际实施方式的开发中，例如在任意工程或设计项目中，可以做出多个特定实施方式的决定来实现开发商的特定目的，例如遵从系统相关和商业相关的限制，这些限制在不同实施方式中是不同的。此外，应该理解，这种开发努力是复杂的并且是耗时的，然而对于具有本公开教益的一般技术人员，是设计、构造和制作的例行事宜。

图1是根据本发明实施例的典型OFDM收发机的方框图。通常收发机由参考数字10表示。收发机10包括发射机部分12(以虚线示出)和接收机部分36(以虚线示出)。

发射机部分12包括接收复数符号流的串-并转换器14。串-并转换器14将其输出传递给64-点逆快速傅立叶变换(IFFT)电路16，IFFT电路16将并行的复数符号流从频域变换到时域。IFFT电路16将其输出传递给并-串转换电路18，并-串转换电路18还可以包括产生在后续发送信号中使用的循环前缀信息的能力。并-串转换电路18将实信号分量和虚信号分量传递给数字中频(IF)调制部分20。

数字IF调制部分20包括采样速率转换器22。采样速率转换器将其采样数据输入(例如，第一采样频率＝20MSps)上采样到更高的第二采样速率。理论上利用适当的下行流调节可以任意选择第二采样速率。参考两个特定的上采样比：4(×4)上采样和8(×8)采样。相应的后采样速率转换器采样速率是80MSps(20MSps×4)以及160MSps(20MSps×8)。如果执行4(×4)的上采样，以80MSps(4×20MSps)速率的60MHz余弦/正弦载波的采样数据与以80MSps速率的20MHz余弦/正弦的采样相同。采样速率转换器22的实分量输出被传递给乘法器24，乘法器24将实分量乘以采样数据20MHz余弦信号(对于×4采样)或者采样数据60MHz余弦信号(对于×8采样)。采样速率转换器22的虚分量输出被传递给乘法器26，乘法器26将虚分量乘以20MHz反相正弦信号(对于4×采样)或者60MHz非反相正弦信号(对于8×采样)。正弦载波的符号补偿了频谱倒置，否则由于与期望载波相关的图像中的采样支持频谱(例如在80MSps为大约20MHz)的奇数Nyquist折叠(大约60MHz)而会发生频谱倒置，其从间隔了频率段的Nyquist折叠频率(80MSps/2)的第二个“面”(panel)倒置折叠到20MHz。

乘法器24和26的输出被传递给求和电路28。求和电路28的输出被传递给x/sinx电路30，x/sinx电路30补偿期望的D/A后60MHz图像。x/sinx电路30的输出被传递给D/A转换器32。D/A转换器32的输出被传递给发射机，发射机发射信号。

在本发明的典型实施例中，D/A前采样数据的RF信号载波具有与D/A时钟速率除以四(4)相等的频率。D/A后模拟RF信号载波是D/A时钟速率的四分之三(3/4)。通过模拟滤波，去除在时钟速率除以四(4)处和在时钟速率的四分之五(5/4)处的信号。选择作为期望的RF信号的另一种图像只需要选择正弦调制器的适当信号。由于D/A滤波响应，对于不同的图像存在不同的增益，必须经由下行流模拟处理来适应这种情况。

接收机部分36包括接收发射的RF OFDM信号的接收机38。接收的信号被传递给数字IF解调部分40，用于进一步处理。数字IF解调部分40包括模拟到数字(A/D)转换器42，A/D转换器42将接收信号分裂成组成的实分量和虚分量。实分量被传递给乘法器44，乘法器44将其乘以20MHz余弦信号并且将结果传递给抽取有限冲激响应滤波器(decimate FIR(finite impulse response filter))48。A/D转换器42的输出的虚分量被传递给乘法器46，乘法器46将其乘以反相20MHz正弦信号并且将结果传递给抽取FIR滤波器50。

数字解调的传统处理是以足够的采样速率转换实信号以保持调制。根据本发明的实施例，利用具有较窄孔径的采样保持电路，以80M采样每秒(MSps)对60MHz中频(IF)信号进行采样。将保持的采样A/D转换为8位整数。由于频谱折叠，60MHz IF A/D前信号表现为与A/D后20MHzIF信号一样。实信号与频谱RF载波频率的复指数相乘，在图1所示的典型实施例的情况中是RF载波的折叠版本。这将产生过采样复数基带信号，将其抗混叠滤波和亚采样到OFDM FFT速率。

FIR滤波器48和50的输出被传递给精细数字增益电路52。精细数字增益电路52的输出被传递给载波反旋转器54，载波反旋转器54传递实数据分量和虚数据分量，用于进一步处理。附加地，将实数据分量和虚数据分量提供给反馈电路56，反馈电路56可以提供预检测、自动增益控制(AGC)计算、时序估计和载波估计功能。反馈电路56的输出被提供给载波反旋转器54和精细数字增益电路52。

图2是根据本发明实施例的收发机电路的方框图，其中，多成像模式特征(160MSps，60MHz IF)被添加到使用单个成像模式(与图1所示的80MSps 60MHz IF模式相对应)的收发机。通常收发机电路由参考数字100表示。收发机电路100可以执行数字IF调制部分20(图1)和数字IF解调部分40(图1)的功能。

收发机电路100支持两种不同的D/A时钟速率。低时钟速率被用于产生在高于Nyquist折叠频率的频带中的IF信号。高时钟速率被用于产生在相同的频带中但是不低于现在的较高的Nyquist折叠频率的IF信号。在两种时钟模式之间对D/A的非线性效应和自相干扰以及电磁干扰(“EMI”)效应的敏感性是不同的。

根据本发明使用两种时钟模式可以产生多个优点。一个优点在于通过使用较低的时钟速率电路可以获得功率消耗的节省，而不需要复制电路。另一个优点在于对于两种操作模式EMI发射是不同的。这赋予系统设计者灵活性，以选择哪一种操作模式与期望的EMI分布图更兼容。第三优点在于对于低时钟速率模式的信道内IF信号的动态范围(模拟分辨率)与对于高时钟速率模式的信道内IF信号的动态范围相同，即使信号电平不同。

本领域普通技术人员可以理解，在较低时钟速率信号中减少了信道中D/A输出能量的比例并且需要附加的模拟滤波来去除不期望的图像。如果模拟IF信号是噪声受限的，低时钟速率信号必须要附加的模拟放大。

在发送之前，D/A转换器32的输出(例如IF信号)可以通过附加的模拟RF电路(未示出)，该电路将IF信号转换为RF信号。RF信号经历多径、衰减和相邻信道干扰的损伤。要满足对于给定产品的期望规范涉及该处理链。IF发射机的预期操作条件可以是对于给定应用只需要一个操作模式(低时钟模式或高时钟模式)。根据预期操作条件(例如多模式RF后处理，或者如果没有使用特定频谱的区域则允许额外的广播图像)，可以设想在多个场景中在相同的产品中使用双模式操作以提供益处。

可以与A/D转换器42(图1)相对应的A/D转换器102接收可以与接收的模拟OFDM RF信号相对应的输入。A/D转换器102将其输出传递给80MSps收发机104。80MSps收发机104接收发送/接收选择信号和扩展选择信号。还将数字基带OFDM信号传递给80MSps收发机。80MSps收发机104传递实输出分量和虚输出分量作为其数字解调输出。

80MSps收发机104将第一采样数据调制信号105传递给80MSpsx/sin(x)有限冲激响应(FIR)滤波器106和1到2上采样调制器108。尽管在图2中公开的实施例中示出了1到2上采样，本领域普通技术人员可以理解，可以使用具有其他比值的上采样。1到2上采样调制器108将第二采样数据调制信号109传递给160MSps x/sin(x)FIR滤波器110。80MSps x/sin(x)有限冲激响应(FIR)滤波器106和160MSpsx/sin(x)FIR滤波器110的输出作为分离输入被传递给多路复用器112。尽管在图2中示出了多路复用器，本领域普通技术人员可以理解，可以由接收多个输入并且选择这些输入之一作为输出的任意电路来执行多路复用器112的功能。

多路复用器112接收确定是否在80MSps或160MSps执行收发机D/A转换的控制输入。还将控制信号传递给80MSps收发机104。多路复用器112的输出被传递给可以与D/A转换器32(图1)相对应的D/A转换器114。

在80MSps收发机104中，当使用80MSps D/A时钟时，实数80MSps输出(20MHz载波)产生60MHz信号。如果D/A时钟是160MSps，则可以将80MSps收发机输出上采样到160MSps并且在20MHz载波上的OFDM信号被转换为60MHz载波上的OFDM信号。

图3是根据本发明实施例的上采样调制器的方框图。在图3中，上采样调制器通常由参考数字200表示。上采样调制器200可以与1到2上采样调制器108(图2)相对应。上采样调制器200获得收发机(例如80MSps收发机(图2))的OFDM 20MHz IF输出，并且以160MSps将其上采样和调制为OFDM 60MHz IF信号。

上采样调制器200的输入被并行传递给FIR滤波器202和FIR滤波器204。FIR滤波器202和204的输出作为输入被传递给2到1多路复用器206。2到1多路复用器206的输出被传递给延迟线208。FIR滤波器202和204的抽头系数可以分别如下表示：

FIR滤波器202：

$\frac{-3+3\·z^{-1}-14\·z^{-2}+38\·z^{-3}+38\·z^{-4}-14\·z^{-5}+3\·z^{-6}-3\·z^{-7}}{64}$

其中，z^-1≡一个80MSps采样延迟

FIR滤波器204：

$-\frac{65\·z^{-3}}{64}$

16MSps的Nyquist折叠频率是80MHz，与采样数据域中的实序列exp(j*pi*n)＝cos(pi*n)相对应。可以将该调制安装在上采样调制器中，并且不会产生任何的伪象。

在z平面中，基带OFDM信号的实分量与复数载波的乘积等同于第一载波频率处的实信号。当对信号进行×2上采样，结果等同于第二实数载波的实分量与重新采样的第一调制信号的乘积。结果等同于在两个载波之差处的数字RF信号。

尽管本发明容许各种修改和变体形式，在此已经详细地说明了并且在附图中作为示例示出了特定实施例。然而，应该理解，本发明不局限于公开的特定形式。而是，本发明要覆盖处于由后续所附权利要求限定的本发明精神和范围内的所有修改、等效物和变体。

Claims (11)

1.一种数字射频电路(100)，产生在频谱的期望范围内的信号，所述数字射频电路包括：

电路(104)，产生具有第一频率和第一采样数据时钟速率的第一采样数据调制信号(105)；

上采样调制器(108)，接收第一采样数据调制信号(105)并产生具有第二频率和第二采样数据时钟速率的第二采样数据调制信号(109)；以及

选择电路(112)，接收第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)，并且传递第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)之一用于进一步处理，其中根据数字射频电路的特性来选择第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)之一。

2.根据权利要求1所述的射频电路(100)，包括：具有第一滤波器特性的第一滤波器(106)，从电路(104)接收第一采样数据调制信号(105)；以及具有第二滤波器特性的第二滤波器(110)，从上采样调制器(108)接收第二采样数据调制信号(109)。

3.根据权利要求2所述的射频电路(100)，其中，第一滤波器(106)和第二滤波器(110)中至少一个包括有限冲激响应滤波器。

4.根据权利要求1所述的射频电路(100)，其中，第一频率低于第一采样数据调制信号所基于的数字数据流的频率的一半。

5.根据权利要求2所述的射频电路(100)，其中，第一滤波器(106)的输出和第二滤波器(110)的输出被传递给接收第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)的选择电路(112)。

6.根据权利要求5所述的射频电路(100)，其中，第一滤波器(106)和第二滤波器(110)的每一个包括有限冲激响应滤波器。

7.根据权利要求6所述的射频电路(100)，其中，第一滤波器(106)包括80MSps有限冲击响应滤波器，并且第二滤波器(110)包括160MSps有限冲击响应滤波器。

8.根据权利要求1所述的射频电路(100)，其中，射频电路包括正交频分多路复用收发机(10)的一部分。

9.一种处理信号的方法，包括：

产生具有第一频率和第一采样数据时钟速率的第一采样数据调制信号(105)；

上采样第一采样数据调制信号(105)，以产生具有第二频率和第二采样数据时钟速率的第二采样数据调制信号(109)；以及

在第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)之间选择；以及

传递第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)之一用于进一步处理，其中根据数字射频电路的特性来选择第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)之一。

10.根据权利要求9所述的方法，还包括：在传递第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)之一用于进一步处理之气，使用不同的滤波器特性来对第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)进行滤波。

11.根据权利要求9所述的方法，还包括：传递第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)之一用于进一步处理之前，使用具有不同滤波器特性的有限冲激响应滤波器(FIR)(202，204)来对第一采样数据调制信号(105)和第二采样数据调制信号(109)进行滤波。

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