JP5360227B2 - 受信装置及び利得制御方法 - Google Patents

Description

本発明はＡ／Ｄ変換器を備えた受信装置及び該受信装置に適用可能な利得制御方法に関する。

無線信号である受信信号を復調し、該受信信号に含まれる情報を取り出すためには、無線信号（高周波信号）をベーバンド信号（アナログ信号）に変換するミキサと、ミキサから出力されたベースバンド信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器と、デジタル信号に変換されたベースバンド信号を復調して無線信号で送信された情報を取り出す復調器とが必要である。通常、このＡ／Ｄ変換器で変換できる信号の振幅範囲は、Ａ／Ｄ変換器の設計時に設定されて変更できない。よって、一般の受信装置では、Ａ／Ｄ変換器の前段に可変利得増幅器を設け、その利得を調整してベースバンド信号の最大振幅をＡ／Ｄ変換器の最大許容入力と一致させることで、Ａ／Ｄ変換器の分解能を効率よく利用している。

しかしながら、受信信号が、ＯＦＤＭ信号のように最大振幅の信号がたまにしか現れず、信号振幅の平均値が最大値に比べて小さい場合、Ａ／Ｄ変換器の入力信号の最大振幅が該Ａ／Ｄ変換器の最大許容入力と等しくなるように可変利得増幅器の利得を調整すると、信号振幅が小さいほとんどの入力信号の変換にＡ／Ｄ変換器の分解能の一部しか利用しないことになる。そのため、受信信号の復調精度が低下してしまう。

図１はＯＦＤＭ信号の波形例を示す波形図である。図１ではＯＦＤＭ信号の最大振幅値をＶｍａｘで示している。

図１から分かるように、ＯＦＤＭ信号では最大振幅Ｖｍａｘがほとんど現れず、多くの信号の振幅がＶｅ以下である。そのため、図１に示すようなＯＦＤＭ信号をＶｍａｘが最大許容入力に一致するＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換すると、Ｖｅ〜Ｖｍａｘの信号を変換するための分解能がほとんど無駄になってしまう。

上記のような問題を解決する技術として、例えば特許文献１や特許文献２には、Ａ／Ｄ変換器に対する入力信号の最大振幅ＶｍａｘをＡ／Ｄ変換器の最大許容入力よりも大きく設定することで、Ａ／Ｄ変換器による信号分解能を実質的に向上させる手法が提案されている。

特許文献１では、Ａ／Ｄ変換器の最大許容入力に対する入力信号の最大振幅比ｒを該Ａ／Ｄ変換器の分解能（ビット数）に応じて制御することが記載され、ｒを１以上、すなわちＡ／Ｄ変換器に対する入力信号の最大振幅を該Ａ／Ｄ変換器の最大許容入力よりも大きい値に設定することが記載されている。また、特許文献２では、受信信号に含まれるノイズの大きさに応じて可変利得増幅器の利得を決定する技術が記載されている。

なお、Ａ／Ｄ変換器による信号分解能を向上させるものではないが、特許文献３には、強電界フェージング時におけるＢＥＲ特性の劣化を抑制するために可変利得増幅器から出力される信号のＳ／Ｎ（信号対雑音）比に応じて可変利得増幅器の利得を決定する手法が記載されている。

上述した特許文献１は、受信信号をＯＦＤＭ信号に限定しており、例えばＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）信号等のように、信号振幅が大きく変わる他の種類の信号に対する処理を何等示していない。Ａ／Ｄ変換器に対する入力信号の最大振幅をＡ／Ｄ変換器の最大許容入力よりも大きく設定する場合、一般に、可変利得増幅器の利得は、Ａ／Ｄ変換器の分解能だけで決定すべきものではなく、受信信号に含まれる雑音の大きさも考慮して決定すべきものである。特許文献１は、受信信号をＯＦＤＭ信号に限定したときに、Ａ／Ｄ変換器の分解能を利用して可変利得増幅器の利得を決定できることを示したものであり、受信信号に含まれる雑音を考慮して可変利得増幅器の利得を設定する手法については何も示していない。

それに対して、特許文献２や３では、上述したように、受信信号に含まれる雑音の大きさを考慮して可変利得増幅器の利得を決定する手法が示されている。しかしながら、特許文献２に記載の受信装置は、デジタル信号に変換された受信信号をフーリエ変換し、周波数スペクトルを解析することで受信信号に含まれる雑音を求める構成であるため、雑音の検出に必要な回路規模や処理負荷が大きいという問題がある。

また、特許文献３では、受信信号のＳ／Ｎ比をＢＥＲ（ビットエラー率）から求めることを示しているが、ＢＥＲは、例えば送信装置から予め決められた既知のデータ列を送信し、受信装置で復調したデータ列と既知のデータ列とを比較することで算出する必要がある。そのため、送信装置と受信装置とを協働させなければならず、通信途中でリアルタイムにＳ／Ｎ比を求めるのは困難である。したがって、受信信号の雑音をより簡易にリアルタイムに求めるための手法が望まれる。

特開平０７―２２６７２５号公報（図１３） 特開２００２−３５３８１３号公報（図１４） 特開平１０−３０３６６５号公報（図１５）

そこで本発明は、可変利得増幅器の利得決定に用いる、受信信号に含まれる雑音をより簡易にリアルタイムに求めることができる受信装置及びその利得制御方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明の受信装置は、外部からの制御信号にしたがって利得が変更可能な可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器から出力されたアナログ信号から成る受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記受信信号の振幅が所定のしきい値を超える振幅点の数を、所定の期間にてカウントする検出部と、
前記受信信号の種類に対応して予め求められた、前記しきい値を超える前記受信信号の振幅点の数と該受信信号のＳ／Ｎ比との関係を示す雑音指標情報を備え、該雑音指標情報を用いて前記検出部から出力されるカウント値に基づき前記受信信号のＳ／Ｎ比と一定の関係にある雑音割合を求め、該雑音割合から前記可変利得増幅器の利得を設定する制御部と、
前記Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換された受信信号を復調する復調器と、
を有する。

一方、本発明の利得制御方法は、外部からの制御信号にしたがって利得が変更可能な可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器から出力されたアナログ信号から成る受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換された受信信号を復調する復調器と、
を備えた受信装置における前記可変利得増幅器の利得を制御するための利得制御方法であって、
情報処理装置が、
前記受信信号の種類に対応して予め求められた、所定のしきい値を超える前記受信信号の振幅点の数と該受信信号のＳ／Ｎ比との関係を示す雑音指標情報をメモリに格納しておき、
前記受信信号の振幅が所定のしきい値を超える振幅点の数を、所定の期間にてカウントし、
前記カウントした結果であるカウント値に基づき、前記雑音指標情報を用いて、前記受信信号のＳ／Ｎ比と一定の関係にある雑音割合を求め、該雑音割合から前記可変利得増幅器の利得を設定する方法である。

図１は、ＯＦＤＭ信号の波形例を示す波形図である。 図２は、受信信号の振幅が所定のしきい値を超える振幅点の数と該受信信号のＳ／Ｎ比との関係を示すグラフである。 図３は、第１の実施の形態の受信装置の一構成例を示すブロック図である。 図４は、背景技術の受信装置における受信信号のＳ／Ｎ比に対するエラー率の関係を示すグラフである。 図５は、第１の実施の形態の受信装置における受信信号のＳ／Ｎ比に対するエラー率の関係を示すグラフである。 図６は、第１の実施の形態の受信装置の処理手順を示すフローチャートである。 図７は、信号受信途中で可変利得増幅器の利得を変化させたとき、信号振幅が変化する様子を示す波形図である。 図８は、第２の実施の形態の通信装置の一構成例を示すブロック図である。 図９は、図８に示した検出部の一実施例を示す回路図である。 図１０は、第３の実施の形態の通信装置の一構成例を示すブロック図である。 図１１は、第４の実施の形態の受信装置の一構成例を示すブロック図である。 図１２は、図１１に示した検出部の一構成例を示す回路図である。

次に本発明について図面を用いて説明する。
（第１の実施の形態）
本実施形態の受信装置では、Ａ／Ｄ変換器に対する入力信号の最大振幅を該Ａ／Ｄ変換器の最大許容入力よりも大きく設定すると共に、受信信号に含まれる雑緒に応じて、Ａ／Ｄ変換器の前段に設けられる可変利得増幅器の利得を設定する。Ａ／Ｄ変換器に対する入力信号の最大振幅を該Ａ／Ｄ変換器の最大許容入力よりも大きく設定することを、以下では「過剰増幅」と称す。

また、本実施形態では、以下の原理で可変利得増幅器の利得決定に用いる雑音を求める。

図２は、受信信号の振幅が所定のしきい値を超える振幅点の数（カウント値）と該受信信号のＳ／Ｎ比との関係を示すグラフである。

図２に示すように、本出願の発明者は、所定のしきい値を越える受信信号の振幅点の数と該受信信号のＳ／Ｎ比とには一定の関係があることを見出した。そこで、本実施形態の受信装置では、この振幅点の数とＳ／Ｎ比との関係をシミュレーション等により予め求めてメモリ等に保存しておき、振幅点の数の測定値から受信信号のＳ／Ｎ比を求め、該Ｓ／Ｎ比に応じて可変利得増幅器の利得を決定する。但し、図２に示した関係を用いて測定値（カウント値）から受信信号のＳ／Ｎ比を求める場合、測定値にはシミュレーションで想定していない条件や誤差等も含まれているため、求めた値が正確なＳ／Ｎ比を示しているとは言い難い。そこで、以下では、測定値（カウント値）から求めた値を「雑音割合」と称し、「Ｓ／Ｎ比」と区別して表記する。しかしながら、この雑音割合は、受信信号のＳ／Ｎ比と一定の関係にある値であり、該雑音割合に基づいて可変利得増幅器の利得を決定してもＢＥＲ等が大きく劣化することはない。本実施形態の受信装置では、この雑音割合を用いて、可変利得増幅器の利得を決定する。

なお、図２は、受信信号がＯＦＤＭ信号であるときの、所定のしきい値を超える振幅点の数（カウント値）とＳ／Ｎ比との関係をシミュレーションした結果を示している。受信信号が他の種類の信号（例えば、ＱＡＭ信号）である場合は、該受信信号の種類毎に同様の関係をシミュレーション等により求めて保存しておけばよい。上記所定のしきい値を超える振幅点の数とＳ／Ｎ比との関係を示す、受信装置内で保存する情報を、以下では「雑音指標情報」と称す。

図３は、第１の実施の形態の受信装置の一構成例を示すブロック図である。

図３に示すように、第１の実施の形態の受信装置は、可変利得増幅器２０１、利得調整部２０２、ピーク検出部２０３、制御部２０４、Ａ／Ｄ変換器２０５、検出部２０６及び復調部２０７を備えている。

可変利得増幅器２０１は、不図示のミキサから出力された、アナログ信号である受信信号（ベースバンド信号）を利得調整部２０３により設定された利得で増幅する。

Ａ／Ｄ変換器２０５は、可変利得増幅器２０１で増幅された受信信号をデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器２０５は、その分解能が固定でもよく、可変でもよいが、本実施形態では分解能が可変のＡ／Ｄ変換器２０５を用いる。分解能が可変のＡ／Ｄ変換器は、例えばP. Nicolas, V. Isabelle, H. Yann, “A Pixel Columun Level, Ultra Low Power, 9MSample/s Multi bit A/D Converter for Monolithic Active Pixel Sensors in High Energy physics”, MIXDES 2009, 16^th International Conference “Mixed design of Integrated Circuit and Systems”, pp. 597-602, June 25-27, 2009.に記載された技術を利用して実現すればよい。

ピーク検出部２０３は、可変利得増幅器２０１で増幅された受信信号の最大振幅値を検出する。

検出部２０６は、Ａ／Ｄ変換器２０５でデジタル信号に変換された受信信号と所定のしきい値とを比較し、該しきい値を超える受信信号の振幅点をカウントし、該カウント値（測定値）を制御部２０４に出力する。

制御部２０４は、上記雑音指標情報を備え、該雑音指標情報を用いて、検出部２０６から出力されるカウント値から上記雑音割合を求め、該雑音割合に基づいて可変利得増幅器２０１の利得を決定し、利得調整部２０３に可変利得増幅器２０１の利得を設定させるための制御信号を出力する。

利得調整部２０３は、ピーク検出部２０４で検出された受信信号の最大振幅値または制御部２０４から受信した制御信号にしたがって可変利得増幅器２０２の利得を設定する。

本実施形態の受信装置では、例えば所定の周期毎に上記雑音割合を検出し、該雑音割合に基づいて制御部２０４により可変利得増幅器２０１の利得を決定する。したがって、任意の通信装置から無線信号を受信開始した直後は、その受信信号の雑音割合を検出できないため、制御部２０４は雑音割合に基づいて可変利得増幅器２０１の利得を決定することができない。そのため、制御部２０４は、他の通信装置から無線信号を受信開始した直後の最初の周期では、ピーク検出部２０３で検出された最大振幅値とＡ／Ｄ変換器２０５の最大許容入力とが一致するように、利得調整部２０３に可変利得増幅器２０１の利得を設定させる。

復調部２０７は、Ａ／Ｄ変換器２０５でデジタル信号に変換された受信信号を復調し、該受信信号に含まれるユーザデータ等の受信情報を抽出する。

本実施形態の制御部２０４、検出部２０６及び復調部２０７は、例えばプログラムにしたがって所定の信号処理を実行するＣＰＵ、ＤＳＰ、メモリ、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、各種の論理回路等を含む情報処理装置によって実現できる。本実施形態の可変利得増幅器２０１、利得調整部２０２及びピーク検出部２０３は、周知のアナログ回路で実現すればよい。

なお、受信装置では、一般にＡ／Ｄ変換器２０５の前段にエリアジングを除去するためのローパスフィルタ等を備えている。しかしながら、エリアジング除去のための素子は、本発明の特徴に何等関係しないため、ここでは省略する。

図４は、受信信号の最大振幅値をＡ／Ｄ変換器２０５の最大許容入力に一致させたとき、すなわち背景技術の受信装置における受信信号のＳ／Ｎ比に対するエラー率（ＢＥＲ）の関係を示している。図５は、第１の実施の形態の受信信号における受信信号のＳ／Ｎ比に対するエラー率（ＢＥＲ）の関係を示している。なお、図４および図５では、Ａ／Ｄ変換器の分解能を２、３、４、８ビットに変化させたときのＢＥＲをそれぞれ示している。

図４及び図５を比べれば分かるように、本実施形態で示す手法を採用した受信装置におけるＢＥＲの低減効果は、Ａ／Ｄ変換器の分解能が２ビットのときに最も大きくなる。すなわち、本実施形態で示す手法は、低分解能のＡ／Ｄ変換器を用いる場合に適している。但し、Ａ／Ｄ変換器の分解能が高くても本実施形態が示す手法を適用すればＢＥＲを改善できる。

したがって、本実施形態の受信装置では、受信信号の雑音割合が小さいときにＡ／Ｄ変換器２０５の分解能を低下させる。一般に、低分解能のＡ／Ｄ変換器は、その消費電力が少なくて済む。したがって、受信信号の雑音割合が小さいときにＡ／Ｄ変換器２０５の分解能を低下させれば、該Ａ／Ｄ変換器２０５を含む受信装置全体の消費電力を低減できる。

図６は、第１の実施の形態の受信装置の処理手順を示すフローチャートである。なお、図６は図３に示した制御部２０５の処理手順のみ示している。

図６に示すように、任意の通信装置から無線信号の受信を開始すると、制御部２０４は、まずピーク検出部２０３で検出された受信信号の最大振幅値とＡ／Ｄ変換器２０５の最大許容入力とが一致するように、利得調整部２０２に可変利得増幅器２０１の利得を設定させる（ステップＳ１）。このとき、制御部２０４は、Ａ／Ｄ変換器２０５の分解能が可変であっても、Ａ／Ｄ変換器２０５には最大分解能（最大ビット）でＡ／Ｄ変換させる。

利得調整部２０２によって利得が設定された可変利得増幅器２０１は、入力された受信信号（ベースバンド信号）を該利得で増幅し、Ａ／Ｄ変換器２０５に出力する。Ａ／Ｄ変換器２０５は、アナログ信号である受信信号をデジタル信号に変換し、復調部２０７及び検出部２０６に出力する。検出部２０６は、予め設定された周期毎に、所定のしきい値を超える受信信号の振幅点の数をカウントし、該カウント値を制御部２０４に出力する。

制御部２０４は、Ｓ／Ｎ比と所定のしきい値を超える受信信号の振幅点の数（カウント値）の関係（図２参照）を示す上記雑音指標情報を用いて、検出部２０６から出力されたカウント値を基に受信信号の雑音割合を求める（ステップＳ２）。

次に、制御部２０４は、求めた雑音割合と予め設定した雑音基準値とを比較し、雑音割合が雑音基準値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ３）。求めた雑音割合が雑音基準値よりも大きい場合、制御部２０４は、可変利得増幅器２０１の利得のみを決定し、利得調整部２０２を介して可変利得増幅器２０１の利得を設定する（ステップＳ４）。また、求めた雑音割合が雑音基準値以下である場合、制御部２０４は、Ａ／Ｄ変換器２０５の分解能を低下させ、該雑音割合に基づいて可変利得増幅器２０１の利得を決定し、利得調整部２０２を介して可変利得増幅器２０１の利得を設定する（ステップＳ５）。なお、雑音基準値とは、受信信号の雑音割合が、Ａ／Ｄ変換器２０５の分解能を低下させても問題ない、十分に低いレベルであるか否かの判定に用いる値である。

雑音割合に基づいて可変利得増幅器２０１の利得を決定する方法としては、以下が考えられる。

本実施形態の制御部２０４は、基本的に、Ａ／Ｄ変換器２０５の入力信号の最大振幅が該Ａ／Ｄ変換器２０５の最大許容入力よりも大きく、かつ雑音割合が大きいほど可変利得増幅器２０１の利得が大きくなるように可変利得増幅器２０１の利得を設定する。

但し、可変利得増幅器２０１の利得は、過剰増幅によって図１に示した０〜Ｖｅの信号におけるＡ／Ｄ変換器２０５の分解能が増大した場合に向上する復調精度と、過剰増幅によって図１に示したＶｅ〜Ｖｍａｘの信号をＡ／Ｄ変換しない場合に発生する復調誤差との差が最も大きいとき、最適な値となる。このような関係は、例えばシミュレーションで求めることができる。

次に、制御部２０４は、変更後のＡ／Ｄ変換器２０５の分解能および可変利得増幅器２０１の利得に基づいて、上記カウント値の測定に用いるしきい値を変更し（ステップＳ６）、ステップＳ２の処理に戻ってステップＳ２〜Ｓ６の処理を繰り返す。

ここで、しきい値を変更するための方法としては以下が考えられる。

図２に示したように、カウント値はしきい値を変えることで変化するため、しきい値を変化させると雑音割合を求めるための感度も変化する。制御部２０４は、まず受信信号に含まれる雑音が小さくても該雑音を検出できるように検出部２０６で用いるしきい値を小さな値に設定する。その後、求めた雑音割合が大きければ、しきい値の値を大きくしてカウント値を低減させる。

ところで、本実施形態の受信装置では、予め設定した所定の周期、例えばＯＦＤＭ方式で規定された１フレーム毎に、検出部２０６から出力されるカウント値を取得し、制御部２０４により雑音割合を求めればよい。しかしながら、１フレームの信号受信途中であっても、例えば通信環境が変わることで雑音が増大した場合は、可変利得増幅器２０１の利得を変更することが好ましい。

図７は、信号受信途中で可変利得増幅器２０１の利得を変化させたときに信号振幅が変化する様子を示している。

例えば、１フレームの信号受信途中で可変利得増幅器２０１の利得を変化させた場合、受信装置全体の利得が変化するため、そのままでは復調部２０７で受信信号を正常に復調することができない。このような場合は、制御部２０４は復調部２０７に変更後の利得及びその設定タイミングを通知すればよい。

デジタル信号に変換された受信信号を復調する本実施形態の復調部２０７では、受信装置全体の利得の変化を知ることができれば、変更後の利得に応じた演算処理へ切り替えることは容易であり、処理負荷もほとんど変わることがない。過剰増幅の処理周期は、通信開始時の最初の処理周期を除けば、以降は雑音割合の変化に合わせて任意に設定すればよい。

本実施形態の受信装置によれば、所定のしきい値を超える受信信号の振幅点の数とＳ／Ｎ比との関係をシミュレーション等により予め求めてメモリ等に保存しておき、該振幅点の数の測定値から受信信号のＳ／Ｎ比と一定の関係にある雑音割合該雑音割合を用いて可変利得増幅器２０１の利得を設定するため、通信途中であっても可変利得増幅器２０１の利得決定に利用できる、受信信号に含まれる雑音をリアルタイムに求めることができる。また、雑音割合を用いて可変利得増幅器２０１の利得を設定することで、回路規模や処理負荷が増大することなく、簡易な構成で可変利得増幅器の２０１利得を決定できる。

さらに、本実施形態の受信装置では、受信信号の種類毎に上記雑音指標情報を備えていれば、ＯＦＤＭ信号に限らず、信号振幅が大きく変わる他の種類の受信信号であっても、上記と同様に雑音割合から可変利得増幅器の利得を決定することができる。
（第２の実施の形態）
図８は、第２の実施の形態の通信装置の一構成例を示すブロック図である。

図８に示すように、第２の実施の形態の通信装置は、検出部３０１が可変利得増幅器２０１から出力されたアナログ信号である受信信号を用いて雑音割合を検出する構成である。そのため、本実施形態の検出部３０１はアナログ回路で構成される。Ａ／Ｄ変換器３０２の分解能は、第１の実施の形態と同様に可変とする。

また、第２の実施の形態の制御部３０２は、検出部３０１がアナログ回路であるため、アナログ回路で構成してもよい。しかしながら、制御部３０２を第１の実施の形態と同様にＣＰＵ、ＤＳＰ、メモリ等を含む情報処理装置で実現する場合は、制御部３０２に検出部３０１の出力信号を取り込むためのＡ／Ｄ変換器を備える必要がある。その他の構成及び動作は第１の実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。

図９は、図８に示した検出部の一実施例を示す回路図である。

図９に示すように、検出部３０１は、振幅基準値生成部４０１、第１の比較器４０２、積分回路４０３、雑音基準値生成部４０４及び第２の比較器４０５を備えている。

振幅基準値生成部４０１は、振幅点のカウントに用いるしきい値電圧を生成する。

第１の比較器４０２は、振幅基準値生成部４０１で生成されたしきい値電圧と可変利得増幅器２０１の出力信号とを比較し、該しきい値電圧よりも大きい可変利得増幅器２０１の出力信号を出力する。

積分回路４０３は、第１の比較器４０２から出力された信号を積分（平滑化）して出力する。積分回路４０３の出力値が第１の実施の形態で示したしきい値電圧よりも大きい振幅点の数（カウント値）に相当する。積分回路４０３の出力信号は第２の比較器４０５及び制御部３０２に出力される。

雑音基準値生成部４０４は、受信信号の雑音割合が、Ａ／Ｄ変換器３０２の分解能を低下させても問題ない、十分に低いレベルであるか否かを判定するための雑音基準電圧を生成する。

第２の比較器４０５は、積分回路４０３から出力された積分電圧と雑音基準値生成部４０４で生成された雑音基準電圧とを比較し、その比較結果を制御部３０２へ出力する。

制御部３０２は、第１の実施の形態で示したカウント値に代わって、積分回路４０３から出力された積分電圧を用いて受信信号の雑音割合を求め、該雑音割合に基づいて可変利得増幅器２０１の利得を決定し、該決定した利得を指示する制御信号を利得調整部２０２へ出力する。また、制御部３０２は、積分回路４０３から出力された積分電圧が雑音基準電圧よりも小さいとき、Ａ／Ｄ変換器３０２の分解能を低下させる。

第２の実施の形態の通信装置によれば、検出部３０１をアナログ回路で構成しても、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
（第３の実施の形態）
図１０は、第３の実施の形態の通信装置の一構成例を示すブロック図である。

第３の実施の形態の通信装置は、分解能が固定のＡ／Ｄ変換器５０１を用いる例である。この場合、図１０に示すように、制御部５０３はＡ／Ｄ変換器５０１にその分解能の変更を指示する必要がない。その他の構成及び動作は第１の実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。

本実施形態の通信装置によれば、第１の実施の形態の通信装置と同様の効果が得られると共に、Ａ／Ｄ変換器５０１の分解能の変更処理が不要であるため、制御部５０３の処理負荷が軽減する。
（第４の実施の形態）
図１１は、第４の実施の形態の受信装置の一構成例を示すブロック図である。

第４の実施の形態の受信装置は、第２の実施の形態の受信装置と同様に、検出部６０１が可変利得増幅器２０１から出力されたアナログ信号である受信信号を用いて雑音割合を検出する構成である。また、第４の実施の形態の受信装置は、第３の実施の形態と同様に分解能が固定のＡ／Ｄ変換器５０１を用いる。そのため、第３の実施の形態と同様に、制御部６０３はＡ／Ｄ変換器５０１にその分解能の変更を指示する必要がない。

図１２は、図１１に示した検出部の一構成例を示す回路図である。

図１２に示すように、本実施形態の検出部６０１は、図９に示した第２の実施の形態の検出部３０１から雑音基準値生成部４０４及び第２の比較器４０５を除いた構成である。すなわち、本実施形態ではＡ／Ｄ変換器６０２の分解能が固定であるため、検出部６０１は積分回路４０３による積分電圧を制御部６０３に出力するだけでよい。

本実施形態の通信装置によれば、第１の実施の形態の通信装置と同様の効果が得られると共に、制御部６０３はＡ／Ｄ変換器６０１にその分解能の変更を指示する必要がないため、制御部６０３の処理負荷が軽減する。さらに、検出部６０１は積分回路４０３による積分電圧を制御部６０３に出力すればよく、検出部６０１を第２の実施の形態よりも簡易に構成できる。

以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細は本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更が可能である。

この出願は、２００９年１１月３０日に出願された特願２００９−２７１４９１号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (10)

1. 外部からの制御信号にしたがって利得が変更可能な可変利得増幅器と、
   前記可変利得増幅器から出力されたアナログ信号から成る受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
   前記受信信号の振幅が所定のしきい値を超える振幅点の数を、所定の期間にてカウントする検出部と、
   前記受信信号の種類に対応して予め求められた、前記しきい値を超える前記受信信号の振幅点の数と該受信信号のＳ／Ｎ比との関係を示す雑音指標情報を備え、該雑音指標情報を用いて前記検出部から出力されるカウント値に基づき前記受信信号のＳ／Ｎ比と一定の関係にある雑音割合を求め、該雑音割合から前記可変利得増幅器の利得を設定する制御部と、
   前記Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換された受信信号を復調する復調器と、
   を有する受信装置。
2. 前記制御部は、
   前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号の最大振幅が前記Ａ／Ｄ変換器の最大許容入力よりも大きく、前記雑音割合が大きいほど前記可変利得増幅器の利得が大きくなるように前記可変利得増幅器の利得を設定する請求項１記載の受信装置。
3. 前記Ａ／Ｄ変換器は、分解能が可変であり、
   前記制御部は、
   前記雑音割合が予め設定した基準値以下である場合、前記Ａ／Ｄ変換器の分解能を低下させる請求項１または２記載の受信装置。
4. 前記受信信号の最大振幅を検出するピーク検出部をさらに備え、
   前記制御部は、
   他の通信装置からの信号受信開始時は、前記ピーク検出部で検出された前記受信信号の最大振幅が前記Ａ／Ｄ変換器の最大許容入力と等しくなるように前記可変利得増幅器の利得を設定し、前記信号受信開始から所定の期間が経過した後は、前記雑音割合から前記可変利得増幅器の利得を設定する請求項１から３のいずれか１項記載の受信装置。
5. 前記制御部は、
   前記可変利得増幅器の利得及び該利得の設定タイミングを前記復調器へ通知する請求項１から４のいずれか１項記載の受信装置。
6. 外部からの制御信号にしたがって利得が変更可能な可変利得増幅器と、
   前記可変利得増幅器から出力されたアナログ信号から成る受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
   前記Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換された受信信号を復調する復調器と、
   を備えた受信装置における前記可変利得増幅器の利得を制御するための利得制御方法であって、
   情報処理装置が、
   前記受信信号の種類に対応して予め求められた、所定のしきい値を超える前記受信信号の振幅点の数と該受信信号のＳ／Ｎ比との関係を示す雑音指標情報をメモリに格納しておき、
   前記受信信号の振幅が所定のしきい値を超える振幅点の数を、所定の期間にてカウントし、
   前記カウントした結果であるカウント値に基づき、前記雑音指標情報を用いて、前記受信信号のＳ／Ｎ比と一定の関係にある雑音割合を求め、該雑音割合から前記可変利得増幅器の利得を設定する利得制御方法。
7. 前記情報処理装置が、
   前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号の最大振幅が前記Ａ／Ｄ変換器の最大許容入力よりも大きく、前記雑音割合が大きいほど前記可変利得増幅器の利得が大きくなるように前記可変利得増幅器の利得を設定する請求項６記載の利得制御方法。
8. 前記Ａ／Ｄ変換器の分解能が可変であるとき、
   前記情報処理装置が、
   前記雑音割合が予め設定した基準値以下である場合、前記Ａ／Ｄ変換器の分解能を低下させる請求項６または７記載の利得制御方法。
9. 前記情報処理装置が、
   他の通信装置からの信号受信開始時は、前記受信信号の最大振幅を検出し、該最大振幅が前記Ａ／Ｄ変換器の最大許容入力と等しくなるように前記可変利得増幅器の利得を設定し、
   前記信号受信開始から所定の期間が経過した後は、前記雑音割合から前記可変利得増幅器の利得を設定する請求項６から８のいずれか１項記載の利得制御方法。
10. 前記情報処理装置が、
    前記可変利得増幅器の利得及び該利得の設定タイミングを前記復調器へ通知する請求項６から９のいずれか１項記載の利得制御方法。

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