JPH11196063A - Ｏｆｄｍ変復調装置及びその方法 - Google Patents
Ｏｆｄｍ変復調装置及びその方法Info
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- JPH11196063A JPH11196063A JP9367316A JP36731697A JPH11196063A JP H11196063 A JPH11196063 A JP H11196063A JP 9367316 A JP9367316 A JP 9367316A JP 36731697 A JP36731697 A JP 36731697A JP H11196063 A JPH11196063 A JP H11196063A
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- Japan
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- ofdm
- signal
- modulation
- sample clock
- carrier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ変調方式で送信するＯＦＤＭ信号変
復調装置に関し、特に隣接サブキャリアの影響を受けず
に高精度に再生出来るＯＦＤＭ信号変調装置を提供す
る。 【解決手段】 同期用サブキャリア信号を含む伝送信号
をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によってＯ
ＦＤＭ変調信号を生成するようにしたＯＦＤＭ変調装置
において、前記伝送信号を変調するときに、ＯＦＤＭ変
調スペクトルの多数あるサブキャリアの内の両端のキャ
リア（正負のナイキスト周波数）をサンプルクロック再
生用基準キャリア信号として割り当てるように構成し
た。
復調装置に関し、特に隣接サブキャリアの影響を受けず
に高精度に再生出来るＯＦＤＭ信号変調装置を提供す
る。 【解決手段】 同期用サブキャリア信号を含む伝送信号
をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によってＯ
ＦＤＭ変調信号を生成するようにしたＯＦＤＭ変調装置
において、前記伝送信号を変調するときに、ＯＦＤＭ変
調スペクトルの多数あるサブキャリアの内の両端のキャ
リア（正負のナイキスト周波数）をサンプルクロック再
生用基準キャリア信号として割り当てるように構成し
た。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】ＯＦＤＭ変調方式で送信する
ＯＦＤＭ信号変調装置に係り、特に隣接サブキャリアの
影響を受けずに高精度に再生出来るＯＦＤＭ（Orthogon
al FrequencyDivision Multiplex 直交周波数分割多
重）信号変調装置に関する。
ＯＦＤＭ信号変調装置に係り、特に隣接サブキャリアの
影響を受けずに高精度に再生出来るＯＦＤＭ（Orthogon
al FrequencyDivision Multiplex 直交周波数分割多
重）信号変調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭ変復調方式は、１チャンネル帯
域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブキャリアを
立て映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能
なディジタル変復調システムである。図７に、その周波
数スペクトルを示す。各サブキャリアは、ＱＡＭ（直交
振幅変調）され、各々のスペクトルのピーク値は、他の
サブキャリアのスペクトルの零点と一致（直交）する。
域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブキャリアを
立て映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能
なディジタル変復調システムである。図７に、その周波
数スペクトルを示す。各サブキャリアは、ＱＡＭ（直交
振幅変調）され、各々のスペクトルのピーク値は、他の
サブキャリアのスペクトルの零点と一致（直交）する。
【０００３】まず、ＯＦＤＭ変復調方式を用いた送受信
装置について、以下に図と共に説明する。図８は、ＯＦ
ＤＭ変復調方式を用いた送受信装置の従来の一般的なブ
ロック構成図である。図８において、送信系では、入力
データ列は入力回路８１に供給され並列変換され、夫々
の低速シンボル列が夫々のサブキャリアに乗せられる情
報となる。その後、伝送時系列に変換するためにＩＦＦ
Ｔ（逆フーリエ変換）回路８２でＩＦＦＴされ、マルチ
パス対策のためのガードインターバルをガードインター
バル付加器８３で付加され、次にＤ／Ａ変換、ＬＰＦ８
４を介して、ベースバンド時系列となる。更に、直交変
調器８５で直交変調され、周波数変換器８７で周波数変
換され、送信部８８を介して伝送路に送信される。
装置について、以下に図と共に説明する。図８は、ＯＦ
ＤＭ変復調方式を用いた送受信装置の従来の一般的なブ
ロック構成図である。図８において、送信系では、入力
データ列は入力回路８１に供給され並列変換され、夫々
の低速シンボル列が夫々のサブキャリアに乗せられる情
報となる。その後、伝送時系列に変換するためにＩＦＦ
Ｔ（逆フーリエ変換）回路８２でＩＦＦＴされ、マルチ
パス対策のためのガードインターバルをガードインター
バル付加器８３で付加され、次にＤ／Ａ変換、ＬＰＦ８
４を介して、ベースバンド時系列となる。更に、直交変
調器８５で直交変調され、周波数変換器８７で周波数変
換され、送信部８８を介して伝送路に送信される。
【０００４】受信系では、送信系の逆のプロセスを経
て、受信信号が再生される。図８において、受信部８９
で伝送部からの信号を受信し、周波数変換器９０で周波
数変換され、中間周波数増幅器９１を介して直交復調器
９３で復調され、Ａ／Ｄ変換器９５で変換され、ガード
インターバル処理器９６で処理され、ＦＦＴ（フーリエ
変換）ＱＡＭ復号器９７で復号され、出力回路９８を介
して復号出力される。
て、受信信号が再生される。図８において、受信部８９
で伝送部からの信号を受信し、周波数変換器９０で周波
数変換され、中間周波数増幅器９１を介して直交復調器
９３で復調され、Ａ／Ｄ変換器９５で変換され、ガード
インターバル処理器９６で処理され、ＦＦＴ（フーリエ
変換）ＱＡＭ復号器９７で復号され、出力回路９８を介
して復号出力される。
【０００５】ここで、一般的なＯＦＤＭサブキャリアの
周波数スペクトルは狭い等間隔の周波数で配置され、こ
のようなＯＦＤＭ波形は時間軸でみた場合、ほとんど白
色雑音の波形となり、復調側で、有効な周波数・位相情
報を得ることが難しく、復調するのに必要な基準キャリ
アの再生を困難にしていた。
周波数スペクトルは狭い等間隔の周波数で配置され、こ
のようなＯＦＤＭ波形は時間軸でみた場合、ほとんど白
色雑音の波形となり、復調側で、有効な周波数・位相情
報を得ることが難しく、復調するのに必要な基準キャリ
アの再生を困難にしていた。
【０００６】このため、従来のＯＦＤＭ変復調装置で
は、大きく分けて２通りの方法が取られていた。第１の
方法は、図６の従来の伝送フレームの構成図に示したよ
うに、ＯＦＤＭ伝送シンボルの中に、サンプルクロック
情報のみを伝送するシンボルを定義し、復号器は送信さ
れたサンプルクロック情報区間の信号を復号し、サンプ
ルクロック信号を再生する方法である。
は、大きく分けて２通りの方法が取られていた。第１の
方法は、図６の従来の伝送フレームの構成図に示したよ
うに、ＯＦＤＭ伝送シンボルの中に、サンプルクロック
情報のみを伝送するシンボルを定義し、復号器は送信さ
れたサンプルクロック情報区間の信号を復号し、サンプ
ルクロック信号を再生する方法である。
【０００７】この方式は、隣接サブキャリアの干渉を全
く受けないでサンプルクロック信号の再生を行なえる利
点がある。しかし、サンプルクロック信号を伝送するシ
ンボルは、変調効率を考慮すると数百シンボル毎にしか
得られず、結果として、離散的なサンプルクロック情報
しか得られない。よって、移動受信時など、サンプルク
ロック信号に大きなジッター（時間変動）成分がある時
は、それによりＯＦＤＭ信号の復調動作が乱され、復調
誤りが多くなるという欠点がある。
く受けないでサンプルクロック信号の再生を行なえる利
点がある。しかし、サンプルクロック信号を伝送するシ
ンボルは、変調効率を考慮すると数百シンボル毎にしか
得られず、結果として、離散的なサンプルクロック情報
しか得られない。よって、移動受信時など、サンプルク
ロック信号に大きなジッター（時間変動）成分がある時
は、それによりＯＦＤＭ信号の復調動作が乱され、復調
誤りが多くなるという欠点がある。
【０００８】第２の方法は、ＯＦＤＭ信号中にサンプル
同期周波数・位相情報を伝送するサブキャリアを定義
し、連続したサンプルクロック情報を送信する方法であ
る。しかし、この方式は、最初の方式とは異なり、隣接
サブキャリアの影響を受け、誤差の少ないサンプルクロ
ックの再生が難しいという欠点がある。よって、ＯＦＤ
Ｍのサンプルクロック再生に最も適した方式は、隣接キ
ャリアの影響を受けにくく、かつ、連続したサンプルク
ロック情報を得られるシステムである。
同期周波数・位相情報を伝送するサブキャリアを定義
し、連続したサンプルクロック情報を送信する方法であ
る。しかし、この方式は、最初の方式とは異なり、隣接
サブキャリアの影響を受け、誤差の少ないサンプルクロ
ックの再生が難しいという欠点がある。よって、ＯＦＤ
Ｍのサンプルクロック再生に最も適した方式は、隣接キ
ャリアの影響を受けにくく、かつ、連続したサンプルク
ロック情報を得られるシステムである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、通常、
連続したサンプルクロック情報を隣接サブキャリアの影
響を受けずに高精度に得ることは困難であることが分か
る。そこで本発明は、連続したサンプルクロック情報
を、隣接キャリアの影響を受けずに、高精度に再生出来
るＯＦＤＭ変復調装置を提供することを目的とする。
連続したサンプルクロック情報を隣接サブキャリアの影
響を受けずに高精度に得ることは困難であることが分か
る。そこで本発明は、連続したサンプルクロック情報
を、隣接キャリアの影響を受けずに、高精度に再生出来
るＯＦＤＭ変復調装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するため、同期用サブキャリア信号を含むデータ信号
をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によって変
調信号を生成するようにしたＯＦＤＭ変調装置におい
て、サンプルクロック再生用基準キャリア信号をＯＦＤ
Ｍ変調信号の占有帯域の両端の位置に配置して生成する
信号生成手段を備えて構成した。また、その基準キャリ
ア信号の変調レベルを、その他のキャリアレベルより、
高めて送信するようにした。
成するため、同期用サブキャリア信号を含むデータ信号
をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によって変
調信号を生成するようにしたＯＦＤＭ変調装置におい
て、サンプルクロック再生用基準キャリア信号をＯＦＤ
Ｍ変調信号の占有帯域の両端の位置に配置して生成する
信号生成手段を備えて構成した。また、その基準キャリ
ア信号の変調レベルを、その他のキャリアレベルより、
高めて送信するようにした。
【００１１】本発明によるＯＦＤＭ変調装置及びその復
調装置は、サンプルクロック再生用の基準キャリアを占
有帯域の両端の位置に配置したため、隣接サブキャリア
の干渉が半分（−６ｄＢ）になり、また、他の情報キャ
リアレベルより６ｄＢ大きくなるため、再生サンプルク
ロックのジッターを従来より改善することが出来、シス
テムのエラーレートが向上する。
調装置は、サンプルクロック再生用の基準キャリアを占
有帯域の両端の位置に配置したため、隣接サブキャリア
の干渉が半分（−６ｄＢ）になり、また、他の情報キャ
リアレベルより６ｄＢ大きくなるため、再生サンプルク
ロックのジッターを従来より改善することが出来、シス
テムのエラーレートが向上する。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明のＯＦＤＭ（Orthogonal F
requency Division Multiplex 直交周波数分割多重）変
復調装置の一実施例について、以下に図と共に説明す
る。図１は本発明のＯＦＤＭ変復調装置のブロック図で
ある。図２は本発明の一実施例のパワースペクトルを示
した図である。
requency Division Multiplex 直交周波数分割多重）変
復調装置の一実施例について、以下に図と共に説明す
る。図１は本発明のＯＦＤＭ変復調装置のブロック図で
ある。図２は本発明の一実施例のパワースペクトルを示
した図である。
【００１３】本発明のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）
変復調装置の基本的な仕様は、以下に示す通りである。 (1) 中心キャリア周波数 １０．７ＭHz (4) 使用キャリア数 ２５７波 (2) 伝送帯域幅 １００ＫHz (5) ＦＦＴサイズ ５１２点 (3) 変調方式 ２５６ＱＡＭ (6) シンボル周期 ２．６ms
変復調装置の基本的な仕様は、以下に示す通りである。 (1) 中心キャリア周波数 １０．７ＭHz (4) 使用キャリア数 ２５７波 (2) 伝送帯域幅 １００ＫHz (5) ＦＦＴサイズ ５１２点 (3) 変調方式 ２５６ＱＡＭ (6) シンボル周期 ２．６ms
【００１４】図１の入力回路１は、伝送すべきディジタ
ル情報データを受取り、必要に応じて誤り訂正符号を付
加する。４ビットの信号レベルは、２の４乗、即ち、１
６のレベル信号として表現出来る。図１では、情報を伝
達すべきキャリアに対して振幅方向に１６レベル、角度
方向に１６レベルを定義する。このようにして、１６×
１６の２５６の値を振幅と角度情報の組み合わせで伝送
する方式を２５６ＱＡＭと呼ぶ。
ル情報データを受取り、必要に応じて誤り訂正符号を付
加する。４ビットの信号レベルは、２の４乗、即ち、１
６のレベル信号として表現出来る。図１では、情報を伝
達すべきキャリアに対して振幅方向に１６レベル、角度
方向に１６レベルを定義する。このようにして、１６×
１６の２５６の値を振幅と角度情報の組み合わせで伝送
する方式を２５６ＱＡＭと呼ぶ。
【００１５】図３に、本実施例におけるキャリアの配置
を示す。ここで、中間周波数に立てられるキャリアを第
０キャリア（センタキャリア）と呼び、ＯＦＤＭ変調ス
ペクトラム上で、第０キャリアの右側のキャリアを順番
に第１キャリア、第２キャリア、… …第１２８キャリ
アと呼び、第０キャリアの左側のキャリアを順番に第ｍ
１キャリア、第ｍ２キャリア、… …第ｍ１２８キャリ
アと呼ぶ。但し、ここで、ｍはマイナス（−）を示し、
第ｍ１２８キャリアは、第−１２８キャリアを示すもの
とする。
を示す。ここで、中間周波数に立てられるキャリアを第
０キャリア（センタキャリア）と呼び、ＯＦＤＭ変調ス
ペクトラム上で、第０キャリアの右側のキャリアを順番
に第１キャリア、第２キャリア、… …第１２８キャリ
アと呼び、第０キャリアの左側のキャリアを順番に第ｍ
１キャリア、第ｍ２キャリア、… …第ｍ１２８キャリ
アと呼ぶ。但し、ここで、ｍはマイナス（−）を示し、
第ｍ１２８キャリアは、第−１２８キャリアを示すもの
とする。
【００１６】この２５７波のキャリアの内、２４８波を
用いて入力情報を伝送する。残りの９波の内、２波を基
準サンプルクロック再生キャリアとしてＯＦＤＭ復調の
基準キャリアとして用いる。他の７波は受信データキャ
リブレーション用、その他の補助信号の伝送のために用
いる。
用いて入力情報を伝送する。残りの９波の内、２波を基
準サンプルクロック再生キャリアとしてＯＦＤＭ復調の
基準キャリアとして用いる。他の７波は受信データキャ
リブレーション用、その他の補助信号の伝送のために用
いる。
【００１７】本実施例では、第１２８、第ｍ１２８両キ
ャリアを基準サンプルキャリアとして割り当てる。２４
８波の夫々のキャリアは、各１バイトの情報により２５
６ＱＡＭ変調される。ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）回路
２は、２４８波のキャリアに対し、２５６ＱＡＭ変調を
行ない、各出力を同相、直交成分として出力する。
ャリアを基準サンプルキャリアとして割り当てる。２４
８波の夫々のキャリアは、各１バイトの情報により２５
６ＱＡＭ変調される。ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）回路
２は、２４８波のキャリアに対し、２５６ＱＡＭ変調を
行ない、各出力を同相、直交成分として出力する。
【００１８】これらの出力信号は、ガードインターバル
付加器３を通り、Ｄ／Ａ変換器，ＬＰＦ４によりアナロ
グ信号に変換され、ＬＰＦにより必要な帯域の成分のみ
通過させられる。アナログ値のＩ成分、Ｑ成分信号は、
直交変調器５に供給され、ＯＦＤＭ変調信号が出力され
る。最後にＯＦＤＭ変調信号は、伝送すべき周波数帯に
周波数変換器７により周波数変換され、送信部（リニア
増幅器）８を介して伝送部である送信アンテナ（図示せ
ず）に給電され、送信される。
付加器３を通り、Ｄ／Ａ変換器，ＬＰＦ４によりアナロ
グ信号に変換され、ＬＰＦにより必要な帯域の成分のみ
通過させられる。アナログ値のＩ成分、Ｑ成分信号は、
直交変調器５に供給され、ＯＦＤＭ変調信号が出力され
る。最後にＯＦＤＭ変調信号は、伝送すべき周波数帯に
周波数変換器７により周波数変換され、送信部（リニア
増幅器）８を介して伝送部である送信アンテナ（図示せ
ず）に給電され、送信される。
【００１９】ここで、本発明装置の基準サンプルキャリ
ア信号の信号生成手段の一実施例について以下に説明す
る。本実施例のＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）回路（基準
キャリア信号割り当て手段）２において、占有帯域の中
心搬送波から対称な両端の位置に基準サンプルキャリア
であるキャリア信号を挿入する。第１２８キャリアと第
ｍ１２８キャリアを、サンプル同期用パイロット信号用
に割り振る。ＯＦＤＭ伝送信号を変調するときに、ＯＦ
ＤＭ変調スペクトルの多数あるサブキャリアの内の両端
のキャリア（正負のナイキスト周波数）をサンプルクロ
ック再生の周波数・位相情報パイロットキャリアとして
割り当てる。
ア信号の信号生成手段の一実施例について以下に説明す
る。本実施例のＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）回路（基準
キャリア信号割り当て手段）２において、占有帯域の中
心搬送波から対称な両端の位置に基準サンプルキャリア
であるキャリア信号を挿入する。第１２８キャリアと第
ｍ１２８キャリアを、サンプル同期用パイロット信号用
に割り振る。ＯＦＤＭ伝送信号を変調するときに、ＯＦ
ＤＭ変調スペクトルの多数あるサブキャリアの内の両端
のキャリア（正負のナイキスト周波数）をサンプルクロ
ック再生の周波数・位相情報パイロットキャリアとして
割り当てる。
【００２０】また、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）回路２
において、パイロット信号の信号点配置に関しては、第
１２８キャリアの基準スタートデータの同相成分を０
（零）とし、直交成分を所定値ａに設定する。また、第
ｍ１２８キャリアの基準スタートデータの方は、同相成
分を０（零）とし、直交成分を所定値−ａに設定する。
但し、所定値±ａは変調最大レベルとする。こうするこ
とにより、サンプルクロック再生用基準キャリア信号の
変調レベルを、他のデータ用サブキャリアの変調レベル
よりも高めるようにすることが可能なＯＦＤＭ変調装置
を提供出来る。即ち、このように設定することにより、
受信側で直交復調されたベースバンド同相（Ｉ）信号で
ある再生用基準キャリア信号の時間軸波形は、所定値ａ
の２倍（６ｄＢ）の振幅を示し、直交（Ｑ）信号は、０
（零）の振幅を示す。
において、パイロット信号の信号点配置に関しては、第
１２８キャリアの基準スタートデータの同相成分を０
（零）とし、直交成分を所定値ａに設定する。また、第
ｍ１２８キャリアの基準スタートデータの方は、同相成
分を０（零）とし、直交成分を所定値−ａに設定する。
但し、所定値±ａは変調最大レベルとする。こうするこ
とにより、サンプルクロック再生用基準キャリア信号の
変調レベルを、他のデータ用サブキャリアの変調レベル
よりも高めるようにすることが可能なＯＦＤＭ変調装置
を提供出来る。即ち、このように設定することにより、
受信側で直交復調されたベースバンド同相（Ｉ）信号で
ある再生用基準キャリア信号の時間軸波形は、所定値ａ
の２倍（６ｄＢ）の振幅を示し、直交（Ｑ）信号は、０
（零）の振幅を示す。
【００２１】つぎに、受信側のＯＦＤＭ復調装置の一実
施例の動作を説明する。図１に示したように、伝送部よ
りの送信信号は、受信部９と周波数変換器１０により中
間周波数の信号に戻される。中間周波数増幅器１１で増
幅され、キャリア検出器１２及び直交復調器１３に供給
される。キャリア検出器１２により、位相同期が行なわ
れ、直交復調器１３により、同相（Ｉ）、直交（Ｑ）の
ベースバンド信号に復調される。ここで、直交復調器１
３により、直交復調された再生基準サンプルキャリアの
ベースバンド同相（Ｉ）信号の時間軸波形は、所定値ａ
の２倍（６ｄＢ）の振幅となり、直交（Ｑ）信号は、０
（零）の振幅となる。よって、再生基準サンプルキャリ
アを確実に他のデータ復調キャリアより分離することが
出来る。
施例の動作を説明する。図１に示したように、伝送部よ
りの送信信号は、受信部９と周波数変換器１０により中
間周波数の信号に戻される。中間周波数増幅器１１で増
幅され、キャリア検出器１２及び直交復調器１３に供給
される。キャリア検出器１２により、位相同期が行なわ
れ、直交復調器１３により、同相（Ｉ）、直交（Ｑ）の
ベースバンド信号に復調される。ここで、直交復調器１
３により、直交復調された再生基準サンプルキャリアの
ベースバンド同相（Ｉ）信号の時間軸波形は、所定値ａ
の２倍（６ｄＢ）の振幅となり、直交（Ｑ）信号は、０
（零）の振幅となる。よって、再生基準サンプルキャリ
アを確実に他のデータ復調キャリアより分離することが
出来る。
【００２２】この分離復調されたＩ信号（再生基準サン
プルキャリアのベースバンド同相（Ｉ）信号）は、後述
するサンプルクロック再生回路１９に供給されてサンプ
ルクロック信号が出力されることになる。そして、復調
された同相（Ｉ）、直交（Ｑ）の信号は、Ａ／Ｄ変換器
１５を通り、ディジタル信号に変換され、ガードインタ
ーバル処理器１６、ＦＦＴ（ＱＡＭ）復号器１７、そし
て出力回路１８を経て、復号出力信号が得られる。図２
は本発明の一実施例のスペクトルを示した図であり、図
２の横軸は周波数で、縦軸は振幅である。この図の、２
０は基準サンプルキャリアを示し、この図から、基準サ
ンプルキャリア２０は、他のデータ復調キャリアよりも
高いC/N 比が得られていることが分かる。
プルキャリアのベースバンド同相（Ｉ）信号）は、後述
するサンプルクロック再生回路１９に供給されてサンプ
ルクロック信号が出力されることになる。そして、復調
された同相（Ｉ）、直交（Ｑ）の信号は、Ａ／Ｄ変換器
１５を通り、ディジタル信号に変換され、ガードインタ
ーバル処理器１６、ＦＦＴ（ＱＡＭ）復号器１７、そし
て出力回路１８を経て、復号出力信号が得られる。図２
は本発明の一実施例のスペクトルを示した図であり、図
２の横軸は周波数で、縦軸は振幅である。この図の、２
０は基準サンプルキャリアを示し、この図から、基準サ
ンプルキャリア２０は、他のデータ復調キャリアよりも
高いC/N 比が得られていることが分かる。
【００２３】つぎに、本発明のＯＦＤＭ復調装置の一部
を構成するサンプルクロック再生回路について、以下に
説明する。図５は本発明のＯＦＤＭ復調装置の一部を構
成するサンプルクロック再生回路１９の一実施例の詳細
なブロック構成図を示したものである。Ｉ波同期検波器
５１（図１の直交復調器１３）により復調されたＩ信号
は、±１２８キャリアを中心周波数とした±１２８キャ
リアＢＰＦ（５２）を介して、デジタル位相比較器５
３、アナログ位相比較器５６に夫々供給される。
を構成するサンプルクロック再生回路について、以下に
説明する。図５は本発明のＯＦＤＭ復調装置の一部を構
成するサンプルクロック再生回路１９の一実施例の詳細
なブロック構成図を示したものである。Ｉ波同期検波器
５１（図１の直交復調器１３）により復調されたＩ信号
は、±１２８キャリアを中心周波数とした±１２８キャ
リアＢＰＦ（５２）を介して、デジタル位相比較器５
３、アナログ位相比較器５６に夫々供給される。
【００２４】デジタル位相比較器５３の出力は、シーケ
ンシャルループフィルタ５４を介して可変分周器５５に
供給され、可変分周器５５の分周比をコントロールし、
サンプルクロックの初期周波数・位相同期を行なう。デ
ジタル位相比較器５３は、予め設定された初期位相に達
した時点で、可変分周器５５の動作をストップして分周
比を固定する。アナログ位相比較器５６は可変分周器５
５で固定された信号が供給され、位相比較を行なって、
その出力を次のループフィルタ５７に供給する。これに
よりループフィルタ５７の時定数を非常に低く設定した
アナログＰＬＬが動作し、位相同期を完了する。サンプ
ルクロック同期動作は、ディジタル部で予め初期位相を
引き込んであるため、高速・高精度の２点を共に満足す
る。
ンシャルループフィルタ５４を介して可変分周器５５に
供給され、可変分周器５５の分周比をコントロールし、
サンプルクロックの初期周波数・位相同期を行なう。デ
ジタル位相比較器５３は、予め設定された初期位相に達
した時点で、可変分周器５５の動作をストップして分周
比を固定する。アナログ位相比較器５６は可変分周器５
５で固定された信号が供給され、位相比較を行なって、
その出力を次のループフィルタ５７に供給する。これに
よりループフィルタ５７の時定数を非常に低く設定した
アナログＰＬＬが動作し、位相同期を完了する。サンプ
ルクロック同期動作は、ディジタル部で予め初期位相を
引き込んであるため、高速・高精度の２点を共に満足す
る。
【００２５】つぎに、求められる再生サンプルクロック
信号のジッター（時間軸誤差）について以下に説明す
る。まず、理論的ミニマム値を求める。アパーチャ・エ
ラーＡεは、次式、数１のようになる。
信号のジッター（時間軸誤差）について以下に説明す
る。まず、理論的ミニマム値を求める。アパーチャ・エ
ラーＡεは、次式、数１のようになる。
【００２６】
【数１】
【００２７】上式から最も厳しいジッターｔａは、信号
振幅ｆａが高い場合であることが分かる。本実施例を上
式に当てはめると、シュミレーションの結果から、８ビ
ットのアパーチャ・エラーを許すとして、次式、数２の
ようになる。
振幅ｆａが高い場合であることが分かる。本実施例を上
式に当てはめると、シュミレーションの結果から、８ビ
ットのアパーチャ・エラーを許すとして、次式、数２の
ようになる。
【００２８】
【数２】
【００２９】つぎに、上記のジッター値を満足する基準
キャリアの必要な信号対雑音比について述べる。図４に
本発明の一部を構成する２次のＰＬＬ（フェーズドロッ
クドループ）回路のブロック構成を示す。ＰＬＬ回路
は、入力信号が供給される位相比較器４２、２次ループ
フィルタ４３及び再生クロックを出力する電圧制御発振
器（ＶＣＯ）４４とより構成されている。図４の２次の
ＰＬＬ（フェーズドロックドループ）回路で雑音を伴っ
た入力信号（本発明例では、ＯＦＤＭ復調ベースバンド
信号）から基準サンプルキャリアのみを抽出して位相ジ
ッターの少ないサンプルクロック再生を行なう場合、理
論上の位相ジッターは次式、数３のように求められる。
キャリアの必要な信号対雑音比について述べる。図４に
本発明の一部を構成する２次のＰＬＬ（フェーズドロッ
クドループ）回路のブロック構成を示す。ＰＬＬ回路
は、入力信号が供給される位相比較器４２、２次ループ
フィルタ４３及び再生クロックを出力する電圧制御発振
器（ＶＣＯ）４４とより構成されている。図４の２次の
ＰＬＬ（フェーズドロックドループ）回路で雑音を伴っ
た入力信号（本発明例では、ＯＦＤＭ復調ベースバンド
信号）から基準サンプルキャリアのみを抽出して位相ジ
ッターの少ないサンプルクロック再生を行なう場合、理
論上の位相ジッターは次式、数３のように求められる。
【００３０】
【数３】
【００３１】つぎに、入力の信号対雑音比αは定義によ
り、数４のように示される。
り、数４のように示される。
【００３２】
【数４】
【００３３】上記の数３、数４より、位相ジッターδφ
を信号対雑音比αで表わすと次式、数５が得られる。
を信号対雑音比αで表わすと次式、数５が得られる。
【００３４】
【数５】
【００３５】よって、位相ジッターδφが１３ｎＳにな
る信号対雑音比αを求めると、α＝ 62500（９６ｄＢ）
が得られる。９６ｄＢという大きな信号対雑音比αを得
るには、数４より入力雑音帯域Ｂi を小さくするか、信
号電力Ａ2 を大きくする必要がある。入力雑音帯域Ｂi
を小さくするには、通常２つの方法がある。
る信号対雑音比αを求めると、α＝ 62500（９６ｄＢ）
が得られる。９６ｄＢという大きな信号対雑音比αを得
るには、数４より入力雑音帯域Ｂi を小さくするか、信
号電力Ａ2 を大きくする必要がある。入力雑音帯域Ｂi
を小さくするには、通常２つの方法がある。
【００３６】一つ目は、ＰＬＬに入力されるＯＦＤＭ復
調波の基準パイロットキャリアを中心周波数とするＢＰ
Ｆ（バンドパスフィルタ）で抽出し、ＰＬＬに入力する
方法です。本発明装置において占有帯域幅１００ＫＨ
ｚ、中心周波数４９ＫＨｚ、ＢＰＦのＱは２００とし
て、雑音帯域Ｂｉ＝２４５Ｈｚとなり、５３ｄＢの改善
が見込まれる。
調波の基準パイロットキャリアを中心周波数とするＢＰ
Ｆ（バンドパスフィルタ）で抽出し、ＰＬＬに入力する
方法です。本発明装置において占有帯域幅１００ＫＨ
ｚ、中心周波数４９ＫＨｚ、ＢＰＦのＱは２００とし
て、雑音帯域Ｂｉ＝２４５Ｈｚとなり、５３ｄＢの改善
が見込まれる。
【００３７】つぎに、２次ＰＬＬ回路のループの雑音帯
域ＢＬは、ループフィルタの自然角周波数ωｎにより、
次式、数６のように決定されるが、同期特性を考慮しな
いで、自然角周波数ωｎ＝１と極端に小さくしても、次
式、数６より、ＢＬ＝３．３Ｈｚを得るが、Ｂｉ／ＢＬ
＝３７ｄＢとなり、５３＋３７＝９０ｄＢと目標の９６
ｄＢを満足しない。
域ＢＬは、ループフィルタの自然角周波数ωｎにより、
次式、数６のように決定されるが、同期特性を考慮しな
いで、自然角周波数ωｎ＝１と極端に小さくしても、次
式、数６より、ＢＬ＝３．３Ｈｚを得るが、Ｂｉ／ＢＬ
＝３７ｄＢとなり、５３＋３７＝９０ｄＢと目標の９６
ｄＢを満足しない。
【００３８】
【数６】
【００３９】同期特性を考慮した場合、自然角周波数ω
ｎは、出来るだけ大きい方がよく、５０ｄＢ程度の値は
必要となる。本発明では、基準パイロットキャリアをＯ
ＦＤＭ変調波の両端に配置しているため、他のキャリア
の干渉が半分になり、αが６ｄＢ向上する。また、基準
パイロットキャリアの変調レベルを６ｄＢ高めてあるた
め、計１２ｄＢのα値の向上が見込まれる。よって、α
＝９６ｄＢを達成する自然角周波数ωｎは、ωｎ＝４３
と略５０に近い値でよいことになり、同期特性とジッタ
ー特性を共に満足するシステムが成り立つことになる。
ｎは、出来るだけ大きい方がよく、５０ｄＢ程度の値は
必要となる。本発明では、基準パイロットキャリアをＯ
ＦＤＭ変調波の両端に配置しているため、他のキャリア
の干渉が半分になり、αが６ｄＢ向上する。また、基準
パイロットキャリアの変調レベルを６ｄＢ高めてあるた
め、計１２ｄＢのα値の向上が見込まれる。よって、α
＝９６ｄＢを達成する自然角周波数ωｎは、ωｎ＝４３
と略５０に近い値でよいことになり、同期特性とジッタ
ー特性を共に満足するシステムが成り立つことになる。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、伝送信号
を変調するときに、ＯＦＤＭ変調スペクトルの多数ある
サブキャリアの内の両端のキャリア（正負のナイキスト
周波数）をサンプルクロック再生用基準キャリア信号と
して割り当てるように構成し、また、そのキャリアの変
調レベルを、その他のキャリアレベルより、高めて送信
するようにしたので、受信側で隣接キャリアの影響を受
けないで、高速、高精度に連続したサンプルクロック信
号を生成することが可能となる。
を変調するときに、ＯＦＤＭ変調スペクトルの多数ある
サブキャリアの内の両端のキャリア（正負のナイキスト
周波数）をサンプルクロック再生用基準キャリア信号と
して割り当てるように構成し、また、そのキャリアの変
調レベルを、その他のキャリアレベルより、高めて送信
するようにしたので、受信側で隣接キャリアの影響を受
けないで、高速、高精度に連続したサンプルクロック信
号を生成することが可能となる。
【００４１】再生サンプルクロック信号のジッターを従
来より大幅に改善することが出来、システムのエラーレ
ートが向上し、同期特性とジッター特性を共に満足する
システムが実現可能となる。
来より大幅に改善することが出来、システムのエラーレ
ートが向上し、同期特性とジッター特性を共に満足する
システムが実現可能となる。
【図１】本発明のＯＦＤＭ変復調装置の一実施例のブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】本発明の一実施例のパワースペクトラムを示し
た図である。
た図である。
【図３】本発明の一実施例のキャリアの配置を示した図
である。
である。
【図４】本発明の２次ループＰＬＬ回路を示した図であ
る。
る。
【図５】本発明のサンプルクロック再生回路の一実施例
のブロック構成図を示す。
のブロック構成図を示す。
【図６】従来の伝送フレームの構成の一例を示す図であ
る。
る。
【図７】一般のＯＦＤＭ信号の周波数スペクトルを示し
た図である。
た図である。
【図８】従来のＯＦＤＭ変復調装置の一例のブロック図
である。
である。
１ 入力回路 ２ ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）回路（割り当てる手
段） ３ ガードインターバル付加器 ４ Ｄ／Ａ（変換器），ＬＰＦ ５ 直交変調器 ６ 中間周波数発生器 ７，１０ 周波数変換器 ８ 送信部 ９ 受信部 １１ 中間周波増幅器 １２ キャリア検出器 １３ 直交復調器（ＯＦＤＭ復調手段） １４ 中間周波数発振器 １５ Ａ／Ｄ（変換器） １６ ガードインターバル処理器 １７ ＦＦＴ（フーリエ変換）ＱＡＭ復号器 １８ 出力回路 １９ サンプルクロック再生回路（サンプルクロック再
生手段） ２０ 再生用基準キャリア（信号） ４２ 位相比較器 ４３ ２次ループフィルタ ４４ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ５１ Ｉ波同期検波器 ５２ ±128 キャリアＢＰＦ（バンドパスフィルタ） ５３ デジタル位相比較器 ５４ シーケンシャルループフィルタ ５５ 可変分周器 ５６ アナログ位相比較器 ５７ ループフィルタ ５８ ＶＣＸＯ
段） ３ ガードインターバル付加器 ４ Ｄ／Ａ（変換器），ＬＰＦ ５ 直交変調器 ６ 中間周波数発生器 ７，１０ 周波数変換器 ８ 送信部 ９ 受信部 １１ 中間周波増幅器 １２ キャリア検出器 １３ 直交復調器（ＯＦＤＭ復調手段） １４ 中間周波数発振器 １５ Ａ／Ｄ（変換器） １６ ガードインターバル処理器 １７ ＦＦＴ（フーリエ変換）ＱＡＭ復号器 １８ 出力回路 １９ サンプルクロック再生回路（サンプルクロック再
生手段） ２０ 再生用基準キャリア（信号） ４２ 位相比較器 ４３ ２次ループフィルタ ４４ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ５１ Ｉ波同期検波器 ５２ ±128 キャリアＢＰＦ（バンドパスフィルタ） ５３ デジタル位相比較器 ５４ シーケンシャルループフィルタ ５５ 可変分周器 ５６ アナログ位相比較器 ５７ ループフィルタ ５８ ＶＣＸＯ
Claims (6)
- 【請求項１】同期用サブキャリア信号を含む伝送信号を
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によってＯＦ
ＤＭ変調信号を生成するようにしたＯＦＤＭ変調装置に
おいて、 前記伝送信号を変調するときに、ＯＦＤＭ変調スペクト
ルの多数あるサブキャリアの内の両端のキャリア（正負
のナイキスト周波数）をサンプルクロック再生用基準キ
ャリア信号として割り当てるように構成したことを特徴
とするＯＦＤＭ変調装置。 - 【請求項２】前記請求項１に記載されたＯＦＤＭ変調装
置において、 前記サンプルクロック再生用基準キャリア信号の変調レ
ベルを、他の伝送用サブキャリアの変調レベルよりも高
めるようにしたことを特徴とするＯＦＤＭ変調装置。 - 【請求項３】同期用サブキャリア信号を含む伝送信号を
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によって変調
信号を生成するようにしたＯＦＤＭ変調方法において、 前記伝送信号を変調するときに、ＯＦＤＭ変調スペクト
ルの多数あるサブキャリアの内の両端のキャリア（正負
のナイキスト周波数）をサンプルクロック再生用基準キ
ャリア信号として割り当てるようにしたことを特徴とす
るＯＦＤＭ変調方法。 - 【請求項４】前記請求項３に記載されたＯＦＤＭ（直交
周波数分割多重）変調方法において、 前記サンプルクロック再生用基準キャリア信号の変調レ
ベルを、他の伝送用サブキャリアの変調レベルよりも高
めるようにしたことを特徴とするＯＦＤＭ変調方法。 - 【請求項５】前記請求項１に記載されたＯＦＤＭ（直交
周波数分割多重）変調装置により変調された信号が供給
されるようにしたＯＦＤＭ復調装置において、 前記ＯＦＤＭ変調信号を復調するＯＦＤＭ復調手段と、 前記ＯＦＤＭ復調手段により復調された再生用基準キャ
リア信号が供給されてサンプルクロック信号を生成する
サンプルクロック再生手段とを備えて構成したことを特
徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項６】前記請求項３に記載されたＯＦＤＭ（直交
周波数分割多重）変調方法により変調された信号が供給
されるようにしたＯＦＤＭ復調方法において、 前記ＯＦＤＭ変調信号を復調するＯＦＤＭ復調ステップ
と、前記ＯＦＤＭ復調ステップにより復調された再生用
基準キャリア信号が供給されてサンプルクロック信号を
生成するサンプルクロック再生ステップとを備えるよう
にしたことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9367316A JPH11196063A (ja) | 1997-12-25 | 1997-12-25 | Ｏｆｄｍ変復調装置及びその方法 |
| CNB98123383XA CN1150703C (zh) | 1997-12-25 | 1998-12-14 | 正交频分多路复用信号调制解调装置及方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9367316A JPH11196063A (ja) | 1997-12-25 | 1997-12-25 | Ｏｆｄｍ変復調装置及びその方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11196063A true JPH11196063A (ja) | 1999-07-21 |
Family
ID=18489018
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9367316A Pending JPH11196063A (ja) | 1997-12-25 | 1997-12-25 | Ｏｆｄｍ変復調装置及びその方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11196063A (ja) |
| CN (1) | CN1150703C (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100345329B1 (ko) * | 1999-12-24 | 2002-07-24 | 삼성탈레스 주식회사 | 직교 주파수 분할 다중화 수신기에서의 샘플링 클럭 복원 장치 및 그 방법 |
| WO2008148024A1 (en) * | 2007-05-25 | 2008-12-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for communicating with root-nyquist, self-transform pulse shapes |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7317680B2 (en) * | 2002-10-01 | 2008-01-08 | Nortel Networks Limited | Channel mapping for OFDM |
| CN1913508B (zh) * | 2005-08-08 | 2010-05-05 | 华为技术有限公司 | 基于正交频分复用的信号调制方法及其调制装置 |
| CN114826862A (zh) * | 2022-05-07 | 2022-07-29 | 苏州市江海通讯发展实业有限公司 | 一种适合于低功耗低性能mcu的通用窄带正交调制方法 |
-
1997
- 1997-12-25 JP JP9367316A patent/JPH11196063A/ja active Pending
-
1998
- 1998-12-14 CN CNB98123383XA patent/CN1150703C/zh not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100345329B1 (ko) * | 1999-12-24 | 2002-07-24 | 삼성탈레스 주식회사 | 직교 주파수 분할 다중화 수신기에서의 샘플링 클럭 복원 장치 및 그 방법 |
| WO2008148024A1 (en) * | 2007-05-25 | 2008-12-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for communicating with root-nyquist, self-transform pulse shapes |
| US8259845B2 (en) | 2007-05-25 | 2012-09-04 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and apparatus for communicating with root-nyquist, self-transform pulse shapes |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1221270A (zh) | 1999-06-30 |
| CN1150703C (zh) | 2004-05-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040305 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040428 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040702 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040826 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050107 |