JP4818229B2

JP4818229B2 - チューナ回路及び受信装置

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Publication number: JP4818229B2
Application number: JP2007220655A
Authority: JP
Inventors: 卓也糀谷; 崇飯田; 敦史須山; 憲一佐藤
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2007-08-28
Filing date: 2007-08-28
Publication date: 2011-11-16
Anticipated expiration: 2027-08-28
Also published as: JP2009055387A

Description

本発明は、チューナ回路及びそれを有する受信装置に関し、特に、ＲＦ_ＡＧＣ閉ループ内にトラッキングフィルタを含むチューナ回路におけるＡＧＣ（Auto Gain Control）技術に関する。

近年、多相の位相変調方式（４−ＰＳＫ等）や多相の直交振幅変調方式（１６値ＱＡＭ等）を用いた、衛星デジタル放送、地上デジタル放送及びデジタルケーブルテレビ放送などが実用化されている。一般に、デジタル変調方式を用いた放送システム又は通信システムにおいては、伝送すべき情報によって搬送波の位相と振幅を変調させる。このため、受信装置側にて安定した復調性能を得るためには、受信信号の振幅が一定となるように制御した上で受信信号をデジタル復調部に入力する必要がある。

図９に、この種のシステムの受信装置に内蔵される、従来のチューナ回路の回路ブロック図を示す。図９のチューナ回路は、アンテナ１１１を介して地上デジタル放送による放送波を受信する。この放送波は、ＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式に従ったＯＦＤＭ信号である。

ＢＰＦ１１２は、受信したＯＦＤＭ信号の内の、所定の周波数帯域のＲＦ信号を抽出し、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３は、このＲＦ信号を増幅する。今、ＢＰＦ１１２によって、ＵＨＦ（Ultra High Frequency）帯の信号が抽出されるとする。トラッキングフィルタ１１４（以下、ＴＦ１１４と略記する）は、受信信号に対して更なる帯域制限を加え、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３の出力信号の中から所望チャンネルの信号成分を抽出する。

ミキサ１１５は、ダイレクトコンバージョン方式による直交検波を行う。即ち、ＴＦ１１５は、ＴＦ１１４の出力信号と局部発振器１１６から出力される局部発振信号とを混合することによりＴＦ１１４の出力信号に対する周波数変換を行い、これによってベースバンド帯の信号を生成する。局部発振器１１６は、ＰＬＬ回路１１７から与えられる同調電圧に応じた周波数を有する局部発振信号を出力する。

ミキサ１１５の出力信号は、アンプ１１８によって増幅された後、ＬＰＦ１１９にて高周波成分が除去される。ＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０は、ＬＰＦ１１９の出力信号を増幅して出力する。Ａ／Ｄ変換器１２１は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０の出力信号をデジタル信号に変換し、この変換によって得られたデジタル信号をデジタル復調部１２２に出力する。デジタル復調部１２２は、Ａ／Ｄ変換器１２１からのデジタル信号に対して復調処理を施し、これによってＴＳ（トランスポートストリーム）信号を生成して出力する。

ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３及びＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０の増幅率は可変となっている。ＲＦ_ＡＧＣ回路１２３及びＢＢ_ＡＧＣ回路１２４は、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３及びＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０の増幅率に対するＡＧＣ制御を行って、チューナ回路の受信性能の最適化を図る。ＲＦ_ＡＧＣ回路１２３は、ミキサ１１５の出力信号の信号レベルに応じてＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３の増幅率を制御するための制御電圧をＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３に出力し、ＢＢ_ＡＧＣ回路１２４は、デジタル復調部１２２への入力信号の信号レベルに応じてＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０の増幅率を制御するための制御電圧をＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０に出力する。

チューナ回路の受信信号におけるＵＨＦ帯の内、上記の所望チャンネルの成分を希望波（希望信号）と呼ぶ。チューナ回路の受信信号におけるＵＨＦ帯には、希望波以外のチャンネル成分が含まれるが、それを妨害波（妨害信号）と呼ぶ。

受信周波数帯域（今の例の場合、ＵＨＦ帯）内において、希望波以外に強電力の妨害波が存在していた場合を想定する（図４も参照）。希望波と妨害波を含む受信信号は、ＴＦ１１４に送られ、ＴＦ１１４によって妨害波が除去されて希望波のみを含む信号がミキサ１１５に出力される。故に、受信信号には希望波と妨害波が含まれているにも拘らず、ＲＦ_ＡＧＣ回路１２３は、希望波の信号レベルにのみ基づいてＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３の増幅率を設定する。しかし、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３の入力信号には希望波と妨害波が含まれており、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３は希望波だけでなく妨害波も同時に増幅してしまうため、強電力の妨害波が存在する時、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の出力飽和が発生してチューナ内部で相互変調歪みが発生してしまう。

この歪みが発生すると、正常な受信特性が得られず、結果としてデジタル通信におけるビット誤り率の低下を招く。この歪みは、後段回路によって排除することができないため、極力発生を阻止すべきである。

尚、下記特許文献１には、チューナ回路のＡＧＣ動作に関する技術が開示されている。但し、特許文献１のチューナ回路では、図９のチューナ回路と異なり、妨害波を除去するための段間フィルタ（図９のＴＦ１１４に対応）をＡＧＣ閉ループの外に設けている。従って、特許文献１に記載の技術は、図９のチューナ回路が抱える問題の解決手法を提供するものではない。

特開２００６−１４８７８３号公報

そこで本発明は、増幅手段の出力飽和の発生を抑制するチューナ回路及び受信装置を提供することを目的とする。

本発明に係るチューナ回路は、自身の制御端子に加えられた制御電圧に応じた増幅率にて、入力したＲＦ信号を増幅して出力する第１増幅手段と、前記第１増幅手段の出力信号に対して帯域制限を加えるトラッキングフィルタと、前記トラッキングフィルタの出力信号を周波数変換し、周波数変換後の信号を出力する周波数変換手段と、自身の制御端子に加えられた制御電圧に応じた増幅率にて、前記周波数変換手段の出力信号に基づく信号を増幅して出力する第２増幅手段と、前記周波数変換手段の出力信号の信号レベルに応じた第１電圧を出力する第１電圧出力手段及び前記第２増幅手段の出力信号の信号レベルに応じた第２電圧を出力する第２電圧出力手段を有し、前記第１電圧を前記第１増幅手段の制御端子に供給し且つ前記第２電圧を前記第２増幅手段の制御端子に供給することにより、前記第１及び第２増幅手段の各増幅率を制御する増幅率制御手段と、を備えたチューナ回路において、第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に直列にショットキーバリアダイオードを接続し、前記ショットキーバリアダイオードの一端を前記第１増幅手段の制御端子に接続する一方で、前記ショットキーバリアダイオードの他端を前記第２増幅手段の制御端子に接続したことを特徴とする。

前記ショットキーバリアダイオードを設けることにより、第１及び第２増幅手段に対する制御電圧を適切に配分することができる。この結果、第１増幅手段の出力飽和の発生を抑制することが可能となる。

具体的には例えば、当該チューナ回路は、アンテナの受信信号中の、所定の周波数帯域の信号を抽出するＲＦフィルタ手段を更に備え、前記第１増幅手段は、前記ＲＦフィルタ手段によって抽出された信号を前記ＲＦ信号として入力する。

また具体的には例えば、当該チューナ回路は、前記周波数変換手段の出力信号を増幅した信号に帯域制限を加えるフィルタ手段を更に備え、前記第２増幅手段は、前記フィルタ手段の出力信号を増幅して出力する。

本発明に係る受信装置は、アンテナと、上記のチューナ回路と、を備えた受信装置であって、前記アンテナの受信信号が前記チューナ回路に供給され、前記チューナ回路におけるＲＦ信号は、前記受信信号に基づく信号であることを特徴とする。

本発明によれば、増幅手段の出力飽和の発生を抑制可能なチューナ回路及び受信装置を提供することができる。

本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。

＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態について説明する。図１は、第１実施形態に係るチューナ回路１及び受信装置２の回路ブロック図である。チューナ回路１は、符号１２〜２５にて参照される各部位を含む。受信装置２は、チューナ回路１及びアンテナ１１を備える。尚、チューナ回路１に、更に、アンテナ１１が含まれていると考えても構わない。

チューナ回路１は、アンテナ１１を介して地上デジタル放送による放送波を受信する。この放送波は、ＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式に従って伝送されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ伝送方式は、１チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。図示されない送信機では、サブキャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号に応じてサブキャリアをＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの変調方式で変調し、その変調によって得られる信号に対して逆高速フーリエ変換（IFFT；Inverse Fast Fourier Transform）を施すことでＯＦＤＭ信号を生成する。ベースバンド信号は、伝送されるべき映像信号や音声信号を含む。生成されたＯＦＤＭ信号は、所定の搬送波帯域に周波数変換された後、送信機から送信される。

アンテナ１１を介して受信したＯＦＤＭ信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１２に送られる。ＢＰＦ１２は、受信したＯＦＤＭ信号に帯域制限を加えることによって、受信したＯＦＤＭ信号の内の、所定の周波数帯域の信号を抽出する。今、ＢＰＦ１２によって、ＵＨＦ（Ultra High Frequency）帯の信号が抽出されるとする。ＢＰＦ１２の入力信号はＢＰＦ１２による帯域制限前のＲＦ信号であり、ＢＰＦ１２の出力信号はＢＰＦ１２による帯域制限後のＲＦ信号である。

ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３は、ＢＰＦ１２から出力されるＲＦ信号を増幅して出力する。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３における増幅率は、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３に設けられた制御端子（不図示）への印加電圧値によって制御される。具体的には、その印加電圧値が増加するに従ってＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率が増大するように、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３は設計されている。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３は、所謂ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）として機能する。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３（及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０）に対するＡＧＣ（Auto Gain Control）動作については後述する。

ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３からの、増幅されたＲＦ信号はトラッキングフィルタ１４（以下、ＴＦ１４と略記する）に入力される。ＴＦ１４は、入力信号に対して、更なる帯域制限を加える。ＢＰＦ１２によってＲＦ信号のＵＨＦ帯が抽出されるが、ＴＦ１４によって、そのＵＨＦ帯中の所望チャンネルが抽出されることになる。図２に、ＢＰＦ１２によって抽出される帯域とＴＦ１４によって抽出される帯域との関係を示す。図２において、符号２００は、ＢＰＦ１２が抽出する帯域（ＵＨＦ帯）を示しており、符号２０１は、ＴＦ１４が抽出する帯域を示している。ＴＦ１４が抽出する帯域は、ＢＰＦ１２が抽出する帯域中の一部帯域である。尚、外部からチューナ回路１に与えられる選局チャンネル指令信号に従って上記の所望チャンネルは決定される。

ＴＦ１４によって抽出された信号は、ミキサ１５に出力される。ミキサ１５は、ＴＦ１４の出力信号と局部発振器１６から出力される局部発振信号とを混合することにより、ＴＦ１４の出力信号に対する周波数変換を行う。局部発振器１６は、ＰＬＬ回路１７から与えられる同調電圧に応じて発振周波数を変化させることができる可変周波数発振器である。従って、同調電圧に応じた周波数を有する局部発振信号がミキサ１５に与えられる。尚、ＰＬＬ回路１７は、例えば、デジタル復調部２２によって制御される。

チューナ回路１は、ダイレクトコンバージョン方式を採用し、ＲＦ信号を直接ベースバンド帯の信号に変換する。このため、ミキサ１５は、ＴＦ１４の出力信号に対して直交検波を行う。図３に、チューナ回路１内の、ミキサ１５の周辺の一部回路図を示す。ミキサ１５は、第１ミキサ１５ａ及び第２ミキサ１５ｂから形成され、局部発振器１６から出力される局部発振信号は、位相が互いに９０度異なる２つの信号からなる。第１ミキサ１５ａが局部発振信号を形成する一方の信号とＴＦ１４の出力信号とを周波数混合し、且つ、第２ミキサ１５ｂが局部発振信号を形成する他方の信号とＴＦ１４の出力信号とを周波数混合する。即ち、直交検波が行われ、ミキサ１５からは、互いに位相が９０度異なるベースバンド帯の２つの信号が出力される。但し、ミキサ１５の出力信号には、後段回路で除去されるべき不要な高周波成分も含まれている。この２つの信号は、Ｉ（In-Phase）信号とＱ（Quadrature-Phase）信号とから成る。Ｉ信号は第１ミキサ１５ａから出力され、Ｑ信号は第２ミキサ１５ｂから出力される。

ミキサ１５の後段に設けられた、アンプ１８、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１９、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０及びＡ／Ｄ変換器２１は、ミキサ１５から出力されるベースバンド帯の２つの信号の夫々に対して個別に必要な処理を行う。

ミキサ１５の出力信号は、アンプ１８によって増幅された後、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１９に送られる。ＬＰＦ１９は、増幅されたミキサ１５の出力信号に対して帯域制限を加えて、不要な所定の高周波成分を除去する。

ＬＰＦ１９の出力信号（即ち、ＬＰＦ１９による帯域制限後のＩ信号及びＱ信号）は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０に入力される。ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０は、ＬＰＦ１９の出力信号を増幅して出力する。ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０における増幅率は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０に設けられた制御端子（不図示）への印加電圧値によって制御される。具体的には、その印加電圧値が増加するに従ってＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の増幅率が増大するように、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０は設計されている。

Ａ／Ｄ変換器２１は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の出力信号（アナログの出力信号）をデジタル信号に変換し、この変換によって得られたデジタル信号をデジタル復調部２２に出力する。Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号は、ミキサ１５からのＩ信号に基づくデジタル信号と、ミキサ１５からのＱ信号に基づくデジタル信号と、から形成される。

デジタル復調部２２は、Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号から映像信号や音声信号を表す信号を復調する。デジタル復調部２２は、Ａ／Ｄ変換器２１から出力されたデジタル信号列に対して高速フーリエ変換（FFT；Fast Fourier Transform）を施すＦＦＴ処理部と、放送波の空間伝播時の伝送路特性を推定し、その推定結果に基づいて高速フーリエ変換後の信号の等化処理を行う等化処理部と、等化処理後の信号に対して誤り訂正処理を施す誤り訂正処理部と、を含む（全て不図示）。誤り訂正処理後の信号は、ＴＳ（トランスポートストリーム）信号に変換されて出力される。

このＴＳ信号は、地上デジタル放送によって伝達されるべき映像信号や音声信号をＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）の規格に従って符号化した信号である。ＴＳ信号は、ＭＰＥＧデコーダ（不図示）に送られてデコードされた後、表示装置やスピーカ（双方不図示）に送られ、映像として表示又は音声として出力される。受信装置２は、ＭＰＥＧデコーダ、表示装置及びスピーカをも含みうる。

チューナ回路１の受信信号におけるＵＨＦ帯の内、上記の所望チャンネルの成分を希望波と呼ぶ。チューナ回路１の受信信号におけるＵＨＦ帯には、希望波以外のチャンネル成分が含まれるが、それを妨害波と呼ぶ。希望波及び妨害波を夫々希望信号及び妨害信号と読み替えることもできる。希望波はＴＦ１４を通過するが、妨害波はＴＦ１４によって除去される。

図４に、ＢＰＦ１２への入力信号の波形例を示す。図４における波形２１０は、ＢＰＦ１２の入力信号中におけるＵＨＦ帯の信号波形を示している。ＵＨＦ帯は、互いに周波数の異なる複数のチャンネルにて分割され、今、ＵＨＦ帯の第１５チャンネルが希望波に相当するものとする。この場合、第１５チャンネル以外のチャンネルについての放送波は、妨害波となる。波形２１０は、ＵＨＦ帯の第２３及び２５チャンネルに強電力の妨害波が存在している場合を表している。

このような状況は、例えば、図５に示す如く、第１５チャンネルの放送波を送信する送信局のエリア２２１と第２３及び２５チャンネルの放送波を送信する送信局のエリア２２２の境界に受信装置２が位置し、エリア２２１がエリア２２２よりも広いような場合に生じうる。

チューナ回路１は、強電力の妨害波が存在している時においても、安定した受信を実現する。この安定した受信は、チューナ回路１における特異なＡＧＣ動作によって実現される。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０に対するＡＧＣ動作について説明する。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の各増幅率は、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３及びＢＢ_ＡＧＣ回路２４並びにショットキーダイオード２５によって、制御される。ＲＦ_ＡＧＣ回路２３の出力端子は、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子とショットキーダイオード２５のアノードに接続されており、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４の出力端子は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子とショットキーダイオード２５のカソードに接続されている。

ＲＦ_ＡＧＣ回路２３の入力端子には、ミキサ１５の出力信号が与えられる。ＲＦ_ＡＧＣ回路２３は、自身の入力端子に与えられた信号の信号レベル（信号強度）に応じた電圧を自身の出力端子から出力しようとする。

図３に示す如く、ミキサ１５の出力信号は第１ミキサ１５ａの出力信号と第２ミキサ１５ｂの出力信号とから形成されるが、第１ミキサ１５ａの出力信号と第２ミキサ１５ｂの出力信号の内の一方がＲＦ_ＡＧＣ回路２３の入力端子に与えられる。尚、第１ミキサ１５ａの出力信号と第２ミキサ１５ｂの出力信号の平均信号レベルに応じた電圧を、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３に出力させるようにしてもよい。

希望波の受信レベルが或る基準レベルよりも低いとき、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３は、その受信レベルが小さくなるに従ってより大きな電圧値を有する電圧を出力しようとする。これにより、希望波の受信レベルが小さくなるに従ってＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率は大きくされ、希望波の受信レベルが大きくなるに従ってＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率は小さくされる。

一方、希望波の受信レベルが基準レベル以上である時、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３は、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率が１となるような電圧を自身の出力端子から出力する。尚、希望波の受信レベルとは、チューナ回路１が受信した希望波の信号レベル（信号強度）を意味する。

ＢＢ_ＡＧＣ回路２４は、Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号の信号レベル（信号強度）に応じた電圧を自身の出力端子から出力し、これによってＡ／Ｄ変換器２１の出力信号の信号レベルを所望レベルに保とうとする。

Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号は、ミキサ１５からのＩ信号に基づくデジタル信号とミキサ１５からのＱ信号に基づくデジタル信号とから形成されるが、それらの２つのデジタル信号の内の一方がＢＢ_ＡＧＣ回路２４の入力端子に与えられる。従って、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４は、上記２つのデジタル信号の内の一方の信号レベルに応じた電圧を自身の出力端子から出力しようとする。尚、上記２つのデジタル信号の平均信号レベルに応じた電圧を、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４に出力させるようにしてもよい。また、Ａ／Ｄ変換器２１の入力信号と出力信号は信号表現形式が異なるだけであるので、Ａ／Ｄ変換器２１の入力信号の信号レベルに応じた電圧を、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４に出力させるようにしてもよい。

図６に示す如く、ショットキーバリアダイオード２５がないと仮定した場合において、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３の出力電圧値をＶ１とし、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４の出力電圧値をＶ２とする。図６は、チューナ回路１からショットキーバリアダイオード２５を除いたチューナ回路の回路ブロック図である。チューナ回路１からショットキーバリアダイオード２５を除いたチューナ回路は、例えば、図９のチューナ回路のような、既存の汎用チューナ回路と等価である。ＲＦ_ＡＧＣ回路２３及びＢＢ_ＡＧＣ回路２４は、ショットキーバリアダイオード２５が存在していないことを想定して設計されている。従って、仮に、図１のチューナ回路１からショットキーバリアダイオード２５を除去してＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子への印加電圧値を夫々Ｖ１及びＶ２としたならば、Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号の信号レベルは略一定に保たれるようになる。但し、この場合、妨害波により上述の相互変調歪みの影響が大きくなってしまう。

他方、ショットキーバリアダイオード２５を備えたチューナ回路１における、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子への印加電圧値及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子への印加電圧値を、それぞれ、Ｖ１'及びＶ２'とする。ショットキーバリアダイオード２５を設けることによって、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子への印加電圧値はＶ１からＶ１'に変化し、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子への印加電圧値はＶ２からＶ２'に変化することになる。

希望波の受信レベルが基準レベルよりも低い場合、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３は、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３における増幅率を増加させるべく自身の出力電圧を高めようとする。この場合、Ｖ１＞Ｖ２となる可能性が高まり、Ｖ１＞Ｖ２の時は、ショットキーバリアダイオード２５がオンとなる（但し、ショットキーバリアダイオード２５における電圧降下を無視）。そうすると、実際のＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子への印加電圧値Ｖ１'はＶ１よりも低くなり且つ実際のＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子への印加電圧値Ｖ２'はＶ２よりも高くなる。

Ｖ１からＶ１'への電圧低下は、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３の出力端子からショットキーバリアダイオード２５を介してＢＢ_ＡＧＣ回路２４の出力端子に流れる電流と、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３における出力抵抗と、によって生じる。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子とショットキーバリアダイオード２５のアノードとの接続点と、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３の出力端子と、の間に抵抗を直列に設け、この抵抗によって上記の電圧低下を得るようにしてもよい。

Ｖ２からＶ２'への電圧上昇は、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３の出力端子からショットキーバリアダイオード２５を介してＢＢ_ＡＧＣ回路２４の出力端子に流れる電流と、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４における出力抵抗と、によって生じる。ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子とショットキーバリアダイオード２５のカソードとの接続点と、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４の出力端子と、の間に抵抗を直列に設け、この抵抗によって上記の電圧上昇を得るようにしてもよい。

ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３への入力信号は希望波と妨害波を含んでいるため、希望波だけでなく妨害波も増幅してしまう。従って、図４に示すように強電力の妨害波が存在する時、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の出力飽和が発生してチューナ内部で相互変調歪みが発生するおそれがある。しかし、図１のチューナ回路１では、ショットキーバリアダイオード２５の存在によりＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子への印加電圧値がＶ１からＶ１'に低下せしめられるため、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の出力飽和が生じにくくなる。この代償として、チューナ回路１のＮＦ（雑音指数）特性の劣化が懸念されるが、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子への印加電圧値がＶ２からＶ２'へと上昇するため、チューナ回路全体での受信性能劣化は抑制される。即ち、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３における増幅率低下がＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の増幅率増加によって相殺されるため、ＮＦ特性の劣化は軽微となる。

他方、希望波の受信レベルが基準レベルと同等か或いはそれ以上の場合、Ｖ１＜Ｖ２となる可能性が高まる。Ｖ１＜Ｖ２の時は、ショットキーバリアダイオード２５がオフとなるため、Ｖ１＝Ｖ１'且つＶ２＝Ｖ２'である。この場合におけるチューナ回路１の動作は、ショットキーバリアダイオード２５が存在しない図６（又は図９）のチューナ回路のそれと同じとなり、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率は、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３のみによって制御されることとなる。このため、無駄にＮＦ特性を劣化させることもない。

図７（ａ）に、ショットキーバリアダイオード２５が存在しない場合、即ち、図６のチューナ回路におけるＡＧＣ特性を示し、図７（ｂ）に、ショットキーバリアダイオード２５が存在する場合、即ち、図１のチューナ回路１におけるＡＧＣ特性を示す。図７（ａ）及び（ｂ）において、横軸はＢＰＦ１２への希望波の入力電力を表し、縦軸はＡＧＣに関与する電圧を表す。希望波の入力電力は、希望波の受信レベルに比例する。図７（ａ）及び（ｂ）は、ＵＨＦ帯の第２３、２５及び３６チャンネルに、夫々、−２０［ｄＢｍ］の電力を有する妨害波が存在している場合を想定している。

図７（ａ）において、折れ線２５１は、印加電圧値Ｖ１の、希望波の入力電力依存性を示し、折れ線２５２は、印加電圧値Ｖ２の、希望波の入力電力依存性を示す。図７（ｂ）において、折れ線２６１は、印加電圧値Ｖ１'の、希望波の入力電力依存性を示し、折れ線２６２は、印加電圧値Ｖ２'の、希望波の入力電力依存性を示す。

ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３は、自身の制御端子への印加電圧値が、概ね１〜２．１［Ｖ］の範囲内にあるとき、その印加電圧値の増加に従って自身の増幅率を増加させるように形成されている。同様に、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０は、自身の制御端子への印加電圧値が、概ね１〜２［Ｖ］の範囲内にあるとき、その印加電圧値の増加に従って自身の増幅率を増加させるように形成されている。

図７（ａ）に示す如く、印加電圧値Ｖ１は、希望波の入力電力が減少するに従って増加し、希望波の入力電力が−５０［ｄＢｍ］にまで低下した時点で最大値（約２．１［Ｖ］）をとる。この最大値は、ショットキーバリアダイオード２５が存在しない場合にＲＦ_ＡＧＣ回路２３が出力しうる最大電圧値と合致し、この最大電圧値がＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子に印加されている時、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率は最大となる。

印加電圧値Ｖ２は、希望波の入力電力が−５０［ｄＢｍ］以上の時、１［Ｖ］近辺に保たれており、この時、図６のＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の増幅率は１に近い。希望波の入力電力が−５０［ｄＢｍ］より小さくなると、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３だけでは増幅が不足するため、図６のＢＢ_ＡＧＣ回路２４は出力電圧（即ち、Ｖ２）を増加させる。

図７（ｂ）に示す如く、印加電圧値Ｖ１'も希望波の入力電力の減少に従って増加するが、希望波の入力電力が−５０［ｄＢｍ］の時は、Ｖ１'は２［Ｖ］以下であり、希望波の入力電力が−７０［ｄＢｍ］にまで小さくなった時点でＶ１'は最大値（約２．１［Ｖ］）をとる。

印加電圧値Ｖ２'は、希望波の入力電力が−５０［ｄＢｍ］以上の時、その入力電力が減少するに従って１〜１．５［Ｖ］の範囲内で増加し、希望波の入力電力が−５０［ｄＢｍ］の時、Ｖ２'は約１．５［Ｖ］となる。

図７（ａ）及び（ｂ）から分かるように、或る希望波の入力電力に対して、Ｖ１＞Ｖ１’且つＶ２＜Ｖ２’となっていることが分かる。例えば、希望波の入力電力が−５０［ｄＢｍ］の時、Ｖ１、Ｖ１’、Ｖ２及びＶ２’は、夫々、約２．１、１．９５、１．０５及び１．５［Ｖ］となっている。

本実施形態の如く、チューナ回路を形成すれば、低コストで、強電力の妨害波の増幅によるＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の出力飽和を抑制でき、該出力飽和に起因する映像の乱れ等を抑制することが可能となる。また、既存のチューナ回路（図９に示すようなチューナ回路）に対してショットキーバリアダイオードを接続するだけで効果が得られるため、実用性及び汎用性が極めて高い。

＜＜第２実施形態＞＞
第１実施形態では、自身の制御端子への印加電圧値が増加するに従って自身の増幅率が増大するＲＦ_ＡＧＣアンプ及びＢＢ_ＡＧＣアンプを採用しているが、これと逆特性を有するＲＦ_ＡＧＣアンプ及びＢＢ_ＡＧＣアンプを採用することも可能である。これを、第２実施形態として説明する。第１実施形態について説明した事項は、矛盾なき限り、第２実施形態に対しても適用される。

図８は、第２実施形態に係るチューナ回路１ａ及び受信装置２ａの回路ブロック図である。受信装置２ａは、チューナ回路１ａ及びアンテナ１１を備える。チューナ回路１ａは、図１のチューナ回路１と基本的に同じであるが、チューナ回路１ａには、図１のチューナ回路１におけるＲＦ_ＡＧＣアンプ１３及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０並びにＲＦ_ＡＧＣ回路２３及びＢＢ_ＡＧＣ回路２４の代わりに、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３ａ及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０ａ並びにＲＦ_ＡＧＣ回路２３ａ及びＢＢ_ＡＧＣ回路２４ａが設けられている。更に、チューナ回路１ａにおけるショットキーダイオード２５の向きは、図１のチューナ回路１におけるそれと逆向きになっている。これ以外の点において、チューナ回路１と１ａは同様であるため、同様の部分の重複する説明を割愛する。

ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３ａは、ＢＰＦ１２から出力されるＲＦ信号を増幅して出力する。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３ａにおける増幅率は、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３ａに設けられた制御端子（不図示）への印加電圧値によって制御され、その印加電圧値が減少するに従ってＲＦ_ＡＧＣアンプ１３ａの増幅率が増大するように、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３ａは設計されている。チューナ回路１ａにおいて、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３ａの出力信号は、ＴＦ１４への入力信号となる。

ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０ａは、ＬＰＦ１９の出力信号を増幅して出力する。ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０ａにおける増幅率は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０ａに設けられた制御端子（不図示）への印加電圧値によって制御され、その印加電圧値が減少するに従ってＢＢ_ＡＧＣアンプ２０ａの増幅率が増大するように、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０ａは設計されている。チューナ回路１ａにおいて、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０ａの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器２１への入力信号となる。

ＲＦ_ＡＧＣ回路２３ａの出力端子は、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３ａの制御端子とショットキーダイオード２５のカソードに接続されており、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４ａの出力端子は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０ａの制御端子とショットキーダイオード２５のアノードに接続されている。

第１実施形態に係るチューナ回路１では、ミキサ１５の出力信号の信号レベルが減少した時、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率を増加させるべくＲＦ_ＡＧＣ回路２３の出力電圧が増加し、且つ、デジタル復調部２２への入力信号の信号レベルが減少した時、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の増幅率を増加させるべくＢＢ_ＡＧＣ回路２４の出力電圧が増加したが、第２実施形態では、これと逆方向の電圧制御が実施される。即ち、チューナ回路１ａでは、ミキサ１５の出力信号の信号レベルが減少した時、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３ａの増幅率を増加させるべくＲＦ_ＡＧＣ回路２３ａの出力電圧が減少し、且つ、デジタル復調部２２への入力信号の信号レベルが減少した時、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０ａの増幅率を増加させるべくＢＢ_ＡＧＣ回路２４ａの出力電圧が減少する。電圧の増減方向が逆となるだけで、基本的に、チューナ回路１及び１ａにおける同一名称部位間の機能は同じである。

ＲＦ_ＡＧＣ回路２３ａの出力電圧よりもＢＢ_ＡＧＣ回路２４ａの出力電圧の方が高いとき、ショットキーダイオード２５の存在により、それが存在していない時と比べて、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３ａの制御端子への印加電圧値は高くなる一方でＢＢ_ＡＧＣアンプ２０ａの制御端子への印加電圧値は低くなる。この結果、第１実施形態と同様の効果が得られる。

＜＜変形等＞＞
上述した説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１及び注釈２を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
本発明は、デジタル復調部に入力される受信信号の振幅調整が必要な任意のチューナ回路に適用可能であり、デジタル多値変調方式により変調された信号を受信するチューナ回路に広く適用可能である。

［注釈２］
図４に示すような、受信周波数帯域（上述の例において、ＵＨＦ帯）内に強電力の妨害波が存在するような状況は、移動体通信を行う場合又は移動体内において放送波を受信する場合に、特に顕著に現れる。このため、例えば、車両（不図示）に図１の受信装置２（又は図８の受信装置２ａ）を搭載して地上デジタル放送等を受信する場合に、本発明は特に有益である。

本発明の第１実施形態に係るチューナ回路及び受信装置の回路ブロック図である。図１のＢＰＦによって抽出される帯域とＴＦによって抽出される帯域との関係を示す図である。図１のチューナ回路内の、ミキサ周辺の一部回路図である。図１のＢＰＦへの入力信号の波形例を示す図である。図４のような信号波形が得られる状況を説明するための図である。図１のチューナ回路からショットキーバリアダイオードを除いたチューナ回路の回路ブロック図である。本発明の第１実施形態に係り、希望波の入力電力とＲＦ_ＡＧＣアンプ及びＢＢ_ＡＧＣアンプへの制御電圧値との関係を示す図である。本発明の第２実施形態に係るチューナ回路及び受信装置の回路ブロック図である。従来のチューナ回路の回路ブロック図である。

符号の説明

１、１ａチューナ回路
２、２ａ受信装置
１１アンテナ
１３、１３ａＲＦ_ＡＧＣアンプ
１４トラッキングフィルタ（ＴＦ）
１５ミキサ
２０、２０ａＢＢ_ＡＧＣアンプ
２３、２３ａＲＦ_ＡＧＣ回路
２４、２４ａＢＢ_ＡＧＣ回路
２５ショットキーバリアダイオード

Claims

自身の制御端子に加えられた制御電圧に応じた増幅率にて、入力したＲＦ信号を増幅して出力する第１増幅手段と、
前記第１増幅手段の出力信号に対して帯域制限を加えるトラッキングフィルタと、
前記トラッキングフィルタの出力信号を周波数変換し、周波数変換後の信号を出力する周波数変換手段と、
自身の制御端子に加えられた制御電圧に応じた増幅率にて、前記周波数変換手段の出力信号に基づく信号を増幅して出力する第２増幅手段と、
前記周波数変換手段の出力信号の信号レベルに応じた第１電圧を出力する第１電圧出力手段及び前記第２増幅手段の出力信号の信号レベルに応じた第２電圧を出力する第２電圧出力手段を有し、前記第１電圧を前記第１増幅手段の制御端子に供給し且つ前記第２電圧を前記第２増幅手段の制御端子に供給することにより、前記第１及び第２増幅手段の各増幅率を制御する増幅率制御手段と、
を備えたチューナ回路において、
第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に直列にショットキーバリアダイオードを接続し、前記ショットキーバリアダイオードの一端を前記第１増幅手段の制御端子に接続する一方で、前記ショットキーバリアダイオードの他端を前記第２増幅手段の制御端子に接続した
ことを特徴とするチューナ回路。
アンテナの受信信号中の、所定の周波数帯域の信号を抽出するＲＦフィルタ手段を更に備え、
前記第１増幅手段は、前記ＲＦフィルタ手段によって抽出された信号を前記ＲＦ信号として入力する
ことを特徴とする請求項１に記載のチューナ回路。
前記周波数変換手段の出力信号を増幅した信号に帯域制限を加えるフィルタ手段を更に備え、
前記第２増幅手段は、前記フィルタ手段の出力信号を増幅して出力する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のチューナ回路。
アンテナと、請求項１〜請求項３の何れかに記載のチューナ回路と、を備えた受信装置であって、
前記アンテナの受信信号が前記チューナ回路に供給され、
前記チューナ回路におけるＲＦ信号は、前記受信信号に基づく信号である
ことを特徴とする受信装置。