JPH09270765A - Ｏｆｄｍ変復調装置及びｏｆｄｍ変調方法 - Google Patents
Ｏｆｄｍ変復調装置及びｏｆｄｍ変調方法Info
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- JPH09270765A JPH09270765A JP8160801A JP16080196A JPH09270765A JP H09270765 A JPH09270765 A JP H09270765A JP 8160801 A JP8160801 A JP 8160801A JP 16080196 A JP16080196 A JP 16080196A JP H09270765 A JPH09270765 A JP H09270765A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ変調方式で送信するＯＦＤＭ信号変
復調装置に関し、特に復調器における基準キャリア再生
の性能とＡＧＣ特性の改善を目的とする。 【解決手段】 同期用サブキャリア信号２０を含むデー
タ信号をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によ
って変調信号を生成するＯＦＤＭ変調装置において、前
記同期用サブキャリア信号２０の変調レベルを他のデー
タ用サブキャリアの最大変調レベルより高めて変調信号
を生成する手段５，６，２１Ａ，２１Ｂを備えて構成し
た。
復調装置に関し、特に復調器における基準キャリア再生
の性能とＡＧＣ特性の改善を目的とする。 【解決手段】 同期用サブキャリア信号２０を含むデー
タ信号をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によ
って変調信号を生成するＯＦＤＭ変調装置において、前
記同期用サブキャリア信号２０の変調レベルを他のデー
タ用サブキャリアの最大変調レベルより高めて変調信号
を生成する手段５，６，２１Ａ，２１Ｂを備えて構成し
た。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】ＯＦＤＭ変調方式で送信する
ＯＦＤＭ信号変復調装置に関し、特に復調器における基
準キャリア再生の性能改善とＡＧＣ特性改善を目的とす
る。
ＯＦＤＭ信号変復調装置に関し、特に復調器における基
準キャリア再生の性能改善とＡＧＣ特性改善を目的とす
る。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭは、１チャンネル帯域内に多数
（２５６〜１０２４程度）のサブキャリアを立て映像信
号や音声信号を効率よく伝送することが可能なディジタ
ル変復調方式である。その周波数スペクトルは図５に示
すようになる。各サブキャリアは、ＱＡＭ（直交振幅変
調）され、各々のスペクトルのピーク値は、他のサブキ
ャリアのスペクトルの零点と一致（直交）する。
（２５６〜１０２４程度）のサブキャリアを立て映像信
号や音声信号を効率よく伝送することが可能なディジタ
ル変復調方式である。その周波数スペクトルは図５に示
すようになる。各サブキャリアは、ＱＡＭ（直交振幅変
調）され、各々のスペクトルのピーク値は、他のサブキ
ャリアのスペクトルの零点と一致（直交）する。
【０００３】まず、ＯＦＤＭを用いた送受信装置につい
て簡単に図と共に以下に説明する。図１１はＯＦＤＭを
用いた送受信装置の従来の一般的なブロック構成図を示
すたものである。図１１において、入力データ列は入力
回路４１により、並列変換され、夫々の低速シンボル列
が夫々のサブキャリアに乗せられる情報となる。その
後、伝送時系列に変換するためにＩＦＦＴ（逆フーリエ
変換）回路４２でＩＦＦＴされ、マルチパス対策のため
のガードインターバルをガードインターバル付加器４３
で付加され、次にＤ／Ａ変換、ＬＰＦ４４を介して、ベ
ースバンド時系列となる。その後、直交変調器４５で直
交変調され、周波数変換器４７で周波数変換され、送信
部４８を介して伝送路に送信される。
て簡単に図と共に以下に説明する。図１１はＯＦＤＭを
用いた送受信装置の従来の一般的なブロック構成図を示
すたものである。図１１において、入力データ列は入力
回路４１により、並列変換され、夫々の低速シンボル列
が夫々のサブキャリアに乗せられる情報となる。その
後、伝送時系列に変換するためにＩＦＦＴ（逆フーリエ
変換）回路４２でＩＦＦＴされ、マルチパス対策のため
のガードインターバルをガードインターバル付加器４３
で付加され、次にＤ／Ａ変換、ＬＰＦ４４を介して、ベ
ースバンド時系列となる。その後、直交変調器４５で直
交変調され、周波数変換器４７で周波数変換され、送信
部４８を介して伝送路に送信される。
【０００４】受信系では、送信系の逆のプロセスを経て
信号が再生される。図１１において、受信部４９で受信
し、周波数変換器５０で周波数変換され、中間周波数増
幅器５１を介して直交復調器５３で復調され、Ａ／Ｄ変
換器５５で変換され、ガードインターバル処理器５６で
処理され、ＦＦＴ（フーリエ変換）ＱＡＭ復号器５７で
復号され、出力回路５８を介して復号出力される。
信号が再生される。図１１において、受信部４９で受信
し、周波数変換器５０で周波数変換され、中間周波数増
幅器５１を介して直交復調器５３で復調され、Ａ／Ｄ変
換器５５で変換され、ガードインターバル処理器５６で
処理され、ＦＦＴ（フーリエ変換）ＱＡＭ復号器５７で
復号され、出力回路５８を介して復号出力される。
【０００５】ここで、一般的なＯＦＤＭサブキャリアの
周波数スペクトルは狭い等間隔の周波数で配置され、こ
のようなＯＦＤＭ波形は時間軸でみた場合、ほとんど白
色雑音の波形となり、復調側で、有効な周波数・位相情
報を得ることが難しく、復調するのに必要な基準キャリ
アの再生を困難にしていた。
周波数スペクトルは狭い等間隔の周波数で配置され、こ
のようなＯＦＤＭ波形は時間軸でみた場合、ほとんど白
色雑音の波形となり、復調側で、有効な周波数・位相情
報を得ることが難しく、復調するのに必要な基準キャリ
アの再生を困難にしていた。
【０００６】また、多値ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ変調
信号には、その復調信号の振幅に情報が乗っているた
め、復調レベルの安定化が望まれる。特に電波受信状況
の変化によるシンボル期間内の振幅変動は可能な限り小
さくしなければならない。これを実現するために高安定
なＡＧＣ回路が必要で、それには、ＯＦＤＭ変調信号波
振幅の基準となる信号が必要とされる。
信号には、その復調信号の振幅に情報が乗っているた
め、復調レベルの安定化が望まれる。特に電波受信状況
の変化によるシンボル期間内の振幅変動は可能な限り小
さくしなければならない。これを実現するために高安定
なＡＧＣ回路が必要で、それには、ＯＦＤＭ変調信号波
振幅の基準となる信号が必要とされる。
【０００７】このため、従来のＯＦＤＭ変復調器では、
送信機側で、ＯＦＤＭ信号キャリアとは別に図４に示す
ような無変調のサブキャリア（あるいはパイロットキャ
リア）１９を挿入し、このパイロットキャリア１９の周
波数、位相を検出し、ＯＦＤＭサブキャリア全体の周波
数、位相同期を行ない、直交復調を行なう方法が提案さ
れている（１９９２年度ＮＨＫ技術研究所公開研究予稿
集ｐｐ．２８−３６）。
送信機側で、ＯＦＤＭ信号キャリアとは別に図４に示す
ような無変調のサブキャリア（あるいはパイロットキャ
リア）１９を挿入し、このパイロットキャリア１９の周
波数、位相を検出し、ＯＦＤＭサブキャリア全体の周波
数、位相同期を行ない、直交復調を行なう方法が提案さ
れている（１９９２年度ＮＨＫ技術研究所公開研究予稿
集ｐｐ．２８−３６）。
【０００８】あるいは、サブキャリアに全く頼らずに位
相同期を得る方法が提案されている（特開平７−９５１
７４号公報）。これは、受信ＦＦＴの演算結果を利用
し、本来あるべきデータ位置と受信データとの位相差を
検出し、このデータを基に、受信側の直交復調器のキャ
リア周波数・位相を電圧制御発振器（ＶＣＯ）でコント
ロールし、システム全体の位相同期を行なうものであ
る。この方式によると、送信側の変調器では、パイロッ
ト信号等の特別な基準キャリアの挿入は必要ない。
相同期を得る方法が提案されている（特開平７−９５１
７４号公報）。これは、受信ＦＦＴの演算結果を利用
し、本来あるべきデータ位置と受信データとの位相差を
検出し、このデータを基に、受信側の直交復調器のキャ
リア周波数・位相を電圧制御発振器（ＶＣＯ）でコント
ロールし、システム全体の位相同期を行なうものであ
る。この方式によると、送信側の変調器では、パイロッ
ト信号等の特別な基準キャリアの挿入は必要ない。
【０００９】しかし、ＯＦＤＭスペクトル外のサブキャ
リアを周波数・位相同期に用いると、他のサブキャリア
の干渉を受けにくい利点はあるが、ＯＦＤＭの大きな特
徴である周波数利用効率の低下を招いてしまう。同時に
他の隣接スペクトルの影響を受けたり、与えたりする弊
害が生じる。
リアを周波数・位相同期に用いると、他のサブキャリア
の干渉を受けにくい利点はあるが、ＯＦＤＭの大きな特
徴である周波数利用効率の低下を招いてしまう。同時に
他の隣接スペクトルの影響を受けたり、与えたりする弊
害が生じる。
【００１０】また、サブキャリアを全く用いずに、ＦＦ
Ｔの演算結果から位相同期ループを構成する手法は、位
相同期を行なう前に必要となる周波数同期が困難になる
可能性がある。また、位相同期に必要なデータがＦＦＴ
の演算サイクル毎にしか得られない欠点もある。
Ｔの演算結果から位相同期ループを構成する手法は、位
相同期を行なう前に必要となる周波数同期が困難になる
可能性がある。また、位相同期に必要なデータがＦＦＴ
の演算サイクル毎にしか得られない欠点もある。
【００１１】また、受信ＯＦＤＭ信号のＣ／Ｎに位相同
期特性が直接左右されたり、マルチパスによるキャリア
毎の複雑な位相ズレの発生等、受信部のハードの負担が
増える。そのため、ＦＦＴの演算結果を用いて位相同期
を行なうループとは別のループで連続的に位相同期の行
なえる方式の方が小型で安価なＯＦＤＭシステムにはよ
り適している。
期特性が直接左右されたり、マルチパスによるキャリア
毎の複雑な位相ズレの発生等、受信部のハードの負担が
増える。そのため、ＦＦＴの演算結果を用いて位相同期
を行なうループとは別のループで連続的に位相同期の行
なえる方式の方が小型で安価なＯＦＤＭシステムにはよ
り適している。
【００１２】また、多値ＱＡＭ変調を行なうＯＦＤＭ装
置では、復調レベルの安定化が必須であるが、この動作
を行なうＡＧＣ回路については、他の変調方式で公知の
技術として用いられた図１０に示す構成の回路が考えら
れている。これは、ＯＦＤＭ変調波全体を包絡線検波器
３０により包絡線検波してＯＦＤＭ変調レベルを求め、
そこで得られたＡＧＣ電圧を変調信号の影響を受けない
ように、カットオフ周波数（１０〜２０Ｈｚ）の十分低
いＬＰＦ（ローパスフィルタ）３１を介してＶＣＡ（電
圧制御可変増幅器）２８を制御する回路である。
置では、復調レベルの安定化が必須であるが、この動作
を行なうＡＧＣ回路については、他の変調方式で公知の
技術として用いられた図１０に示す構成の回路が考えら
れている。これは、ＯＦＤＭ変調波全体を包絡線検波器
３０により包絡線検波してＯＦＤＭ変調レベルを求め、
そこで得られたＡＧＣ電圧を変調信号の影響を受けない
ように、カットオフ周波数（１０〜２０Ｈｚ）の十分低
いＬＰＦ（ローパスフィルタ）３１を介してＶＣＡ（電
圧制御可変増幅器）２８を制御する回路である。
【００１３】しかし、この回路ではシンボル周期毎に変
調レベルの変化幅の大きいＯＦＤＭ変調波に対するＡＧ
Ｃとしては、ループの応答時定数を小さくすることが出
来ないため、安定かつ高速にＡＧＣをかけることが困難
である。よって、ＯＦＤＭ変調波全体の変調レベルの基
準となる信号があれば、上記の問題を解決出来ることに
なる。
調レベルの変化幅の大きいＯＦＤＭ変調波に対するＡＧ
Ｃとしては、ループの応答時定数を小さくすることが出
来ないため、安定かつ高速にＡＧＣをかけることが困難
である。よって、ＯＦＤＭ変調波全体の変調レベルの基
準となる信号があれば、上記の問題を解決出来ることに
なる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、ＯＦＤ
Ｍスペクトル外にサブキャリアを設定するのは、周波数
利用効率・隣接スペクトルの影響に関して問題がある。
また、サブキャリアを全く用いないでＯＦＤＭ変復調を
行なうのは、受信側における周波数同期特性、ハードの
簡素化、ＡＧＣ動作に関して問題がある。そこで本発明
は、隣接スペクトルや他のサブキャリアの干渉を受けに
くく、かつＯＦＤＭの周波数利用効率を損なわずに、良
好な周波数位相同期、良好なＡＧＣ特性を安価な構成で
提供することを目的とする。
Ｍスペクトル外にサブキャリアを設定するのは、周波数
利用効率・隣接スペクトルの影響に関して問題がある。
また、サブキャリアを全く用いないでＯＦＤＭ変復調を
行なうのは、受信側における周波数同期特性、ハードの
簡素化、ＡＧＣ動作に関して問題がある。そこで本発明
は、隣接スペクトルや他のサブキャリアの干渉を受けに
くく、かつＯＦＤＭの周波数利用効率を損なわずに、良
好な周波数位相同期、良好なＡＧＣ特性を安価な構成で
提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するため、ＯＦＤＭ伝送信号を変調するときに、ＯＦ
ＤＭ変調スペクトルの多数あるサブキャリアの内の第０
キャリア（センタキャリア）を周波数・位相・ＡＧＣ基
準レベルに対する無変調基準キャリアとして割り当てる
手段と、そのセンタキャリアを他のサブキャリアに対し
て、変調レベルを高くして送る手段を有する構成とす
る。
成するため、ＯＦＤＭ伝送信号を変調するときに、ＯＦ
ＤＭ変調スペクトルの多数あるサブキャリアの内の第０
キャリア（センタキャリア）を周波数・位相・ＡＧＣ基
準レベルに対する無変調基準キャリアとして割り当てる
手段と、そのセンタキャリアを他のサブキャリアに対し
て、変調レベルを高くして送る手段を有する構成とす
る。
【００１６】本発明によるＯＦＤＭ変調装置及びその復
調装置は、直交復調する時の基準キャリアをセンタキャ
リアに割り当て、かつ他のサブキャリアに対して変調レ
ベルを高くして送信されるため、他のサブキャリアの干
渉を受けにくく、受信器での基準キャリア再生回路に、
従来使われているＰＬＬ回路を用いることが出来、周波
数位相同期性能の優れたＯＦＤＭ変復調が可能となる。
また、この基準キャリアは、復調レベルのＡＧＣ回路に
用いることが出来、高速に安定したＡＧＣ動作を行なう
ことが出来る。
調装置は、直交復調する時の基準キャリアをセンタキャ
リアに割り当て、かつ他のサブキャリアに対して変調レ
ベルを高くして送信されるため、他のサブキャリアの干
渉を受けにくく、受信器での基準キャリア再生回路に、
従来使われているＰＬＬ回路を用いることが出来、周波
数位相同期性能の優れたＯＦＤＭ変復調が可能となる。
また、この基準キャリアは、復調レベルのＡＧＣ回路に
用いることが出来、高速に安定したＡＧＣ動作を行なう
ことが出来る。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明のＯＦＤＭ変調装置（方
法）及びその復調装置の一実施例について、以下に図と
共に説明する。図１は本発明のＯＦＤＭ変復調装置のブ
ロック構成を示した図であり、以下に動作について概略
説明する。図２に、本発明のＯＦＤＭ変調スペクトル例
を示す。横軸は周波数で、縦軸はパワーであり、２０は
センタキャリアを示したものである。本発明装置の基本
的な仕様は、以下に示す通りである。 (1) 中心キャリア周波数 １０．７ＭHz (4) 使用キャリア数 ２５７波 (2) 伝送帯域幅 １００ＫHz (5) ＦＦＴサイズ ５１２点 (3) 変調方式 ２５６ＱＡＭ (6) シンボル周期 ２．６ms
法）及びその復調装置の一実施例について、以下に図と
共に説明する。図１は本発明のＯＦＤＭ変復調装置のブ
ロック構成を示した図であり、以下に動作について概略
説明する。図２に、本発明のＯＦＤＭ変調スペクトル例
を示す。横軸は周波数で、縦軸はパワーであり、２０は
センタキャリアを示したものである。本発明装置の基本
的な仕様は、以下に示す通りである。 (1) 中心キャリア周波数 １０．７ＭHz (4) 使用キャリア数 ２５７波 (2) 伝送帯域幅 １００ＫHz (5) ＦＦＴサイズ ５１２点 (3) 変調方式 ２５６ＱＡＭ (6) シンボル周期 ２．６ms
【００１８】入力回路１は、伝送すべきディジタル情報
データを受取り、必要に応じて誤り訂正符号を付加す
る。４ビットの信号レベルは、２の４乗、即ち、１６の
レベル信号として表現することが出来る。図１では、情
報を伝達すべきキャリアに対して振幅方向に１６レベ
ル、角度方向に１６レベルを定義する。このようにし
て、１６×１６の２５６の値を振幅と角度情報の組み合
わせで伝送する方式を２５６ＱＡＭと呼ぶ。図３に本実
施例におけるキャリアの配置を示す。
データを受取り、必要に応じて誤り訂正符号を付加す
る。４ビットの信号レベルは、２の４乗、即ち、１６の
レベル信号として表現することが出来る。図１では、情
報を伝達すべきキャリアに対して振幅方向に１６レベ
ル、角度方向に１６レベルを定義する。このようにし
て、１６×１６の２５６の値を振幅と角度情報の組み合
わせで伝送する方式を２５６ＱＡＭと呼ぶ。図３に本実
施例におけるキャリアの配置を示す。
【００１９】ここで、中間周波数に立てられるキャリア
を第０キャリア（センタキャリア）と呼び、ＯＦＤＭ変
調スペクトラム上で、第０キャリアの右側のキャリアを
順番に第１キャリア、第２キャリア、… …、第１２８
キャリアと呼び、第０キャリアの左側のキャリアを順番
に第ｍ１キャリア、第ｍ２キャリア、… …、第ｍ１２
８キャリアと呼ぶ。
を第０キャリア（センタキャリア）と呼び、ＯＦＤＭ変
調スペクトラム上で、第０キャリアの右側のキャリアを
順番に第１キャリア、第２キャリア、… …、第１２８
キャリアと呼び、第０キャリアの左側のキャリアを順番
に第ｍ１キャリア、第ｍ２キャリア、… …、第ｍ１２
８キャリアと呼ぶ。
【００２０】この合計の２５７波のキャリアの内、２４
８波を用いて情報を伝送する。残りの９波の内、１波を
センタキャリアとしてＯＦＤＭ復調の基準キャリアとし
て用いる。残りの他の８波は受信データキャリブレーシ
ョン用、その他の補助信号の伝送のために用いる。２４
８波の夫々のキャリアは、各１バイトの情報により２５
６ＱＡＭ変調される。ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）回路
２は、２４８波のキャリアに対し、２５６ＱＡＭ変調を
行ない、各出力をリアル（Ｒ）成分、イマジナリ（Ｉ）
成分として出力する。
８波を用いて情報を伝送する。残りの９波の内、１波を
センタキャリアとしてＯＦＤＭ復調の基準キャリアとし
て用いる。残りの他の８波は受信データキャリブレーシ
ョン用、その他の補助信号の伝送のために用いる。２４
８波の夫々のキャリアは、各１バイトの情報により２５
６ＱＡＭ変調される。ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）回路
２は、２４８波のキャリアに対し、２５６ＱＡＭ変調を
行ない、各出力をリアル（Ｒ）成分、イマジナリ（Ｉ）
成分として出力する。
【００２１】これらの出力信号は、ガードインターバル
付加器３を通り、（Ｄ／Ａ変換器，ＬＰＦ）４によりア
ナログ信号に変換され、ＬＰＦにより必要な帯域の成分
のみ通過させられる。アナログ値のリアル、イマジナリ
信号は、直交変調器５に供給され、ＯＦＤＭ変調信号が
出力される。
付加器３を通り、（Ｄ／Ａ変換器，ＬＰＦ）４によりア
ナログ信号に変換され、ＬＰＦにより必要な帯域の成分
のみ通過させられる。アナログ値のリアル、イマジナリ
信号は、直交変調器５に供給され、ＯＦＤＭ変調信号が
出力される。
【００２２】次に、直交変調器５の後に設けた信号加算
器２１Ａに第０キャリアに相当する中間周波数のクロッ
クを中間周波数発生器（センタキャリア発生器）６から
供給（注入）する。中間周波数発生器（センタキャリア
発生器）６の出力信号は、レベル調整器２１Ｂを介して
信号加算器２１Ａに供給される。このレベル調整器２１
Ｂは、同期用サブキャリアの変調レベルを他のサブキャ
リアの最大変調レベルと比較して、８ｄＢ〜２０ｄＢ高
めた一定変調レベル値に調整してその出力を、信号加算
器２１Ａに供給する。最後にＯＦＤＭ変調信号は、伝送
すべき周波数帯に周波数変換器７により周波数変換さ
れ、送信部（リニア増幅器）８を介して送信アンテナ
（図示せず）に給電され、送信される。
器２１Ａに第０キャリアに相当する中間周波数のクロッ
クを中間周波数発生器（センタキャリア発生器）６から
供給（注入）する。中間周波数発生器（センタキャリア
発生器）６の出力信号は、レベル調整器２１Ｂを介して
信号加算器２１Ａに供給される。このレベル調整器２１
Ｂは、同期用サブキャリアの変調レベルを他のサブキャ
リアの最大変調レベルと比較して、８ｄＢ〜２０ｄＢ高
めた一定変調レベル値に調整してその出力を、信号加算
器２１Ａに供給する。最後にＯＦＤＭ変調信号は、伝送
すべき周波数帯に周波数変換器７により周波数変換さ
れ、送信部（リニア増幅器）８を介して送信アンテナ
（図示せず）に給電され、送信される。
【００２３】ここで、基準キャリアの生成方法について
説明する。基準キャリアの生成方法は、大きく分けると
次の２つになる。一つは、ＩＦＦＴの段階で第０キャリ
アを無変調のキャリアデータと定義して生成するディジ
タル方式である。もう一つは、本実施例で用いた図１に
示すような、直交変調器５の後に設けた信号加算器２１
Ａに、第０キャリアに相当する中間周波数のクロックを
中間周波数発生器（センタキャリア発生器）６からレベ
ル調整器２１Ｂを介して供給（注入）するアナログ方式
である。
説明する。基準キャリアの生成方法は、大きく分けると
次の２つになる。一つは、ＩＦＦＴの段階で第０キャリ
アを無変調のキャリアデータと定義して生成するディジ
タル方式である。もう一つは、本実施例で用いた図１に
示すような、直交変調器５の後に設けた信号加算器２１
Ａに、第０キャリアに相当する中間周波数のクロックを
中間周波数発生器（センタキャリア発生器）６からレベ
ル調整器２１Ｂを介して供給（注入）するアナログ方式
である。
【００２４】ディジタル方式の場合は、特別な付加回路
なしで基準キャリアを生成することが出来る。しかし、
ディジタル方式の場合、ディジタルで定義出来る基準キ
ャリアレベルには限度があり、他のサブキャリアとのレ
ベル差を大きく取って、受信側の基準キャリア再生の位
相ジッタを設定値以下に抑える必要がある場合は、ディ
ジタルの最大設定値以上にレベル設定が行なえるアナロ
グ方式が適している。
なしで基準キャリアを生成することが出来る。しかし、
ディジタル方式の場合、ディジタルで定義出来る基準キ
ャリアレベルには限度があり、他のサブキャリアとのレ
ベル差を大きく取って、受信側の基準キャリア再生の位
相ジッタを設定値以下に抑える必要がある場合は、ディ
ジタルの最大設定値以上にレベル設定が行なえるアナロ
グ方式が適している。
【００２５】受信側では、受信部９と周波数変換器１０
により中間周波数の信号に戻され、中間周波数増幅器１
１で増幅され、中間周波数増幅器１１の出力はキャリア
検出器１２と直交復調器１３とに供給される。キャリア
検出器１２により、位相同期が行なわれ、直交復調器１
３により、リアル、イマジナリのベースバンド信号に復
調される。復調されたリアル、イマジナリの信号は、Ａ
／Ｄ変換器１５を通り、ディジタル信号に変換され、ガ
ードインターバル処理器１６、ＦＦＴ（ＱＡＭ復号器）
１７、そして出力回路１８を経て、復号出力が得られ
る。
により中間周波数の信号に戻され、中間周波数増幅器１
１で増幅され、中間周波数増幅器１１の出力はキャリア
検出器１２と直交復調器１３とに供給される。キャリア
検出器１２により、位相同期が行なわれ、直交復調器１
３により、リアル、イマジナリのベースバンド信号に復
調される。復調されたリアル、イマジナリの信号は、Ａ
／Ｄ変換器１５を通り、ディジタル信号に変換され、ガ
ードインターバル処理器１６、ＦＦＴ（ＱＡＭ復号器）
１７、そして出力回路１８を経て、復号出力が得られ
る。
【００２６】ここで、ＯＦＤＭ復調に際して、基準キャ
リアの再生の仕方について説明する。ＯＦＤＭ信号の復
調は、ＦＦＴ（フーリエ変換）によって行なわれる。こ
れは図６に示すようなｓｉｎｘ／ｘのスペクトルが重な
りあったＯＦＤＭ信号のスペクトルを周波数軸でサンプ
リングしたことに相当する。
リアの再生の仕方について説明する。ＯＦＤＭ信号の復
調は、ＦＦＴ（フーリエ変換）によって行なわれる。こ
れは図６に示すようなｓｉｎｘ／ｘのスペクトルが重な
りあったＯＦＤＭ信号のスペクトルを周波数軸でサンプ
リングしたことに相当する。
【００２７】送信器の基準キャリアと受信器で再生した
キャリア間の偏差（オフセット）が発生するとサンプリ
ング点において、他のサブバンド成分が混入することに
なり、復調したデータは変位を受ける。これはＩ、Ｑの
直交関係が崩れたことを意味し、図７に示すコンステレ
ーション上でのＩ、Ｑ軸の回転を生じさせる。この回転
による基準位置のずれが定められた枠を越えたときに、
エラーが発生することになる。
キャリア間の偏差（オフセット）が発生するとサンプリ
ング点において、他のサブバンド成分が混入することに
なり、復調したデータは変位を受ける。これはＩ、Ｑの
直交関係が崩れたことを意味し、図７に示すコンステレ
ーション上でのＩ、Ｑ軸の回転を生じさせる。この回転
による基準位置のずれが定められた枠を越えたときに、
エラーが発生することになる。
【００２８】本実施例におけるデータエラーを発生させ
る再生キャリアオフセット量を、２５６ＱＡＭによって
定められたコンステレーション上の隣の枠のしきい値に
達するずれ量として計算すると、その値εは、 ε＝π
／４８．６（ｒａｄ）となる。この値は、基準キャリア
周波数ｆ0 ＝１０．７ＭＨｚにおける時間量に換算して
０．９６ｎｓとなる。つまり、最悪でもこの値以下に再
生基準キャリアの位相ジッタを抑えなければならないこ
とになる。
る再生キャリアオフセット量を、２５６ＱＡＭによって
定められたコンステレーション上の隣の枠のしきい値に
達するずれ量として計算すると、その値εは、 ε＝π
／４８．６（ｒａｄ）となる。この値は、基準キャリア
周波数ｆ0 ＝１０．７ＭＨｚにおける時間量に換算して
０．９６ｎｓとなる。つまり、最悪でもこの値以下に再
生基準キャリアの位相ジッタを抑えなければならないこ
とになる。
【００２９】要求される位相ジッタ量が求められたの
で、次に本発明の最も重要な項目となる注入すべき基準
キャリアの変調レベルについて説明する。図８の構成の
２次のＰＬＬ（フェーズドロックドループ）で雑音を伴
った入力信号（本発明例では、ＯＦＤＭ変調信号）から
基準キャリアのみ抽出して位相ジッタの少ない基準キャ
リア再生を行なう場合、理論上の位相ジッタは次式のよ
うに求められる。 δφ2 ＝Ｎo ・Ｂi ／Ａ2 ・・・・・・（１） ここで、Ｎo ：入力雑音スペクトラム Ｂi ：入力雑音
帯域 Ａ2 ：雑音のないときの信号電力とする。
で、次に本発明の最も重要な項目となる注入すべき基準
キャリアの変調レベルについて説明する。図８の構成の
２次のＰＬＬ（フェーズドロックドループ）で雑音を伴
った入力信号（本発明例では、ＯＦＤＭ変調信号）から
基準キャリアのみ抽出して位相ジッタの少ない基準キャ
リア再生を行なう場合、理論上の位相ジッタは次式のよ
うに求められる。 δφ2 ＝Ｎo ・Ｂi ／Ａ2 ・・・・・・（１） ここで、Ｎo ：入力雑音スペクトラム Ｂi ：入力雑音
帯域 Ａ2 ：雑音のないときの信号電力とする。
【００３０】次に、入力の信号対雑音比αは、定義によ
り α＝Ａ2 ／Ｎo ・Ｂi ・・・・・・（２） とする。（１）、（２）式より、δφをαで表わすと次
式が得られる。 δφ＝（α）-0.5 ・・・・・・（３） よって、δφがπ／４８．６になるαを求めると、 α＝２３９（２３．８ｄＢ） ・・・（４） が得られる。
り α＝Ａ2 ／Ｎo ・Ｂi ・・・・・・（２） とする。（１）、（２）式より、δφをαで表わすと次
式が得られる。 δφ＝（α）-0.5 ・・・・・・（３） よって、δφがπ／４８．６になるαを求めると、 α＝２３９（２３．８ｄＢ） ・・・（４） が得られる。
【００３１】ここで、注入すべき基準キャリアの変調レ
ベルを求めるために、本発明２５６ＱＡＭ・ＯＦＤＭの
平均電力と１キャリア当たりの平均電力を求めておく。
本発明のＯＦＤＭ装置では、２５６ＱＡＭ、５１２ＦＦ
Ｔサイズ、使用キャリア数２５７波であり、Ｉ相、Ｑ相
のキャリアに夫々±１、±３、±５、±７、±９、±１
１、±１３、±１５のいずれかの値を割り当て、同じ確
率で生起するとして、平均電力をシュミレーションして
求めると、 Ｅave ＝０．０８３ ・・・・・・・（５） が得られた。
ベルを求めるために、本発明２５６ＱＡＭ・ＯＦＤＭの
平均電力と１キャリア当たりの平均電力を求めておく。
本発明のＯＦＤＭ装置では、２５６ＱＡＭ、５１２ＦＦ
Ｔサイズ、使用キャリア数２５７波であり、Ｉ相、Ｑ相
のキャリアに夫々±１、±３、±５、±７、±９、±１
１、±１３、±１５のいずれかの値を割り当て、同じ確
率で生起するとして、平均電力をシュミレーションして
求めると、 Ｅave ＝０．０８３ ・・・・・・・（５） が得られた。
【００３２】よって、この平均電力を入力雑音スペクト
ラム密度として考えると、伝送帯域幅が１００ＫＨｚな
ので Ｎo ＝８．３Ｅ−７ ・・・・・・・（６） と求められる。また、１キャリアのＩ相、Ｑ相が夫々＋
１５の最大値をとった時の電圧（５１２点ＩＦＦＴで設
定出来る最大レベル）をキャリア注入レベル０ｄＢと考
え、上記と同様に求め、電力として表現すると、 Ａ2 ＝８．５８Ｅ−４ ・・・・・・（７） が得られた。
ラム密度として考えると、伝送帯域幅が１００ＫＨｚな
ので Ｎo ＝８．３Ｅ−７ ・・・・・・・（６） と求められる。また、１キャリアのＩ相、Ｑ相が夫々＋
１５の最大値をとった時の電圧（５１２点ＩＦＦＴで設
定出来る最大レベル）をキャリア注入レベル０ｄＢと考
え、上記と同様に求め、電力として表現すると、 Ａ2 ＝８．５８Ｅ−４ ・・・・・・（７） が得られた。
【００３３】以上の検討結果から、（４）式の値を満足
する基準キャリアの注入レベルは、（２）式から Ａ
2 ＝α・ＮO ・Ｂi となり、ここでＢi をＰＬＬのルー
プ雑音帯域幅ＢL に置き換えると、 Ａ2 ’＝α・ＮO ・ＢL ・・・・・・（８） （８）式に、（４）、（６）式の値、ＢL ＝１０（Ｈ
ｚ）を代入すると、Ａ2 ’＝１．９８Ｅ−３が得られ、
Ａ2 ’／Ａ2 ＝２．３１となり、電圧比で７．３ｄＢ基
準キャリアを注入する必要があることがわかる。
する基準キャリアの注入レベルは、（２）式から Ａ
2 ＝α・ＮO ・Ｂi となり、ここでＢi をＰＬＬのルー
プ雑音帯域幅ＢL に置き換えると、 Ａ2 ’＝α・ＮO ・ＢL ・・・・・・（８） （８）式に、（４）、（６）式の値、ＢL ＝１０（Ｈ
ｚ）を代入すると、Ａ2 ’＝１．９８Ｅ−３が得られ、
Ａ2 ’／Ａ2 ＝２．３１となり、電圧比で７．３ｄＢ基
準キャリアを注入する必要があることがわかる。
【００３４】前記で検討した基準キャリアの注入レベル
は、基準キャリアの位相ジッタ以外にエラーレートの悪
化を生じさせる原因がない場合を想定した値であった
が、実際は他の外的要因も多い。そこで、ε＝π／４
８．６の１／２の値を許される位相ジッタ量として考
え、前記と同様にして基準キャリアの注入レベルを算出
すると、１９．３ｄＢの値が得られる。
は、基準キャリアの位相ジッタ以外にエラーレートの悪
化を生じさせる原因がない場合を想定した値であった
が、実際は他の外的要因も多い。そこで、ε＝π／４
８．６の１／２の値を許される位相ジッタ量として考
え、前記と同様にして基準キャリアの注入レベルを算出
すると、１９．３ｄＢの値が得られる。
【００３５】前記の検討で得られた基準キャリアの注入
レベルは、ＰＬＬ回路のループ雑音帯域を小さくするこ
とで、より少ない注入レベルで目標の位相ジッタを達成
することが可能となる。しかし、ＰＬＬループ雑音帯域
幅を１０Ｈｚ以下に設定するのは、キャプチャレンジ、
ロックレンジ特性の劣化を招く。それらのことを考慮す
ると、基準キャリアの注入レベルは、１５ｄＢ程度は必
要なことが判る。
レベルは、ＰＬＬ回路のループ雑音帯域を小さくするこ
とで、より少ない注入レベルで目標の位相ジッタを達成
することが可能となる。しかし、ＰＬＬループ雑音帯域
幅を１０Ｈｚ以下に設定するのは、キャプチャレンジ、
ロックレンジ特性の劣化を招く。それらのことを考慮す
ると、基準キャリアの注入レベルは、１５ｄＢ程度は必
要なことが判る。
【００３６】また、基準キャリアの変調レベルの増加に
伴うＯＦＤＭ変調波全体の平均電力増加の問題について
考える。本実施例では２５７波あるキャリアの内の一波
のみ変調レベルが電圧で２０ｄＢアップした時のＯＦＤ
Ｍ変調波全体の増加量を計算して求めると、レベルアッ
プする前と比較して４％程度の増加量にしかならず、Ｏ
ＦＤＭ波全体の電力増加に及ぼすその影響は小さく問題
にならない。
伴うＯＦＤＭ変調波全体の平均電力増加の問題について
考える。本実施例では２５７波あるキャリアの内の一波
のみ変調レベルが電圧で２０ｄＢアップした時のＯＦＤ
Ｍ変調波全体の増加量を計算して求めると、レベルアッ
プする前と比較して４％程度の増加量にしかならず、Ｏ
ＦＤＭ波全体の電力増加に及ぼすその影響は小さく問題
にならない。
【００３７】次に前記のレベルアップされた基準キャリ
アを用いたＡＧＣ回路について、図と共に以下に説明す
る。図９に本発明のＡＧＣ回路の一実施例を示す。受信
されたＯＦＤＭ変調波は基準キャリアの周波数を中心周
波数とした狭帯域フィルタ（クリスタルフィルタ等）２
５により、基準キャリア振幅情報が抽出される。
アを用いたＡＧＣ回路について、図と共に以下に説明す
る。図９に本発明のＡＧＣ回路の一実施例を示す。受信
されたＯＦＤＭ変調波は基準キャリアの周波数を中心周
波数とした狭帯域フィルタ（クリスタルフィルタ等）２
５により、基準キャリア振幅情報が抽出される。
【００３８】抽出された振幅情報は、ピーク検出器２６
とそのピーク値が所定のレベルより低い場合にＶＣＡ
（電圧制御可変増幅器）２８の利得を上げ、ピーク値が
所定レベルより高い場合にＶＣＡの利得を下げる比較器
（ＣＯＭ）２７とで構成している。
とそのピーク値が所定のレベルより低い場合にＶＣＡ
（電圧制御可変増幅器）２８の利得を上げ、ピーク値が
所定レベルより高い場合にＶＣＡの利得を下げる比較器
（ＣＯＭ）２７とで構成している。
【００３９】基準キャリアは、他の変調信号に比べ、１
５ｄＢ程度レベルアップされているため、従来のように
包絡線検波する必要がなく、ピーク検波を行なうことに
より高速にＶＣＡをコントロールすることが可能であ
る。
５ｄＢ程度レベルアップされているため、従来のように
包絡線検波する必要がなく、ピーク検波を行なうことに
より高速にＶＣＡをコントロールすることが可能であ
る。
【００４０】上記で説明したように、基準キャリアは、
他の変調信号に比べ、理論的には、略８ｄＢ程度レベル
アップすることが必要である。また、ＯＦＤＭの全体の
電力増加を４％程度以下にするには、略２０ｄＢ以下に
するのが望ましい。よって、基準キャリアは、他の変調
信号に比べ、略８ｄＢ乃至２０ｄＢ程度高めた設定する
のが望ましい。
他の変調信号に比べ、理論的には、略８ｄＢ程度レベル
アップすることが必要である。また、ＯＦＤＭの全体の
電力増加を４％程度以下にするには、略２０ｄＢ以下に
するのが望ましい。よって、基準キャリアは、他の変調
信号に比べ、略８ｄＢ乃至２０ｄＢ程度高めた設定する
のが望ましい。
【００４１】前記同期用サブキャリア信号としてサブキ
ャリアのうちのセンタキャリアを基準キャリアとして割
り当てたが、これはセンタキャリアに限定されるもので
はなく、必要に応じてセンタキャリアではない他のキャ
リアを割り当てることも可能である。
ャリアのうちのセンタキャリアを基準キャリアとして割
り当てたが、これはセンタキャリアに限定されるもので
はなく、必要に応じてセンタキャリアではない他のキャ
リアを割り当てることも可能である。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、隣接スペ
クトルや他のサブキャリアの干渉を受けにくく、かつＯ
ＦＤＭの周波数利用効率を損なうことなく、周波数位相
同期特性、ＡＧＣ特性に優れた再生信号が得られるＯＦ
ＤＭ変復調装置及びＯＦＤＭ変調方法を提供することが
出来る。
クトルや他のサブキャリアの干渉を受けにくく、かつＯ
ＦＤＭの周波数利用効率を損なうことなく、周波数位相
同期特性、ＡＧＣ特性に優れた再生信号が得られるＯＦ
ＤＭ変復調装置及びＯＦＤＭ変調方法を提供することが
出来る。
【００４３】また、本発明によれば、非常に簡単な構成
により、効率よく、安価に、隣接スペクトルや他のサブ
キャリアの干渉を受けにくく、かつＯＦＤＭの周波数利
用効率を損なうことなく、周波数位相同期特性、ＡＧＣ
特性に優れた再生信号を提供することが出来る。
により、効率よく、安価に、隣接スペクトルや他のサブ
キャリアの干渉を受けにくく、かつＯＦＤＭの周波数利
用効率を損なうことなく、周波数位相同期特性、ＡＧＣ
特性に優れた再生信号を提供することが出来る。
【図１】本発明のＯＦＤＭ変復調装置の一実施例のブロ
ック構成を示した図である。
ック構成を示した図である。
【図２】本発明の一実施例のパワースペクトラムを示し
た図である。
た図である。
【図３】本発明の一実施例のキャリアの配置を示した図
である。
である。
【図４】従来の位相同期のために用いられたＯＦＤＭ変
調波のパワースペクトラムを示した図である。
調波のパワースペクトラムを示した図である。
【図５】従来のＯＦＤＭのパワースペクトラムを示した
図である。
図である。
【図６】ＦＦＴによるＯＦＤＭ復調の様子を示した図で
ある。
ある。
【図７】周波数オフセットの生じたＯＦＤＭのコンステ
レーションを示した図である。
レーションを示した図である。
【図８】ＰＬＬを用いた基準キャリア再生回路のブロッ
ク構成を示した図である。
ク構成を示した図である。
【図９】本発明の一実施例のＡＧＣ回路のブロック構成
を示した図である。
を示した図である。
【図１０】従来のＡＧＣ回路のブロック構成を示した図
である。
である。
【図１１】従来の一般的なＯＦＤＭ変復調装置のブロッ
ク構成を示した図である。
ク構成を示した図である。
１ 入力回路 ２ ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）回路 ３ ガードインターバル付加器 ４ Ｄ／Ａ（変換器），ＬＰＦ ５ 直交変調器 ６ 中間周波数発生器（センタキャリア発生器） ７，１０ 周波数変換器 ８ 送信部 ９ 受信部 １１ 中間周波増幅器 １２ キャリア検出器 １３ 直交復調器 １４ 中間周波数発振器 １５ Ａ／Ｄ（変換器） １６ ガードインターバル処理器 １７ ＦＦＴ（フーリエ変換）ＱＡＭ復号器 １８ 出力回路 １９ パイロットキャリア ２０ センタキャリア（基準キャリア） ２１Ａ 加算器 ２１Ｂ レベル調整器 ２２ 位相比較器 ２３ ２次ループフィルタ ２４ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ２５ 狭帯域フィルタ ２６ ピーク検出器 ２７ コンパレータ（ＣＯＭ） ２８ 電圧制御可変増幅器（ＶＣＡ） ２９ 増幅器 ３０ 包絡線検波器 ３１ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
Claims (6)
- 【請求項１】同期用サブキャリア信号を含むデータ信号
をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によってＯ
ＦＤＭ変調信号を生成するＯＦＤＭ変調装置において、 基準キャリアとしての前記同期用サブキャリア信号の変
調レベルを他のデータ用サブキャリアの最大変調レベル
より高めて前記ＯＦＤＭ変調信号を生成する手段を備え
るようにしたことを特徴とするＯＦＤＭ変調装置。 - 【請求項２】同期用サブキャリア信号を含むデータ信号
をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によってＯ
ＦＤＭ変調信号を生成するＯＦＤＭ変調装置において、 前記同期用サブキャリア信号としてサブキャリアのうち
のセンタキャリアを基準キャリアとして割り当てる手段
と、 前記同期用サブキャリア信号の変調レベルを他のデータ
用サブキャリアの最大変調レベルより高めて前記ＯＦＤ
Ｍ変調信号を生成する手段を備えるようにしたことを特
徴とするＯＦＤＭ変調装置。 - 【請求項３】請求項１又は請求項２に記載のＯＦＤＭ変
調装置において、前記基準キャリアとしての同期用サブ
キャリア信号の変調レベルは他のサブキャリアの最大変
調レベルと比較して、略８ｄＢ乃至２０ｄＢ高めた一定
変調レベル値とするようにしたことを特徴とするＯＦＤ
Ｍ変調装置。 - 【請求項４】ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式
によって送信された信号を復調するＯＦＤＭ信号復調装
置において、 他のサブキャリアの最大変調レベルと比較して変調レベ
ルが高められた同期用サブキャリア信号の振幅情報を取
り出す取出し手段と、 前記取出し手段で取り出された振幅情報から設定基準振
幅値との差を電圧値に変換する変換手段と、 前記変換手段により、取り出された振幅差情報を用い
て、前記ＯＦＤＭ変調の復調レベルを制御する制御手段
とを備えるようにしたことを特徴とするＯＦＤＭ信号復
調装置。 - 【請求項５】同期用サブキャリア信号を含むデータ信号
をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によってＯ
ＦＤＭ変調信号を生成するＯＦＤＭ変調方法において、 基準キャリアとしての前記同期用サブキャリア信号の変
調レベルを他のデータ用サブキャリアの最大変調レベル
より高めて前記ＯＦＤＭ変調信号を生成するようにした
ことを特徴とするＯＦＤＭ変調方法。 - 【請求項６】同期用サブキャリア信号を含むデータ信号
をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式によってＯ
ＦＤＭ変調信号を生成するＯＦＤＭ変調方法において、 センタキャリアを前記同期用サブキャリア信号に割り当
て、前記同期用サブキャリア信号であるセンタキャリア
の変調レベルを他のデータ用サブキャリアの最大変調レ
ベルより高めて前記ＯＦＤＭ変調信号を生成するように
したことを特徴とするＯＦＤＭ変調方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8160801A JPH09270765A (ja) | 1996-01-31 | 1996-05-31 | Ｏｆｄｍ変復調装置及びｏｆｄｍ変調方法 |
| EP97300589A EP0788265A3 (en) | 1996-01-31 | 1997-01-30 | Synchronisation in multicarrier systems |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8-38939 | 1996-01-31 | ||
| JP3893996 | 1996-01-31 | ||
| JP8160801A JPH09270765A (ja) | 1996-01-31 | 1996-05-31 | Ｏｆｄｍ変復調装置及びｏｆｄｍ変調方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09270765A true JPH09270765A (ja) | 1997-10-14 |
Family
ID=26378249
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8160801A Pending JPH09270765A (ja) | 1996-01-31 | 1996-05-31 | Ｏｆｄｍ変復調装置及びｏｆｄｍ変調方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0788265A3 (ja) |
| JP (1) | JPH09270765A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| WO2005093979A1 (ja) * | 2004-03-25 | 2005-10-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 無線システムおよび無線通信装置 |
| EP1719252A1 (en) * | 2004-02-02 | 2006-11-08 | Satius, Inc. | Frequency modulated ofdm over various communication media |
| WO2007034566A1 (ja) * | 2005-09-26 | 2007-03-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 無線通信装置 |
| US8724526B2 (en) | 2004-09-08 | 2014-05-13 | Satius Holding, Inc. | Apparatus and method for transmitting digital data over various communication media |
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|---|---|---|---|---|
| FI103235B (fi) | 1997-06-26 | 1999-05-14 | Nokia Telecommunications Oy | Häiriönpoistomenetelmä OFDM-radiovastaanottimessa |
| JP2000269919A (ja) * | 1999-03-16 | 2000-09-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ通信装置 |
| US6363127B1 (en) | 1999-06-23 | 2002-03-26 | At&T Wireless Services, Inc. | Automatic gain control methods and apparatus suitable for use in OFDM receivers |
| JP2003309533A (ja) * | 2002-04-17 | 2003-10-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線送信装置、無線受信装置及びその方法 |
| US7817731B2 (en) | 2003-09-22 | 2010-10-19 | Infineon Technologies Ag | Amplitude compression of signals in a multicarrier system |
| DE10343835B4 (de) * | 2003-09-22 | 2005-07-28 | Infineon Technologies Ag | Amplitudenkomprimierung von Signalen in einem Mehrträgersystem |
| US7733983B2 (en) | 2005-11-14 | 2010-06-08 | Ibiquity Digital Corporation | Symbol tracking for AM in-band on-channel radio receivers |
Family Cites Families (8)
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|---|---|---|---|---|
| GB8322440D0 (en) * | 1983-08-19 | 1983-09-21 | Gen Electric Co Plc | Frequency division multiplex transmission equipment |
| JPS6052147A (ja) * | 1983-09-01 | 1985-03-25 | Nec Corp | タイミング同期方式 |
| US5315583A (en) * | 1991-04-11 | 1994-05-24 | Usa Digital Radio | Method and apparatus for digital audio broadcasting and reception |
| FR2707064B1 (ja) * | 1993-06-21 | 1996-03-08 | France Telecom | |
| JPH0795174A (ja) | 1993-09-27 | 1995-04-07 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ信号復調装置 |
| US5588022A (en) * | 1994-03-07 | 1996-12-24 | Xetron Corp. | Method and apparatus for AM compatible digital broadcasting |
| EP0682426B1 (en) * | 1994-05-09 | 2001-10-24 | Victor Company Of Japan, Limited | OFDM transmitter and receiver |
| US5764706A (en) * | 1995-08-31 | 1998-06-09 | Usa Digital Radio Partners, L.P. | AM compatible digital waveform frame timing recovery and frame synchronous power measurement |
-
1996
- 1996-05-31 JP JP8160801A patent/JPH09270765A/ja active Pending
-
1997
- 1997-01-30 EP EP97300589A patent/EP0788265A3/en not_active Withdrawn
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| EP1719252A4 (en) * | 2004-02-02 | 2007-06-06 | Satius Inc | FREQUENCY MODULATION MROF ON DIFFERENT COMMUNICATION MEDIA |
| US11152971B2 (en) | 2004-02-02 | 2021-10-19 | Charles Abraham | Frequency modulated OFDM over various communication media |
| WO2005093979A1 (ja) * | 2004-03-25 | 2005-10-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 無線システムおよび無線通信装置 |
| US8724526B2 (en) | 2004-09-08 | 2014-05-13 | Satius Holding, Inc. | Apparatus and method for transmitting digital data over various communication media |
| WO2007034566A1 (ja) * | 2005-09-26 | 2007-03-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 無線通信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0788265A2 (en) | 1997-08-06 |
| EP0788265A3 (en) | 1999-10-13 |
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