JP2947405B2 - 周波数分割多重信号受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は周波数分割多重信号受信
装置に係り、特に多数の直交する搬送波を用いて送信さ
れた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequ
ency Division Multiplex）信号であって、そのうちの
一つの搬送波を用いてパイロット信号が伝送されるＯＦ
ＤＭ信号を受信する周波数分割多重信号受信装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】符号化されたディジタル映像信号などを
限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５
６直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modul
ation）などの多値変調されたディジタル情報を多数の
搬送波を用いて伝送するＯＦＤＭ方式が従来より知られ
ている。このＯＦＤＭ方式は多数の搬送波を直交して配
置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送す
る方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、
隣接する搬送波のスペクトラムが当前記搬送波の周波数
位置で零になることを意味する。

【０００３】このＯＦＤＭ方式によれば、ガードバンド
期間（ガードインターバル）を設定し、その期間の情報
を重複して伝送するようにしているため、電波のマルチ
パスにより生ずる伝送歪みを軽減できる。すなわち、こ
のＯＦＤＭ信号の受信は、シンボル期間内に伝送される
信号の振幅、位相変調成分を検出し、これらのレベルに
より情報の値を復号するものであるから、最初のガード
インターバル期間の信号を除いて復号することにより、
同一シンボル区間のマルチパス信号と、受信すべき信号
の周波数成分は同一であるため、比較的狭い周波数帯域
で、伝送歪みの少ない復号ディジタルデータを伝送でき
る。

【０００４】このＯＦＤＭ方式では、周波数分割多重信
号受信装置により復号回路のサンプル同期を正確に保
ち、誤りの少ないＯＦＤＭ信号の復号を行うためには、
ＯＦＤＭ信号中に伝送されるサンプルクロック情報を正
確に抽出する必要がある。

【０００５】しかし、ＯＦＤＭ信号は周波数分割される
多数の搬送波により構成されるため、単一搬送波の変調
波に比し、各々の搬送波の変調度は小さな値に設定され
るのが一般的である。従って、従来のフェーズ・ロック
ト・ループ（ＰＬＬ）回路を用いてＯＦＤＭ信号を受信
復調する受信装置では、ＰＬＬ回路中に用いられる電圧
制御発振器（ＶＣＯ）は自走発振周波数が近接する搬送
波に誤って同期することのないよう、正確な値である必
要があり、また、そのＶＣＯを用いるＰＬＬは微小な周
波数変化に対して十分な位相検出出力を持つ構成でなけ
ればならない。

【０００６】発振回路に水晶振動子を用いる電圧制御型
水晶発振回路（ＶＣＸＯ）はＰＬＬのＶＣＯとして用い
ることは可能であり、通常のＶＣＯよりも周波数安定度
が高く正確な自走発振周波数を得ることができるが、そ
の出力発振周波数の可変範囲が狭い。従って、周波数分
割多重信号受信装置のように、多数の異なる受信周波数
を受信する場合には、その多数の受信周波数毎にそれに
対応した発振周波数を発振させるための水晶振動子が必
要であり、ＶＣＸＯを用いることは回路設計が煩雑であ
り、また回路構成が複雑で高価となる。

【０００７】そのため、従来は図９に示すように、伝送
単位であるフレームを同期シンボル１５とデータシンボ
ル１６とに分け、信号情報はデータシンボル１６で伝送
し、サンプルクロック情報は専用の同期シンボル１５で
送信し、ＯＦＤＭ信号受信装置では受信復号信号中のこ
の同期シンボル１５から送信されたサンプルクロック情
報を検出して、サンプルクロックとシンボル位置同期信
号を生成している。これにより、従来はサンプル情報復
号時にはＯＦＤＭ信号が有する多数の搬送波の影響を受
けないで正確に抽出することができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
方式では、サンプルクロック情報を伝送する時間は数百
シンボル毎にしか行われないため、離散的なサンプルク
ロック情報しか得られない。このため、移動受信時など
サンプルクロック信号にジッタ（時間軸変動）成分があ
るときは、それによりＯＦＤＭ信号の復調動作が乱さ
れ、復調成分に誤りが多くなる。すなわち、従来の受信
装置では、時分割でサンプルクロック情報を伝送するよ
うにしているため、位相雑音の影響を受け易く、特に自
動車などによるマルチパス特性が刻々と変化する移動受
信において、安定に受信動作させるのは困難であるとい
う問題がある。

【０００９】本発明は上記の点に鑑みてなされたもの
で、サンプル同期周波数情報を伝送する専用の搬送波を
有して送信されたＯＦＤＭ信号を受信すると共に、周波
数ジッタの少ないサンプルクロック情報を受信し得る周
波数分割多重信号受信装置を提供することを目的とす
る。

【００１０】また、本発明の他の目的は、位相同期すべ
き信号周波数に安定で、かつ、広範囲の周波数範囲に亘
って同期したクロック情報を得ることができる周波数分
割多重信号受信装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明では多値変調されたディジタル情報を伝送す
る複数の搬送波とディジタル情報のサンプルクロック周
波数と整数比関係にある一定周波数のパイロット信号を
伝送する少なくとも一の搬送波とが直交周波数分割多重
された直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、
受信手段により受信された周波数分割多重信号からパイ
ロット信号周波数成分を分離抽出する第１のフィルタ回
路と、制御電圧に応じた周波数の信号を発振出力する電
圧制御発振手段と、電圧制御発振手段の出力信号から前
記パイロット信号と同じ周波数成分を分離抽出する第２
のフィルタ回路と、第１及び第２のフィルタ回路の両出
力信号を乗算して位相誤差信号を得る位相比較手段と、
位相誤差信号に基づいて前記制御電圧を発生して電圧制
御発振手段に供給し、その出力発振周波数を可変する制
御電圧発生手段と、電圧制御発振手段の出力信号をクロ
ック信号として受信手段により受信された前記周波数分
割多重信号を復調する復調手段とを有する構成としたも
のである。

【００１２】また、本発明では、制御電圧発生手段を位
相誤差信号の低周波数成分を濾波する低域フィルタと、
低域フィルタの出力信号を所定電圧と電圧比較して得た
比較結果に基づいた計数値を出力する計数値発生手段と
より構成し、かつ、電圧制御発振手段を、計数値に基づ
いて可変設定された分周比で外部よりの参照信号を分周
して出力するプログラマブルデバイダとし、プログラマ
ブルデバイダの出力信号が第１のフィルタ回路の出力信
号に位相同期するようにプログラマブルデバイダの分周
比を可変制御する構成としたものである。

【００１３】

【作用】受信手段により受信された直交周波数分割多重
信号の中から、第１のフィルタ回路によりパイロット信
号周波数成分を分離し、電圧制御発振手段と、位相誤差
信号を得る位相比較手段と、電圧制御発振手段の出力発
振周波数を可変する制御電圧発生手段とよりなる位相同
期回路により、第１のフィルタ回路により分離したパイ
ロット信号周波数成分に位相同期したサンプルクロック
情報を、多値変調されたディジタル情報を伝送する複数
の搬送波の影響を受けないで復号することができる。

【００１４】しかし、第１のフィルタ回路は通過周波数
帯域内で所定の位相特性を有し、位相同期回路はその特
性の影響を受けている信号に対して同期し、それによる
位相歪を伴った状態での出力信号を発生させる。そこ
で、本発明では上記の電圧制御発振手段の出力信号から
前記パイロット信号と同じ周波数成分を分離抽出して位
相比較手段へ出力する第２のフィルタ回路を設けること
により、第１のフィルタ回路による位相特性を打ち消し
つつ、必要な周波数帯入力信号に対するサンプルクロッ
ク同期情報を得ることができる。

【００１５】この場合、第１及び第２のフィルタ回路
は、それぞれ同一の通過周波数特性及び位相特性を有す
る帯域フィルタとすることにより、フィルタの温度変
化、経時変化による位相特性の乱れを打ち消すことがで
きるので望ましい。

【００１６】また、本発明では、電圧制御発振手段を、
計数値に基づいて可変設定された分周比で外部よりの参
照信号を分周して出力するプログラマブルデバイダと
し、プログラマブルデバイダの出力信号が第１のフィル
タ回路の出力信号に位相同期するようにプログラマブル
デバイダの分周比を可変制御する構成とすることによ
り、参照信号として通常の位相同期回路に比べて正確で
安定な周波数情報を用いることができ、かつ、プログラ
マブルデバイダの分周比をディジタル的に管理できるた
めに、位相同期すべき入力信号周波数に対する比較信号
周波数を正確に得ることができる。

【００１７】また、本発明では参照信号として受信手段
からの周波数安定度の高い復調用搬送波をプログラマブ
ルデバイダに入力するようにしたため、プログラマブル
デバイダより誤差の少ないサンプルクロック信号を出力
することができる。

【００１８】更に、本発明では、ガードインターバルに
ほぼ半波長の整数倍の期間存在する次数の周波数で、か
つ、シンボル期間毎にほぼ１／４波長の奇数倍ずつ位相
を変えられる参照搬送波を含む直交周波数分割多重信号
を受信し、プログラマブルデバイダの出力信号が上記参
照搬送波に位相同期するようにプログラマブルデバイダ
の分周比を可変制御することにより、プログラマブルデ
バイダより誤差の少ないシンボル同期信号を出力するこ
とができる。

【００１９】

【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。ま
ず、本発明の周波数分割多重分割信号受信装置について
説明する前に、本発明の周波数分割多重信号受信装置が
受信するＯＦＤＭ信号を送信する送信装置について説明
する。

【００２０】図７は本発明の周波数分割多重信号受信装
置により受信されるＯＦＤＭ信号を送信するＯＦＤＭ信
号送信装置の一例のブロック図を示す。同図において、
入力端子１には伝送すべきディジタルデータが入力され
る。このディジタルデータとしては、例えばカラー動画
像符号化表示方式であるＭＰＥＧ（moving picture cod
ing experts group）方式などの符号化方式で圧縮され
たディジタル映像信号や音声信号などである。この入力
ディジタルデータは、入力回路２に供給されて必要に応
じて誤り訂正符号の付与が、中間周波数発振器８よりの
１０．７ＭＨｚの中間周波数に同期して生成されたクロ
ック分周器３よりのクロックに基づいて行われた後、逆
高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路４に供給される。

【００２１】このＩＦＦＴ回路４はデータ系列の長さＮ
が２のべき乗２^Ｌであるとき、サイズＮの離散的フーリ
エ変換（ＤＦＴ）をサイズがＮ／２のＤＦＴに分解して
バタフライ演算を多重して行う回路であり、次数をｋと
するときｋの実数部と虚数部の端子に伝送しようとする
ディジタル値に対応する値（レベル）の信号を与えて、
ディジタル値を伝送するための信号を得る。時間間隔Ｔ
の間にＮ個の複素数による逆ＤＦＴを実行すると、ＯＦ
ＤＭ信号を生成でき、逆ＤＦＴの各点が搬送波に相当す
ることが知られている（「データ圧縮とディジタル変
調」、日経エレクトロニクスブック、２３３頁）。

【００２２】ここでは、データ系列がＮ＝２５６である
ＩＦＦＴ回路と、２Ｎ＝Ｍ＝５１２であるＩＦＦＴ回路
の２つの例について説明する。ＩＦＦＴ回路４が前者の
ＩＦＦＴ回路の場合は実数部（Ｒ）の入力端子数が２５
６、虚数部（Ｉ）の入力端子数が２５６であり、それぞ
れ４ビットのディジタルデータが実数部及び虚数部共
に、０番目と１２８番目（ｋ＝Ｎ／２）の入力端子を除
く計２５４個ずつの入力端子に入力される（ただし、後
述するように情報伝送のためには２４８個ずつの入力端
子が用いられる）。

【００２３】０番目（ｋ＝０）の入力端子には直流電圧
（一定）が印加されて伝送する搬送波の中心周波数で伝
送され、１２８番目の入力端子の入力情報はナイキスト
周波数である両端の２つの周波数で伝送される。ここ
で、１２８番目の入力端子に固定電圧相当のディジタル
データが入力される。

【００２４】また、ＩＦＦＴ回路４がデータ系列が２Ｎ
＝Ｍ＝５１２であるＩＦＦＴ回路の場合には、実数部
（Ｒ）の入力端子数が５１２、虚数部（Ｉ）の入力端子
数が５１２であり、それぞれ４ビットのディジタルデー
タが実数部及び虚数部共に１番目から１２７番目までの
計１２７個ずつと、３８５番目から５１１番目までの計
１２７個ずつの入力端子にそれぞれ入力される（ただ
し、後述するように情報伝送のためには全部で２４８個
の入力端子が用いられる）。０番目（ｋ＝０）の入力端
子には直流電圧（一定）が印加されて伝送する搬送波の
中心周波数で伝送され、１２８番目（ｋ＝Ｍ／４）と３
８４番目（ｋ＝３Ｍ／４）の入力端子の入力情報はナイ
キスト周波数の１／２倍の周波数である両端の２つの周
波数で伝送される。

【００２５】ここで、１番目から１２８番目までの計１
２８個の入力端子の入力情報は中心搬送波周波数の上側
（高域側）の情報伝送用搬送波で伝送され、３８４番目
から５１１番目までの計１２８個の入力端子の入力情報
は中心搬送波周波数の下側（低域側）の情報伝送用搬送
波で伝送される。１２８番目と３８４番目の入力端子に
固定電圧相当のディジタルデータが入力され、常時一定
振幅のパイロット信号が伝送される。なお、残りの１２
９番目から３８３番目の入力端子には０が入力される
（データ伝送に用いない）。

【００２６】伝送する搬送波周波数のうち両端の搬送波
周波数でパイロット信号を伝送するのは、伝送するパイ
ロット信号周波数は、復号した後に高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）のクロック周波数情報を得るための逓倍動作
の次数を少なくするため、クロック周波数と整数比の関
係にあるできるだけ高い周波数であることが望ましく、
また、ＦＦＴ回路はＮを２のべき乗に選ぶときその構成
を簡単にできるためであり、ｋ＝Ｎ／２あるいはｋ＝Ｎ
／４の周波数が実際上パイロット信号伝送に適した周波
数である。

【００２７】本実施例では、上記のいずれの場合もＩＦ
ＦＴ回路４からの出力のうち、ｋ＝０の中心搬送波周波
数で伝送される一組の出力を除く２５７波のうち、２４
８波の搬送波を用いて情報を伝送し、残りの９波はキャ
リブレーション用、その他の補助信号の伝送のために用
いられる。そのため、１シンボル期間中に２４８バイト
のディジタルデータ、すなわち、１シンボル期間中に、
４ビットずつ一対の並列データ２４８組が入力回路２か
らＩＦＦＴ回路４の実数部入力端子と虚数部入力端子に
入力される。

【００２８】ＩＦＦＴ回路４からクロック分周器３から
のクロックに基づいてＩＦＦＴ演算されて取り出された
出力データは、マルチパス歪みを軽減させるためのガー
ドインターバル回路５を通してＤ／Ａ変換器・低域フィ
ルタ（ＬＰＦ）６に供給され、ここでクロック分周器３
からのクロックをサンプリングクロックとしてアナログ
信号に変換され、ＬＰＦにより必要な周波数帯域の成分
のみが通過されて直交変調器７へ実数部成分と虚数部成
分とがそれぞれ供給される。

【００２９】直交変調器７は中間周波数発振器８よりの
１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、か
つ、この中間周波数を９０°シフタ９により位相が９０
°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送波
として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ６よりの実数部
成分と虚数部成分で直交振幅変調（ＱＡＭ）して２５７
波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。

【００３０】すなわち、本実施例ではそれぞれ１６のレ
ベルを示す４ビットの実数部データと４ビットの虚数部
データのディジタル・アナログ変換信号を直交変調器７
に供給することにより、直交変調器７からは中心周波数
Ｆ０が１０．７ＭＨｚの例えば図８に示す如き周波数ス
ペクトラムのＯＦＤＭ信号が取り出される。

【００３１】図８（Ａ）の周波数スペクトラムは、ＩＦ
ＦＴ回路４のデータ系列がＮ（＝２５６）である場合の
ＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラムで、周波数帯域９９
ｋＨｚ内に全部で２５７波の搬送波が存在し、そのうち
２４８波の搬送波が１バイトの情報データで２５６ＱＡ
Ｍ変調されており、中心周波数Ｆ０を含む残りの９波の
搬送波が補助信号の伝送のために使用される。

【００３２】ここで、中心周波数Ｆ０より高域側の搬送
波は、前記ＩＦＦＴ回路の１番目から１２８番目の実数
部入力端子及び虚数部入力端子に入力されたデータ等で
変調されており、また中心周波数Ｆ０より低域側の搬送
波は、前記ＩＦＦＴ回路の１２８番目から２５５番目の
実数部入力端子及び虚数部入力端子に入力されたデータ
等で変調されている。

【００３３】また、図８（Ａ）に「１２８」及び「−１
２８」で示す位置には、それぞれナイキスト周波数の搬
送波が発生し、これは前記したように１２８番目の入力
端子に入力された固定電圧データに基づいて生成された
パイロット信号伝送用搬送波である。すなわち、同一の
１２８番目の入力端子に入力された固定電圧データは、
二つの搬送波により伝送される。

【００３４】なお、ＩＦＦＴの周期をＮ（＝２５６）と
したときの有効シンボル周波数ｆ_Sと、有効シンボル期
間ｔ_Sとは次のようになる。

【００３５】 ｆ_S＝９９，０００／２５６＝３８７（Ｈｚ） ｔ_S＝１／ｆ_S＝２５８６（μｓｅｃ） これにガードインターバル回路５により与えられたマル
チパス歪除去用区間であるガードインターバルｇ_iを６
０μｓｅｃとして付加したときのシンボル期間ｔ_aとシ
ンボル周波数ｆ_aはそれぞれ次のようになる。

【００３６】ｔ_a＝ｔ_S＋ｇ_i＝２５８６＋６０＝２６４
６（μｓｅｃ） ｆ_a＝１／ｔ_a＝３７８（Ｈｚ） なお、ＩＦＦＴ回路４のデータ系列が２Ｎ（＝５１２）
である場合のＯＦＤＭ信号も、周波数帯域９９ｋＨｚ内
に全部で２５７波の搬送波が存在し、そのうち２４８波
の搬送波が１バイトの情報データで２５６ＱＡＭ変調さ
れており、中心周波数Ｆ０を含む残りの９波の搬送波が
補助信号の伝送のために使用される。

【００３７】ただし、この場合のＯＦＤＭ信号の周波数
スペクトラムは、図８（Ｂ）に示すように、中心周波数
Ｆ０より高域側の搬送波は、前記ＩＦＦＴ回路の１番目
から１２８番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子に
入力されたデータ等で変調されており、また中心周波数
Ｆ０より低域側の搬送波は、前記ＩＦＦＴ回路の３８４
番目から５１１番目の実数部入力端子及び虚数部入力端
子に入力されたデータ等で変調されている。

【００３８】この場合は、図８（Ｂ）に示すように、
「１２８」は上記のＩＦＦＴ回路の１２８番目の実数部
入力端子及び虚数部入力端子に入力された固定電圧によ
り生成されたパイロット信号伝送用搬送波であり、「−
１２８」はＩＦＦＴ回路の３８４番目の実数部入力端子
及び虚数部入力端子に入力された固定電圧により生成さ
れたパイロット信号伝送用搬送波で、これらはナイキス
ト周波数の１／２倍の周波数の搬送波である。

【００３９】直交変調器７より取り出された、ガードイ
ンターバル処理される前のデータのシンボル周波数であ
る３８７Ｈｚ毎に隣接配置された複数の搬送波からなる
上記のＯＦＤＭ信号は、図７の周波数変換器１０に供給
されて送信周波数帯に周波数変換され、例えば上記の中
心搬送波周波数Ｆ０が１００ＭＨｚとされてから送信部
１１によりリニア増幅され、送信アンテナより送信され
る。

【００４０】これにより、図７の送信装置で送信される
信号の仕様は信号中心周波数１００ＭＨｚ、伝送帯域幅
１００ｋＨｚ（実際には図８に示したように９９ｋＨ
ｚ）、変調方式２５６ＱＡＭ、ＯＦＤＭ、使用搬送波数
２５７波（そのうち情報伝送用搬送波数２４８波）、ガ
ードインターバル６０μｓｅｃとなる。また、一対の４
ビットデータ２４８組が２４８波の搬送波で伝送される
ため、１シンボル期間当り２４８ｋバイトの伝送速度で
あり、よって１秒当りの伝送速度（転送レート）は、約
７５０ｋｂｐｓ（≒８ビット×３７８Ｈｚ×２４８÷１
０００）となる。

【００４１】次に、本実施例の受信装置について説明す
る。図１は本発明の第１実施例のブロック図を示す。上
記のＯＦＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを
介して受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器
２２により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅
器２３により増幅された後、後述の構成のキャリア抽出
及び直交復調器２４に供給される。

【００４２】キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリ
ア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キ
ャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回
路である。本実施例では、情報を伝送する各搬送波は、
シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯ
ＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する
情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れ
ており、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚし
か離れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受け
ないように、選択度の高い回路が必要となる。

【００４３】そこで、キャリア抽出回路部にＰＬＬ回路
を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。ただし、この場
合のＰＬＬ回路を構成するＶＣＯとしては、可変範囲が
隣接する搬送波周波数の約１／２である±２００Ｈｚ程
度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振回
路（ＶＣＸＯ）を用い、かつ、ＰＬＬ回路を構成するＬ
ＰＦとして３８７Ｈｚに対して充分にカットオフ周波数
の低いＬＰＦを用いる。

【００４４】キャリア抽出及び直交復調器２４により抽
出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供
給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７
ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２
５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復
調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６に
より位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波
としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。

【００４５】これにより、キャリア抽出及び直交復調器
２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器７に入
力された実数部、虚数部の各アナログ信号と同等のアナ
ログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出さ
れ、同期信号発生回路２７に供給される一方、低域フィ
ルタ２８によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要
な周波数帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供
給されてディジタル信号に変換される。

【００４６】ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２９の入力
信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期
信号発生回路２７によりパイロット信号より生成され
た、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信
号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号は
サンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定さ
れており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプ
ルクロックのタイミングを得る。

【００４７】同期信号発生回路２７は、復調アナログ信
号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボ
ル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位
相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生す
るサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発
生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信
号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル
同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、こ
れらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガード
インターバル期間除去のための区間信号などのシステム
クロックを発生するシステムクロック発生回路部とより
なる。

【００４８】Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジ
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供
給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムク
ロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシ
ンボル期間信号を得てＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に供
給される。

【００４９】ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＦＦＴ（高
速フーリエ変換）回路部は、同期信号発生回路２７より
のシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガ
ードインターバル期間処理回路３０の出力信号の各周波
数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。

【００５０】これにより得られた各周波数毎の実数部、
虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照
用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタ
ル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタ
ル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号され
る。この復号ディジタル情報信号は、出力回路３２によ
り並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ
出力される。

【００５１】次に、本発明の要部であるキャリア抽出及
び直交復調器２４、同期信号発生回路２７の構成につい
て更に説明する。図２は本発明の要部の第１実施例のブ
ロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一
符号を付してある。この実施例は、実数部の入力端子と
虚数部の入力端子をそれぞれ２５６ずつ有するＩＦＦＴ
回路を用いて送信された、２５７波の搬送波からなる図
８（Ａ）の周波数スペクトラムのＯＦＤＭ信号を受信し
た場合の実施例である。

【００５２】図２において、乗算器３６、３７及びＬＰ
Ｆ３８はキャリア抽出及び直交復調器２４を構成してお
り、ＶＣＸＯ３９、１／４分周器４０及び４１は図１の
中間周波数発振器２５及び９０°シフタ２６を構成して
おり、それ以外の図２のブロック４２〜５４からなる回
路部は図２の同期信号発生回路２７を構成している。

【００５３】中間周波増幅された受信中間周波信号は、
図２の乗算器３６及び３７にそれぞれ供給され、ここで
１／４分周器４０及び４１よりの中間周波数１０．７Ｍ
Ｈｚと乗算される。ここで、ＶＣＸＯ３９は中間周波数
１０．７ＭＨｚの４倍の周波数である４２．８ＭＨｚで
発振している。この４２．８ＭＨｚの発振周波数信号
は、１／４分周回路４０及び４１により各々の位相が９
０°異なり、デューティサイクルが５０％である中間周
波数に変換されて乗算器３６及び３７に供給される。

【００５４】乗算器３７の出力信号はＬＰＦ３８により
シンボル周波数以下の周波数成分、すなわち中心搬送波
成分が抽出されてＶＣＸＯ３９に制御電圧として印加さ
れ、その出力発振周波数を可変制御する。この乗算器３
７、ＬＰＦ３８、ＶＣＸＯ３９、１／４分周器４０、４
１よりなる一巡のループは、ＰＬＬ回路を構成してお
り、このＰＬＬ回路により受信中間周波数に位相同期す
る信号が発生される。これにより、乗算器３６及び３７
からは直交復号された実数部と虚数部のアナログ信号が
取り出され、出力端子５５及び５６へ出力される。

【００５５】また、乗算器３６より取り出された実数部
信号は、第１の帯域フィルタ（ＢＰＦ）４２に供給さ
れ、ここでナイキスト周波数成分、すなわちパイロット
周波数成分を濾波されて乗算器４６に供給されて、パイ
ロット信号周波数成分を通過させる第２の帯域フィルタ
（ＢＰＦ）４５よりの信号と乗算される。ここで、ＢＰ
Ｆ４２及び４５はそれぞれ同一の通過周波数特性と位相
特性とを有するように設定されている。

【００５６】これらのＢＰＦ４２及び４５としては、例
えばＱが５０程度の単峰特性を持つ共振回路が用いられ
る。本実施例が受信するＯＦＤＭ信号では、ナイキスト
周波数は４９．５ｋＨｚ（＝９９÷２５６×１２８）に
設定されている。この共振回路の特性は、±４９５Ｈｚ
で−３ｄＢであり、ＯＦＤＭ信号の搬送波の間隔は３８
７Ｈｚであるため、隣接搬送波の減衰度は３ｄＢ以下で
ある。しかし、第２番目以降に隣接される搬送波の減衰
度は、この共振回路によれば、周波数差に応じて大きく
なるため、この共振回路をＢＰＦ４２、４５として用い
た本実施例によれば、多数あるＯＦＤＭ信号の搬送波の
中からパイロット信号周波数を有効に抽出できる。

【００５７】乗算器４６は位相比較器を構成しており、
その出力信号はＬＰＦ４７により周波数制御に係る誤差
信号のみを通過されて加算器４９に直接供給されると共
に、遅延器４８により所定時間遅延されて加算器４９に
供給される。この遅延器４８と加算器４９とは、隣接す
る搬送波成分を減衰させるためのノッチフィルタ回路を
構成しており、シンボル周波数である３８７Ｈｚにディ
ップを持たせる特性に設定されている。

【００５８】この加算器４９より取り出された信号は分
周比可変回路４３に分周比可変制御信号として印加され
る。分周比可変回路４３はこの分周比可変制御信号によ
り１／４２６〜１／４３８の範囲内の分周比に設定さ
れ、ＶＣＸＯ３９の出力４２．８ＭＨｚをこの設定分周
比で分周して１／２分周器４４を介してＢＰＦ４５へ出
力するため、実質的に電圧制御発振手段を構成してい
る。

【００５９】従って、分周比可変回路４３、１／２分周
器４４、ＢＰＦ４５、乗算器４６、ＬＰＦ４７、遅延器
４８及び加算器４９よりなる一巡のループはＰＬＬ回路
を構成し、乗算器３６よりＢＰＦ４２を介して取り出さ
れた実数部出力信号中に含まれる連続するパイロット信
号に位相同期した信号が、分周比可変回路４３から取り
出されるように分周比可変回路４３の分周比が可変制御
され、その分周比可変回路４３の出力信号はナイキスト
周波数の２倍の周波数の９９ｋＨｚのサンプルクロック
（サンプル同期信号）として出力端子５７へ出力される
一方、１／２分周器４４及び分周比可変回路５０へ供給
される。

【００６０】また、乗算器３７より取り出された虚数部
出力信号は、位相比較器としての乗算器５１に供給さ
れ、ここで分周比可変回路５０の出力信号と乗算されて
誤差信号とされた後、ＬＰＦ５２を介して遅延器５３及
び加算器５４よりなる隣接搬送波減衰用ノッチフィルタ
を介して分周比可変回路５０に分周比設定信号として供
給される。従って、分周比可変回路５０、乗算器５１、
ＬＰＦ５２、遅延器５３及び加算器５４よりなる一巡の
ループもＰＬＬ回路を構成している。

【００６１】ところで、前述した送信装置においては、
図示を省略したが、補助信号等を伝送する９波のうちの
一つの搬送波を利用して、前記ガードインターバルにほ
ぼ半波長の整数倍の期間存在する次数の搬送波を参照搬
送波とし、その参照搬送波をシンボル期間毎にほぼ１／
４波長の奇数倍ずつ位相を変えて送信するように構成さ
れている。例えば、参照信号周波数はシンボル周波数を
２１倍した２１次搬送波周波数の７９３７Ｈｚであり、
参照搬送波はシンボル期間毎に位相が９０°ずつシフト
される。

【００６２】そこで、分周比可変回路５０、乗算器５
１、ＬＰＦ５２、遅延器５３及び加算器５４よりなるＰ
ＬＬ回路は、乗算器３７より取り出された虚数部出力信
号中の参照信号周波数に位相同期するように分周比可変
回路５０の分周比を設定制御し、これにより加算器５４
より取り出された信号をシンボルクロック（シンボル同
期信号）として出力端子５８へ出力する。

【００６３】このように、本実施例では、ガードインタ
ーバルの期間も含めて連続して専用の搬送波で伝送され
るパイロット信号を、第１のＢＰＦ４２により他の搬送
波から分離抽出し、かつ、ＰＬＬ回路の位相比較器とし
ての機能を有する乗算器４６の入力とＶＣＯとしての機
能を有する分周比可変回路４３の出力の間にＢＰＦ４２
の位相特性を補償するための第２のＢＰＦ４５を設けて
いるため、より精度高くパイロット信号の位相情報を得
ることができ、受信装置内で周波数ジッタの少ないサン
プルクロック情報を復号することができる。

【００６４】図３は図２は本発明の要部の第２実施例の
ブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同
一符号を付し、その説明を省略する。図３の実施例は、
実数部の入力端子と虚数部の入力端子をそれぞれ５１２
ずつ有するＩＦＦＴ回路を用いて送信された、２５７波
の搬送波からなる図８（Ｂ）の周波数スペクトラムのＯ
ＦＤＭ信号を受信した場合の実施例である。

【００６５】この実施例において、分周比可変回路６
１、１／４分周器６２、ＢＰＦ４５、乗算器４６、ＬＰ
Ｆ４７、遅延器４８及び加算器４９よりなる一巡のルー
プはＰＬＬ回路を構成し、乗算器３６より取り出された
実数部出力信号中に含まれる連続するパイロット信号に
位相同期した信号が分周比可変回路６１から取り出され
るように分周比が可変制御される。

【００６６】ここで、本実施例では、パイロット信号の
周波数は第１実施例と同一であるが、パイロット信号は
ナイキスト周波数の１／２倍の周波数位置の１２８次と
３８４次の搬送波で伝送されたＯＦＤＭ信号を受信して
いるから、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１を駆動するサン
プルクロックの周波数は第１実施例の２倍、すなわちパ
イロット信号周波数の４倍となる。

【００６７】そこで、図３に示すように、分周比可変回
路６１によりＶＣＸＯ３９の出力４２．８ＭＨｚを１／
２１３〜１／２１９の分周比範囲で分周することによ
り、乗算器３６の出力実数部信号に含まれているパイロ
ット信号に位相同期した１９８ｋＨｚのサンプルクロッ
ク（サンプル同期信号）を出力端子５７へ取り出すと共
に、この信号を更に１／４分周器６２で１／４分周する
ことにより４９．５ｋＨｚのパイロット信号と同一周波
数を第２のＢＰＦ４５へ出力する。本実施例も図２に示
した実施例と同様に、精度高くパイロット信号の位相情
報を得ることができる。

【００６８】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。図４は本発明の第２実施例のブロック図を示す。同
図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。図４において、中間周波数発振器２５よ
り発振出力された中間周波数と同一周波数の信号は、サ
ンプルクロック復号回路７１に参照信号として入力され
る。サンプルクロック復号回路７１は位相同期回路（Ｐ
ＬＬ回路）より構成されており、キャリア抽出及び直交
復調器２４より直交復調されて取り出された信号と上記
の参照信号とに基づきサンプルクロックを復号する。こ
のサンプルクロックはＡ／Ｄ変換器２９に供給される一
方、シンボル同期復号回路７２及びシステムクロック発
生器７３に供給される。

【００６９】シンボル同期復号回路７２は位相同期回路
（ＰＬＬ回路）から構成されており、上記のサンプルク
ロックが参照信号として供給されると共に、キャリア抽
出及び直交復調器２４より直交復調されて取り出された
信号が供給されて、シンボル同期情報搬送波の位相状態
を調べ、シンボルクロックを復号する。

【００７０】システムクロック発生器７３は、復号サン
プルクロック及び復号シンボルクロックをそれぞれ入力
信号として受け、これらのクロックに基づいてガードイ
ンターバル期間除去のための区間信号などのシステムク
ロックを発生し、このシステムクロックをガードインタ
ーバル期間処理回路３０、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１
及び出力回路３２にそれぞれ入力して、それぞれに所期
の動作を行わせる。

【００７１】ここで、ＯＦＤＭ方式では前記したよう
に、伝送帯域中に多数の直交多重される搬送波を配置し
て情報信号を伝送する方式であるため、各々の情報信号
で変調された搬送波の周波数間隔は短く（上記の実施例
では３８７Ｈｚ）、その中で伝送されるサンプルクロッ
ク、シンボル同期情報を復元するためにはキャプチャレ
ンジの狭い安定に動作する位相同期回路が必要である。

【００７２】そこで、本実施例のサンプルクロック復号
回路７１及びシンボル同期復号回路７２には、図５に示
す如きブロック構成の位相同期回路が用いられる。同図
に示すように、この位相同期回路は乗算器７７、ＬＰＦ
７９、遅延器８０、加算器８１、コンパレータ（電圧比
較器）８２、アップダウンカウンタ８３及びプログラマ
ブルデバイダ（可変分周回路）７８よりなるＰＬＬ回路
により構成されている。ここで、乗算器７７は位相比較
器に相当する回路であり、また、コンパレータ８２、ア
ップダウンカウンタ８３及びプログラマブルデバイダ７
８よりなる回路部は、電圧制御発振器に相当する回路を
構成している。

【００７３】次に、この位相同期回路の動作について説
明する。入力端子７５を介して入力された位相同期入力
信号は乗算器７７に供給され、ここで入力端子７６より
の参照信号をプログラマブルデバイダ７８で分周して得
た信号と乗算されることにより、位相誤差を示す乗算結
果に変換される。この乗算器７７の出力誤差信号は出力
端子８４より変移情報として出力される一方、ＬＰＦ７
９と遅延器８０及び加算器８１よりなる回路部をそれぞ
れ通してコンパレータ８２に供給される。

【００７４】コンパレータ８２は入力誤差信号が第１の
所定電圧以上か、第２の所定電圧以下であるかに応じた
２値信号を出力し、アップダウンカウンタ８３の計数動
作を制御する。すなわち、上記誤差信号が上記第１の所
定電圧以上のときにはアップダウンカウンタ８３のカウ
ント数を１だけカウントアップし、上記の第２の所定電
圧以下のときにはカウント数を１だけカウントダウン
し、それ以外のときには計数を行わない。

【００７５】このアップダウンカウンタ８３の出力計数
値は、参照信号が入力されるプログラマブルデバイダ７
８に供給され、その計数値に応じた分周比に設定する。
従って、入力端子７６よりの参照信号はプログラマブル
デバイダ７８により、アップダウンカウンタ８３の出力
計数値に対応した分周比で分周される。

【００７６】本実施例では、参照信号として中間周波数
発振器２５などからの周波数安定度の高い信号が入力さ
れると共に、プログラマブルデバイダ７８の分周比がデ
ィジタル的に管理されるため、位相同期すべき入力端子
７５よりの信号周波数に対する比較信号周波数を正確に
得ることができ、よって、従来の電圧制御発振器を用い
たＰＬＬ回路に比し、電圧制御発振器の自走発振周波数
の漂動といった現象を防止できる。

【００７７】なお、基準発振器の出力信号をＰＬＬ回路
に入力し、電圧制御発振器の出力信号を分周する分周器
の分周比を可変して所定の周波数出力を得る構成のＰＬ
Ｌ回路は従来より知られている（例えば、特公平３−４
４６９４号公報）。しかし、これは基準発振器と所定の
関係にある発振周波数を得るものであり、本実施例のよ
うな入力信号を検出しようとする位相同期回路とは構成
が異なるものである。

【００７８】図６は上記の位相同期回路を図４の第２実
施例に適用した場合のブロック図を示す。同図中、図４
と同一構成部分には同一符号を付してある。図６は上記
の位相同期回路が二つ用いられており、前段の位相同期
回路が図４のサンプルクロック復号回路７１を構成して
おり、後段の位相同期回路が図４のシンボル同期復号回
路７２を構成している。

【００７９】すなわち、図６のＢＰＦ８３、乗算器８
４、ＬＰＦ８８、遅延器８９、加算器９０、コンパレー
タ９１、アップダウンカウンタ９２、プログラマブルデ
バイダ８５、１／２分周器８６及びＢＰＦ８７は図５と
同様の位相同期回路であり、図４のサンプルクロック復
号回路７１を構成している。ここで、ＢＰＦ８３は図２
に示したＢＰＦ４２と同様のパイロット信号分離抽出用
の第１の帯域フィルタであり、またＢＰＦ８７は同じく
ＢＰＦ４５と同様にＢＰＦ８３と同一の通過周波数特性
及び位相特性を有する第２の帯域フィルタである。

【００８０】入力端子８１にはキャリア抽出及び直交復
調器２４の出力直交復調信号が入力され、入力端子８２
には中間周波数発振器２５の出力中間周波数が参照信号
として入力される。プログラマブルデバイダ８５の分周
比は１／１０７を中心とし、１／１０４から１／１１０
の分周比範囲で分周比が可変設定される。

【００８１】また、乗算器９４、ＬＰＦ９６、遅延器９
７、加算器９８、コンパレータ９９、アップダウンカウ
ンタ１００及びプログラマブルデバイダ９５は図５と同
様の位相同期回路であり、図４のシンボル同期復号回路
７２を構成している。このシンボル同期復号回路７２の
乗算器９４には、前段のサンプルクロック復号回路７１
と同様に入力端子８１を介してキャリア抽出及び直交復
調器２４の出力直交復調信号が入力され、また、参照信
号としてプログラマブルデバイダ９５にはプログラマブ
ルデバイダ８５の出力サンプルクロック信号が入力され
る。

【００８２】本実施例が受信するＯＦＤＭ信号は、シン
ボル期間毎に位相が９０°ずつシフトされる、シンボル
周波数を２１倍した７９３７Ｈｚの第２１番目の搬送波
（２１次搬送波）を参照搬送波としている。従って、サ
ンプルクロック周波数とシンボル位置情報伝送用搬送波
周波数の比は１２対１程度であるので、プログラマブル
デバイダ９５はその分周比が１／１０から１／１４程度
の範囲内で可変されるように構成される。

【００８３】２１次搬送波で伝送されるシンボル位置情
報信号は、ガードインターバルの開始されるシンボル位
置の最初の部分で位相がシフトされるため、その前まで
同期状態にあったシンボル同期復号回路（位相同期回
路）７２はシンボルの変わり目で最大の誤差電圧を発生
する。この誤差電圧をもとにしてシンボルの開始位置を
知ることができる。

【００８４】すなわち、シンボル同期復号回路（位相同
期回路）７２では、乗算器９４より出力された誤差電圧
がＬＰＦ９６、遅延器９７及び加算器９８よりなるフィ
ルタ回路をそれぞれ介してコンパレータ９９に供給さ
れ、ここで前記した第１及び第２の所定電圧と電圧比較
され、その比較結果がアップダウンカウンタ１００に供
給され、その計数動作を図５と共に説明したように制御
する。

【００８５】このアップダウンカウンタ１００の出力計
数値はプログラマブルデバイダ９５の分周比を、乗算器
９４の出力誤差電圧が最小となるように可変制御する。
このようにして、プログラマブルデバイダ９５の出力信
号と入力端子８１を介して入力される信号中の２１次搬
送波のシンボル位置情報信号の位相とが一致した時点で
誤差電圧も０となり、位相同期回路が安定する。乗算器
９４からはシンボル同期信号が出力端子５８へ出力され
る。

【００８６】このサンプルクロック復号回路７１及びシ
ンボル同期復号回路７２では、参照信号として中間周波
数発振器２５の出力中間周波数あるいはプログラマブル
デバイダ８５からのサンプルクロック信号などの周波数
安定度の高い信号が入力されると共に、プログラマブル
デバイダ８５、９５の分周比がディジタル的に管理され
るため、位相同期すべき入力端子８１よりの信号周波数
に対する比較信号周波数を正確に得ることができ、よっ
て、従来の電圧制御発振器を用いたＰＬＬ回路に比し、
電圧制御発振器の自走発振周波数の漂動といった現象を
防止できる。

【００８７】従って、本実施例によれば、精度の高いサ
ンプルクロック信号とシンボル同期信号を得ることがで
きるため、送信装置内のＩＦＦＴ回路（図７の４）と受
信装置内のＦＦＴ回路（図１、図４のＦＦＴ，ＱＡＭ復
号回路３１）の時間関係を容易に同一に設定することが
でき、ＩＦＦＴを行った信号に近い形でのＦＦＴ動作を
行わせることができると共に、より正確な復号ができ
る。

【００８８】なお、本発明は以上の実施例に限定される
ものではなく、例えばＢＰＦ４２（８３）とＢＰＦ４５
（８７）とは同一の通過周波数特性、位相特性を有する
ことが、分周比可変回路４３あるいはプログラマブルデ
バイダ８５の出力信号周波数をＢＰＦ４２（８３）とＢ
ＰＦ４５（８７）の温度変化、経時変化による位相特性
の乱れを打ち消して制御できるために望ましいが、それ
らの特性は同一でなくても所期の効果を得ることはでき
る。

【００８９】また、図６において、入力端子８１の入力
信号は直交復調された実数部信号及び虚数部信号のどち
らでもよく、また、シンボルクロック（シンボル同期信
号）は遅延器９７と共に隣接搬送波周波数成分減衰用ノ
ッチフィルタ回路を構成している加算器９８の出力より
取り出すようにしてもよい。更に、ＯＦＤＭ信号の各搬
送波の変調方式は２５６ＱＡＭ以外の多値ＱＡＭあるい
はその他の多値ディジタル変調方式でも良いことは勿論
である。

【００９０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
サンプルクロック情報の伝送に用いられるパイロット信
号はガードインターバルの区間も連続するように所定の
搬送波で伝送されて受信され、第１のフィルタ回路によ
り分離抽出されると共に、この第１のフィルタ回路によ
る位相特性を第２のフィルタ回路を位相同期回路の電圧
制御発振手段と位相比較手段の間に設けることで打ち消
しつつ、必要な周波数帯入力信号に対するサンプルクロ
ック同期情報を精度よく得ることができるため、送信装
置内で動作するＩＦＦＴ回路と受信装置内で動作するＦ
ＦＴ回路の時間関係をより容易に同一に設定でき、この
ことからより正確にディジタル情報の復号ができる。

【００９１】また、本発明によれば、電圧制御発振手段
をプログラマブルデバイダとし、参照信号を分周するプ
ログラマブルデバイダの出力信号が第１のフィルタ回路
の出力信号に位相同期するようにプログラマブルデバイ
ダの分周比を可変制御する構成とすることにより、位相
同期すべき入力信号周波数に対する比較信号周波数を正
確に得ることができるようにしたため、発振周波数の変
化範囲を広くとれ、かつ、発振周波数に対する周波数変
化の値が小さな信号に対しても正確に同期をとることが
でき、よって多数の搬送波からなる直交周波数分割多重
信号の中から目的の搬送波の情報のみを他の搬送波の影
響を殆ど受けることなく復号できる。

【００９２】従って、本発明によれば、特に参照信号と
して受信手段からの周波数安定度の高い復調用搬送波を
プログラマブルデバイダに入力することにより、プログ
ラマブルデバイダより誤差の少ないサンプルクロック信
号を出力することができるため、送信装置内で動作する
ＩＦＦＴ回路と受信装置内で動作するＦＦＴ回路の時間
関係をより容易に同一に設定できる。

【００９３】また、参照信号としてこのサンプルクロッ
ク信号を入力すると共に、ガードインターバルにほぼ半
波長の整数倍の期間存在する次数の周波数で、かつ、シ
ンボル期間毎にほぼ１／４波長の奇数倍ずつ位相を変え
られる参照搬送波に、プログラマブルデバイダの出力信
号が位相同期するようにプログラマブルデバイダの分周
比を可変制御することにより、プログラマブルデバイダ
より誤差の少ないシンボル同期信号を出力することがで
きるため、これらサンプルクロック信号やシンボル同期
信号を間欠的でなく、連続的に受信復号することができ
るため、復号用回路の時間関係を細かに管理することが
でき、エラーの少ない周波数分割多重信号の受信ができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例のブロック図である。

【図２】本発明の要部の第１実施例のブロック図であ
る。

【図３】本発明の要部の第２実施例のブロック図であ
る。

【図４】本発明の第２実施例のブロック図である。

【図５】本発明の第２実施例に用いる位相同期回路の原
理ブロック図である。

【図６】図４の要部の一実施例のブロック図である。

【図７】本発明装置が受信するＯＦＤＭ信号を送信する
送信装置の一例のブロック図である。

【図８】図７の送信装置で送信されるＯＦＤＭ信号の周
波数スペクトラムの各例を示す図である。

【図９】従来のＯＦＤＭ信号の構成と同期信号の挿入個
所の説明図である。

【符号の説明】 ２１ 受信部（受信手段） ２２ 周波数変換器（受信手段） ２４ キャリア抽出及び直交復調器 ２５ 中間周波数発振器 ２７ 同期信号発生回路 ３０ ガードインターバル期間処理回路（復調手段） ３１ ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路（復調手段） ３６、３７、５１、７７、８４、９４ 乗算器 ３８ 中心搬送波分離用低域フィルタ（ＬＰＦ） ３９ 電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ） ４２、８３ 第１の帯域フィルタ（ＢＰＦ）（第１のフ
ィルタ回路） ４３、６１ 分周比可変回路（電圧制御発振手段） ４５、８７ 第２の帯域フィルタ（ＢＰＦ）（第２のフ
ィルタ回路） ４６ 乗算器（位相比較手段） ４７、８８ 低域フィルタ（ＬＰＦ）（制御電圧発生手
段） ５０ 分周比可変回路 ５２、７９、９６ 低域フィルタ（ＬＰＦ） ７１ サンプルクロック復号回路 ７２ シンボル同期復号回路 ７３ システムクロック発生回路 ７８、９５ プログラマブルデバイダ ８２、９１、９９ コンパレータ（計数値発生手段） ８３、９２、１００ アップダウンカウンタ（計数値発
生手段） ８５ プログラマブルデバイダ（電圧制御発振手段）

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−32546（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−327023（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−326322（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−321762（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−16038（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−149002（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04J 11/00 H04J 1/00

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 多値変調されたディジタル情報を伝送す
   る複数の搬送波と前記ディジタル情報のサンプルクロッ
   ク周波数と整数比関係にある一定周波数のパイロット信
   号を伝送する少なくとも一の搬送波とが直交周波数分割
   多重された直交周波数分割多重信号を受信する受信手段
   と、 前記受信手段により受信された前記直交周波数分割多重
   信号から前記パイロット信号周波数成分を分離抽出する
   第１のフィルタ回路と、 制御電圧に応じた周波数の信号を発振出力する電圧制御
   発振手段と、 前記電圧制御発振手段の出力信号から前記パイロット信
   号と同じ周波数成分を分離抽出する第２のフィルタ回路
   と、 前記第１及び第２のフィルタ回路の両出力信号を乗算し
   て位相誤差信号を得る位相比較手段と、 前記位相誤差信号に基づいて前記制御電圧を発生して前
   記電圧制御発振手段に供給し、その出力発振周波数を可
   変する制御電圧発生手段と、 前記電圧制御発振手段の出力信号をクロック信号とし
   て、前記受信手段により受信された前記直交周波数分割
   多重信号を復調する復調手段とを有することを特徴とす
   る周波数分割多重信号受信装置。
2. 【請求項２】 前記第１及び第２のフィルタ回路は、そ
   れぞれ同一の通過周波数特性及び位相特性を有する帯域
   フィルタであることを特徴とする請求項１記載の周波数
   分割多重信号受信装置。
3. 【請求項３】 前記直交周波数分割多重信号は、多数の
   搬送波が直交周波数分割多重された直交周波数分割多重
   信号であり、かつ、前記多数の搬送波のうち中心周波数
   の搬送波は一定電圧で変調され、周波数スペクトラム上
   両端に位置する搬送波は前記パイロット信号として変調
   され、残りの複数の搬送波の少なくとも一部は多値変調
   されたディジタル情報で変調されている多重信号であ
   り、 前記受信手段は、受信した前記直交周波数分割多重信号
   を中間周波数に変換する周波数変換手段と、復調用搬送
   波発振器からの復調用搬送波に基づき前記周波数変換手
   段の出力信号を直交復調する直交復調器と、前記直交復
   調器の出力信号から前記中心周波数の搬送波を抽出して
   前記直交復調器の復調用搬送波発振器を可変制御する抽
   出回路とからなり、 前記電圧制御発振手段は、前記直交復調器の復調用搬送
   波を前記制御電圧に応じて設定された分周比で分周して
   出力する分周比可変回路であることを特徴とする請求項
   １記載の周波数分割多重信号受信装置。
4. 【請求項４】 前記制御電圧発生手段は前記位相誤差信
   号の低周波数成分を濾波する低域フィルタと、前記低域
   フィルタの出力信号を所定電圧と電圧比較して得た比較
   結果に基づいた計数値を出力する計数値発生手段とより
   なり、 前記電圧制御発振手段は、前記計数値に基づいて可変設
   定された分周比で外部よりの参照信号を分周して出力す
   るプログラマブルデバイダであり、 前記プログラマブルデバイダの出力信号が前記第１のフ
   ィルタ回路の出力信号に位相同期するように前記プログ
   ラマブルデバイダの分周比を可変制御することを特徴と
   する請求項１記載の周波数分割多重信号受信装置。
5. 【請求項５】 前記計数値発生手段は、前記低域フィル
   タの出力信号と第１及び第２の所定電圧とを電圧比較す
   るコンパレータと、前記低域フィルタの出力信号が前記
   第１の所定電圧以上のときには所定値カウントアップ
   し、前記第２の所定電圧以下のときには所定値カウント
   ダウンして得た計数値を前記プログラマブルデバイダへ
   出力するアップダウンカウンタとよりなり、前記参照信
   号として前記受信手段からの復調用搬送波をプログラマ
   ブルデバイダに入力することにより、前記プログラマブ
   ルデバイダよりサンプルクロック信号を出力することを
   特徴とする請求項４記載の周波数分割多重信号受信装
   置。
6. 【請求項６】 前記受信手段は、ガードインターバルに
   ほぼ半波長の整数倍の期間存在する次数の周波数で、か
   つ、シンボル期間毎にほぼ１／４波長の奇数倍ずつ位相
   を変えられる参照搬送波を含む直交周波数分割多重信号
   を受信し、 計数値に基づいて可変設定された分周比で外部よりのサ
   ンプルクロック信号を分周して出力するプログラマブル
   デバイダと、 前記受信直交周波数分割多重信号と前記プログラマブル
   デバイダの出力信号とを乗算して位相誤差信号を出力す
   る乗算器と、 前記乗算器の出力位相誤差信号の低周波数成分を濾波す
   る低域フィルタと、 前記低域フィルタの出力信号を所定電圧と電圧比較して
   得た比較結果に基づいた計数値を出力する計数値発生手
   段とを有し、 前記プログラマブルデバイダの出力信号が前記受信手段
   よりの参照搬送波に位相同期するように前記プログラマ
   ブルデバイダの分周比を可変制御して前記プログラマブ
   ルデバイダよりシンボル同期信号を出力することを特徴
   とする請求項１記載の周波数分割多重信号受信装置。