JP3518755B2 - 直交周波数分割多重信号受信装置及び直交周波数分割多重信号の受信方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（直交周
波数分割多重 Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）
信号の受信装置に係り、特にディジタル移動通信に好適
なＯＦＤＭ信号の受信を行なうための受信装置及びＯＦ
ＤＭ信号の受信方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５と共に、従来のＯＦＤＭ信号送信装
置について説明する。まず、ディジタル情報データ信号
が、入力端子を介して直並列変換回路７０に供給され、
必要に応じて誤り訂正符号の付与がなされる。この回路
７０の出力信号は、ＩＦＦＴ回路７１に供給され、その
出力信号は、マルチパス歪を軽減させるためのガードイ
ンターバル回路７２を介して、Ｄ／Ａ変換器７３に供給
される。ここでアナログ信号に変換され、次のＬＰＦ７
４により必要な周波数帯域の成分のみが通過させられ
る。アナログ値のリアル、イマジナリパートの出力信号
は、直交変調器７５に供給され、ＯＦＤＭ信号が出力さ
れる。

【０００３】このＯＦＤＭ信号は、伝送すべき周波数帯
に周波数変換器７６により周波数変換されて、次の送信
部７７に供給され、これを構成しているリニア増幅器と
送信アンテナとを介して、送信される。中間周波数発生
回路７８の出力信号と９０°シフト回路７８Ａを介した
信号とが直交変調器７５に夫々供給される。また、この
回路７８の出力信号は、クロック信号発生回路７９に供
給される。回路７９の出力クロック信号は、直並列変換
回路７０、ＩＦＦＴ回路７１、ガードインターバル回路
７２、Ｄ／Ａ変換器７３に夫々供給される。

【０００４】次に、図６と共に従来のＯＦＤＭ信号受信
装置について説明する。受信部８０は、これを構成して
いる受信アンテナにより得た前記送信部７７からの信号
を高周波増幅器により増幅し、搬送波周波数を中間周波
数に変換する周波数変換器８１を介して、中間周波増幅
回路８２に供給され、更に、直交復調器８３に供給され
る。回路８２の出力信号はキャリア検出回路９０を介し
て中間周波数発生回路８９に供給される。回路８９の出
力信号と９０°シフト回路８９Ａを介した信号とが、直
交復調器８３に夫々供給されて、リアル、イマジナリパ
ートの出力信号が復号される。直交復調器８３の出力信
号は、ＬＰＦ８４を介してＡ／Ｄ変換器８５に供給さ
れ、ディジタル信号に変換されると共に、直交復調器８
３の出力信号は、同期信号発生回路９１にも供給され
る。

【０００５】Ａ／Ｄ変換器８５の出力は次のガードイン
ターバル回路８６を介して、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路８
７に供給される。このＦＦＴ、ＱＡＭ復号回路８７は供
給される同期信号発生回路９１の同期信号を基にして、
複素フーリエ演算を行ない、入力信号の各周波数毎の実
数部、虚数部信号（リアルパート、イマジナリパート）
のレベルを求め、ディジタル情報伝送用キャリアで伝送
される量子化されたディジタル信号のレベルが求めら
れ、ディジタル情報が復号される。ＦＦＴ，ＱＡＭ復号
回路８７の出力信号は、並直列変換回路８８を介して出
力される。ここで、送信装置の中間周波数と受信装置の
中間周波数とが完全に一致しておれば変調成分のみが得
られ、問題はないが、中間周波数発生回路、周波数変換
器の局部発振器（図示せず）に周波数安定度が高くない
ものを使用したり、両出力信号間に位相誤差があったり
すると、それ以降の復調動作に影響を与え、シンボルエ
ラーの発生確率が増大する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】送信されたＯＦＤＭ信
号を受信する受信装置においては、受信されるすべての
搬送波の位相を時間軸の変動成分を有することなく、完
全に再生することは、大変困難であり、更に、マルチパ
ス歪みを軽減するために、送信側でガードインターバル
回路が設定されているので、このような条件の送信信号
を受信する場合は、有効シンボル期間部分とガードイン
ターバル部分とで、伝送信号の位相を送信側と完全に同
一状態で再生することは、一層困難であるという問題が
あった。本発明は上記の点に着目してなされたものであ
り、ＯＦＤＭの特定キャリアをパイロット信号用キャリ
アとして設定し、これにより、受信側での同期関係を一
定に保持出来るようにしたＯＦＤＭ信号受信装置及びＯ
ＦＤＭ信号の受信方法を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、以下の１）ま
たは２）項に記載の手段よりなる。すなわち、１） パイロット信号と共に直交周波数分割多重され、
ガードインターバルが付加されて伝送される多値ＱＡＭ
変調されたディジタル情報信号を受信する直交周波数分
割多重信号受信装置であって、前記ガードインターバル
に実数部のみの信号として存在し、隣接する有効シンボ
ル区間 において互いに逆相に保持される高次周波数であ
り、且つ振幅が一定な信号として伝送される前記パイロ
ット信号を位相復調して前記パイロット信号の極性に係
る情報を得るパイロット信号復調手段と、前記パイロッ
ト信号復調手段により得られた極性情報を基に駆動用信
号を生成する信号生成手段と、前記信号生成手段により
生成された駆動用信号により駆動され、前記多値ＱＡＭ
変調信号を前記ディジタル情報信号に変換するＦＦＴ手
段と、を具備して構成することを特徴とする直交周波数
分割多重信号受信装置。２） パイロット信号と共に直交周波数分割多重され、
ガードインターバルが付加されて伝送される多値ＱＡＭ
変調されたディジタル情報信号を受信する直交周波数分
割多重信号の受信方法であって、前記ガードインターバ
ルに実数部のみの信号として存在し、隣接する有効シン
ボル区間において互いに逆相に保持される高次周波数で
あり、且つ振幅が一定な信号として伝送される前記パイ
ロット信号を位相復調して前記パイロット信号の極性に
係る情報を得る第１のステップと、前記第１のステップ
により得られた極性情報を基に駆動用信号を生成する第
２のステップと、前記第２のステップにより生成された
駆動用信号により駆動され、前記多値ＱＡＭ変調信号を
ＦＦＴ変換して前記ディジタル情報信号を得る第３のス
テップと、を有してなすことを特徴とする直交周波数分
割多重信号の受信方法。

【０００８】

【発明の実施の形態】本発明の直交周波数分割多重信号
受信装置及び直交周波数分割多重信号の受信方法に適応
されるＯＦＤＭ信号送受信装置の実施例について、添付
の図１乃至図４を参照して、以下に説明する。図１は、
本発明に適用されるＯＦＤＭ信号送信装置の実施例であ
り、ここで伝送されるディジタルデータは、圧縮された
オーディオ、ビデオ信号等である。ＯＦＤＭ信号送信装
置は、多数のキャリアを直交して配置し、夫々のキャリ
アで独立したディジタル情報を伝送するもので、キャリ
アが直交しているので、隣接するキャリアのスペクトラ
ムは当該キャリアの周波数位置で零になる。この直交す
るキャリアを作るためＩＦＦＴ回路技術が使用される。
ＩＦＦＴにおける窓区間である時間間隔Ｔの間にＮ個の
複素数による逆ＤＦＴ（離散フーリエ変換）を実行すれ
ば、ＯＦＤＭ信号を生成でき、逆ＤＦＴの各点が変調信
号出力に相当する。前記Ｎは、ＩＦＦＴやＦＦＴの周期
とも呼ばれ、詳細は、コロナ社発行（発行日：１９９３
年５月２０日）の「テレビジョン学会編 今井 聖著
信号処理工学」の第７４〜７５ページなどで説明されて
いる。

【０００９】図１及び図２に示す本実施例に係る装置の
基本的な仕様は、下記に示す通りである。 (a) 中心キヤリア周波数…１００ＭＨｚ (b) 伝送用
キャリア数…２４８波 (c) 変調方式…２５６ＱＡＭ ＯＦＤＭ (d) 使用キ
ャリア数…２５７波 (e) 伝送帯域幅…１００ｋＨｚ， 使用帯域幅…９９ｋ
Ｈｚ (f) 転送レート…７５０kbps (g) ガードインターバ
ル…６０．６μｓｅｃ 図１に示すように、例えば、ＭＰＥＧ等の符号化方式に
より情報信号が圧縮されたオーディオ、ビデオ信号であ
るディジタル情報信号が、入力端子１を介して直並列変
換回路２に供給され、必要に応じ誤り訂正符号の付与が
なされる。この回路２で、入力信号は、２５６ＱＡＭ変
調用信号として配列され、出力される。この２５６ＱＡ
Ｍ変調は、情報を伝送すべき各キャリアに対して、振幅
方向に１６レベル、角度方向に１６レベルを定義し、１
６×１６の２５６の値を特定して伝送する方式である。
本実施例では、２５７波のキャリアの内、２４８波を用
いて情報を伝送するようにして、残りの９波は、キャリ
ブレーション用、その他の補助信号の伝送用として使用
される。

【００１０】直並列変換回路２では、１シンボル期間中
に２４８バイトのディジタルデータ、即ち、１シンボル
期間中に４ビットずつの並列データ２４８組を出力する
ように構成する。直並列変換回路２の出力信号は、ＩＦ
ＦＴ，パイロット信号生成回路３に供給される。この回
路３は、クロック信号発生回路１０から出力されるクロ
ック信号により動作し、２４８波のキャリアに対し、２
５６ＱＡＭ変調を行ない、各出力信号をリアル、イマジ
ナリ成分として出力する。また、ＩＦＦＴ、パイロット
信号生成回路３では周期ＮのＩＦＦＴ回路が用いられて
おり、このＩＦＦＴ回路で設定される各有効シンボル期
間におけるＮ個の離散周波数点（サンプル点）に対応し
た離散周波数点情報が、前記ＩＦＦＴ、パイロット信号
生成回路３から出力される。ナイキスト周波数は、前記
周期ＮのＩＦＦＴにおけるサンプルクロック周波数の１
／２に相当し、パイロット信号は、前記ナイキスト周波
数が持つ情報即ちナイキスト周波数情報として伝送され
る。このナイキスト周波数は前記サンプルクロック周波
数の１／２であるため、受信装置で前記ナイキスト周波
数情報を復号、逓倍し、ＦＦＴ回路を動作させるための
標本化位置信号（サンプルクロック信号）をつくること
ができる。このナイキスト周波数情報は、ＩＦＦＴ，パ
イロット信号生成回路３のＩＦＦＴの実数部入力端子Ｒ
(虚数部入力端子Ｉ)におけるＮ／２番目の周波数の端子
に一定レベルの信号を印加することにより得られる。

【００１１】これらのＩＦＦＴ，パイロット信号生成回
路３の出力信号は、次のＲＡＭ（ランダムアクセスメモ
リ）４Ａを有するガードインターバル設定回路４に供給
され、このガードインターバル設定回路４により、伝送
路におけるマルチパス歪を軽減させるための所定区間の
ガードインターバルｇｉが図３に示されるように設定さ
れる。ガードインターバル設定回路４は、クロック信号
発生回路１０から出力されるクロック信号により動作
し、ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３より得られる
窓区間（有効シンボル期間ts）内の最後の部分を、窓区
間の直前にも配置する。前記ガードインターバルを設定
する為に、前記ガードインターバル設定回路４は、これ
が有するＲＡＭ（４Ａ）に取り込んだ、ＩＦＦＴ，パイ
ロット信号生成回路３よりの信号を読み出すときに、有
効シンボル期間の最後の期間（ｇｉに等しくこの期間を
設定する。）から読み出しては、有効シンボル期間の最
初に戻り、有効シンボル期間ｔｓのデータを読み出し
て、シンボル期間ｔａの信号を送出するようにしてい
る。前記ナイキスト周波数情報（パイロット信号）は、
ガードインターバル内でも伝送されるが、前後のＩＦＦ
Ｔ窓区間信号との連続性を保持させるため、ガードイン
ターバル内で、伝送されるパイロット信号が整数波長存
在するようにさせる。

【００１２】尚、パイロット信号として、ナイキスト周
波数を用いる場合について述べたが、サンプルクロック
信号と簡単な整数比の関係にあれば、必ずしもナイキス
ト周波数である必要はなく、伝送される周波数の中の高
いものを用いてもよい。周期ＭのＩＦＦＴを考えると
き、ナイキスト周波数の１／２の位置に、即ちＭ／４番
目の周波数にパイロット信号を配置し、ＯＦＤＭで送出
するキャリアは、ＩＦＦＴにおける第１番目より第Ｍ／
４番目まで、及び、第３Ｍ／４番目より第Ｍ番目までと
して出力される信号を用いる。このように周期Ｍ＝２Ｎ
のＩＦＦＴを用いても、周期ＮのＩＦＦＴを用いた時と
等価なＩＦＦＴの出力信号を得ることができる。従っ
て、ガードインターバルも含めて連続したパイロット信
号を伝送出来ると共に、このパイロット信号を復号し、
４逓倍することにより、サンプルクロック信号を得るこ
とが出来る。ＦＦＴの窓区間信号情報を別途復号できれ
ば、本実施例により得られたサンプルクロック信号と組
み合わせて、ＯＦＤＭ信号のＦＦＴ演算が出来、ＯＦＤ
Ｍ信号の復号を行なうことが出来る。

【００１３】次に、図３と共にガードインターバル設定
回路４で設定されるシンボル期間について述べる。ま
ず、使用帯域幅９９ｋＨｚ、ＩＦＦＴの周期をＮ＝２５
６とするとき、有効シンボル周波数ｆｓと有効シンボル
期間ｔｓは夫々次のようになる。 ｆｓ＝９９，０００／２５６＝３８７Ｈｚ ｔｓ＝１／ｆｓ＝２５８６μｓｅｃ これに、マルチパス歪除去用区間であるガードインター
バル期間ｇｉをパイロット信号３波長分に決定すると、
ｇｉは下記のように設定される。 ｇｉ＝（１／４９，５００）×３＝６０．６μｓｅｃ このときのシンボル期間ｔａとシンボル周波数ｆａは夫
々次のようになる。 ｔａ＝ｔｓ＋ｇｉ＝２５８６＋６０．６＝２６４６．６
μｓｅｃ ｆａ＝１／ｔａ＝３７８Ｈｚ

【００１４】これらのガードインターバル設定回路４の
出力信号は、Ｄ／Ａ変換器５に供給され、ここでアナロ
グ信号に変換され、次のＬＰＦ６により必要な周波数帯
域の成分のみが通過させられる。アナログ値のリアル、
イマジナリ出力信号は、次の直交変調器７に供給され、
また、この変調器７には、１０．７ＭＨｚ中間周波発生
回路９の出力信号と９０°シフト回路８を介した信号と
が夫々供給され、ＯＦＤＭ信号が出力される。このＯＦ
ＤＭ信号は、伝送すべき周波数帯に周波数変換器１１に
より周波数変換されて、次の送信部１２に供給され、こ
れを構成しているリニア増幅器と送信アンテナを介し
て、送信される。また、１０．７ＭＨｚ中間周波数発生
回路９の出力信号は、クロック信号発生回路１０にも供
給されている。前記クロック信号発生回路１０では、前
記ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３を駆動するクロ
ック信号とガードインターバル設定回路４を駆動するク
ロック信号とが、前記中間周波数発生回路９から供給さ
れる共通のクロック信号を基に生成される。尚、２４８
組の４＋４ビットの並列データは、２４８波のキャリア
により伝送されるため、本装置の伝送速度は１シンボル
期間当り２４８バイトである。従って、１秒当りの伝送
速度は略７５０Ｋビットである。

【００１５】次にガードインターバル、シンボル期間と
同期信号（パイロット信号）の位相関係について図と共
に以下に夫々説明する。尚ここで、図８〜図１０に係る
記述は本実施例の参考例として述べたものである。参考
例として示した図７において、各シンボル期間に同一位
相の同期信号（パイロット信号）が発生され、ガードイ
ンターバルに整数波長の同期信号が存在する場合につい
て説明する。（極性を反転させずに連続した同期信号を
発生させる第１の例である。）図７に示すＩＦＦＴは有
効シンボル期間及びＩＦＦＴ期間と同義であり、ＩＦＦ
Ｔ期間の終わりの部分（右部）の１サイクルが、そのま
まＩＦＦＴ期間の手前（左部）のガードインターバルＧ
の信号とされる。この例では、ＩＦＦＴ期間毎に同位相
の同期信号（パイロット信号）が発生させられており、
ガードインターバル区間も同期信号（パイロット信号）
が整数波存在するので、複数のシンボル期間に亘りパイ
ロット信号は連続的に発生させられている。既に述べた
図３の場合は図７の場合と同じであり、ガードインター
バル区間も同期信号（パイロット信号）が整数波存在す
るので、複数のシンボル期間に亘りパイロット信号は連
続的に発生させられている。

【００１６】本発明の実施例に係る図８において、一つ
置きのシンボル期間に同一位相の同期信号（パイロット
信号）が発生され、ガードインターバルに半波長の奇数
倍の同期信号が存在する場合について説明する。（極性
を反転させずに連続した同期信号を発生させる第２の例
である。）ＩＦＦＴは有効シンボル期間及びＩＦＦＴ期
間と同義であり、ＩＦＦＴ期間の終わりの部分（右部）
の１／２サイクルがそのままＩＦＦＴ期間の手前の（左
部）のガードインターバルの信号とされる。この例で
は、ＩＦＦＴ期間毎に逆極性の同期信号（パイロット信
号）が発生させられており、ガードインターバル区間も
半波長の奇数倍の同期信号が存在するので、複数のシン
ボル区間（シンボル期間）に亘りパイロット信号は連続
的に発生させられている。

【００１７】参考例として示した図９において、ガード
インターバルＧに同期信号が半波長の奇数倍存在する場
合について説明する。（極性を反転した同期信号を発生
させる第１の例である。）この場合は、ガードインター
バルの開始点でパイロット信号の極性が反転されてお
り、シンボル期間毎のパイロット信号の位相は同相であ
る。即ち、周波数分割多重信号を発生させるＩＦＦＴの
同期信号を発生させる周波数に対応する端子電圧はシン
ボル毎に一定とし、常に同位相の同期信号を発生させて
いる。従って、ガードインターバルが半波長の奇数倍の
ときは、受信装置側でシンボル期間１つ置き毎に同期信
号の極性を反転させると同期信号は連続信号となる。こ
の場合は、図１１に示すような位相同期回路でＰＬＬ回
路を用いて同期信号の検出を行うことが出来る。

【００１８】本発明の実施例に係る図１０において、ガ
ードインターバルに同期信号（パイロット信号）が半波
長の偶数倍存在する場合について説明する。（極性を反
転した同期信号を発生させる第２の例である。）図１０
に示されるように、ガードインターバルに存在する同期
信号（パイロット信号）が整数波（半波長の偶数倍）の
ときであっても、同期信号を図９の場合と同様に、シン
ボル期間１つ置きに反転して出力するとシンボル毎に極
性が反転する同期出力が得られる。この場合も、図１１
に示すようなＰＬＬ回路を用いて同期信号の検出を行う
ことが出来る。

【００１９】図１１は、シンボル期間１つ置き毎に反転
される同期信号を検出する本発明に適応される位相同期
回路の例である。この位相同期回路は、位相比較器ＰＤ
２（１１２）、Ａｍｐ（増幅器 １１３）、ＬＰＦ（１
１４）、ＶＣＯ回路（１１５）で構成されるＰＬＬ回路
のＶＣＯ出力にイクスクルーシブＯＲで構成される信号
切換器１１６が挿入されている構成である。位相比較器
ＰＤ１（１１１）は、前記位相同期回路のＶＣＯ出力を
入力とする同期検波回路を構成している。入力端子１１
０に印加された同期信号を含む周波数多重分割信号は位
相同期回路と同期検波回路ＰＤ１（１１１）の両者に入
力される。この位相同期回路は位相比較器ＰＤ２（１１
２）、増幅器（１１３）、ＬＰＦ（１１４）、ＶＣＯ
（１１５）、信号切換器（１１６）で構成されるＰＬＬ
よりなる。同期検波されたＰＤ１（１１１）の出力に応
じて信号切換器（１１６）でＰＬＬのＶＣＯ回路１１５
の出力を反転するように構成しているが、シンボル毎に
極性反転される同期信号は前記同期検波回路により検出
され、ＰＬＬを構成する位相比較器ＰＤ２（１１２）に
は極性反転されたＶＣＯ出力が供給されるため極性反転
された同期信号に対しても連続的にロック動作を行う。

【００２０】図１２は図１１における端子Ｂと、Ａの出
力波形である。出力Ａは同期信号出力波形で、出力Ｂは
シンボル周期（シンボル期間）毎に極性反転されて伝送
されるシンボル同期信号である。図１３は図１１に対す
る別の回路例で、信号切換器１３６は位相比較器ＰＤ２
（１３２）とアンプ１３３の間に挿入されている。同期
信号が反転されると同時にそれを検出して誤差信号の極
性を反転するもので、動作の様態は図１１と同様に行わ
れる。いずれの場合も同期信号がシンボル周期（シンボ
ル期間）１つ置きに反転していてもそれを検出してＰＬ
Ｌのループの特性を反転するため、ＶＣＯは反転される
こと無く連続した動作を継続する。従って同期信号の復
号を正常に行うことが出来ている。

【００２１】次に、本発明に適用されるＯＦＤＭ信号受
信装置の実施例について、図２及び図４と共に説明す
る。受信装置の各構成は前記送信装置と逆に動作する回
路により構成される。受信部２０は、これを構成してい
る受信アンテナにより得た前記送信部１２からの信号を
高周波増幅器により増幅し、周波数変換器２１に供給す
る。この出力信号は中間周波増幅回路２２に供給され、
前記中間周波増幅回路２２から所定レベルの受信信号と
して出力される。中間周波増幅回路２２の出力信号は、
直交復調器２３とキャリア検出（キャリア抽出）回路２
９とに夫々供給される。キャリア検出回路２９は、図４
に例示する位相比較器（乗算器）４１、ＬＰＦ４２、Ｖ
ＣＯ回路４３、１／４分周回路４５で構成されるＰＬＬ
回路を有しており、この出力信号が供給される中間周波
数発振回路３１は、中心キャリアを位相誤差少なく抽出
する回路である。

【００２２】本実施例では、情報を伝送するキャリア
は、シンボル周波数である３７８Ｈｚ毎に隣接、配置さ
れ、ＯＦＤＭ信号を構成している。中心キャリアに隣接
する情報キャリアも３７８Ｈｚ離れているのみで、中心
キャリアは隣接情報キャリアの影響を受けずに情報の伝
送を行なう必要があり、選択度の高い回路が使用されて
いる。本実施例では、ＰＬＬ回路を用いて中心キャリア
の抽出を行なうが、隣接するキャリア周波数間隔の略１
／２である±２００Ｈｚ程度で発振する水晶発振子（Ｖ
ＣＸＯ）を電圧制御発振器（ＶＣＯ）４３として用い、
回路を動作させる。ＰＬＬ回路中に用いられるＬＰＦも
３７８Ｈｚに対して十分に低いカットオフ周波数のもの
を用いている。この中間周波数発生回路３１の出力信号
と９０°シフト回路３０を介した信号とが乗算器４０、
４１を有する直交復調器２３に夫々供給されて、リア
ル、イマジナリパート（実数部、虚数部）の出力信号が
復号される。この実数部、虚数部出力信号は、ＬＰＦ２
４に供給され、ＯＦＤＭ信号情報として伝送された、必
要な周波数帯域の信号を通過させ、入力されるアナログ
信号のサンプリングを行ない、出力信号をＡ／Ｄ変換器
（サンプリング回路）２５に供給し、ディジタル信号に
変換する。

【００２３】サンプル同期信号発生回路３２では、周波
数逓倍される前のサンプルクロック信号がパイロット信
号に位相同期するＰＬＬ回路により発生され、この回路
には直交復調器２３のアナログ出力信号が供給される。
ガードインターバルの期間を含む、各シンボル区間で
連続信号として伝送されるパイロット信号にＰＬＬが位
相同期し、復調されたパイロット信号が得られる。前記
送信装置において、パイロット信号は、サンプルクロッ
ク周波数に対して所定の整数比に設定されており、周波
数比に応じた周波数逓倍を行ない、サンプルクロック信
号を得る。ガードインターバル処理回路２６は、伝送さ
れた信号より、シンボル期間ta内の任意のタイミングで
期間ｔｓの有効シンボル期間信号を得られ、その中から
マルチパス歪の影響が少ない方の有効シンボル期間信号
を得て、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２７に出力信号を供給
する。

【００２４】前記シンボル期間を検出するためのシンボ
ル同期信号発生回路３３は、前記シンボル期間を検出す
る。次のＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２７は、前記得られた
クロック同期信号とシンボル同期信号とが供給されて、
複素フーリエ演算を行ない、入力信号の各周波数毎の実
数部、虚数部信号（リアルパート、イマジナリパート）
のレベルを求める。このようにして得られた各周波数毎
の実数部、虚数部信号レベルと、伝送される各キャリア
の実数部、虚数部の基準値を伝送するための参照用キャ
リアの復調出力とを比較し、ディジタル情報伝送用キャ
リアで伝送される量子化されたディジタル信号のレベル
が求められ、ディジタル情報が復号される。この回路２
７の出力信号は、並直列変換回路２８を介して出力され
る。

【００２５】次に、図４と共にキャリア検出回路２９、
及び、サンプル同期（サンプルクロック）信号発生回路
３２について以下に述べる。本回路は一定レベルで伝送
されるパイロット信号を抽出し、これを基に正確なサン
プル同期（サンプルクロック）信号を生成することを目
的としている。まず、キャリア検出回路２９を構成する
ＶＣＯ回路４３を中間周波数１０．７ＭＨｚの４倍であ
る４２．８ＭＨｚの周波数で発振させる。ＶＣＯ回路４
３の出力信号は、夫々１／４分周回路４４、４５を介し
て、乗算器４０、４１に供給される。片方の乗算器４１
よりの出力信号はＬＰＦ４２に供給され、シンボル周波
数以下の成分が取り出され、その出力信号はＶＣＯ回路
４３を制御する。乗算器４１、ＬＰＦ４２、ＶＣＯ回路
４３、分周回路４５によるループはＰＬＬ回路を構成し
ている。

【００２６】乗算器４０、４１の入力端子には中間周波
増幅された信号が印加され、本回路により直交復号がな
され、実数部と虚数部の出力信号が得られる。サンプル
同期信号発生回路３２は、直交復調器２３よりの実数部
出力信号が供給され、パイロット信号として送信される
ナイキスト周波数成分を検出する。分周比可変回路（Ｖ
ＣＯ回路）５０には、ＶＣＯ回路４３の出力信号が供給
され、分周比は１／４２６から１／４３８までに設定さ
れるように構成する。サンプル同期信号発生回路３２に
おける乗算器５２は、直交復調器２３よりの出力信号
と、ＶＣＯ回路の信号を１／２分周回路５１を介した信
号とが供給され、位相比較器としての動作を行なう。

【００２７】乗算器５２の出力信号はＬＰＦ回路５３に
より周波数制御に係わる誤差信号のみを通過させる。遅
延回路５４と加算回路５５は、隣接するキャリア成分を
減衰させるための回路で、シンボル周波数である３８７
Ｈｚにディップを持たせる特性としている。ＶＣＯ回路
(分周比可変回路)５０、乗算器５２、ＬＰＦ５３より構
成されるＰＬＬ回路では、キャリア抽出部の直交復調器
２３の実数部出力信号中に含まれる連続するパイロット
信号に同期したＶＣＯ出力信号が発振され、９９ｋＨｚ
のサンプルクロック出力信号として出力される。上記実
施例では、２５７波のキャリアを発生させるために周期
が２５６のＩＦＦＴを用いる場合について述べたが、他
の実施例として、周期が５１２のＩＦＦＴを用いる例に
ついて以下に述べる。この周期が５１２のＩＦＦＴを用
いる実施例では、パイロット周波数として、ナイキスト
周波数が用いられるのではなく、このサンプルクロック
信号と簡単な整数比の関係にある次数の高い周波数を用
いて行なう。

【００２８】即ち、周期ＭのＩＦＦＴを考えるとき、ナ
イキスト周波数の１／２の位置に、即ちＭ／４番目の周
波数にパイロット信号を配置し、ＯＦＤＭで送出するキ
ャリアは、ＩＦＦＴにおける第１番目より第Ｍ／４番目
まで、及び、第３Ｍ／４番目より第Ｍ番目までとして出
力される信号を用いる。このように周期Ｍ＝２ＮのＩＦ
ＦＴを用いても、周期ＮのＩＦＦＴを用いた時と等価な
ＩＦＦＴの出力信号を得ることができる。従って、ガー
ドインターバルも含めて連続したパイロット信号を伝送
出来ると共に、このパイロット信号を復号し、４逓倍す
ることにより、サンプルクロック信号を得ることが出来
る。

【００２９】このときに用いられるサンプル同期信号発
生回路では、パイロット信号の周波数は上記の周期Ｎを
２５６とした実施例と同じであるが、図２に示すＦＦ
Ｔ，ＱＡＭ復号回路２７を駆動するサンプルクロック周
波数は周期Ｎを２５６とした場合の２倍となる。それに
従って、２倍の１９８ｋＨｚのサンプルクロック信号を
出力する。よって、このサンプル同期信号発生回路は、
上記の実施例とは分周比可変回路５０の分周比が１／２
１３〜１／２１９、及び、１／２分周回路５１の分周比
が１／４になっている点が異なっており、それ以外の構
成は図４と同じであり、その説明は省略する。

【００３０】

【発明の効果】本発明のＯＦＤＭ信号受信装置及びＯＦ
ＤＭ信号の受信方法では、ガードインターバルに実数部
のみの信号として存在し、隣接する有効シンボル区間に
おいて互いに逆相に保持されるクロック信号と整数の周
波数比関係にある高次周波数であり、且つ振幅が一定な
信号として伝送されるパイロット信号を位相復調してパ
イロット信号の極性情報を得、得られた極性情報を基に
駆動用信号を生成するため、その駆動用信号を用いてＦ
ＦＴを行い、送信装側で動作するＩＦＦＴ回路と受信側
で動作するＦＦＴ回路の時間関係を同一に設定すること
が容易になり、ＩＦＦＴ動作を行なったと同じ時間関係
のＦＦＴ動作を行なうことが出来、より正確な情報の受
信が可能となる。さらに、情報信号として伝送されるパ
イロット信号に、シンボル同期情報を挿入して行うた
め、時分割同期信号が入来する前に同期信号を復号でき
るなどチャンネル切り換え時などでも短時間で周波数分
割多重信号の復号を行う事が出来るなどの効果を有して
いる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に適用されるＯＦＤＭ信号送信装置の実
施例のブロック図である。

【図２】本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の実施例のブロ
ック図である。

【図３】本発明の実施例に係るＯＦＤＭ信号のシンボル
期間とガードインターバルの関係を示した図である。

【図４】本発明の実施例に係るＯＦＤＭ信号受信装置の
キャリア抽出部及びサンプル同期信号発生部のブロック
図である。

【図５】従来のＯＦＤＭ信号送信装置のブロック図であ
る。

【図６】従来のＯＦＤＭ信号受信装置のブロック図であ
る。

【図７】本発明の同期信号とシンボル期間との関係を示
した図である。

【図８】本発明の実施例に係る同期信号とシンボル期間
との関係を参考として示した図である。

【図９】同期信号とシンボル期間との関係を参考として
示した図である。

【図１０】本発明の実施例に係る同期信号とシンボル期
間との関係を参考として示した図である。

【図１１】本発明に適応される位相同期回路の例を示し
た図である。

【図１２】位相同期回路の出力波形図である。

【図１３】位相同期回路の別の例を示した図である。

【符号の説明】

２ 直並列変換回路 ３ ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路 ４ ガードインターバル設定回路 ４Ａ ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ） ５ Ｄ／Ａ変喚器 ６，２４，４２，５３，１１４，１３４ ＬＰＦ ７ 直交変調器 ８，３０ ９０°シフト回路 ９，３１ 中間周波数発生回路 １０ クロック信号発生回路 １１，２１ 周波数変換器 １２ 送信部 ２０ 受信部 ２３ 直交復調器 ２５ Ａ／Ｄ変換器（サンプリング回路） ２６ ガードインターバル処理回路 ２７ ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路 ２８ 並直列変換回路 ２９ キャリア検出回路 ３２ サンプル同期信号発生回路 ３３ シンボル同期信号発生回路 ４０，４１，５２ 乗算器（位相比較器） ４３，５０，１１５，１３５ ＶＣＯ回路 ４４，４５ １／４分周回路 ５１ １／２分周回路 １１１，１１２，１３１，１３２ 位相比較器（ＰＤ） １１６，１３６ 信号切換器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−134862（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−158545（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−52147（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−141020（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−273741（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】パイロット信号と共に直交周波数分割多重
   され、ガードインターバルが付加されて伝送される多値
   ＱＡＭ変調されたディジタル情報信号を受信する直交周
   波数分割多重信号受信装置であって、 前記ガードインターバルに実数部のみの信号として存在
   し、隣接する有効シンボル区間において互いに逆相に保
   持される高次周波数であり、且つ振幅が一定な信号とし
   て伝送される前記パイロット信号を位相復調して前記パ
   イロット信号の極性に係る情報を得るパイロット信号復
   調手段と、前記パイロット信号復調手段により得られた
   極性情報を基に駆動用信号を生成する信号生成手段と、
   前記信号生成手段により生成された駆動用信号により駆
   動され、前記多値ＱＡＭ変調信号を前記ディジタル情報
   信号に変換するＦＦＴ手段と、 を具備して構成する ことを特徴とする直交周波数分割多
   重信号受信装置。
2. 【請求項２】パイロット信号と共に直交周波数分割多重
   され、ガードインターバルが付加されて伝送される多値
   ＱＡＭ変調されたディジタル情報信号を受信する直交周
   波数分割多重信号の受信方法であって、 前記ガードインターバルに実数部のみの信号として存在
   し、隣接する有効シンボル区間において互いに逆相に保
   持される高次周波数であり、且つ振幅が一定な信号とし
   て伝送される前記パイロット信号を位相復調して前記パ
   イロット信号の極性に係る情報を得る第１のステップ
   と、 前記第１のステップにより得られた極性情報を基に駆動
   用信号を生成する第２のステップと、 前記第２のステップにより生成された駆動用信号により
   駆動され、前記多値ＱＡＭ変調信号をＦＦＴ変換して前
   記ディジタル情報信号を得る第３のステップと、 を有してなすことを特徴とする直交周波数分割多重信号
   の受信方法。