CN1174450A - 将数字通信信号直接上变频为模拟if输出的方法和装置 - Google Patents

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    • H03C3/403—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated using two quadrature frequency conversion stages in cascade

Abstract

一种用于数字采样基带信号的上变频器,该数字采样基带信号包含DAC的sinc(x)频谱复制机能,上变频器利用一后DAC、带通滤波器,去分离落在包含所需IF的DAC的sinc(x)频率响应旁瓣中的基带复制。预补偿滤波器的参数以及后DAC放大器的增益设置用于补偿从DAC的sinc(x)频率响应推知的失真与衰减。

Description

将数字通信信号直接上变频为模拟IF输出的方法和装置
本发明涉及通信系统，以及涉及使用数模转换器(DAC)和相关的预补偿和后变换滤波器电路直接将数字采样基带信号上变频为一个中频(IF)模拟输出信号。
目前在通信装置中实现数字格式基带信号(IF)上变频的电路通常采用的是多频率变换(本地振荡器/混频器)级，目的是实现将所需的IF模拟输出信号馈送给RF发射机。这种IF上变频电路前端输入的是数字基带信号，它的配置如图1所示，其中包括一上变频部分10，它的输出经预补偿滤波器20滤波后输入到数模转换器(DAC)30。
最初时上变频部分10包括一正交内插滤波器11，它分别利用了数字采样基带信号的同相含量(I)与正交含量(Q)。为满足Nyquist基本准则，内插滤波器11的采样频率要大于所需上变频频率的最高频率的两倍(如两倍半)。然后内插基带信号的I和Q含量分别在混频器12和13中与IF本地振荡器信号14相乘，所得的上变频后的I和Q含量然后在加法单元15中相加。加法单元15的输出是一实信号S，它送给预补偿滤波器20，信号S所代表的时域和频域表示分别如图2和3所示。
预补偿滤波器20用于补偿(sinc(x))频域失真函数主瓣中的滚降，如图4所示，信号S的频率分量受DAC30约束。(图5显示的是DAC30的理想脉冲响应的时域表示)。由于sinc(x)函数在频率低于fs/2(内插Nyquist频率)时滚降很窄，所以主瓣中的滚降通常很小。当它由DAC30转换成模拟格式时，图2所示的信号S的采样时间响应与图5所示的DAC的时域响应相卷积，从而DAC30的输出的时域特征如图6所示。
图7显示的是图6所示的DAC卷积输出的频域表示，DAC30的输出实际上包含无数的如图2所示的采样基带信号频率成分的常驻旁瓣“复制”或“镜像”。这些频谱复制或镜像在各个fs/2整数倍的(中心)频率上下对称地反射或折叠，并与DAC的sinc(x)频域响应函数相乘，如图4所示。
DAC30的输出经一(平滑)低通滤波器40低通滤波后产生一模拟基带信号，如图8所示。如上所述，由于预补偿滤波器20用于补偿图4所示的(sinc(x))频域失真函数主瓣中的滚降，所以，DAC30之前的预补偿滤波器20与DAC输出处的低通滤波器40合起来，实际上是消除所有多余的、超出了低通滤波模拟信号基瓣或主瓣频率响应的基带中的频谱复制，如图9所示。
现在，尽管初始基带数字信号是模拟格式的，该模拟信号仍旧不在规定的IF频率上。有必要再利用模拟IF单元50装置，将该转换所得模拟基带信号上变频到感兴趣的IF频率，DAC30的输出通过一放大器45耦合到模拟IF单元50。与上变频器部分10类似，模拟IF单元50包括一本地振荡器51，它的输出在混频器52中与低通滤波器40的模拟基带信号输出相乘，再耦合到IF带通滤波器55，从IF带通滤波器55获得IF输出信号。不利的是，所有这些附加部件增加了上变频所需的硬件数量，从而使上变频器的成本增加。
本发明包括一种方法，用于将一给定带宽基带信号上变频为具有集中在规定的中心频率的所述给定带宽的输出信号，规定的中心频率高于所述基带信号的中心频率，该方法包括以下步骤：提供所述基带信号作为一采样输入基带信号；提供一种用于将所提供的采样信号变换成一模拟信号的数模转换器，模拟信号频谱成分包括所述采样信号频谱成分在连续相邻的间隔一定距离的中心频率处的失真复制；根据预补偿机制修正所述采样输入基带信号的规定频率成分，该机制是对所述采样基带信号进行预失真，成为预失真采样基带信号，从而用数模转换器装置对所述预失真采样基带信号进行处理，以生成一模拟输出信号，它在连续相邻的间隔一定距离的中心频率处含有所述采样基带信号的频谱成分，但它的普通失真复制通过所述预补偿机制得到补偿；将所述预失真采样基带信号耦合到所述数模转换器中，以生成所述模拟输出，它所含的所述采样基带信号的频率成分的所述复制已经由所述预补偿机制补偿；以及，控制生成的模拟输出信号进行低通滤波操作，生成一带通滤波模拟输出信号，它所含的频率成分在规定中心频率处，被限制在所述基带信号的频率成分的补偿后的复制内。
本发明还包括一信号处理装置，用于将一具有给定带宽的数字采样基带信号上变频为一模拟输出信号，它具有的给定带宽集中在规定的中心频率，该中心频率高于所述数字基带信号的中心频率，该装置包括：
一输入信号端口，所述数字采样信号送到该端口；
一数模转换器，将送到它的采样信号转换为一模拟信号，所含频谱成分在连续相邻的间隔一定距离的中心频率处包含所述采样信号的频率成分的失真复制；
一预补偿滤波器，安装在所述输入信号端口与所述的数模转换器之间，用来所述数字采样基带信号进行预失真，成为预失真数字采样基带信号，从而，由所述数模转换器对所述预失真数字采样基带信号的处理生成一模拟输出信号，它在连续相邻的间隔一定距离的中心频率处含有所述数字采样基带信号的频谱成分，但它的普通失真复制已由所述的预补偿机制补偿；以及，
一带通滤波器，它耦合接收所述数模转换器生成的所述模拟输出信号，并产生一带通滤波模拟输出信号，其所含频率成分在所述规定中心频率处，被限制在所述基带信号频率成分的已补偿的复制的频率成分以内。
有利的是，它不是采用图1所示的上变频方案，以消除DAC输出中超出DAC频率响应的基本部分或基带部分的所有频谱复制含量，而是用DAC的该频谱复制机能来分离出落在DAC频率响应的规定通带部分中的所需的集中在IF的复制。
在图1所示的传统IF上变频电路中，上变频器的前端还包括一正交内插滤波器，分别将数字采样基带信号的同相与正交分量馈送给它。内插基带信号的I和Q分量分别由若干个混频器和一个IF本地振荡器进行上变频，然后相加产生一实信号S。
实信号S通过一预补偿滤波器耦合到DAC。该预补偿滤波器与图1的传统的上变频器装置中的预补偿滤波器不同，传统的上变频器装置的传输函数用于补偿DAC的(sinc(x))频域失真函数的第一瓣或主瓣中的滚降，本发明所用的预补偿滤波器的传输函数特制成补偿(sinc(x))频域失真函数的旁瓣中的滚降，该频域失真函数包含着所需的IF频率fIF。该预补偿滤波器位于上变频器输出与DAC输入之间。
本发明装置与图1已知的上变频器的另一不同是：DAC的输出是经“镜像选择”带通滤波器带通滤波的，而不是经低通滤波的。带通滤波器的通带落在二分之一采样频率的较小整数倍(nfs/2)与紧邻的较大的二分之一采样频率的整数倍((n+1)fs/2)之间，因此该带通滤波器将信号的一个频率成分的各自复制在所需IF频率fIF处分离开来。
该带通滤波器的输出耦合到一放大器中，该放大器对已带通滤波过的模拟输出信号进行放大，目的是通过对DAC卷积输出的频域旁瓣的带通滤波选择，来补偿信号的衰减。由于放大器输出是上变频到所需中频fIF的初始基带信号，因此不需要对模拟基带信号作进一步的上变频，例如利用图1的传统上变频器中的模拟IF单元50，以变换到所需IF频率，这样减少了上变频器的硬件与成本。
有利的是，该预补偿滤波器插入到内插操作的信号处理路径上行中，这允许滤波器以更低的计算速率来运行。如果正交(I/Q)输入信号是集中DC式的，由于该预补偿滤波器的预补偿特制是关于DC不对称的，所以它是一复数滤波器。
该预补偿滤波器还可增加：一个二次内插滤波器、一个在预补偿滤波器前面的Fs/4上变频器级、以及一个在预补偿滤波器后面的Fs/4下变频器级。
对实(非复数)输入信号的处理构成一非复数预补偿滤波器，它插入到由上变频部分的内插滤波器所实现的内插操作前面的信号处理路径中。而且，在进行内插操作前插入该预补偿滤波器，可降低该预补偿滤波器的运行计算速率。
合适地，采样速率扩展级插入到上变频部分的输出与DAC之间。该采样速率插入级通过对每个sinc(x)瓣中的频谱复制的数字进行L折叠倍增，来缓解DAC中的sinc(x)滚降效应，其中L是扩展因子。结果是，穿越靠近每个sinc(x)瓣中心的每个复制的幅度失真没有严重的衰减。
现将用举例方法对本发明进行描述，参考附图为：
图1示意显示的是(IF)上变频电路的传统实现，它用在数字格式信号的通信装置中；
图2和3分别显示数字采样基带信号的时域与频域表示；
图4示意显示的是由一数模转换器产生的(sinc(x))频域失真函数；
图5显示的是一数模转换器的理想脉冲响应时域表示；
图6显示的是结果所得的时域特性，它通过图2的采样时间响应与图5的数模转换器的理想脉冲响应的时域表示卷积得到；
图7显示的是与图6的时域响应相应的频域特性；
图8显示的是一模拟基带信号，它通过对图1的传统(IF)上变频电路的DAC30的输出进行低通滤波得到；
图9显示的是图8的已经过低通滤波的模拟基带信号的频域特性；
图10示意显示的是一个(IF)上变频器的配置；
图11显示的是图10中的上变频器的带通滤波器400的频谱输出，它落在较低频率60MHz与较高频率80MHz之间，前者是40MSPS的采样速率的二分之一的第一整数倍(nfs/2)，后者是采样速率40MSPS的二分之一的紧邻的较大整数倍((n+1)fs/2)；
图12显示的是与图11的带通滤波器频谱输出对应的时域；
图13和14分别显示了图10中的加法单元15产生的数字采样基带信号的时域与频域表示；
图15显示的是图10的DAC30产生所得信号的sinc(x)频谱，它的每个瓣包括多个(7MHz宽)基带信号复制对，频率分别集中在10MHz、30MHz、50MHz、70MHz、90MHz、110MHz等等；
图16显示的是本发明的第二种实施方式，其中，预补偿滤波器插入到内插操作的信号处理路径上行中；
图17显示的是本发明的第三种实施方式，其中，图16中实施方式的预补偿滤波器被一个二次内插滤波器、一个Fs/4上下变频器级以及一正交预补偿滤波器所取代；
图18显示的是图17实施方式的二次内插滤波器210输出的频谱特性；
图19显示的是图17实施方式的中心频率相移复数乘法器520的输出的频谱特性；
图20显示的是针对实(非复数)输入信号时，本发明的第四种实施方式；
图21显示的是本发明的第五种实施方式，其中，采样速率扩展器插入到上变频部分的输出与DAC之间；以及
图22示意显示了一种方式，其中，图21实施方式的采样速率扩展器对每个sinc(x)瓣中的频谱复制的数量进行L折叠倍增。
在描述(IF)上变频信号处理装置之前，应该注意到本发明是关于数字和模拟通信电路及其相应信号处理元件的安排方式。因此，这些电路和元件的配置，以及它们与其它通信系统装置的接口方式，大部分已显示在附图的可理解的框图中，但框图仅显示了某些特定细节。因此，框图显示采用一种方便的功能分组方法，来显示该上变频装置的主要组件。
该上变频方案并不消除DAC输出中所有位于DAC频率响应基带成分以外的频谱复制分量，它保留该频谱复制机能，并选择性地提取落在DAC频率响应(对应于基带信号带宽)规定通带部分中的所需IF集中复制。
图10显示的是图1中的传统IF上变频电路，本发明的上变频器的前端包括一正交内插滤波器11，分别将数字采样基带信号的同相(I)与正交(Q)分量作为它的输入。(而在图1的上变频器中，内插滤波器11的采样频率fs至少为要求的上变频频率的最大频率的两倍。)内插基带信号各自的I和Q分量在各自的混频器12和13中，与IF本地振荡器信号14相乘，然后，所得的经上变频的I和Q分量在加法单元15中相加，产生一实信号S，信号S的时域与频域表示分别如图2和3所示，如前面所述。作为非限制性的例子，该前端上变频器的上变频器部件可以包括一由Harris公司生产的HSP 45116 NCOM调制器芯片。
该实信号S通过一预补偿滤波器200耦合到DAC30中。DAC30可以包括一由Harris公司生产的HI3050数模转换器，以及，预补偿滤波器200可以包括一有限脉冲响应(FIR)滤波器，例如同样由Harris公司生产的HSP 43168 FIR滤波器，在此作为非限制的例子。与图1的传统上变频器装置的预补偿滤波器20(它的传输函数是补偿DAC的(sinc(x))频域失真函数的第一或主瓣中的滚降)不同，预补偿滤波器200的传输函数是特制的或“经调谐的”，用以补偿DAC的(sinc(x))频域失真函数中所选旁瓣的滚降，而不是主瓣的。特别，预补偿滤波器200的传输函数经特制以补偿(sinc(x))频域失真函数旁瓣的滚降，(sinc(x))频域失真函数包含所需IF频率fIF以及任何其它DAC传输函数失真。
为提供一非限制的例子，如图7所示，其旁瓣与DAC卷积输出的频域表示的第一个旁瓣71相对应。旁瓣71包含图2的采样基带信号的频率成分的一对复制72和73，它们分别在采样速率fs二分之一的整数倍的上下折叠对称分布。通过配置预补偿滤波器200的特征来补偿该旁瓣的滚降性能，这样，部分(sinc(x))频域失真输出函数和任何其它通过DAC30传递给内插基带信号的失真，不会使那个旁瓣包含的所需基带复制72和73产生失真。(预补偿滤波器200的特性，可以调谐到包含所需复制(72或73)的旁瓣71的给定部分，或调谐到除了端点以外的整个旁瓣。)
图10所示的本发明的装置与图1的传统上变频器的另一不同是：DAC30产生的输出是经一(旁瓣选择)带通滤波器400带通滤波的，而不是经低通滤波的。带通滤波器可包括一由Trilithic公司生产的P序列带通滤波器。如图11所示，滤波器400的通带411至少应该覆盖感兴趣的频带的频率范围，这样，在所需的IF频率fIF处，可将信号频率成分的各自复制111分离出来，该频带在二分之一采样频率二分之一的的较低整数倍(nfs/2)与采样频率的二分之一的紧邻的较大整数倍((n+1)fs/2)之间。
带通滤波器400的输出耦合到一放大器450中，它放大该带通滤波模拟输出信号，从而通过图7的DAC卷积输出的频域表示的带通滤波选择旁瓣71，来补偿信号的衰减，该信号的时域含量如图12所示。由于放大器450的输出是初始基带信号上变频到所需中频fIF，因此不需要对模拟基带信号作进一步的上变频以变换到所需IF频率，例如利用图1的传统上变频器中的模拟IF单元，这样减少了上变频器的硬件与成本。
为了提供一种上述图10中的上变频器的非限制的操作示例，假定要变换的是一7MHz宽的基带信号，初始采样是10兆样值每秒(MSPS)从而IF中心频率是70MHz。对于一采样速率为40MSPS的DAC，内插系数4用于提高内插基带信号的I和Q分量的10MSPS采样频率。对于本例子的参数，DAC30的输出带宽还必须足够宽，以防止变换后的信号在高至大约75MHz处产生严重衰减。上面提到的HI3050模块DAC能满足此要求性能。还假定，由I和Q混频器12和13以及IF本地振荡器信号14实现的初始上变频操作，将产生一10MHz的中心频率。所得的上变频I和Q分量(集中在10MHz)在加法单元15中相加，产生实信号S，信号S的时域与频域表示分别如图13和14所示。
当该10MHz信号S通过预补偿滤波器200耦合，以及通过DAC30变换到模拟格式时，所得结果是具有如图15所示的sinc(x)频谱特性的信号。预补偿滤波器200的滚降补偿至少会覆盖在二分之一采样频率以及所含IF频率的相邻整数倍与感兴趣的信号带宽之间的旁瓣部分之间。
预补偿滤波器200的参数被设定为至少能补偿DAC的(sinc(x))失真函数的第一旁瓣部分的滚降，也就是说，覆盖的补偿带宽至少为从66.5MHz到73.5MHz，该失真函数包含大约集中在70MHz的所需中心频率处的基带复制73。
对于所需IF中心频率处信号S的复制73以及本例的信号带宽，滤波器400的通带设置成在以70MHz为中心、至少覆盖7MHz的宽带内有平坦响应，也就是在至少66.5MHz到73.5MHz之间大体上是平坦响应，并且在该通带以外急剧衰减，以抑制基带信号的不必要的复制以及在DAC的sinc(x)输出中的基带信号本身。换句话说，带通滤波器400的通带的低频限制不小于所述基带信号频率成分紧邻的较低的复制的频率上限，并且它的高频限制不高于所述基带信号频率成分紧邻的较高的复制的频率下限。
图15显示的是分别产生在53.5MHz(因为紧邻的较低的频率复制72集中在50MHz)以及86.5MHz(因为紧邻的较高的频率复制74集中在90MHz)处相邻复制靠得最近的边沿。因此，滤波器400的通带将对小于等于53.5MHz或大于等于86.5MHz的频率产生严重衰减。
所得结果即分离后的经上变频的7MHz带宽模拟信号，然后由放大器450放大，放大器450的增益用于补偿初始信号的衰减，衰减由上述DAC卷积输出的sinc(x)函数第一旁瓣以及其它DAC失真造成。因此，放大器450的输出是初始基带信号上变频为所需70MHz的中间频率fIF。
图16显示的是另一种实施方式，其中预补偿滤波器200插入到内插操作(由正交内插滤波器11完成)的信号处理路径上行中。将预补偿滤波器200放在内插操作之前，可使预补偿滤波器200以更低计算速率运行。如果正交(I/Q)输入信号是集中DC式的，由于它的预补偿特性是关于DC不对称的，所以该预补偿滤波器200必须是一复数滤波器。
图17显示的一种实施方式，其中，图15的实施方式中的预补偿滤波器200增加了一个二次内插滤波器210以及一Fs/4上变频器和下变频器级。该Fs/4上变频器级500包括一Fs/4本地振荡器510，它耦合到复数乘法器520和530，分别用于处理预补偿滤波器200的上行与下行。该正交二次内插滤波器的输出的频谱特性如图18所示，而中心频率相移复数乘法器520的输出的频谱特性如图19所示。
图20显示的是实(非复数)输入信号时的另一种实施方式，其中，一非复数预补偿滤波器200R插入到内插操作的信号处理路径的上行中，内插操作由上变频部分10R的内插滤波器11R完成，上变频部分10R包括本地振荡器14和乘法器12。如上对图16实施方式的描述，将预补偿滤波器200R置于内插操作之前能使该预补偿滤波器以更低计算速率运行。
图21显示的是另一种实施方式，是对前面图16实施方式的修正，其中预补偿滤波器200插入到内插操作的信号处理路径上行中。另外，采样速率扩展器600位于上变频部分10的输出与DAC30之间，用于减轻DAC中的sinc(x)滚降效应。特别，如图22框图所示，采样速率扩展器600对每个sinc(x)瓣中的频谱复制的数量进行L折叠倍增，其中L(例如作为非限制的例子，取二)是扩展因子。这样一来，穿越靠近每个sinc(x)瓣中心的每个复制的幅度失真没有受到严重的衰减。
在本发明中，与图1所示的先前的上变频方案不同，它不是利用一低通滤波器去消除DAC输出中位于DAC的sinc(x)频率响应的基本成分或基带成分以外的所有频谱复制分量，而后再利用下行模拟上变频器部件获得所需IF频率，本发明利用DAC的频谱复制机能，用一带通滤波器，将位于DAC的sinc(x)频率响应旁瓣中包含有所需IF的基带复制分离出来。通过预补偿滤波器的参数以及后DAC放大器的增益的设置，可以补偿从sinc(x)旁瓣产生的失真与衰减以及包含所需IF的DAC产生的其它失真输出。
一种用于数字采样基带信号的上变频器，它利用一后DAC、带通滤波器将落在包含有所需IF的DAC的sinc(x)频率响应旁瓣中的基带复制分离出来，该上变频器具有DAC的sinc(x)频谱复制机能。通过预补偿滤波器的参数以及后DAC放大器的增益的设置，可以补偿DAC的sinc(x)频率响应产生的失真与衰减。

Claims (10)

1.一种将具有给定带宽的基带信号上变频为具有所述给定带宽的输出信号的方法，输出信号的给定带宽集中在规定中心频率处，该中心频率高于所述基带信号的中心频率，该方法包括以下步骤：
(a)提供所述基带信号作为采样输入基带信号；
(b)提供一数模转换器，它用于将输给它的采样信号转换为一模拟信号，该模拟信号所含频谱在连续相邻的间隔一定距离的中心频率处包含所述采样信号的频率成分的失真复制；
(c)依照预补偿机制来修正所述采样输入基带信号的规定频率成分，该预补偿机制对所述采样基带信号进行预失真以生成一预失真采样基带信号，从而用数模转换器对所述预失真采样基带信号进行处理，以生成一模拟输出信号，在连续相邻的间隔一定距离的中心频率处，该模拟输出信号包含所述采样基带信号的频谱成分，但它的普通失真复制由所述预补偿机制补偿了；
(d)耦合所述预失真采样基带信号到所述数模转换器中，以生成所述模拟输出信号，它的所述采样基带信号的频率成分的所述复制已经由所述预补偿机制补偿；以及
(e)对所产生的该模拟输出信号执行带通滤波操作，生成一经带通滤波的模拟输出信号，它所含频率成分在所述规定中心频率处，限制在所述基带信号的频率成分经补偿后的复制内。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述数模转换器，用于将输给它的一采样信号转换成一模拟信号，在所述连续相邻的间隔一定距离的中心频率处，该模拟信号的频谱成分包括所述采样信号频率成分的衰减复制以及失真复制；并且还包括：对所述带通滤波模拟输出信号进行放大，以补偿在所述规定中心频率处所述基带信号频率成分的所述复制的衰减。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于：基带信号被采样时包括：
(a1)提供所述基带信号作为数字采样正交基带信号；
(a2)将所述数字采样正交基带信号的采样频率提高到采样频率的规定倍数；
(a3)上变频所述数字采样正交基带信号的中心频率到第一中心频率，该第一中心频率与步骤(a)中提供的数字采样正交基带信号的中心频率相隔一定的距离；以及
(a4)对所述数字采样正交基带信号的正交分量求和，以生成所述采样输入基带信号，所述数字采样正交基带信号具有步骤(a3)中上变频所得的所述第一中心频率。
4.一种如权利要求3所述的方法，其特征在于：放大所述数模转换器生成的所述经带通滤波的模拟输出信号，以补偿所述规定中心频率处的所述基带信号频率成分的所述复制的衰减。
5.一种用于将具有给定带宽的数字采样基带信号上变频为一模拟输出信号的装置，该模拟输出信号的所述给定带宽集中在规定中心频率处，该中心频率高于所述数字基带信号的中心频率，该装置包括：
一输入信号端口，其输入为所述数字采样基带信号；
一数模转换器，用于将输入的采样信号转换为一模拟信号，模拟信号所含频谱成分在连续相邻的间隔一定距离的中心频率处，包含所述采样信号频率成分的失真复制；
一预补偿滤波器，它安装在所述输入信号端口与所述数模转换器之间，用于对所述数字采样基带信号进行预失真，以产生一预失真数字采样基带信号，从而由所述数模转换器对所述预失真数字采样基带信号进行处理，产生一模拟输出信号，在连续相邻的间隔一定距离的中心频率处，该模拟输出信号包含所述数字采样基带信号的频谱成分，但它的普通失真复制已由所述预补偿机制补偿；以及
一带通滤波器，它耦合接收由所述数模转换器生成的所述模拟输出信号，并产生一带通滤波模拟输出信号，其所含频率成分在所述规定中心频率处，限制在所述基带信号频率成分的补偿后的复制频率成分以内。
6.一种如权利要求5所述的信号处理装置，其特征在于：所述数模转换器，用于将一输给它的数字采样信号转换成一模拟信号，该模拟信号所含频谱成分在所述连续相邻的间隔一定距离的中心频率处，包括所述数字采样信号频率成分的衰减及失真后的复制；以及，该装置还包括：一输出放大器，它对所述带通滤波模拟输出信号进行放大，以在所述规定中心频率处，补偿所述数字采样基带信号频率成分的所述复制的衰减，其中，所述数字采样基带信号包括一数字采样正交基带信号；一正交内插滤波器，它用于将所述数字采样正交基带信号的采样频率提高到它的采样频率的规定倍数；一上变频器，用于将所述数字采样正交基带信号的中心频率上变频到第一中心频率，该第一中心频率与该数字采样正交基带信号的中心频率相隔一定的距离；以及，一合并单元，用于对所述数字采样正交基带信号的正交分量进行求和，以产生输给所述输入端口的所述数字采样输入基带信号。
7.一种如权利要求6所述的信号处理装置，其特征在于：所述数模转换器用于将一送给它的数字采样信号转换成一模拟信号，模拟信号所含频谱成分在所述连续相邻的间隔一定距离的中心频率处包含所述数字采样信号频率成分的衰减和失真复制；所述模数转换器包括一输出放大器，用于放大所述带通滤波模拟输出信号，以在所述规定中心频率处，补偿所述数字采样基带信号频率成分的所述复制的衰减。
8.一种用于采样基带信号的上变频器，所述上变频器包括：一包含一具有频域失真函数的数模转换器；一预补偿滤波器，其耦合输入是所述采样基带信号，并且输出耦合到所述数模转换器，所述预补偿滤波器的传输函数补偿所述频域失真函数所选部分的失真，所述频域失真函数包含所需IF频率；一带通滤波器，所述数模转换器的模拟输出耦合至它，所述带通滤波器具有在所述所需I F频率处，将所述基带信号频率成分的各个复制分离出来的通带，并还包括一放大器，所述带通滤波器的输出耦合至它，它用于放大所述带通滤波器的输出，以补偿所述数模转换器的所述频域失真函数产生的信号衰减。
9.根据权利要求8所述的上变频器，其特征在于：所述频域失真函数包括一sinc(x)函数，所含各个旁瓣包含有所述基带信号的复制，所述带通滤波器所含通带至少覆盖以所述所需IF频率为中心的所述基带信号的带宽，以及，更为可取的是，所述带通滤波器所含的通带，其低频限制不小于所述基带信号频率成分紧邻的较低的复制的频率上限，并且它的高频限制不高于所述基带信号频率成分紧邻的较高的复制的频率下限，它连同所述预补偿滤波器位于所述正交内插滤波器的前面。
10.根据权利要求9所述的上变频器，其特征在于：所述预补偿滤波器是一复数滤波器，其预补偿特性关于DC不对称，连同一个二次内插滤波器以及一所述预补偿滤波器前面的上变频器级，以及该预补偿滤波器后面的下变频器级，以及，更为可取的是，连同一布置在所述数模转换器的前面的采样速率扩展器一起，用来减轻所述数模转换器中的sinc(x)滚降效应。
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