JPH09149002A - 周波数分割多重信号受信機における同期信号復号回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 受信されたＯＦＤＭ信号から正確な有効シン
ボル期間が復号され、この有効シンボル期間に従って信
号が扱われるまでは各々の信号を独立的に扱うことがで
きないため、入来するＯＦＤＭ信号を最初に復号しよう
とするときはＯＦＤＭ信号に埋もれている同期信号を有
効に抽出する必要がある。 【解決手段】 シンボル周期毎にループ特性が反転され
る第１のＰＬＬ４６によりサンプル同期信号が復号され
る。次に、ＰＬＬ４６から得られた伝送帯域の所定周波
数成分を得て位相比較回路４７により入力復調ＯＦＤＭ
信号の同期検波をし、次に位相比較回路４８、ＬＰＦ４
９、ＶＣＯ５０及び分周器５１からなる第２のＰＬＬに
より同期検波出力信号を復号してシンボル同期信号を得
る。これにより、第２のＰＬＬにより正確に復号される
シンボル同期信号を用いて、ＰＬＬ４６のループ特性の
反転処理がなされる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は周波数分割多重信号
受信機における同期信号復号回路に係り、特に符号化さ
れたディジタル映像信号などで変調されて送信された直
交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency D
ivision Multiplex）信号を受信する周波数分割多重信
号受信機における同期信号復号回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】符号化されたディジタル映像信号などを
限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５
６直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modul
ation）などの多値変調されたディジタル情報を多数の
搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ方
式が従来より知られている。このＯＦＤＭ方式は多数の
搬送波を直交して配置し、各々の搬送波で独立したディ
ジタル情報を伝送する方式で、マルチパスに強い、妨害
を受けにくい、周波数利用効率が比較的良いなどの特長
がある。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接す
る搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位置で零
になることを意味する。

【０００３】このＯＦＤＭ方式によれば、多数の情報搬
送波を送信すべき情報に応じて変調して送信するため、
情報搬送波を復号するためには、正確な位相同期信号が
必要になる。特に、各搬送波を多値変調し、より多くの
情報を伝送しようとするとき信号復号に要求されるクロ
ック信号の位相安定度は非常に高い値が要求される。そ
こで、送信機は同期信号を送信するが、同期信号は安定
に再生される必要があり、情報搬送波を用いて伝送する
こともできるが、他の情報搬送波からの干渉妨害を受け
易いため、情報信号中に専用のシンボル期間に挿入され
て送信される。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、同期信号を
専用のシンボル期間で伝送することは、情報搬送波より
の干渉なく搬送波再生ができる反面、その分情報信号の
伝送効率を下げることになるので、同期信号成分は１０
０シンボルに１回程度を伝送することになる。しかし、
同期信号の伝送間隔を広げることは、移動受信のように
絶えず受信状態が変化している場合、受信チャンネル変
更時など速く情報信号を復号しなければならないが、同
期信号がバースト的に伝送されているときは同期信号の
復号までに時間遅れを生じてしまい、好ましくない。

【０００５】そこで、本発明者は先に、特願平６−１１
３２号により、パイロット信号をシンボル期間毎に反転
して常時伝送し、受信機側では位相同期ループ回路（Ｐ
ＬＬ）のループ特性を切り換えながらサンプル同期信号
を得ることにより、移動受信、チャンネル切替時の復号
時間の短縮、移動受信における性能の安定化を図るよう
にした、直交周波数分割多重信号送受信装置を提案し
た。

【０００６】しかし、ＯＦＤＭ信号は多数の搬送波を用
いて情報信号を伝送するが、これらの信号が直交性を保
つのは、信号を有効シンボル期間、すなわち、受信側で
ＯＦＤＭ信号を復号するために高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）あるいは離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）を行う際の
窓区間に限ってである。従って、受信されたＯＦＤＭ信
号から正確な有効シンボル期間が復号され、この有効シ
ンボル期間に従って信号が扱われるまでは各々の信号を
独立的に扱うことができない。

【０００７】シンボル同期のとられていない信号は多数
の搬送波が乱立していると同様な信号スペクトラムを有
している。入来するＯＦＤＭ信号を最初に復号しようと
するときは同期捕捉もされていない状態で、このような
状態でＯＦＤＭ信号に埋もれている同期信号を有効に抽
出する必要がある。

【０００８】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
ＯＦＤＭ信号に埋もれている同期信号を有効に抽出しう
る周波数分割多重信号受信機における同期信号復号回路
を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は情報信号で変調された複数の搬送波が周波
数分割多重され、かつ、一の搬送波がシンボル周期毎に
交互に位相反転されたサンプル同期信号周波数のパイロ
ット信号で変調された直交周波数分割多重信号を受信す
る周波数分割多重信号受信機の同期信号復号回路におい
て、受信した直交周波数分割多重信号を直交復調して得
られたパイロット信号を入力信号として受け、シンボル
周期毎にループ特性が反転されてサンプル同期信号を検
出する第１の位相同期回路と、第１の位相同期回路の出
力信号を用いてパイロット信号を検波する同期検波器
と、同期検波器の出力信号を入力信号として受け、シン
ボル周期に位相同期したシンボル同期信号を出力すると
共に、第１の位相同期回路へループ特性を反転させるた
めの信号として入力する第２の位相同期回路とを有する
構成としたものである。

【００１０】ここで、本発明における第１の位相同期回
路は、第１の位相比較回路と、この第１の位相比較回路
の出力位相誤差信号を制御信号として受け、サンプル同
期信号周波数を発振出力する第１の可変発振手段と、第
１の可変発振手段の出力信号を第２の位相同期回路の出
力信号に応じた周期で反転して第１の位相比較回路へ供
給し、直交復調して得られたパイロット信号と位相比較
させる極性反転回路とよりなり、同期検波器は、直交復
調して得られたパイロット信号と第１の可変発振手段の
出力信号とを位相比較する第２の位相比較回路とからな
ることを特徴とする。

【００１１】これにより、本発明では、シンボル周期毎
にループ特性が反転される第１の位相同期回路によりサ
ンプル同期信号を復号し、次に、第１の位相同期回路か
ら得られた伝送帯域の所定周波数成分を得て同期検波を
し、次に第２の位相同期回路により同期検波出力信号を
復号してシンボル同期信号を得るようにしているため、
第２の位相同期回路により正確に復号されるシンボル同
期信号を用いて、第１の位相同期回路のループ特性の反
転処理がなされるため、第１の位相同期回路も正確なサ
ンプル同期信号の復号ができる。

【００１２】また、本発明は、同期検波器の出力信号か
ら不要な高周波数成分を除去して前記シンボル周期の信
号成分を濾波する第１のフィルタ回路を設けると共に、
第２の位相同期回路を、第３の位相比較回路と、この第
３の位相比較回路の出力位相誤差信号を制御信号として
受けシンボル同期信号を発振出力する第２の可変発振手
段と、第２の可変発振手段の出力シンボル同期信号から
不要な高周波数成分を除去して第３の位相比較回路へ供
給し、同期検波器の出力信号と位相比較させる、第１の
フィルタ回路と同一周波数特性で同一位相特性の第２の
フィルタ回路とより構成したものである。

【００１３】これにより、本発明では、シンボル同期信
号を第２の位相同期回路から有効に得ることができると
共に、第２の位相同期回路内の第２のフィルタ回路によ
り、第１のフィルタ回路による位相ずれを補償するよう
にしたため、広帯域に分布される直交周波数分割多重信
号の影響を少なくできる。

【００１４】また、本発明は、第１の位相同期回路を、
サンプル同期信号を発生出力する第１の電圧制御発振器
を有する構成とし、第２の位相同期回路は第１の電圧制
御発振器と同一の自走発振周波数で発振する第２の電圧
制御発振器と、この第２の電圧制御発振器の出力信号を
分周してシンボル同期信号を出力する分周器と、この分
周器の出力シンボル同期信号と同期検波器の出力信号と
を位相比較して得た信号を第２の電圧制御器へ制御電圧
として出力する第３の位相比較回路とから構成し、更に
第１及び第２の位相同期回路の位相同期が安定した動作
を行うときに第１の電圧制御発振器の出力信号の一部を
第２の電圧制御発振器へ制御電圧として印加し、第１及
び第２の電圧制御発振器を同期して発振させる手段とを
有するように構成したものである。

【００１５】これにより、本発明では、第１及び第２の
位相同期回路が同期状態になると同時に、第２の電圧制
御発振器の発振動作が第１の電圧制御発振器の発振周波
数に同期発振されることとなり、サンプル同期信号が復
号されている限り、多少の外乱に対してもシンボル同期
信号を復号させることができる。

【００１６】更に、本発明は受信した直交周波数分割多
重信号を直交復調して得られた信号から直交復調して得
られたパイロット信号を周波数選択して、第１の位相同
期回路及び同期検波器にそれぞれ入力する第３のフィル
タ回路を設けるか、あるいは、第１の位相同期回路の第
１の位相比較回路の２つの入力側にそれぞれ、直交復調
して得られたパイロット信号を周波数選択する第４のフ
ィルタ回路と、極性反転回路の出力信号からパイロット
信号周波数成分を濾波する、第４のフィルタ回路と同一
周波数特性で同一位相特性の第５のフィルタ回路とを設
けたものである。これにより、同期信号の復号に妨害を
与える直交周波数分割多重信号を予め除去することがで
きるため、同期信号の検出をより容易にすることができ
る。

【００１７】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。まず、本発明の周波数分割多重
信号受信機における同期回路について説明する前に、周
波数分割多重信号受信機における同期回路が受信するＯ
ＦＤＭ信号の送信装置の概要について説明する。

【００１８】図６はＯＦＤＭ信号送信装置の一例のブロ
ック図を示す。同図において、入力端子１には伝送すべ
きディジタルデータが入力される。このディジタルデー
タとしては、例えばカラー動画像符号化方式であるＭＰ
ＥＧ（moving picture coding experts group）方式な
どの符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声
信号などである。この入力ディジタルデータは、入力回
路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与が、
中間周波数発振器８よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数
に同期して生成されたクロック分周器３よりのクロック
に基づいて行われた後、信号生成回路４に供給される。

【００１９】この信号生成回路４は逆離散的フーリエ変
換（ＩＤＦＴ）演算を時間間隔Ｔの間にＮ個の複素数
（入力回路２よりのディジタルデータ）に対して実行す
ることにより、ＯＦＤＭ信号の搬送波に相当するＩＤＦ
Ｔの各点のデータを生成すると共に、パイロット信号を
生成する。

【００２０】ここで、信号処理回路４をデータ系列がＮ
＝２５６であるＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）回路で
構成した場合は、実数部の入力端子数が２５６、虚数部
の入力端子数が２５６であり、それぞれ４ビットのディ
ジタルデータが実数部及び虚数部共に、０番目と１２８
番目（ｋ＝Ｎ／２）の入力端子を除く計２５４個ずつの
入力端子に入力される（ただし、後述するように情報伝
送のためには２４８個ずつの入力端子が用いられる）。

【００２１】０番目（ｋ＝０）の入力端子には直流電圧
（一定）が印加されて伝送する搬送波の中心周波数で伝
送され、１２８番目の入力端子の入力情報はナイキスト
周波数に等価である両端の２つの周波数で伝送される。
ここで、１２８番目の入力端子には例えば、パイロット
信号のための固定電圧が入力され、ナイキスト周波数と
等価である両端の周波数の搬送波で常時一定振幅のパイ
ロット信号が伝送される。

【００２２】伝送する搬送波周波数のうち両端の搬送波
周波数でパイロット信号を伝送するのは、伝送するパイ
ロット信号周波数は、復号した後に高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）のクロック周波数情報を得るための逓倍動作
の次数を少なくするため、クロック周波数と整数比の関
係にあるできるだけ高い周波数であることが望ましく、
また、ＦＦＴ回路はＮを２のべき乗に選ぶときその構成
を簡単にできるためであり、ｋ＝Ｎ／２あるいはｋ＝Ｎ
／４の周波数が実際上パイロット信号伝送に適した周波
数である。

【００２３】ここでは、信号生成回路（ＩＦＦＴ回路）
４からの出力のうち、ｋ＝０の中心搬送波周波数で伝送
される一組の出力を除く２５７波のうち、２４８波の搬
送波を用いて情報を伝送し、残りの９波はキャリブレー
ション用、その他の補助信号の伝送のために用いられ
る。そのため、１シンボル期間中に２４８バイトのディ
ジタルデータ、すなわち、１シンボル期間中に、４ビッ
トずつ一対の並列データ２４８組が入力回路２から信号
生成回路（ＩＦＦＴ回路）４の実数部入力端子と虚数部
入力端子に入力される。

【００２４】信号生成回路４からクロック分周器３から
のクロックに基づいてＩＦＦＴ演算されて取り出された
出力データは、後述するガードインターバル回路５によ
りマルチパス歪みを軽減させるための所定区間のガード
インターバルｇｉが図７に示すように設定された後、Ｄ
／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）６に供給され、こ
こでクロック分周器３からのクロックをサンプリングク
ロックとしてアナログ信号に変換され、ＬＰＦにより必
要な周波数帯域の成分のみが通過されて直交変調器７へ
実数部成分と虚数部成分とがそれぞれ供給される。

【００２５】直交変調器７は中間周波数発振器８よりの
１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、か
つ、この中間周波数を９０°シフタ９により位相が９０
°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送波
として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ６よりの実数部
成分と虚数部成分で直交振幅変調（ＱＡＭ）して２５７
波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。

【００２６】すなわち、それぞれ１６のレベルを示す４
ビットの実数部データと４ビットの虚数部データのディ
ジタル・アナログ変換信号を直交変調器７に供給するこ
とにより、直交変調器７からは中心周波数Ｆ０が１０．
７ＭＨｚのＯＦＤＭ信号が取り出される。

【００２７】直交変調器７より取り出された、ガードイ
ンターバル処理される前のデータのシンボル周波数であ
る３８７Ｈｚ毎に隣接配置された複数の搬送波からなる
上記のＯＦＤＭ信号は、周波数変換器１０に供給されて
送信周波数帯に周波数変換され、例えば上記の中心搬送
波周波数Ｆ０が１００ＭＨｚとされてから送信部１１に
よりリニア増幅され、送信アンテナより送信される。

【００２８】次に、ガードインターバル回路５について
更に説明する。ガードインターバル回路５は、クロック
分周器３から入力されるクロック信号により動作し、信
号生成回路４からの信号の窓区間内の最後の部分を、窓
区間信号の直前に配置する。このために、ガードインタ
ーバル回路５は、内蔵しているランダム・アクセス・メ
モリ（ＲＡＭ）に取り込んだ信号生成回路４からの信号
を読み出すときに、最後の期間（図７のｇｉに等しく設
定する）から読み出しては、最初に戻り、有効シンボル
期間ｔ_Sを読み出して、シンボル期間ｔ_aの信号を読み出
すようにしている。

【００２９】ここで、ＩＦＦＴの周期をＮ（＝２５６）
としたときの有効シンボル周波数ｆ_Sと、有効シンボル
期間ｔ_Sとは次のようになる。

【００３０】 ｆ_S＝９９，０００／２５６＝３８７（Ｈｚ） ｔ_S＝１／ｆ_S＝２５８６（μｓｅｃ） これにガードインターバル回路５により与えられたマル
チパス歪除去用区間であるガードインターバルｇ_iを６
０μｓｅｃとして付加したときのシンボル期間ｔ_aとシ
ンボル周波数ｆ_aはそれぞれ次のようになる。

【００３１】 ｔ_a＝ｔ_S＋ｇ_i＝２５８６＋６０＝２６４６（μｓｅｃ） ｆ_a＝１／ｔ_a＝３７８（Ｈｚ） これにより、上記の有効シンボル期間ｔ_S、ガードイン
ターバルｇ_iの関係は図７に示すようになる。

【００３２】また、図６の送信装置で送信される信号の
仕様は信号中心周波数１００ＭＨｚ、伝送帯域幅１００
ｋＨｚ、変調方式２５６ＱＡＭ、ＯＦＤＭ、使用搬送波
数２５７波（そのうち情報伝送用搬送波数２４８波）、
ガードインターバル６０μｓｅｃとなる。また、一対の
４ビットデータ２４８組が２４８波の搬送波で伝送され
るため、１シンボル期間当り２４８ｋバイトの伝送速度
であり、よって１秒当りの伝送速度（転送レート）は、
約７５０ｋｂｐｓ（≒８ビット×３７８Ｈｚ×２４８÷
１０００）となる。

【００３３】次に、ガードインターバル、シンボル期間
と本発明で受信する同期信号（パイロット信号）の位相
関係について図８と共に説明する。同図中、Ｇはガード
インターバルの期間（前記ｇｉ）、ＩＦＦＴは有効シン
ボル期間（前記ｔｓ）を示す。図８（Ａ）は同期信号の
第１の例としてガードインターバルに同期信号が半波長
の奇数倍存在する場合の同期信号波形である。この同期
信号は、シンボル期間毎のパイロット信号の位相が同相
であるが、ガードインターバルの期間は半波長の奇数倍
であるので、シンボル期間毎に交互に位相が反転してい
る。

【００３４】図８（Ｂ）は同期信号の第２の例としてガ
ードインターバルに同期信号が半波長の偶数倍存在する
場合の同期信号波形である。この同期信号は、ガードイ
ンターバルに同期信号が半波長の偶数倍存在する場合で
あっても、有効シンボル期間毎のパイロット信号の位相
が反転するため、シンボル期間毎に交互に位相が反転し
ている。

【００３５】次に、本発明になる周波数分割多重信号受
信機における同期信号復号回路に適用される周波数分割
多重信号受信機の一例について図５のブロック図と共に
説明する。図５において、前記ＯＦＤＭ信号は、受信部
２１により受信アンテナを介して受信された後高周波増
幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数に周波
数変換され、中間周波増幅器２３により増幅された後、
キャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。

【００３６】キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリ
ア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キ
ャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回
路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シン
ボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤ
Ｍ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報
伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れてお
り、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離
れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けない
ように、選択度の高い回路が必要となる。

【００３７】そこで、キャリア抽出回路部にＰＬＬ回路
を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。ただし、この場
合のＰＬＬ回路を構成するＶＣＯとしては、可変範囲が
隣接する搬送波周波数の約１／２である±２００Ｈｚ程
度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振回
路（ＶＣＸＯ）を用い、かつ、ＰＬＬ回路を構成するＬ
ＰＦとして３８７Ｈｚに対して充分にカットオフ周波数
の低いＬＰＦを用いる。

【００３８】キャリア抽出及び直交復調器２４により抽
出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供
給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７
ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２
５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復
調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６に
より位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波
としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。

【００３９】これにより、キャリア抽出及び直交復調器
２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器７に入
力された実数部、虚数部の各アナログ信号と同等のアナ
ログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出さ
れ、後述する本発明の同期信号復号回路２７に供給され
る一方、低域フィルタ２８によりＯＦＤＭ信号情報とし
て伝送された必要な周波数帯域の信号が通過されてＡ／
Ｄ変換器２９に供給されてディジタル信号に変換され
る。

【００４０】ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２９の入力
信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期
信号復号回路２７によりパイロット信号より生成され
た、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信
号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号は
サンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定さ
れており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプ
ルクロックのタイミングを得る。

【００４１】Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジ
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供
給され、ここで同期信号復号回路２７よりのシステムク
ロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシ
ンボル期間信号を得てＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に供
給される。

【００４２】ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＦＦＴ（高
速フーリエ変換）回路部は、同期信号復号回路２７より
のシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガ
ードインターバル期間処理回路３０の出力信号の各周波
数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。

【００４３】これにより得られた各周波数毎の実数部、
虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照
用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタ
ル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタ
ル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号され
る。この復号ディジタル情報信号は、出力回路３２によ
り並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ
出力される。

【００４４】次に、図５の同期信号復号回路２７に使用
される本発明になる同期信号復号回路の各実施の形態に
ついて説明する。

【００４５】図１は本発明の同期信号復号回路の第１の
実施の形態のブロック図を示す。同図において、入力端
子４１を介して直交復調されたＯＦＤＭ信号が第１及び
第２の位相比較回路４２及び４７にそれぞれ入力され
る。位相比較回路４２は、低域フィルタ（ＬＰＦ）４
３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４４及び極性反転回路４
５と共に、クロック同期信号検出用の第１の位相同期ル
ープ回路（ＰＬＬ）４６を構成している。

【００４６】すなわち、第１の位相比較回路４２より出
力された第１の位相誤差信号は、ＬＰＦ４３で高周波数
成分を除去されて第１のＶＣＯ４４に制御電圧として印
加され、その出力発振周波数を制御する。ＶＣＯ４４の
出力発振周波数は４９．５ｋＨｚで、その出力発振周波
数は極性反転回路４５によりシンボル周期毎に位相反転
された後、位相比較回路４２に供給され、ここで位相比
較される。これにより、シンボル周期毎に反転されて伝
送されてきたパイロット信号に同期しつつ、ＰＬＬのル
ープ特性を反転し（ここでは、ＶＣＯ４４の出力信号波
形を反転している）、最高周波数４９．５ｋＨｚにロッ
クする様に位相追尾動作を行う。

【００４７】一方、第２の位相比較回路４７は入力端子
４１からの復号ＯＦＤＭ信号と、ＶＣＯ４４からの非反
転発振周波数とを位相比較し、シンボル周期毎に位相反
転されて入力される最高周波数成分を位相同期検波して
得た第２の位相誤差信号を出力する。この第２の位相誤
差信号は、第３の位相比較回路４８を通してＬＰＦ４９
に入力され、ここで低い周波数成分のみが取り出され、
第２のＶＣＯ５０に制御電圧として印加され、その出力
発振周波数を制御する。

【００４８】ＶＣＯ５０の出力発振周波数は分周器５１
に入力され、シンボル周波数と同じ周波数に分周されて
第３の位相比較回路４８に入力され、第２の位相誤差信
号と位相比較される。従って、第３の位相比較回路４
８、ＬＰＦ４９、ＶＣＯ５０及び分周器５１よりなる一
巡のフィードバックループ回路は、第２の位相比較回路
４７より出力されたシンボル同期信号を入力信号として
受け、分周器５１の出力信号がシンボル同期信号を入力
信号に同期して発振するように位相同期動作を行う第２
のＰＬＬを構成する。

【００４９】分周器５１の出力信号はシンボル周期に位
相同期したシンボル同期信号として出力端子５３へ出力
されると共に、極性反転回路４５に極性反転タイミング
を示す信号として入力され、第１のＰＬＬをシンボル周
期に同期させてループ特性を反転させる。これにより、
第１のＰＬＬ４６からパイロット信号の検波信号である
サンプル同期信号が出力端子５２へ出力される。

【００５０】このようにして、サンプル同期信号とシン
ボル同期信号が復号される。ただし、実際にＦＦＴ回路
に入力されるサンプル同期信号は、この周波数の２倍、
またＦＦＴが２倍のオーバーサンプル動作を行うとき
（送信されたＯＦＤＭ信号が２倍のオーバーサンプルＩ
ＦＦＴされているとき）は、４倍の周波数が用いられ
る。そのときは、位相比較回路４２とＶＣＯ４４の間に
１／２ないしは１／４の分周比の分周器を挿入し、それ
に見合った倍数の周波数の信号を発生させる。

【００５１】次に、本発明の第２の実施の形態について
説明する。図２は本発明の同期信号復号回路の第２の実
施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成
部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図２に
示す第２の実施の形態は、位相比較回路４８の２つある
入力側にそれぞれＬＰＦ５５及び５６を設けた点に特徴
がある。これらのＬＰＦ５５及び５６はそれぞれ同一の
高域遮断周波数特性と位相特性に設定されている。

【００５２】この実施の形態では、ＬＰＦ５５及び５６
により不要な高周波数成分が除去されて位相比較回路４
８にはシンボル同期信号が主として入力されるようにな
る。ＬＰＦ５５及び５６はそれぞれ同一の高域遮断周波
数特性と位相特性に設定されているため、これらのＬＰ
Ｆ５５，５６の挿入による位相ずれは補正されてシンボ
ル信号が発生される。

【００５３】次に、本発明の第３の実施の形態について
説明する。図３は本発明の同期信号復号回路の第３の実
施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成
部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図３に
示す第３の実施の形態は、第１の位相比較回路４２の２
つある入力側にそれぞれ帯域フィルタ（ＢＰＦ）５８及
び５９を設けると共に、ＶＣＯ４４とＶＣＯ５０の間に
可変減衰器６１に設けたものである。ＢＰＦ５８及び５
９は位相比較回路４２、ＬＰＦ４３、ＶＣＯ４４、極性
反転回路４５と共にＰＬＬ６０を構成している。

【００５４】ここで、ＢＰＦ５８及び５９はそれぞれ同
一の通過周波数特性と位相特性とを有するように設定さ
れている。これらのＢＰＦ５８及び５９としては、例え
ばＱが５０程度の単峰特性を持つ共振回路が用いられ
る。ここでは、受信するＯＦＤＭ信号のナイキスト周波
数は４９．５（＝９９÷２５６×１２８）ｋＨｚに設定
されている。この共振回路の特性は、±４９５Ｈｚで−
３ｄＢであり、ＯＦＤＭ信号の搬送波の間隔は３８７Ｈ
ｚであるため、隣接搬送波の減衰度は３ｄＢ以下であ
る。

【００５５】しかし、第２番目以降に隣接される搬送波
の減衰度は、この共振回路によれば、周波数差に応じて
大きくなるため、この共振回路をＢＰＦ５８、５９とし
て用いたこの実施の形態によれば、多数あるＯＦＤＭ信
号の搬送波の中からパイロット信号周波数を有効に抽出
できる。

【００５６】このように、この実施の形態は、ガードイ
ンターバルの期間も含めて連続して専用の搬送波で伝送
されるパイロット信号を、第１のＢＰＦ５８により他の
搬送波から分離抽出し、かつ、ＢＰＦ５８の位相特性を
補償するための第２のＢＰＦ５９を設けているため、よ
り精度高くパイロット信号の位相情報を得ることがで
き、受信装置内で周波数ジッタの少ないサンプルクロッ
ク情報を復号することができる。

【００５７】更に、この実施の形態では、ＶＣＯ４４の
出力端子が可変減衰器６１を介してＶＣＯ５０の制御電
圧入力端子に接続されている点に特徴がある。サンプル
同期信号の周波数はシンボル同期信号の周波数の所定の
整数倍の関係にあり（ここでは１３１倍）、第１及び第
２のＰＬＬが正常に位相同期しているときは、分周器５
１の分周比を１／１３１に設定してあれば、両ＶＣＯ４
４及び５０の発振周波数は同一となる。そこで、第１及
び第２のＰＬＬが正規の同期状態に入るまでは可変減衰
器６１の減衰量を最大としてＶＣＯ４４及び５０を別々
に動作させているが、同期状態に入ったことを検出した
ときには、可変減衰器６１の減衰量を最小として第２の
ＶＣＯ５０を第１のＶＣＯ４４の出力信号でロックさせ
る。

【００５８】第１及び第２のＰＬＬがそれぞれ正規の同
期状態に入ったかどうかは、伝送されるＯＦＤＭ信号の
誤り訂正符号を監視し、誤りが生じていなければＦＦＴ
は正規のサンプルクロック情報とシンボル同期信号情報
を得てＯＦＤＭ信号の正規の復号を行っていることとな
るため、正規の同期状態に入ったと判断できる。そのた
め、誤り訂正回路が誤り信号を検出していない（誤りが
生じていない）ことを示す検出信号を可変減衰器６１に
制御信号として入力してその減衰度を弱め、ＶＣＯ４４
の出力信号が可変減衰器６１で殆ど減衰されることなく
ＶＣＯ５０に印加されるようにし、これにより両ＶＣＯ
４４及び５０を同期状態にする。

【００５９】これにより、２つのＰＬＬが同期状態にな
ると同時に、ＶＣＯ５０の発振動作がＶＣＯ４４の発振
周波数に同期発振されることとなり、サンプル同期信号
が復号されている限り、多少の外乱に対してもシンボル
同期信号を復号させることができる。

【００６０】次に、本発明の第４の実施の形態について
説明する。図４は本発明の同期信号復号回路の第４の実
施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成
部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図４に
示す第４の実施の形態は、第１及び第２の位相比較回路
４２及び４７のそれぞれの入力側に高域フィルタ（ＨＰ
Ｆ）６５を設けたものである。

【００６１】これは、前記したように、本発明が適用さ
れる送受信システムでは最高周波数の搬送波でサンプル
同期信号とシンボル同期信号の復号情報（パイロット信
号）を伝送しているが、それをＯＦＤＭ信号からの干渉
を少なくして復号することにある。すなわち、この実施
の形態では、急峻な周波数特性を有するＨＰＦ６５を用
いることにより、波形干渉の少ないパイロット信号を伝
送する搬送波を周波数選択し、これにより安定したサン
プル同期信号とシンボル同期信号の復号を行うことを目
的としている。

【００６２】この実施の形態は、ＢＰＦ５８及び５９を
用いた第３の実施の形態よりも、シンボル期間毎に位相
が反転されるシンボル同期情報を減衰させず、時間遅延
を少なくできる。

【００６３】以上の実施の形態はいずれも第１のＰＬＬ
４６、６０で受信復号したＯＦＤＭ信号から第１のＰＬ
Ｌ４６、６０で同期検波した信号を第２のＰＬＬに入力
し、ＯＦＤＭ信号に埋もれた同期信号を確実に検出した
後に、第１のＰＬＬのループ特性の反転を行い、第１の
ＰＬＬの動作も確実にしている。第１のＰＬＬでループ
特性の反転がシンボル同期区間と異なる区間に行われる
と、その誤差の時間に生じる第１のＰＬＬの誤差信号の
極性が反転され、正常な動作を行わないが、以上の実施
の形態では第１のＰＬＬが正確にシンボル周期毎にルー
プ特性が反転されるため、正常に、かつ、安定にサンプ
ル同期信号とシンボル同期信号の復号を行うことができ
る。

【００６４】なお、パイロット信号はナイキスト周波数
で伝送される場合に限定されるものではなく、標本化位
置信号と簡単な整数比の関係にあれば、伝送周波数のう
ち高い他の周波数を用いてもよい。

【００６５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
シンボル周期毎に反転されて送受信されるサンプル同期
信号情報を、シンボル同期信号を復号する第２の位相同
期回路の出力によって、第１の位相同期回路のループ特
性の反転処理がなされるため、第１の位相同期回路によ
り正確なサンプル同期信号の復号ができる。

【００６６】また、本発明によれば、シンボル同期信号
を第２の位相同期回路から有効に得ることができると共
に、第２の位相同期回路内の第２のフィルタ回路によ
り、第１のフィルタ回路による位相ずれを補償するよう
にしたため、広帯域に分布される直交周波数分割多重信
号の影響を少なくして正確なシンボル同期信号の復号が
できる。

【００６７】また、本発明によれば、第１及び第２の位
相同期回路の位相同期が安定した動作を行うときに第１
の位相同期回路内の第１の電圧制御発振器の出力信号の
一部を第２の位相同期回路内の第２の電圧制御発振器へ
制御電圧として印加し、第１及び第２の電圧制御発振器
を同期して発振させることで、第２の電圧制御発振器の
発振動作が第１の電圧制御発振器の発振周波数に同期発
振されるようにしたため、サンプル同期信号が復号され
ている限り、多少の外乱に対してもシンボル同期信号を
復号させることができ、第１の位相同期回路もループ特
性の切り換えが正確に行われ、サンプル同期信号もシン
ボル同期信号と共に正確に発生し続けられる。

【００６８】更に、本発明によれば、受信した直交周波
数分割多重信号を直交復調して得られた信号から直交復
調して得られたパイロット信号を周波数選択して、第１
の位相同期回路及び同期検波回路にそれぞれ入力する第
３のフィルタ回路を設けるか、あるいは、第１の位相同
期回路の第１の位相比較回路の２つの入力側にそれぞ
れ、パイロット信号を周波数選択する第４及び第５のフ
ィルタ回路を設けることにより、同期信号の復号に妨害
を与える直交周波数分割多重信号を予め除去するように
したため、サンプル同期信号及びシンボル同期信号の検
出をより容易にすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のブロック図であ
る。

【図２】本発明の第２の実施の形態のブロック図であ
る。

【図３】本発明の第３の実施の形態のブロック図であ
る。

【図４】本発明の第４の実施の形態のブロック図であ
る。

【図５】本発明になる周波数分割多重信号受信機におけ
る同期信号復号回路に適用される周波数分割多重信号受
信機の一例のブロック図である。

【図６】本発明で復号する同期信号を送信する周波数分
割多重信号送信装置の一例のブロック図である。

【図７】シンボル期間とガードインターバルの関係を示
す図である。

【図８】ガードインターバル、シンボル期間と本発明で
受信する同期信号（パイロット信号）の位相関係の各例
を示す図である。

【符号の説明】

４ 信号生成回路 ５ ガードインターバル回路 ７ 直交変調器 ２４ キャリア抽出及び直交復調器 ２７ 同期信号復号回路 ３０ ガードインターバル期間処理回路 ３１ ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路 ４１ 直交復調データ入力端子 ４２ 第１の位相比較回路 ４３、４９ 低域フィルタ（ＬＰＦ） ４４ 第１の電圧制御発振器（ＶＣＯ） ４５ 極性反転回路 ４６、６０ 第１の位相同期回路（ＰＬＬ） ４７ 第２の位相比較回路（同期検波器） ４８ 第３の位相比較回路 ５０ 第２の電圧制御発振器（ＶＣＯ） ５１ 分周器 ５２ サンプル同期信号出力端子 ５３ シンボル同期信号出力端子 ５５、５６ 低域フィルタ（ＬＰＦ）（第１、第２のフ
ィルタ回路） ５８ 第１の帯域フィルタ（ＢＰＦ）（第４のフィルタ
回路） ５９ 第２の帯域フィルタ（ＢＰＦ）（第５のフィルタ
回路） ６１ 可変減衰器 ６５ 高域フィルタ（ＨＰＦ）（第３のフィルタ回路）

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 情報信号で変調された複数の搬送波が周
   波数分割多重され、かつ、一の搬送波がシンボル周期毎
   に交互に位相反転されたサンプル同期信号周波数のパイ
   ロット信号で変調された直交周波数分割多重信号を受信
   する周波数分割多重信号受信機における同期信号復号回
   路において、 受信した前記直交周波数分割多重信号を直交復調して得
   られた前記パイロット信号を入力信号として受け、前記
   シンボル周期毎にループ特性が反転されて前記サンプル
   同期信号を検出する第１の位相同期回路と、 前記第１の位相同期回路の出力信号を用いて前記パイロ
   ット信号を検波する同期検波器と、 前記同期検波器の出力信号を入力信号として受け、前記
   シンボル周期に位相同期したシンボル同期信号を出力す
   ると共に、前記第１の位相同期回路へループ特性を反転
   させるための信号として入力する第２の位相同期回路と
   を有することを特徴とする周波数分割多重信号受信機に
   おける同期信号復号回路。
2. 【請求項２】 前記第１の位相同期回路は、第１の位相
   比較回路と、この第１の位相比較回路の出力位相誤差信
   号を制御信号として受け、前記サンプル同期信号周波数
   を発振出力する第１の可変発振手段と、前記第１の可変
   発振手段の出力信号を前記第２の位相同期回路の出力信
   号に応じた周期で反転して前記第１の位相比較回路へ供
   給し、前記直交復調して得られた前記パイロット信号と
   位相比較させる極性反転回路とよりなり、 前記同期検波器は、前記直交復調して得られた前記パイ
   ロット信号と前記第１の可変発振手段の出力信号とを位
   相比較する第２の位相比較回路とからなることを特徴と
   する請求項１記載の周波数分割多重信号受信機における
   同期信号復号回路。
3. 【請求項３】 前記同期検波器の出力信号から不要な高
   周波数成分を除去して前記シンボル周期の信号成分を濾
   波する第１のフィルタ回路を設けると共に、前記第２の
   位相同期回路を、第３の位相比較回路と、この第３の位
   相比較回路の出力位相誤差信号を制御信号として受け前
   記シンボル同期信号を発振出力する第２の可変発振手段
   と、前記第２の可変発振手段の出力シンボル同期信号か
   ら不要な高周波数成分を除去して前記第３の位相比較回
   路へ供給し、前記同期検波器の出力信号と位相比較させ
   る、前記第１のフィルタ回路と同一周波数特性で同一位
   相特性の第２のフィルタ回路とより構成したことを特徴
   とする請求項１記載の周波数分割多重信号受信機におけ
   る同期信号復号回路。
4. 【請求項４】 前記第１の位相同期回路は前記サンプル
   同期信号を発生出力する第１の電圧制御発振器を有し、
   前記第２の位相同期回路は前記第１の電圧制御発振器と
   同一の自走発振周波数で発振する第２の電圧制御発振器
   と、前記第２の電圧制御発振器の出力信号を分周して前
   記シンボル同期信号を出力する分周器と、前記分周器の
   出力シンボル同期信号と前記同期検波器の出力信号とを
   位相比較して得た信号を前記第２の電圧制御器へ制御電
   圧として出力する第３の位相比較回路とからなり、前記
   第１及び第２の位相同期回路の位相同期が安定した動作
   を行うときに前記第１の電圧制御発振器の出力信号の一
   部を前記第２の電圧制御発振器へ制御電圧として印加
   し、前記第１及び第２の電圧制御発振器を同期して発振
   させる手段とを有することを特徴とする請求項１記載の
   周波数分割多重信号受信機における同期信号復号回路。
5. 【請求項５】 前記受信した前記直交周波数分割多重信
   号を直交復調して得られた信号から直交復調して得られ
   たパイロット信号を周波数選択して、前記第１の位相同
   期回路及び同期検波器にそれぞれ入力する第３のフィル
   タ回路を設けたことを特徴とする請求項１記載の周波数
   分割多重信号受信機における同期信号復号回路。
6. 【請求項６】 前記第１の位相同期回路は、前記直交復
   調して得られた前記パイロット信号を周波数選択する第
   ４のフィルタ回路と、第１の位相比較回路と、この第１
   の位相比較回路の出力位相誤差信号を制御信号として受
   け、前記サンプル同期信号周波数を発振出力する第１の
   可変発振手段と、前記第１の可変発振手段の出力信号を
   前記第２の位相同期回路の出力信号に応じた周期で反転
   して出力する極性反転回路と、前記極性反転回路の出力
   信号から前記パイロット信号周波数成分を濾波して前記
   第１の位相比較回路へ供給し、前記第４のフィルタ回路
   の出力信号と位相比較させる、前記第４のフィルタ回路
   と同一周波数特性で同一位相特性の第５のフィルタ回路
   とより構成したことを特徴とする請求項１記載の周波数
   分割多重信号受信機における同期信号復号回路。