JP3323124B2 - 変調方法及び装置 - Google Patents
変調方法及び装置Info
- Publication number
- JP3323124B2 JP3323124B2 JP00308898A JP308898A JP3323124B2 JP 3323124 B2 JP3323124 B2 JP 3323124B2 JP 00308898 A JP00308898 A JP 00308898A JP 308898 A JP308898 A JP 308898A JP 3323124 B2 JP3323124 B2 JP 3323124B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- shift amount
- modulation
- frequency shift
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばデータ通信
の分野で建物内での通信に使用される構内モデムや広域
通信に使用される広帯域モデム等における変調方法及び
装置に関する。
の分野で建物内での通信に使用される構内モデムや広域
通信に使用される広帯域モデム等における変調方法及び
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、かかる変調は、一般に、送信
データに対応する信号点（シンボル）を発生させる信号
点発生部、補間処理を行うとともに信号の周波数帯域を
制限する低域通過フィルタ（波形整形フィルタ、ロール
オフフィルタ等と呼ばれる）、及び、キャリア（搬送
波）により基底帯域(baseband)信号から通過帯域(passb
and)信号へと信号の周波数帯域をシフトする変調部を、
ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）内で実現する
ことにより、行われている。特に、その信号処理におい
ては、複素数ベクトルを用いた演算処理が実行されてい
る。
データに対応する信号点（シンボル）を発生させる信号
点発生部、補間処理を行うとともに信号の周波数帯域を
制限する低域通過フィルタ（波形整形フィルタ、ロール
オフフィルタ等と呼ばれる）、及び、キャリア（搬送
波）により基底帯域(baseband)信号から通過帯域(passb
and)信号へと信号の周波数帯域をシフトする変調部を、
ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）内で実現する
ことにより、行われている。特に、その信号処理におい
ては、複素数ベクトルを用いた演算処理が実行されてい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、近年におい
ては、構内モデムや広帯域モデムでの長距離伝送のニー
ズが高まっている。構内モデムや広帯域モデムにおいて
長距離伝送を実現する場合には、キャリア周波数をでき
るだけ低くして減衰を抑制し、高域でのエネルギ損失を
最小限に抑える必要がある。また、モデムの高速化に伴
い、変調速度が上がるため、より少ない演算処理量での
実現が必要となる。
ては、構内モデムや広帯域モデムでの長距離伝送のニー
ズが高まっている。構内モデムや広帯域モデムにおいて
長距離伝送を実現する場合には、キャリア周波数をでき
るだけ低くして減衰を抑制し、高域でのエネルギ損失を
最小限に抑える必要がある。また、モデムの高速化に伴
い、変調速度が上がるため、より少ない演算処理量での
実現が必要となる。
【０００４】しかしながら、従来の変調方式では、単純
にキャリア周波数を低下させようとした場合、伝送路に
出力するためにベクトル信号（複素数）からスカラー信
号（実数）へと変換した瞬間に信号の周波数スペクトラ
ムの負側部分が正側に折り返り、その折り返し部分が基
底帯域に入って雑音となり、信号が劣化するおそれがあ
る。かかる折り返し雑音(aliasing noise)を抑制するた
めには、低域通過フィルタのロールオフ率(roll off fa
ctor) を低下させる必要があるが、ロールオフ率を低下
させた場合には、ＤＳＰの演算処理量が増大する。
にキャリア周波数を低下させようとした場合、伝送路に
出力するためにベクトル信号（複素数）からスカラー信
号（実数）へと変換した瞬間に信号の周波数スペクトラ
ムの負側部分が正側に折り返り、その折り返し部分が基
底帯域に入って雑音となり、信号が劣化するおそれがあ
る。かかる折り返し雑音(aliasing noise)を抑制するた
めには、低域通過フィルタのロールオフ率(roll off fa
ctor) を低下させる必要があるが、ロールオフ率を低下
させた場合には、ＤＳＰの演算処理量が増大する。
【０００５】かかる実情に鑑み、本発明の目的は、演算
処理量を増大させることなくキャリア周波数を低減させ
ることが可能な変調方法及び装置を提供することにあ
る。
処理量を増大させることなくキャリア周波数を低減させ
ることが可能な変調方法及び装置を提供することにあ
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明によれば、送信データに応じて一定の変調速
度で発生する信号点からなる伝送信号の周波数帯域を所
望の周波数シフト量だけシフトする変調方法であって、
(a) 前記伝送信号の周波数帯域を第１の周波数シフト量
だけシフトするステップと、(b) 前記ステップ(a) での
出力信号を、基底帯域を含みかつ前記変調速度の整数倍
となる周波数帯域に制限すべく低域通過フィルタリング
するステップと、(c) 前記ステップ(b) での出力信号の
周波数帯域をサンプリング周波数の整数分の１となる第
２の周波数シフト量だけシフトするステップと、を具備
し、前記第１の周波数シフト量と前記第２の周波数シフ
ト量とによる総シフト量が前記所望の周波数シフト量と
なるように前記第１の周波数シフト量が設定されている
変調方法が提供される。
に、本発明によれば、送信データに応じて一定の変調速
度で発生する信号点からなる伝送信号の周波数帯域を所
望の周波数シフト量だけシフトする変調方法であって、
(a) 前記伝送信号の周波数帯域を第１の周波数シフト量
だけシフトするステップと、(b) 前記ステップ(a) での
出力信号を、基底帯域を含みかつ前記変調速度の整数倍
となる周波数帯域に制限すべく低域通過フィルタリング
するステップと、(c) 前記ステップ(b) での出力信号の
周波数帯域をサンプリング周波数の整数分の１となる第
２の周波数シフト量だけシフトするステップと、を具備
し、前記第１の周波数シフト量と前記第２の周波数シフ
ト量とによる総シフト量が前記所望の周波数シフト量と
なるように前記第１の周波数シフト量が設定されている
変調方法が提供される。
【０００７】また、本発明によれば、送信データに応じ
て一定の変調速度で発生する信号点からなる伝送信号の
周波数帯域を所望の周波数シフト量だけシフトする変調
装置であって、前記伝送信号の周波数帯域を第１の周波
数シフト量だけシフトする第１の周波数シフト手段と、
前記第１の周波数シフト手段の出力信号を、基底帯域を
含みかつ前記変調速度の整数倍となる周波数帯域に制限
する低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタの出力
信号の周波数帯域をサンプリング周波数の整数分の１と
なる第２の周波数シフト量だけシフトする第２の周波数
シフト手段と、を具備し、前記第１の周波数シフト量と
前記第２の周波数シフト量とによる総シフト量が前記所
望の周波数シフト量となるように前記第１の周波数シフ
ト量が設定されている変調装置が提供される。
て一定の変調速度で発生する信号点からなる伝送信号の
周波数帯域を所望の周波数シフト量だけシフトする変調
装置であって、前記伝送信号の周波数帯域を第１の周波
数シフト量だけシフトする第１の周波数シフト手段と、
前記第１の周波数シフト手段の出力信号を、基底帯域を
含みかつ前記変調速度の整数倍となる周波数帯域に制限
する低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタの出力
信号の周波数帯域をサンプリング周波数の整数分の１と
なる第２の周波数シフト量だけシフトする第２の周波数
シフト手段と、を具備し、前記第１の周波数シフト量と
前記第２の周波数シフト量とによる総シフト量が前記所
望の周波数シフト量となるように前記第１の周波数シフ
ト量が設定されている変調装置が提供される。
【０００８】また、本発明によれば、送信データに応じ
て一定の変調速度で発生する信号点からなる伝送信号の
周波数帯域を所望の周波数シフト量だけシフトする変調
装置を備えるデータモデムであって、前記変調装置が、
前記伝送信号の周波数帯域を第１の周波数シフト量だけ
シフトする第１の周波数シフト手段と、前記第１の周波
数シフト手段の出力信号を、基底帯域を含みかつ前記変
調速度の整数倍となる周波数帯域に制限する低域通過フ
ィルタと、前記低域通過フィルタの出力信号の周波数帯
域をサンプリング周波数の整数分の１となる第２の周波
数シフト量だけシフトする第２の周波数シフト手段と、
を具備し、前記第１の周波数シフト量と前記第２の周波
数シフト量とによる総シフト量が前記所望の周波数シフ
ト量となるように前記第１の周波数シフト量が設定され
ているデータモデムが提供される。
て一定の変調速度で発生する信号点からなる伝送信号の
周波数帯域を所望の周波数シフト量だけシフトする変調
装置を備えるデータモデムであって、前記変調装置が、
前記伝送信号の周波数帯域を第１の周波数シフト量だけ
シフトする第１の周波数シフト手段と、前記第１の周波
数シフト手段の出力信号を、基底帯域を含みかつ前記変
調速度の整数倍となる周波数帯域に制限する低域通過フ
ィルタと、前記低域通過フィルタの出力信号の周波数帯
域をサンプリング周波数の整数分の１となる第２の周波
数シフト量だけシフトする第２の周波数シフト手段と、
を具備し、前記第１の周波数シフト量と前記第２の周波
数シフト量とによる総シフト量が前記所望の周波数シフ
ト量となるように前記第１の周波数シフト量が設定され
ているデータモデムが提供される。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の原理及び実施形態につい
ての理解を容易にするため、まず、従来技術の詳細から
説明する。図１は、従来技術に係る変調装置の一構成例
を示す図である。また、図２は、図１の各部の出力信号
の周波数スペクトラムを示す図である。なお、図１の各
構成要素は、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
の内部でファームウェアにより実現される。まず、同図
において、信号点発生部１は、送信データに対応する信
号点（シンボル）を１９２ｋボー(baud)のシンボルレー
ト（変調速度、ボーレートともいう）で発生させる。
ての理解を容易にするため、まず、従来技術の詳細から
説明する。図１は、従来技術に係る変調装置の一構成例
を示す図である。また、図２は、図１の各部の出力信号
の周波数スペクトラムを示す図である。なお、図１の各
構成要素は、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
の内部でファームウェアにより実現される。まず、同図
において、信号点発生部１は、送信データに対応する信
号点（シンボル）を１９２ｋボー(baud)のシンボルレー
ト（変調速度、ボーレートともいう）で発生させる。
【００１０】波形整形フィルタ又はロールオフフィルタ
と呼ばれる低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２は、サンプリ
ングレート（標本化速度）を１９２ｋＨｚから７６８ｋ
Ｈｚへ上昇させる補間(interpolation) 処理を行うとと
もに、信号点発生部１の出力信号の周波数帯域を、１９
２ｋＨｚ幅の基底帯域を含む２８８ｋＨｚ幅の帯域に制
限する。その際のロールオフ率（ＲＯＦ）は、３３．３
％となっている。その結果、ＬＰＦ２の出力信号の周波
数スペクトラムは、図２（Ａ）に示されるものとなる。
なお、ロールオフ率は、ロールオフフィルタ２の周波数
特性の落ち方の緩やかさを示す尺度であり、０から１ま
での範囲の値をとり、ロールオフ率が大きいほど落ち方
が緩やかとなる。図２（Ａ）においては、ロールオフ率
（ＲＯＦ）は、 （１９２−１４４）／１４４＝０．３３３ なる演算に基づき、３３．３％となる。
と呼ばれる低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２は、サンプリ
ングレート（標本化速度）を１９２ｋＨｚから７６８ｋ
Ｈｚへ上昇させる補間(interpolation) 処理を行うとと
もに、信号点発生部１の出力信号の周波数帯域を、１９
２ｋＨｚ幅の基底帯域を含む２８８ｋＨｚ幅の帯域に制
限する。その際のロールオフ率（ＲＯＦ）は、３３．３
％となっている。その結果、ＬＰＦ２の出力信号の周波
数スペクトラムは、図２（Ａ）に示されるものとなる。
なお、ロールオフ率は、ロールオフフィルタ２の周波数
特性の落ち方の緩やかさを示す尺度であり、０から１ま
での範囲の値をとり、ロールオフ率が大きいほど落ち方
が緩やかとなる。図２（Ａ）においては、ロールオフ率
（ＲＯＦ）は、 （１９２−１４４）／１４４＝０．３３３ なる演算に基づき、３３．３％となる。
【００１１】変調部３は、ＬＰＦ２の出力をサンプリン
グレート７６８ｋＨｚでサンプリングし、１４４ｋＨｚ
のキャリア（搬送波）を用いて、ＬＰＦ２の出力信号の
周波数帯域を１４４ｋＨｚだけシフトする。すなわち、
変調部３の出力信号は、図２（Ｂ）に示されるように、
キャリア周波数１４４ｋＨｚを中心とする通過帯域信号
となる。なお、前述したように、実際に伝送路に出力さ
れる信号は、スカラー信号（実数）であるため、図２
（Ｂ）に示される負の値の部分４が、図２（Ｃ）に示さ
れるように正側に折り返る。そして、この折り返し部分
４が基底帯域に入らないように、ロールオフ率、キャリ
ア周波数等が適合せしめられている。
グレート７６８ｋＨｚでサンプリングし、１４４ｋＨｚ
のキャリア（搬送波）を用いて、ＬＰＦ２の出力信号の
周波数帯域を１４４ｋＨｚだけシフトする。すなわち、
変調部３の出力信号は、図２（Ｂ）に示されるように、
キャリア周波数１４４ｋＨｚを中心とする通過帯域信号
となる。なお、前述したように、実際に伝送路に出力さ
れる信号は、スカラー信号（実数）であるため、図２
（Ｂ）に示される負の値の部分４が、図２（Ｃ）に示さ
れるように正側に折り返る。そして、この折り返し部分
４が基底帯域に入らないように、ロールオフ率、キャリ
ア周波数等が適合せしめられている。
【００１２】さて、前述したように、構内モデムや広帯
域モデムでの長距離伝送のニーズに応えるためには、キ
ャリア周波数をできるだけ低くして減衰を抑制し、高域
でのエネルギ損失を最小限に抑えることが肝要である。
例えば、前記した図１に係る従来の変調方式にて、ＬＰ
Ｆ２のロールオフ率を３３．３％に維持したまま、単純
にキャリア周波数を１４４ｋＨｚから例えば１０８ｋＨ
ｚに低下させる場合について考察してみる。
域モデムでの長距離伝送のニーズに応えるためには、キ
ャリア周波数をできるだけ低くして減衰を抑制し、高域
でのエネルギ損失を最小限に抑えることが肝要である。
例えば、前記した図１に係る従来の変調方式にて、ＬＰ
Ｆ２のロールオフ率を３３．３％に維持したまま、単純
にキャリア周波数を１４４ｋＨｚから例えば１０８ｋＨ
ｚに低下させる場合について考察してみる。
【００１３】図３は、図１の変調装置において単に変調
部３のキャリア周波数を１０８ｋＨｚとした場合の各部
出力信号の周波数スペクトラムを示す図である。ＬＰＦ
２のロールオフ率（ＲＯＦ）は、前述の１４４ｋＨｚの
場合と同様に３３．３％となっているため、ＬＰＦ２の
出力信号の周波数スペクトラムは、図３（Ａ）に示され
るように図２（Ａ）と同一のものとなる。そして、変調
部３は、ＬＰＦ２の出力をサンプリングレート７６８ｋ
Ｈｚでサンプリングし、１０８ｋＨｚのキャリアを用い
て、ＬＰＦ２の出力信号の周波数帯域を１０８ｋＨｚだ
けシフトするため、変調部３の出力信号は、図３（Ｂ）
に示されるように、キャリア周波数１０８ｋＨｚを中心
とする通過帯域信号となる。
部３のキャリア周波数を１０８ｋＨｚとした場合の各部
出力信号の周波数スペクトラムを示す図である。ＬＰＦ
２のロールオフ率（ＲＯＦ）は、前述の１４４ｋＨｚの
場合と同様に３３．３％となっているため、ＬＰＦ２の
出力信号の周波数スペクトラムは、図３（Ａ）に示され
るように図２（Ａ）と同一のものとなる。そして、変調
部３は、ＬＰＦ２の出力をサンプリングレート７６８ｋ
Ｈｚでサンプリングし、１０８ｋＨｚのキャリアを用い
て、ＬＰＦ２の出力信号の周波数帯域を１０８ｋＨｚだ
けシフトするため、変調部３の出力信号は、図３（Ｂ）
に示されるように、キャリア周波数１０８ｋＨｚを中心
とする通過帯域信号となる。
【００１４】ところが、前述したように、実際に伝送路
に出力される信号は、スカラー信号（実数）であるた
め、図３（Ｂ）に示される負の値の部分５が、図３
（Ｃ）に示されるように正側に折り返る。そして、この
場合、この折り返し部分５のうち符号６で示される部分
が基底帯域に入り込んでしまい、その結果、雑音が生
じ、信号が劣化する。
に出力される信号は、スカラー信号（実数）であるた
め、図３（Ｂ）に示される負の値の部分５が、図３
（Ｃ）に示されるように正側に折り返る。そして、この
場合、この折り返し部分５のうち符号６で示される部分
が基底帯域に入り込んでしまい、その結果、雑音が生
じ、信号が劣化する。
【００１５】このように、基底帯域幅１９２ｋＨｚでキ
ャリア周波数１０８ｋＨｚを実現しようとする場合、ロ
ールオフ率３３．３％のままでは、折り返しの問題が生
じてくる。従って、折り返し部分は、図３（Ｄ）に示さ
れる如く、基底帯域内に入り込まないように、 １０８−１９２／２＝１０８−９６＝１２ なる演算に基づく±１２ｋＨｚの範囲内に制限される必
要がある。そして、その場合のＬＰＦ２の制限帯域幅
は、 （９６＋１２）×２＝２１６ なる演算により、２１６ｋＨｚとなる。従って、所要の
ロールオフ率は、 １２／（２１６／２）＝０．１１１ なる演算により、１１．１％とする必要がある。しか
し、ロールオフ率を減少させることは、次に示すように
ＤＳＰの演算処理量の増加を招く。
ャリア周波数１０８ｋＨｚを実現しようとする場合、ロ
ールオフ率３３．３％のままでは、折り返しの問題が生
じてくる。従って、折り返し部分は、図３（Ｄ）に示さ
れる如く、基底帯域内に入り込まないように、 １０８−１９２／２＝１０８−９６＝１２ なる演算に基づく±１２ｋＨｚの範囲内に制限される必
要がある。そして、その場合のＬＰＦ２の制限帯域幅
は、 （９６＋１２）×２＝２１６ なる演算により、２１６ｋＨｚとなる。従って、所要の
ロールオフ率は、 １２／（２１６／２）＝０．１１１ なる演算により、１１．１％とする必要がある。しか
し、ロールオフ率を減少させることは、次に示すように
ＤＳＰの演算処理量の増加を招く。
【００１６】図４は、従来の装置においてキャリア周波
数を１０８ｋＨｚとした場合のＬＰＦ２（ディジタルフ
ィルタ）の等価回路を示す図である。同図に示されるよ
うに、ディジタルフィルタは、遅延器、乗算器及び加算
器で構成される。なお、“Ｔ”は、シンボル発生周期
（すなわち変調速度１９２ｋＨｚの逆数）を表してい
る。ＬＰＦ２は、サンプリングレートを１９２ｋＨｚか
ら７６８ｋＨｚへと４倍に上昇させる補間を行っている
ため、“Ｔ／４”の遅延器が使用されるとともに、イン
パルス応答系列からなるタップ係数Ｃ１，Ｃ２，…，Ｃ
９９の乗算は、フェーズ１からフェーズ４までの４つの
フェーズに分けられている。
数を１０８ｋＨｚとした場合のＬＰＦ２（ディジタルフ
ィルタ）の等価回路を示す図である。同図に示されるよ
うに、ディジタルフィルタは、遅延器、乗算器及び加算
器で構成される。なお、“Ｔ”は、シンボル発生周期
（すなわち変調速度１９２ｋＨｚの逆数）を表してい
る。ＬＰＦ２は、サンプリングレートを１９２ｋＨｚか
ら７６８ｋＨｚへと４倍に上昇させる補間を行っている
ため、“Ｔ／４”の遅延器が使用されるとともに、イン
パルス応答系列からなるタップ係数Ｃ１，Ｃ２，…，Ｃ
９９の乗算は、フェーズ１からフェーズ４までの４つの
フェーズに分けられている。
【００１７】ディジタルフィルタにおけるタップ数は、
ロールオフ率に関係しており、図２に示されるようにロ
ールオフ率を３３．３％に設定する場合には、タップ数
が３１で済むが、図３（Ｄ）に示されるようにロールオ
フ率を１１．１％に設定する場合には、図４のようにタ
ップ数を９９に増大させる必要がある。従って、従来の
変調方式の延長線上で長距離伝送を実現すべくキャリア
周波数を低く抑えようとすると、ＤＳＰの演算処理量が
著しく増加してしまう。
ロールオフ率に関係しており、図２に示されるようにロ
ールオフ率を３３．３％に設定する場合には、タップ数
が３１で済むが、図３（Ｄ）に示されるようにロールオ
フ率を１１．１％に設定する場合には、図４のようにタ
ップ数を９９に増大させる必要がある。従って、従来の
変調方式の延長線上で長距離伝送を実現すべくキャリア
周波数を低く抑えようとすると、ＤＳＰの演算処理量が
著しく増加してしまう。
【００１８】図５は、本発明の一実施形態に係る変調装
置の基本的構成を示すブロック図であって、伝送路での
キャリア周波数を１０８ｋＨｚとした場合のものであ
る。また、図６は、図５の各部の出力信号の周波数スペ
クトラムを示す図であり、図７は、図５をより具体化し
たブロック図である。
置の基本的構成を示すブロック図であって、伝送路での
キャリア周波数を１０８ｋＨｚとした場合のものであ
る。また、図６は、図５の各部の出力信号の周波数スペ
クトラムを示す図であり、図７は、図５をより具体化し
たブロック図である。
【００１９】図５における信号点発生部１１は、図１に
おける信号点発生部１と同様に、変調速度１９２ｋＨｚ
で送信データに対応する信号点を発生させるものであ
り、その出力信号の周波数スペクトラムは、図６（Ａ）
に示されるようになり、基底帯域は、０ｋＨｚを中心と
する幅１９２ｋＨｚの帯域である。また、第１の周波数
シフト手段としてのキャリアシフト部１２は、信号点発
生部１１の出力信号の周波数帯域を第１の周波数シフト
量である“−８４ｋＨｚ”だけシフトするものであり、
その出力信号の周波数スペクトラムは、図６（Ｂ）に示
されるようになる。なお、この“−８４ｋＨｚ”は、サ
ンプリング周波数１９２ｋＨｚからキャリア周波数１０
８ｋＨｚを差し引いた値に相当する。
おける信号点発生部１と同様に、変調速度１９２ｋＨｚ
で送信データに対応する信号点を発生させるものであ
り、その出力信号の周波数スペクトラムは、図６（Ａ）
に示されるようになり、基底帯域は、０ｋＨｚを中心と
する幅１９２ｋＨｚの帯域である。また、第１の周波数
シフト手段としてのキャリアシフト部１２は、信号点発
生部１１の出力信号の周波数帯域を第１の周波数シフト
量である“−８４ｋＨｚ”だけシフトするものであり、
その出力信号の周波数スペクトラムは、図６（Ｂ）に示
されるようになる。なお、この“−８４ｋＨｚ”は、サ
ンプリング周波数１９２ｋＨｚからキャリア周波数１０
８ｋＨｚを差し引いた値に相当する。
【００２０】また、ＬＰＦ１３は、キャリアシフト部１
２の出力信号を、サンプリングレートを１９２ｋＨｚか
ら７６８ｋＨｚへ上昇させる補間(interpolation) 処理
を行うとともに、キャリアシフト部１２の出力信号の基
底帯域（幅１９２ｋＨｚ）を含みかつ変調速度１９２ｋ
Ｈｚの２倍となる周波数帯域（幅３８４ｋＨｚ）に制限
するものであり（即ちカットオフ周波数３８４ｋＨ
ｚ）、その出力信号の周波数スペクトラムは、図６
（Ｃ）に示されるようになる。また、図６（Ｃ）からわ
かるように、ＬＰＦ１３のロールオフ率は、 （２０４×２−３８４）／３８４＝０．０６２５ なる演算により、６．２５％となる。
２の出力信号を、サンプリングレートを１９２ｋＨｚか
ら７６８ｋＨｚへ上昇させる補間(interpolation) 処理
を行うとともに、キャリアシフト部１２の出力信号の基
底帯域（幅１９２ｋＨｚ）を含みかつ変調速度１９２ｋ
Ｈｚの２倍となる周波数帯域（幅３８４ｋＨｚ）に制限
するものであり（即ちカットオフ周波数３８４ｋＨ
ｚ）、その出力信号の周波数スペクトラムは、図６
（Ｃ）に示されるようになる。また、図６（Ｃ）からわ
かるように、ＬＰＦ１３のロールオフ率は、 （２０４×２−３８４）／３８４＝０．０６２５ なる演算により、６．２５％となる。
【００２１】また、第２の周波数シフト手段としての変
調部１４は、ＬＰＦ１３の出力信号の周波数帯域をサン
プリング周波数７６８ｋＨｚの４分の１となる第２の周
波数シフト量１９２ｋＨｚだけシフトするものであり、
その出力信号の周波数スペクトラムは、図６（Ｄ）に示
されるようになる。図６（Ｄ）から理解されるように、
キャリアシフト部１２での周波数シフト量“−８４ｋＨ
ｚ”と変調部１４での周波数シフト量１９２ｋＨｚとに
よる総シフト量は、実際に伝送路に出力されるべきキャ
リアの周波数である１０８ｋＨｚを与える。
調部１４は、ＬＰＦ１３の出力信号の周波数帯域をサン
プリング周波数７６８ｋＨｚの４分の１となる第２の周
波数シフト量１９２ｋＨｚだけシフトするものであり、
その出力信号の周波数スペクトラムは、図６（Ｄ）に示
されるようになる。図６（Ｄ）から理解されるように、
キャリアシフト部１２での周波数シフト量“−８４ｋＨ
ｚ”と変調部１４での周波数シフト量１９２ｋＨｚとに
よる総シフト量は、実際に伝送路に出力されるべきキャ
リアの周波数である１０８ｋＨｚを与える。
【００２２】さて、図５に示されるような構成とするこ
とにより、演算量が低減される理由は、以下のとおりで
ある。一般に、周波数領域における関数Ｇ（ｆ）をｆ0
だけ周波数シフトしてＧ（ｆ−ｆ0 ）とすることは、時
間領域での対応関数ｇ（ｔ）にｅｘｐ〔ｊθ〕（ただ
し、θ＝２πｆ0 ｔ）を乗じてｇ（ｔ）・ｅｘｐ〔ｊ
θ〕とすることを意味する。ところで、上述の変調部１
４では、サンプリング周波数７６８ｋＨｚの４分の１の
１９２ｋＨｚだけ周波数シフトするため、その演算は、
ＬＰＦ１３の出力“Ｒ＋ｊＩ”と、ｅｘｐ〔ｊ０〕、ｅ
ｘｐ〔ｊπ／２〕、ｅｘｐ〔ｊπ〕又はｅｘｐ〔ｊ３π
／２〕のうちのいずれかの複素キャリア値と、の乗算に
帰着する。
とにより、演算量が低減される理由は、以下のとおりで
ある。一般に、周波数領域における関数Ｇ（ｆ）をｆ0
だけ周波数シフトしてＧ（ｆ−ｆ0 ）とすることは、時
間領域での対応関数ｇ（ｔ）にｅｘｐ〔ｊθ〕（ただ
し、θ＝２πｆ0 ｔ）を乗じてｇ（ｔ）・ｅｘｐ〔ｊ
θ〕とすることを意味する。ところで、上述の変調部１
４では、サンプリング周波数７６８ｋＨｚの４分の１の
１９２ｋＨｚだけ周波数シフトするため、その演算は、
ＬＰＦ１３の出力“Ｒ＋ｊＩ”と、ｅｘｐ〔ｊ０〕、ｅ
ｘｐ〔ｊπ／２〕、ｅｘｐ〔ｊπ〕又はｅｘｐ〔ｊ３π
／２〕のうちのいずれかの複素キャリア値と、の乗算に
帰着する。
【００２３】すなわち、ＬＰＦ１３の出力“Ｒ＋ｊＩ”
に対する乗数は、次の４つのフェーズのいずれかであ
る。 フェーズ 乗数 １ １．０＋ｊ０．０ ２ ０．０＋ｊ１．０ ３ −１．０＋ｊ０．０ ４ ０．０−ｊ１．０
に対する乗数は、次の４つのフェーズのいずれかであ
る。 フェーズ 乗数 １ １．０＋ｊ０．０ ２ ０．０＋ｊ１．０ ３ −１．０＋ｊ０．０ ４ ０．０−ｊ１．０
【００２４】変調部１４の出力は、乗算結果の実部のみ
となるため、各フェーズごとに以下のようになる。 フェーズ 変調部出力 １ Ｒ ２ −Ｉ ３ −Ｒ ４ Ｉ
となるため、各フェーズごとに以下のようになる。 フェーズ 変調部出力 １ Ｒ ２ −Ｉ ３ −Ｒ ４ Ｉ
【００２５】かくして、変調部１４での演算は、ＬＰＦ
１３での演算結果に対して符号の操作を行うのみでよい
こととなり、結果として、図７に示されるように、ＬＰ
Ｆ１３での演算と変調部１４での演算とを組み合わせる
ことができ、演算量の低減が図られる。
１３での演算結果に対して符号の操作を行うのみでよい
こととなり、結果として、図７に示されるように、ＬＰ
Ｆ１３での演算と変調部１４での演算とを組み合わせる
ことができ、演算量の低減が図られる。
【００２６】また、ＬＰＦ１３においても、制限帯域幅
（すなわちカットオフ周波数）が変調速度１９２ｋＨｚ
の２倍の３８４ｋＨｚであり、かつ、４倍の補間を行っ
ているため、サンプリングレートの７６８ｋＨｚは、制
限帯域幅３８４ｋＨｚの２倍となっている。そして、ロ
ールオフフィルタのインパルス応答は、制限帯域幅を１
／τとすると、ｔ＝±ｎτ（ｎ＝１，２，３，…）のと
き０となり、また、タップ係数は、インパルス応答系列
として表される。したがって、本実施形態においては、
ＬＰＦ１３のタップ係数は、センタタップより１個飛び
に０点を発生させる。
（すなわちカットオフ周波数）が変調速度１９２ｋＨｚ
の２倍の３８４ｋＨｚであり、かつ、４倍の補間を行っ
ているため、サンプリングレートの７６８ｋＨｚは、制
限帯域幅３８４ｋＨｚの２倍となっている。そして、ロ
ールオフフィルタのインパルス応答は、制限帯域幅を１
／τとすると、ｔ＝±ｎτ（ｎ＝１，２，３，…）のと
き０となり、また、タップ係数は、インパルス応答系列
として表される。したがって、本実施形態においては、
ＬＰＦ１３のタップ係数は、センタタップより１個飛び
に０点を発生させる。
【００２７】図７のブロック図において、テーブルに格
納されたタップ係数Ｃ１，Ｃ２，…，Ｃ１１９は、所定
のクロックＣＬＫに応じて、フェーズ１のときにはＣ
１，Ｃ５，…，Ｃ１１９がセレクタを介して読み出さ
れ、フェーズ２のときにはＣ２，Ｃ６，…，Ｃ１１８が
セレクタを介して読み出され、フェーズ３のときにはＣ
３，Ｃ７，…，Ｃ１１９がセレクタを介して読み出さ
れ、フェーズ４のときにはＣ４，Ｃ８，…，Ｃ１１６が
セレクタを介して読み出されるように構成されている。
しかし、上述の説明のように、実際には、フェーズ２の
係数Ｃ２，Ｃ６，…，Ｃ１１８は、全て０となり、フェ
ーズ４の係数Ｃ４，Ｃ８，…，Ｃ１１６は、センタタッ
プ係数Ｃ６０を除いて全て０となる。そして、タップ係
数が０となるものについては、その演算が不要となるた
め、結果としてＤＳＰの負荷が大幅に低減されることと
なる。
納されたタップ係数Ｃ１，Ｃ２，…，Ｃ１１９は、所定
のクロックＣＬＫに応じて、フェーズ１のときにはＣ
１，Ｃ５，…，Ｃ１１９がセレクタを介して読み出さ
れ、フェーズ２のときにはＣ２，Ｃ６，…，Ｃ１１８が
セレクタを介して読み出され、フェーズ３のときにはＣ
３，Ｃ７，…，Ｃ１１９がセレクタを介して読み出さ
れ、フェーズ４のときにはＣ４，Ｃ８，…，Ｃ１１６が
セレクタを介して読み出されるように構成されている。
しかし、上述の説明のように、実際には、フェーズ２の
係数Ｃ２，Ｃ６，…，Ｃ１１８は、全て０となり、フェ
ーズ４の係数Ｃ４，Ｃ８，…，Ｃ１１６は、センタタッ
プ係数Ｃ６０を除いて全て０となる。そして、タップ係
数が０となるものについては、その演算が不要となるた
め、結果としてＤＳＰの負荷が大幅に低減されることと
なる。
【００２８】かくして、変調部の出力は、以下の通りと
なる。 フェーズ 変調部出力 １ Ｒ ２ ０ ３ −Ｒ ４ Ｉ（センタタップのみ）
なる。 フェーズ 変調部出力 １ Ｒ ２ ０ ３ −Ｒ ４ Ｉ（センタタップのみ）
【００２９】以上の説明から容易に理解されるように、
キャリアシフト部１２は、変調部１４においてキャリア
周波数を１９２ｋＨｚとしたことを補償するために設け
られたものである。すなわち、予め、キャリアシフト部
１２において“−８４ｋＨｚ”だけ周波数シフトしてお
いたことにより、変調部１４において１９２ｋＨｚだけ
周波数シフトした後の出力信号は、伝送路(TX LINE) に
出力されるべきキャリア周波数１０８ｋＨｚを有してい
る。
キャリアシフト部１２は、変調部１４においてキャリア
周波数を１９２ｋＨｚとしたことを補償するために設け
られたものである。すなわち、予め、キャリアシフト部
１２において“−８４ｋＨｚ”だけ周波数シフトしてお
いたことにより、変調部１４において１９２ｋＨｚだけ
周波数シフトした後の出力信号は、伝送路(TX LINE) に
出力されるべきキャリア周波数１０８ｋＨｚを有してい
る。
【００３０】なお、キャリアシフト部１２の演算内容
は、信号点発生部１１の出力“Ｒ＋ｊＩ”に複素キャリ
アｅｘｐ〔ｊθ〕（ただし、θ＝２πｆｔ，ｆ＝−８４
ｋＨｚ）を乗算するものであり、 （Ｒ＋ｊＩ）・（ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ） ＝（Ｒｃｏｓθ−Ｉｓｉｎθ）＋ｊ（Ｒｓｉｎθ＋Ｉｃ
ｏｓθ） のように記述される。図７のブロック図中のキャリアシ
フト部１２の構成は、上記演算が行われることを示して
いる。
は、信号点発生部１１の出力“Ｒ＋ｊＩ”に複素キャリ
アｅｘｐ〔ｊθ〕（ただし、θ＝２πｆｔ，ｆ＝−８４
ｋＨｚ）を乗算するものであり、 （Ｒ＋ｊＩ）・（ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ） ＝（Ｒｃｏｓθ−Ｉｓｉｎθ）＋ｊ（Ｒｓｉｎθ＋Ｉｃ
ｏｓθ） のように記述される。図７のブロック図中のキャリアシ
フト部１２の構成は、上記演算が行われることを示して
いる。
【００３１】図８は、従来の方法と本発明による方法と
でＤＳＰを使用して伝送路でのキャリア周波数１０８ｋ
Ｈｚの変調処理を実現した場合のＤＳＰ処理量を示す図
である。図８に示されるように、従来の方法に比較し
て、本発明では、１５４サイクルすなわち約７０％の処
理量の削減が可能となる。
でＤＳＰを使用して伝送路でのキャリア周波数１０８ｋ
Ｈｚの変調処理を実現した場合のＤＳＰ処理量を示す図
である。図８に示されるように、従来の方法に比較し
て、本発明では、１５４サイクルすなわち約７０％の処
理量の削減が可能となる。
【００３２】最後に、図９は、本発明に係る変調装置を
備えたデータモデムの一構成例を示すブロック図であ
る。同図において、変調装置以外の構成要素、すなわち
スクランブラ、Ｄ／Ａコンバータ、低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）、ゲインスイッチ、Ａ／Ｄコンバータ、自動
等化器、復調装置、デスクランブラ、タイミング抽出
部、ＰＬＬ回路等は、従来のモデムにおけるものと同一
である。
備えたデータモデムの一構成例を示すブロック図であ
る。同図において、変調装置以外の構成要素、すなわち
スクランブラ、Ｄ／Ａコンバータ、低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）、ゲインスイッチ、Ａ／Ｄコンバータ、自動
等化器、復調装置、デスクランブラ、タイミング抽出
部、ＰＬＬ回路等は、従来のモデムにおけるものと同一
である。
【００３３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
キャリア周波数を低減させることを含め、任意のキャリ
ア周波数を達成することが、演算処理量を増大させるこ
となく実現可能な変調方法及び装置が提供される。
キャリア周波数を低減させることを含め、任意のキャリ
ア周波数を達成することが、演算処理量を増大させるこ
となく実現可能な変調方法及び装置が提供される。
【図１】従来技術に係る変調装置の一構成例を示す図で
ある。
ある。
【図２】図１の各部の出力信号の周波数スペクトラムを
示す図である。
示す図である。
【図３】図１の変調装置において変調部３のキャリア周
波数を１０８ｋＨｚとした場合の各部出力信号の周波数
スペクトラムを示す図である。
波数を１０８ｋＨｚとした場合の各部出力信号の周波数
スペクトラムを示す図である。
【図４】従来の装置においてキャリア周波数を１０８ｋ
Ｈｚとした場合の低域通過フィルタ（ディジタルフィル
タ）の等価回路を示す図である。
Ｈｚとした場合の低域通過フィルタ（ディジタルフィル
タ）の等価回路を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態に係る変調装置の基本的構
成を示すブロック図であって、キャリア周波数を１０８
ｋＨｚとした場合のものである。
成を示すブロック図であって、キャリア周波数を１０８
ｋＨｚとした場合のものである。
【図６】図５の各部の出力信号の周波数スペクトラムを
示す図である。
示す図である。
【図７】図５をより具体化したブロック図である。
【図８】従来の方法と本発明による方法とでＤＳＰを使
用してキャリア周波数１０８ｋＨｚの変調処理を実現し
た場合の処理量を示す図である。
用してキャリア周波数１０８ｋＨｚの変調処理を実現し
た場合の処理量を示す図である。
【図９】本発明に係る変調装置を備えたデータモデムの
一構成例を示すブロック図である。
一構成例を示すブロック図である。
１…信号点発生部 ２…低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ３…変調部 ４…折り返し部分 ５…折り返し部分 ６…折り返し部分のうち基底帯域内に入り込む部分 １１…信号点発生部 １２…キャリアシフト部 １３…低域通過フィルタ（ＬＰＦ） １４…変調部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (10)
- 【請求項１】 送信データに応じて一定の変調速度で発
生する信号点からなる伝送信号の周波数帯域を所望の周
波数シフト量だけシフトする変調方法であって、 (a) 前記伝送信号の周波数帯域を第１の周波数シフト量
だけシフトするステップと、 (b) 前記ステップ(a) での出力信号を、基底帯域を含み
かつ前記変調速度の整数倍となる周波数帯域に制限すべ
く低域通過フィルタリングするステップと、 (c) 前記ステップ(b) での出力信号の周波数帯域をサン
プリング周波数の整数分の１となる第２の周波数シフト
量だけシフトするステップと、 を具備し、前記第１の周波数シフト量と前記第２の周波
数シフト量とによる総シフト量が前記所望の周波数シフ
ト量となるように前記第１の周波数シフト量が設定され
ている変調方法。 - 【請求項２】 前記ステップ(b) が前記第２の周波数シ
フト量の整数倍の補間処理を行うものである、請求項１
に記載の変調方法。 - 【請求項３】 前記各ステップがディジタルシグナルプ
ロセッサ内において実現される、請求項１に記載の変調
方法。 - 【請求項４】 前記ステップ(b) の処理と前記ステップ
(c) の処理とが組み合わされ一つのディジタル演算処理
として実行される、請求項１に記載の変調方法。 - 【請求項５】 伝送信号を所定の周波数を有するキャリ
アにより変調する変調方法において、 前記伝送信号を、第１の周波数シフトし、前記第１の周波数シフトされた信号を、第２の周波数の
整数倍のカットオフ周波数を有する低域通過フィルタに
よりフィルタリングし、 前記フィルタリングされた信号を、前記 第２の周波数を
有する信号により変調し、 前記第１の周波数は、前記所定の周波数から前記第２の
周波数を差し引いた値であることを特徴とする、変調方
法。 - 【請求項６】 送信データに応じて一定の変調速度で発
生する信号点からなる伝送信号の周波数帯域を所望の周
波数シフト量だけシフトする変調装置であって、 前記伝送信号の周波数帯域を第１の周波数シフト量だけ
シフトする第１の周波数シフト手段と、 前記第１の周波数シフト手段の出力信号を、基底帯域を
含みかつ前記変調速度の整数倍となる周波数帯域に制限
する低域通過フィルタと、 前記低域通過フィルタの出力信号の周波数帯域をサンプ
リング周波数の整数分の１となる第２の周波数シフト量
だけシフトする第２の周波数シフト手段と、 を具備し、前記第１の周波数シフト量と前記第２の周波
数シフト量とによる総シフト量が前記所望の周波数シフ
ト量となるように前記第１の周波数シフト量が設定され
ている変調装置。 - 【請求項７】 前記低域通過フィルタが前記第２の周波
数シフト量の整数倍の補間処理を行うものである、請求
項６に記載の変調装置。 - 【請求項８】 ディジタルシグナルプロセッサ内におい
て実現されている、請求項６に記載の変調装置。 - 【請求項９】 前記低域通過フィルタと前記第２の周波
数シフト手段とが組み合わされ一つのディジタル演算処
理手段として実現される、請求項６に記載の変調装置。 - 【請求項１０】 送信データに応じて一定の変調速度で
発生する信号点からなる伝送信号の周波数帯域を所望の
周波数シフト量だけシフトする変調装置を備えるデータ
モデムであって、前記変調装置が、 前記伝送信号の周波数帯域を第１の周波数シフト量だけ
シフトする第１の周波数シフト手段と、 前記第１の周波数シフト手段の出力信号を、基底帯域を
含みかつ前記変調速度の整数倍となる周波数帯域に制限
する低域通過フィルタと、 前記低域通過フィルタの出力信号の周波数帯域をサンプ
リング周波数の整数分の１となる第２の周波数シフト量
だけシフトする第２の周波数シフト手段と、 を具備し、前記第１の周波数シフト量と前記第２の周波
数シフト量とによる総シフト量が前記所望の周波数シフ
ト量となるように前記第１の周波数シフト量が設定され
ているデータモデム。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00308898A JP3323124B2 (ja) | 1998-01-09 | 1998-01-09 | 変調方法及び装置 |
| US09/209,235 US6052037A (en) | 1998-01-09 | 1998-12-10 | Modulation method and apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00308898A JP3323124B2 (ja) | 1998-01-09 | 1998-01-09 | 変調方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11205398A JPH11205398A (ja) | 1999-07-30 |
| JP3323124B2 true JP3323124B2 (ja) | 2002-09-09 |
Family
ID=11547602
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00308898A Expired - Fee Related JP3323124B2 (ja) | 1998-01-09 | 1998-01-09 | 変調方法及び装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6052037A (ja) |
| JP (1) | JP3323124B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SG126692A1 (en) * | 2002-03-06 | 2006-11-29 | Oki Techno Ct Singapore Pte Ltd | Modulation circuit for wireless installation |
| US20090161799A1 (en) * | 2007-12-21 | 2009-06-25 | Mediatek, Inc. | Decoding communication signals |
| US8316378B2 (en) * | 2007-12-21 | 2012-11-20 | Mediatek Inc. | Data flow control in wireless communication systems |
| US8054922B2 (en) * | 2007-12-21 | 2011-11-08 | Mediatek Inc. | Parameter estimation for modulated signals |
| US8149702B2 (en) * | 2007-12-21 | 2012-04-03 | Mediatek Inc. | Multi-mode bit rate processor |
| US8488662B2 (en) * | 2007-12-21 | 2013-07-16 | Mediatek Inc. | Receiver bit rate processing |
| US8155241B2 (en) * | 2007-12-21 | 2012-04-10 | Mediatek Inc. | System for processing common gain values |
| KR101718018B1 (ko) * | 2010-06-30 | 2017-03-20 | 엘지전자 주식회사 | 이종 모뎀을 구비하는 단말에서의 송신 전력 검출 장치 및 방법 |
| JP5994773B2 (ja) * | 2011-03-25 | 2016-09-21 | 日本電気株式会社 | 送信器、受信器、送信方法、受信方法及び通信システム |
| CN103873408B (zh) * | 2012-12-10 | 2018-04-27 | 北京普源精电科技有限公司 | 一种具有调制功能的射频信号源 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8400676A (nl) * | 1984-03-02 | 1985-10-01 | Philips Nv | Data transmissie systeem. |
| US5930301A (en) * | 1996-06-25 | 1999-07-27 | Harris Corporation | Up-conversion mechanism employing side lobe-selective pre-distortion filter and frequency replica-selecting bandpass filter respectively installed upstream and downstream of digital-to-analog converter |
| US5783974A (en) * | 1997-01-27 | 1998-07-21 | Hitachi America, Ltd. | Digital interpolation up sampling circuit and digital modulator using same |
| US5815046A (en) * | 1997-02-11 | 1998-09-29 | Stanford Telecom | Tunable digital modulator integrated circuit using multiplexed D/A converters |
-
1998
- 1998-01-09 JP JP00308898A patent/JP3323124B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-10 US US09/209,235 patent/US6052037A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11205398A (ja) | 1999-07-30 |
| US6052037A (en) | 2000-04-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4130806A (en) | Filter and demodulation arrangement | |
| JP3385266B2 (ja) | 雑音除去方法及び装置 | |
| EP0194903B1 (en) | Digital quadrature amplitude modulator | |
| JP3323124B2 (ja) | 変調方法及び装置 | |
| JP3144283B2 (ja) | 遅延検波装置 | |
| AU623484B2 (en) | Coherent psk demodulator with adaptive line enhancer | |
| JPS63208315A (ja) | 非巡回形ハーフ帯域フイルタ | |
| US5768317A (en) | Equalization filter compensating for distortion in a surface acoustic wave device | |
| EP0155049B1 (en) | Transmission system for the transmission of data signals in a modulation band | |
| CA1265202A (en) | Simplified recovery of data signals from quadrature- related carrier signals | |
| US6535073B1 (en) | Device and method for I/Q modulation, frequency translation and upsampling | |
| US6184756B1 (en) | Modulator | |
| JP2003188747A (ja) | 歪補償送信装置 | |
| EP0554036B1 (en) | Sampling clock generator for digital demodulator | |
| JP3953164B2 (ja) | ディジタル直交変調器及び復調器 | |
| US4020288A (en) | System for data transmission through the channels of a frequency division multiplex system | |
| JPS62210760A (ja) | 受信装置及びその方法 | |
| JPH06311134A (ja) | 直交周波数分割多重信号発生器 | |
| JPH06104943A (ja) | 四相位相変調装置 | |
| CN115398827B (zh) | 用于补偿光传输系统中的群速度色散的数字滤波器装置 | |
| JP2914979B2 (ja) | 周波数変換装置 | |
| KR100269257B1 (ko) | 16-큐에이엠진폭변조신호의반송파복원방법 | |
| JPH03104357A (ja) | 多値多相位相変調器 | |
| JPH0646096A (ja) | デジタル復調器 | |
| KR0124399B1 (ko) | 기저대역에서의 타이밍정보 생성장치 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020521 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |