JPH07226725A - 直交周波数分割多重信号復調装置 - Google Patents
直交周波数分割多重信号復調装置Info
- Publication number
- JPH07226725A JPH07226725A JP6019278A JP1927894A JPH07226725A JP H07226725 A JPH07226725 A JP H07226725A JP 6019278 A JP6019278 A JP 6019278A JP 1927894 A JP1927894 A JP 1927894A JP H07226725 A JPH07226725 A JP H07226725A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- signal
- input
- analog
- converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＯＦＤＭ信号復調装置において、振幅の小さ
なデータの量子化誤差を軽減し、誤り率を改善する。 【構成】 ＡＧＣアンプ２により、Ａ／Ｄ変換器１０，
１１からの検波回路１４で発生した電圧によりＡ／Ｄ変
換器１０，１１の入力を制御するとき、電圧加算部１８
において一定の電圧を加算し、ＡＧＣ回路２の利得を上
げ、Ａ／Ｄ変換器１０，１１の入力許容電圧範囲を超え
るようにする。
なデータの量子化誤差を軽減し、誤り率を改善する。 【構成】 ＡＧＣアンプ２により、Ａ／Ｄ変換器１０，
１１からの検波回路１４で発生した電圧によりＡ／Ｄ変
換器１０，１１の入力を制御するとき、電圧加算部１８
において一定の電圧を加算し、ＡＧＣ回路２の利得を上
げ、Ａ／Ｄ変換器１０，１１の入力許容電圧範囲を超え
るようにする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直交周波数分割多重
（以下ＯＦＤＭという）信号復調装置の改良に関するも
のである。
（以下ＯＦＤＭという）信号復調装置の改良に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル・オーディオ放送やディジタ
ルＴＶ映像の伝送のために、電波障害に強いＯＦＤＭ方
式が検討されている。これは多数の直交するサブチャネ
ルに一連のデータを重ねて送信するものである。データ
はディジタル信号に変換されて各サブチャネルをたとえ
ば２n ＰＳＫ変調（ｎは１以上の整数）またはＰＳＫと
ＡＳＫを組合わせたＱＡＭ変調する。
ルＴＶ映像の伝送のために、電波障害に強いＯＦＤＭ方
式が検討されている。これは多数の直交するサブチャネ
ルに一連のデータを重ねて送信するものである。データ
はディジタル信号に変換されて各サブチャネルをたとえ
ば２n ＰＳＫ変調（ｎは１以上の整数）またはＰＳＫと
ＡＳＫを組合わせたＱＡＭ変調する。
【０００３】図６は、従来のＯＦＤＭ波受信機の一例の
ブロック図である。たとえばＱＰＳＫ変調されたＲＦ帯
域のＯＦＤＭ信号は周波数変換部１に入力され、ＩＦ帯
域の周波数信号に変換される。そして、その信号は後述
の制御電圧発生部１６からの制御信号により利得を変え
るＡＧＣアンプ２に入力され、デバイダ３によって２つ
の経路に分割され、ミキサ６，７に送られる。一方、局
部発振器４で発生された局部発振信号は、位相変換器５
によって位相が互いに９０°異なる局部発振信号に変換
され、それぞれがミキサ６，７に与えられる。ミキサ６
は、デバイダ３から入力された中間周波数信号と位相変
換器５からの位相が０°の局部発振信号とを混合し、第
１のベースバンド信号に変換する。他方のミキサ７は、
デバイダ３から入力された中間周波数信号と位相変換器
５からの位相が９０度の局部発振信号とを混合し、第２
のベースバンド信号に変換する。
ブロック図である。たとえばＱＰＳＫ変調されたＲＦ帯
域のＯＦＤＭ信号は周波数変換部１に入力され、ＩＦ帯
域の周波数信号に変換される。そして、その信号は後述
の制御電圧発生部１６からの制御信号により利得を変え
るＡＧＣアンプ２に入力され、デバイダ３によって２つ
の経路に分割され、ミキサ６，７に送られる。一方、局
部発振器４で発生された局部発振信号は、位相変換器５
によって位相が互いに９０°異なる局部発振信号に変換
され、それぞれがミキサ６，７に与えられる。ミキサ６
は、デバイダ３から入力された中間周波数信号と位相変
換器５からの位相が０°の局部発振信号とを混合し、第
１のベースバンド信号に変換する。他方のミキサ７は、
デバイダ３から入力された中間周波数信号と位相変換器
５からの位相が９０度の局部発振信号とを混合し、第２
のベースバンド信号に変換する。
【０００４】第１および第２のベースバンド信号は、そ
れぞれローパスフィルタ（以下ＬＰＦという）８，９に
よって高周波部分が除去され、アナログ／ディジタル
（以下Ａ／Ｄという）変換器１０，１１に与えられる。
そして、Ａ／Ｄ変換器１０，１１によってディジタルベ
ースバンド信号に変換され、ＦＦＴ（高速フーリエ変
換）演算部１２に入力される。一方、Ａ／Ｄ変換器１
０，１１の出力を検波回路１４で検波し、その検波電圧
によって、制御電圧発生部１６においてＡＧＣアンプ２
の制御信号を生成する。ＡＧＣアンプ２と検波回路１４
と制御電圧発生部１６は一般的なＡＧＣ回路である。従
来、このＡＧＣ回路２は、Ａ／Ｄ変換器１０，１１の入
力許容範囲を超えるクリッピング等による特性の劣化を
避けるため、ベースバンドにおけるＡ／Ｄ変換器１０，
１１の入力波形が、それぞれのＡ／Ｄ変換器の入力電圧
範囲を超えないように制御していた。
れぞれローパスフィルタ（以下ＬＰＦという）８，９に
よって高周波部分が除去され、アナログ／ディジタル
（以下Ａ／Ｄという）変換器１０，１１に与えられる。
そして、Ａ／Ｄ変換器１０，１１によってディジタルベ
ースバンド信号に変換され、ＦＦＴ（高速フーリエ変
換）演算部１２に入力される。一方、Ａ／Ｄ変換器１
０，１１の出力を検波回路１４で検波し、その検波電圧
によって、制御電圧発生部１６においてＡＧＣアンプ２
の制御信号を生成する。ＡＧＣアンプ２と検波回路１４
と制御電圧発生部１６は一般的なＡＧＣ回路である。従
来、このＡＧＣ回路２は、Ａ／Ｄ変換器１０，１１の入
力許容範囲を超えるクリッピング等による特性の劣化を
避けるため、ベースバンドにおけるＡ／Ｄ変換器１０，
１１の入力波形が、それぞれのＡ／Ｄ変換器の入力電圧
範囲を超えないように制御していた。
【０００５】ＦＦＴ演算部１２においては、入力されて
きた２つのベースバンド信号を高速フーリエ変換し、Ｏ
ＦＤＭ信号の各キャリアに重畳されている変調データを
復調し、データ処理部１３に出力する。
きた２つのベースバンド信号を高速フーリエ変換し、Ｏ
ＦＤＭ信号の各キャリアに重畳されている変調データを
復調し、データ処理部１３に出力する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図７は、各キャリアを
ＱＰＳＫ変調したＯＦＤＭ波のベースバンドにおける変
調波形、すなわち各Ａ／Ｄ変換器への入力信号の波形の
一例のグラフである。
ＱＰＳＫ変調したＯＦＤＭ波のベースバンドにおける変
調波形、すなわち各Ａ／Ｄ変換器への入力信号の波形の
一例のグラフである。
【０００７】一般に、ＯＦＤＭ信号を構成する各変調波
は、元来は全て等しい振幅を有する信号であるが、それ
らの合成によるＯＦＤＭ信号においては、図にも示すよ
うに、振幅の絶対値が大きいほど、その発生確率が低く
なるという特徴を有する。一方、Ａ／Ｄ変換器により受
信波形の量子化を行なう受信機においては、回路構成の
簡易さやコストの問題から、Ａ／Ｄ変換器のビット数を
より少なくすることが望まれる。しかし、このような条
件下で、Ａ／Ｄ変換器に入力されるＯＦＤＭ波の最大振
幅が図７の点線で示されるＡ／Ｄ変換器の入力許容電圧
範囲を超えないようにＡＧＣ回路を動作させた場合、Ａ
／Ｄ変換器におけるビット割当てが、発生確率の非常に
小さい振幅の大きいデータを基準としてなされるため、
発生確率の高い振幅の小さなデータへの量子化誤差が増
大し、誤り率が劣化するという問題があった。
は、元来は全て等しい振幅を有する信号であるが、それ
らの合成によるＯＦＤＭ信号においては、図にも示すよ
うに、振幅の絶対値が大きいほど、その発生確率が低く
なるという特徴を有する。一方、Ａ／Ｄ変換器により受
信波形の量子化を行なう受信機においては、回路構成の
簡易さやコストの問題から、Ａ／Ｄ変換器のビット数を
より少なくすることが望まれる。しかし、このような条
件下で、Ａ／Ｄ変換器に入力されるＯＦＤＭ波の最大振
幅が図７の点線で示されるＡ／Ｄ変換器の入力許容電圧
範囲を超えないようにＡＧＣ回路を動作させた場合、Ａ
／Ｄ変換器におけるビット割当てが、発生確率の非常に
小さい振幅の大きいデータを基準としてなされるため、
発生確率の高い振幅の小さなデータへの量子化誤差が増
大し、誤り率が劣化するという問題があった。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、各キャリアが
少なくとも２n ＰＳＫ変調（ｎは１以上の整数）または
ＰＳＫとＡＳＫとを組合わせたＱＡＭ変調（多値ＱＡＭ
も含む）されたような少なくともＰＳＫ変調を含むＯＦ
ＤＭ信号を受信し、受信信号をベースバンド帯域に変換
する回路と、ベースバンドアナログ信号をディジタル信
号に変換するアナログ／ディジタル変換器と、アナログ
／ディジタル変換器の入力信号レベルを調整するＡＧＣ
回路と、変換されたディジタル信号をＦＦＴ変換により
復調する回路とを有するＯＦＤＭ信号復調装置におい
て、アナログ／ディジタル変換器への入力信号を、その
入力電圧許容範囲を超えるようにＡＧＣ回路の利得を制
御する手段を設けた。
少なくとも２n ＰＳＫ変調（ｎは１以上の整数）または
ＰＳＫとＡＳＫとを組合わせたＱＡＭ変調（多値ＱＡＭ
も含む）されたような少なくともＰＳＫ変調を含むＯＦ
ＤＭ信号を受信し、受信信号をベースバンド帯域に変換
する回路と、ベースバンドアナログ信号をディジタル信
号に変換するアナログ／ディジタル変換器と、アナログ
／ディジタル変換器の入力信号レベルを調整するＡＧＣ
回路と、変換されたディジタル信号をＦＦＴ変換により
復調する回路とを有するＯＦＤＭ信号復調装置におい
て、アナログ／ディジタル変換器への入力信号を、その
入力電圧許容範囲を超えるようにＡＧＣ回路の利得を制
御する手段を設けた。
【０００９】ＡＧＣ回路の利得を制御する具体的な手段
としては、ＡＧＣ回路の制御電圧発生部とＡＧＣアンプ
との間に電圧加算部を設け、これに電圧発生部を接続
し、電圧発生部で発生した電圧を電圧加算部において制
御電圧発生部からの電圧に加算し、その結果ＡＧＣアン
プに供給される電圧は、アナログ／ディジタル変換器の
入力許容範囲に対する最大信号振幅比を、アナログ／デ
ィジタル変換器のビット数に応じた所定の値とするよう
にＡＧＣアンプを制御する電圧とする。
としては、ＡＧＣ回路の制御電圧発生部とＡＧＣアンプ
との間に電圧加算部を設け、これに電圧発生部を接続
し、電圧発生部で発生した電圧を電圧加算部において制
御電圧発生部からの電圧に加算し、その結果ＡＧＣアン
プに供給される電圧は、アナログ／ディジタル変換器の
入力許容範囲に対する最大信号振幅比を、アナログ／デ
ィジタル変換器のビット数に応じた所定の値とするよう
にＡＧＣアンプを制御する電圧とする。
【００１０】
【作用】本発明によれば、振幅変動の非常に大きいＯＦ
ＤＭ波が受信された場合でも、ＡＧＣ回路の検波電圧と
制御電圧の関係を、Ａ／Ｄ変換器への入力波形がＡ／Ｄ
変換器の入力許容電圧範囲を超えるようＡＧＣアンプの
利得を制御することにより、Ａ／Ｄ変換器の入力の低振
幅部分に対する量子化誤差を軽減することができる。た
だし、大振幅部分がＡ／Ｄ変換器の許容電圧範囲を超え
クリップされることになるので、歪み等の影響が出るこ
とも考えられるが、ＯＦＤＭ波を考えた場合、大振幅部
分の発生確率が非常に小さいため、改善効果に比較して
問題のないものとなる。
ＤＭ波が受信された場合でも、ＡＧＣ回路の検波電圧と
制御電圧の関係を、Ａ／Ｄ変換器への入力波形がＡ／Ｄ
変換器の入力許容電圧範囲を超えるようＡＧＣアンプの
利得を制御することにより、Ａ／Ｄ変換器の入力の低振
幅部分に対する量子化誤差を軽減することができる。た
だし、大振幅部分がＡ／Ｄ変換器の許容電圧範囲を超え
クリップされることになるので、歪み等の影響が出るこ
とも考えられるが、ＯＦＤＭ波を考えた場合、大振幅部
分の発生確率が非常に小さいため、改善効果に比較して
問題のないものとなる。
【００１１】ＡＧＣ回路の制御電圧発生部とＡＧＣアン
プとの間に、電圧発生部を接続した電圧加算部を介在さ
せることにより、ＡＧＣアンプの制御電圧を変化させ、
アナログ／ディジタル変換器への入力許容範囲に対する
最大信号振幅比を簡単に制御できる。
プとの間に、電圧発生部を接続した電圧加算部を介在さ
せることにより、ＡＧＣアンプの制御電圧を変化させ、
アナログ／ディジタル変換器への入力許容範囲に対する
最大信号振幅比を簡単に制御できる。
【００１２】
【実施例】図１は本発明によるＯＦＤＭ信号復調装置の
一実施例のブロック図である。周波数変換部１、ＡＧＣ
アンプ２、デバイダ３、局部発振器４、位相変換器５、
ミキサ６，７、ＬＰＦ８，９、Ａ／Ｄ変換器１０，１
１、検波回路１４、制御電圧発生部１６等は、図６と同
様であるが、図１では、制御電圧発生部１６とＡＧＣア
ンプ２との間に、電圧加算部１８が接続され、これに電
圧発生部２０からの電圧が加算されるようになってい
る。検波回路１４において検波された電圧に応じて、制
御電圧発生部１６において発生される制御電圧に基づい
て、ＡＧＣアンプ２を動作させる原理は従来と同じであ
る。ただし、本発明においては、Ａ／Ｄ変換器１０，１
１のビット数に応じて、電圧発生部２０において発生さ
せる一定電圧を、電圧加算部１８において、制御電圧発
生部１６において発生する制御電圧に付加し、検波回路
１４で検出された電圧とＡＧＣアンプ２に供給される制
御電圧の関係を変化させ、ＡＧＣアンプ２の出力を大き
くする。すなわち、従来例であると、図７に示すよう
に、Ａ／Ｄ変換器１０，１１へのそれぞれの入力波がＡ
／Ｄ変換器の入力許容電圧範囲に収まっていたのに対
し、本発明のようにＡＧＣ回路２を操作すると、図３の
ように、大きい振幅の部分がＡ／Ｄ変換器１０および１
１の入力部分で、点線で示される入力許容電圧範囲を超
えクリップされるようになる。この結果、電力の集中す
る部分、すなわち振幅の絶対値の小さい部分の分解能が
上がり、誤り率を改善することができる。
一実施例のブロック図である。周波数変換部１、ＡＧＣ
アンプ２、デバイダ３、局部発振器４、位相変換器５、
ミキサ６，７、ＬＰＦ８，９、Ａ／Ｄ変換器１０，１
１、検波回路１４、制御電圧発生部１６等は、図６と同
様であるが、図１では、制御電圧発生部１６とＡＧＣア
ンプ２との間に、電圧加算部１８が接続され、これに電
圧発生部２０からの電圧が加算されるようになってい
る。検波回路１４において検波された電圧に応じて、制
御電圧発生部１６において発生される制御電圧に基づい
て、ＡＧＣアンプ２を動作させる原理は従来と同じであ
る。ただし、本発明においては、Ａ／Ｄ変換器１０，１
１のビット数に応じて、電圧発生部２０において発生さ
せる一定電圧を、電圧加算部１８において、制御電圧発
生部１６において発生する制御電圧に付加し、検波回路
１４で検出された電圧とＡＧＣアンプ２に供給される制
御電圧の関係を変化させ、ＡＧＣアンプ２の出力を大き
くする。すなわち、従来例であると、図７に示すよう
に、Ａ／Ｄ変換器１０，１１へのそれぞれの入力波がＡ
／Ｄ変換器の入力許容電圧範囲に収まっていたのに対
し、本発明のようにＡＧＣ回路２を操作すると、図３の
ように、大きい振幅の部分がＡ／Ｄ変換器１０および１
１の入力部分で、点線で示される入力許容電圧範囲を超
えクリップされるようになる。この結果、電力の集中す
る部分、すなわち振幅の絶対値の小さい部分の分解能が
上がり、誤り率を改善することができる。
【００１３】また、一例として、変調波数が４４８波、
各変調波がＱＰＳＫ変調の場合を考える。Ａ／Ｄ変換器
の入力範囲に対する最大信号振幅比をｒとする。従来の
場合、ｒ＝１になるようにＡＧＣ回路を動作させるよう
にしていた。用いられる受信機のＡ／Ｄ変換器のビット
数が６ビットの場合、シミュレーションによると、ｒ＝
１．３にすると、本発明による効果が最も顕著に現れ
る。このように制御するには、検波電圧に電圧発生部２
０で発生される一定電圧を電圧加算部１８においてｒ＝
１．３になるように電圧を加える。一方、ＡＧＣ回路を
設計するときは、ＡＧＣ回路がループ構成になるため、
ｒを一定に保つことは不可能であるので、従来より、あ
る程度の偏差を与えていた。本発明においてもｒ＝１．
３に一定に保つことは困難であるので、ｒ＝１．３を中
心に従来のＡＧＣ回路と同程度の偏差を与えて制御する
ことによって、誤り率の改善効果を得ることができる。
各変調波がＱＰＳＫ変調の場合を考える。Ａ／Ｄ変換器
の入力範囲に対する最大信号振幅比をｒとする。従来の
場合、ｒ＝１になるようにＡＧＣ回路を動作させるよう
にしていた。用いられる受信機のＡ／Ｄ変換器のビット
数が６ビットの場合、シミュレーションによると、ｒ＝
１．３にすると、本発明による効果が最も顕著に現れ
る。このように制御するには、検波電圧に電圧発生部２
０で発生される一定電圧を電圧加算部１８においてｒ＝
１．３になるように電圧を加える。一方、ＡＧＣ回路を
設計するときは、ＡＧＣ回路がループ構成になるため、
ｒを一定に保つことは不可能であるので、従来より、あ
る程度の偏差を与えていた。本発明においてもｒ＝１．
３に一定に保つことは困難であるので、ｒ＝１．３を中
心に従来のＡＧＣ回路と同程度の偏差を与えて制御する
ことによって、誤り率の改善効果を得ることができる。
【００１４】図４は、前述の場合のビット数による制御
電圧と検波電圧の関係を示すグラフである。本発明の場
合は、従来例より制御電圧が上にシフトすることにな
る。また、用いられるＡ／Ｄ変換器のビット数が４ビッ
トの場合、シミュレーションによるとｒ＝１．８が最適
動作点である。この場合も、一定電圧を電圧加算部にお
いて加え、ｒ＝１．８になるように制御する。そしてｒ
＝１．８を中心に従来のＡＧＣ回路と同程度の偏差を与
えて制御することにより、改善効果を得ることができ
る。検波電圧と制御電圧の関係は、６ビットの場合より
も、４ビットの場合はさらに上にシフトする。これらの
２つの例から明らかなように、用いられる受信機でのビ
ット数が少ないほど、ｒを大きくすると改善効果がより
大きくなる。これは、クリッピングによる特性劣化よ
り、量子化誤差の改善効果が、Ａ／Ｄ変換器のビット数
が少ないほど顕著にでるからである。
電圧と検波電圧の関係を示すグラフである。本発明の場
合は、従来例より制御電圧が上にシフトすることにな
る。また、用いられるＡ／Ｄ変換器のビット数が４ビッ
トの場合、シミュレーションによるとｒ＝１．８が最適
動作点である。この場合も、一定電圧を電圧加算部にお
いて加え、ｒ＝１．８になるように制御する。そしてｒ
＝１．８を中心に従来のＡＧＣ回路と同程度の偏差を与
えて制御することにより、改善効果を得ることができ
る。検波電圧と制御電圧の関係は、６ビットの場合より
も、４ビットの場合はさらに上にシフトする。これらの
２つの例から明らかなように、用いられる受信機でのビ
ット数が少ないほど、ｒを大きくすると改善効果がより
大きくなる。これは、クリッピングによる特性劣化よ
り、量子化誤差の改善効果が、Ａ／Ｄ変換器のビット数
が少ないほど顕著にでるからである。
【００１５】図５は、用いられるＡ／Ｄ変換器のビット
数が４ビットの場合、ｒを１．２から１．８に変化させ
た場合のシミュレーションによる誤り率特性を示すグラ
フである。ｒ＝１．８で最もよい誤り率が得られている
ことがわかる。
数が４ビットの場合、ｒを１．２から１．８に変化させ
た場合のシミュレーションによる誤り率特性を示すグラ
フである。ｒ＝１．８で最もよい誤り率が得られている
ことがわかる。
【００１６】前記の例では、変調波数が４４８波、各変
調波がＱＰＳＫされている場合について、最適点を示し
たが、変調波数の増減、変調方法に伴いｒの最適点も増
減するが、一般的に用いられようとしているＯＦＤＭの
場合、上記の程度にＡＧＣを動作すれば十分に改善効果
を期待できる。
調波がＱＰＳＫされている場合について、最適点を示し
たが、変調波数の増減、変調方法に伴いｒの最適点も増
減するが、一般的に用いられようとしているＯＦＤＭの
場合、上記の程度にＡＧＣを動作すれば十分に改善効果
を期待できる。
【００１７】なお、ＯＦＤＭ受信波の振幅変動が小さい
場合は電圧発生部２０の動作を停止することもできる。
場合は電圧発生部２０の動作を停止することもできる。
【００１８】図２は他の実施例のブロック図である。図
１に示される実施例と異なるところは、図１の実施例で
は、ＡＧＣ回路が受信機のＡＦ帯で動作しているのに対
し、図２の実施例では、ベースバンドにおいてＡＧＣ回
路を動作させていることである。
１に示される実施例と異なるところは、図１の実施例で
は、ＡＧＣ回路が受信機のＡＦ帯で動作しているのに対
し、図２の実施例では、ベースバンドにおいてＡＧＣ回
路を動作させていることである。
【００１９】図２では、図１のＡＧＣアンプ２は除か
れ、図２の実施例ではＬＰＦ８および９とＡ／Ｄ変換器
１０および１１との間にそれぞれＡＧＣアンプ２ａおよ
び２ｂが設けられる。また、図１の検波回路１４の代わ
りに、各Ａ／Ｄ変換器１０および１１にそれぞれ検波回
路１４ａおよび１４ｂが接続され、これらは、それぞれ
制御電圧発生部１６ａおよび１６ｂならびに電圧加算部
１８ａおよび１８ｂを介して、ＡＧＣアンプ２ａおよび
２ｂに接続される。電圧発生部２０は、それぞれ電圧加
算部１８ａおよび１８ｂに所定の電圧を付加する。
れ、図２の実施例ではＬＰＦ８および９とＡ／Ｄ変換器
１０および１１との間にそれぞれＡＧＣアンプ２ａおよ
び２ｂが設けられる。また、図１の検波回路１４の代わ
りに、各Ａ／Ｄ変換器１０および１１にそれぞれ検波回
路１４ａおよび１４ｂが接続され、これらは、それぞれ
制御電圧発生部１６ａおよび１６ｂならびに電圧加算部
１８ａおよび１８ｂを介して、ＡＧＣアンプ２ａおよび
２ｂに接続される。電圧発生部２０は、それぞれ電圧加
算部１８ａおよび１８ｂに所定の電圧を付加する。
【００２０】この実施例においては、Ａ／Ｄ変換器の入
力であるベースバンド信号に対し、ＡＧＣをかけること
ができるので、より正確に効果が得られることが期待さ
れる。
力であるベースバンド信号に対し、ＡＧＣをかけること
ができるので、より正確に効果が得られることが期待さ
れる。
【００２１】
【発明の効果】本発明によるＯＦＤＭ復調装置では、Ａ
／Ｄ変換器のビット数に応じて、Ａ／Ｄ変換器への入力
電圧を、Ａ／Ｄ変換器の入力許容電圧範囲を超えるよう
にＡＧＣ回路を制御することにより、発生確率が高い振
幅の小さい信号に対するＡ／Ｄ変換の分解能が上がり、
誤り率を改善することができる。これによりＡ／Ｄ変換
器のビット数に対する負担を軽減でき、低コスト化，回
路構成の簡素化を図ることができる。
／Ｄ変換器のビット数に応じて、Ａ／Ｄ変換器への入力
電圧を、Ａ／Ｄ変換器の入力許容電圧範囲を超えるよう
にＡＧＣ回路を制御することにより、発生確率が高い振
幅の小さい信号に対するＡ／Ｄ変換の分解能が上がり、
誤り率を改善することができる。これによりＡ／Ｄ変換
器のビット数に対する負担を軽減でき、低コスト化，回
路構成の簡素化を図ることができる。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】本発明の他の実施例のブロック図である。
【図３】本発明によるＡ／Ｄ変換器の入力の波形図であ
る。
る。
【図４】ビット数による制御電圧と検波電圧との関係を
示すグラフである。
示すグラフである。
【図５】ｒ（Ａ／Ｄ変換器の入力範囲に対する最大信号
振幅比）と誤り率特性とＣ／Ｎの関係を示すグラフであ
る。
振幅比）と誤り率特性とＣ／Ｎの関係を示すグラフであ
る。
【図６】従来のＯＦＤＭ復調装置の一例のブロック図で
ある。
ある。
【図７】従来の復調装置のＡ／Ｄ変換器の入力の波形図
である。
である。
１ 周波数変換部 ２ ＡＧＣアンプ ３ デバイダ ４ 局部発振器 ５ 位相変換器 ６，７ ミキサ ８，９ ＬＰＦ １０，１１ Ａ／Ｄ変換器 １２ ＦＦＴ演算部 １３ データ処理部 １４ 検波回路 １６ 制御電圧発生部 １８ 電圧加算部 ２０ 電圧発生部
Claims (3)
- 【請求項１】 少なくとも２n ＰＳＫ変調（ｎは１以上
の整数）された直交周波数分割多重信号を受信し、受信
信号をベースバンド帯域に変換する回路と、ベースバン
ドのアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ
／ディジタル変換器と、アナログ／ディジタル変換器の
入力信号レベルを調整するＡＧＣ回路と、変換されたデ
ィジタル信号を復調する回路とを有する直交周波数分割
多重信号復調装置において、アナログ／ディジタル変換
器への入力信号をその入力許容電圧範囲を超えるように
ＡＧＣ回路の利得を制御する手段を有することを特徴と
する直交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項２】 少なくとも２n ＰＳＫ変調（ｎは１以上
の整数）された直交周波数分割多重信号を受信し、受信
信号をベースバンド帯域に変換する回路と、ベースバン
ドのアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ
／ディジタル変換器と、アナログ／ディジタル変換器の
入力信号レベルを調整するＡＧＣ回路と、変換されたデ
ィジタル信号を復調する回路とを有する直交周波数分割
多重信号復調装置において、ＡＧＣ回路の制御電圧発生
部とＡＧＣアンプとの間に電圧加算部を設け、電圧加算
部には電圧発生部を接続し、電圧加算部において制御電
圧発生部からの電圧に電圧発生部で発生した電圧を加算
することを特徴とする直交周波数分割多重信号復調装
置。 - 【請求項３】 電圧発生部で発生され電圧加算部で加算
される電圧は、ＡＧＣアンプに供給される電圧が、アナ
ログ／ディジタル変換器の入力許容範囲に対する最大信
号振幅比を、アナログ／ディジタル変換器のビット数に
応じた所定の値にするようにＡＧＣアンプを制御する電
圧であることを特徴とする請求項２記載の直交周波数分
割多重信号復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6019278A JPH07226725A (ja) | 1994-02-16 | 1994-02-16 | 直交周波数分割多重信号復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6019278A JPH07226725A (ja) | 1994-02-16 | 1994-02-16 | 直交周波数分割多重信号復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07226725A true JPH07226725A (ja) | 1995-08-22 |
Family
ID=11994985
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6019278A Withdrawn JPH07226725A (ja) | 1994-02-16 | 1994-02-16 | 直交周波数分割多重信号復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07226725A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6658069B1 (en) | 1998-06-24 | 2003-12-02 | Nec Corporation | Automatic gain control circuit and control method therefor |
| KR100519273B1 (ko) * | 1997-08-30 | 2005-11-25 | 엘지전자 주식회사 | 오에프디엠(ofdm) 수신장치 |
| WO2011065142A1 (ja) * | 2009-11-30 | 2011-06-03 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び利得制御方法 |
-
1994
- 1994-02-16 JP JP6019278A patent/JPH07226725A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100519273B1 (ko) * | 1997-08-30 | 2005-11-25 | 엘지전자 주식회사 | 오에프디엠(ofdm) 수신장치 |
| US6658069B1 (en) | 1998-06-24 | 2003-12-02 | Nec Corporation | Automatic gain control circuit and control method therefor |
| WO2011065142A1 (ja) * | 2009-11-30 | 2011-06-03 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び利得制御方法 |
| JP5360227B2 (ja) * | 2009-11-30 | 2013-12-04 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び利得制御方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4628517A (en) | Digital radio system | |
| US7573954B2 (en) | Apparatus and method for compensating IQ imbalance in OFDM system with carrier frequency offset | |
| US20080039024A1 (en) | Amplifying Circuit, Radio Communication Circuit, Radio Base Station Device and Radio Terminal Device | |
| EP1031219A1 (en) | Qam modulation using direct digital synthesis and upconversion | |
| EP1502362A1 (en) | System and method for eliminating signal zero crossings in single and multiple channel communication systems | |
| US20120257690A1 (en) | Orthogonal frequency division multiplexing (ofdm) | |
| US8311146B2 (en) | Radio communication system | |
| US20020064173A1 (en) | Broadcasting apparatus using OFDM modulation method | |
| US8467463B2 (en) | Apparatus and method for producing a signal to reduce the PAR in a multicarrier system | |
| JPH06326739A (ja) | Ｃｏｆｄｍ信号受信機 | |
| EP1045538A1 (en) | Multicarrier communication device and multicarrier communication method | |
| JPH09270765A (ja) | Ｏｆｄｍ変復調装置及びｏｆｄｍ変調方法 | |
| JPH07226725A (ja) | 直交周波数分割多重信号復調装置 | |
| JPH11289312A (ja) | マルチキャリア無線通信装置 | |
| US20120195395A1 (en) | EVM Pooling for Multi-Standard and Multi-Carrier Systems | |
| JP2006157256A (ja) | 送信回路、無線通信回路、無線基地局装置、及び無線端末装置 | |
| US10749543B1 (en) | Programmable polar and cartesian radio frequency digital to analog converter | |
| JP3606522B2 (ja) | 周波数変換装置および方法 | |
| JP2818156B2 (ja) | Ａｆｃ回路 | |
| JP3522000B2 (ja) | マルチチャンネル受信機の自動利得制御装置 | |
| JP6200234B2 (ja) | 信号評価装置 | |
| JP2004032450A (ja) | マルチキャリア送信装置及びその電力クリッピング方式 | |
| JPH0974366A (ja) | ダイレクトコンバージョン受信機 | |
| JP4287566B2 (ja) | Ｏｆｄｍ送信装置 | |
| JP4818229B2 (ja) | チューナ回路及び受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010508 |