JP3522000B2 - マルチチャンネル受信機の自動利得制御装置 - Google Patents
マルチチャンネル受信機の自動利得制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はマルチチャンネル受信機
の自動利得制御装置（ＡＧＣ）に関し、特に小型化を実
現できる自動利得制御装置に関する。
の自動利得制御装置（ＡＧＣ）に関し、特に小型化を実
現できる自動利得制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来の受信機における自動利得制
御装置を示す図である。本図に示すように、受信機アン
テナ１からの受信信号が帯域フィルタ２を介して可変増
幅器３を通過する。可変増幅器３には混合器４が接続さ
れ、混合器４で局部発振器５からの信号と可変増幅器３
からの信号とが混合され中間周波、例えばＦＭ放送なら
１０．７ＭＨｚのものが形成される。そして中間周波の
信号は低域通過フィルタ６を通過して復調器７で復調処
理が行われる。受信機には自動利得制御装置８が設けら
れる。この自動利得制御装置８は低域通過フィルタ６の
中間周波の信号を整流するダイオード９と、この整流信
号を平滑して直流成分を形成する低域通フィルタ１０
と、基準電圧を出力する基準電圧形成部１２と、前記直
流成分と前記基準電圧との差分をとり、これを基に前記
可変増幅器の利得を制御する差動増幅器１１とを有す
る。
御装置を示す図である。本図に示すように、受信機アン
テナ１からの受信信号が帯域フィルタ２を介して可変増
幅器３を通過する。可変増幅器３には混合器４が接続さ
れ、混合器４で局部発振器５からの信号と可変増幅器３
からの信号とが混合され中間周波、例えばＦＭ放送なら
１０．７ＭＨｚのものが形成される。そして中間周波の
信号は低域通過フィルタ６を通過して復調器７で復調処
理が行われる。受信機には自動利得制御装置８が設けら
れる。この自動利得制御装置８は低域通過フィルタ６の
中間周波の信号を整流するダイオード９と、この整流信
号を平滑して直流成分を形成する低域通フィルタ１０
と、基準電圧を出力する基準電圧形成部１２と、前記直
流成分と前記基準電圧との差分をとり、これを基に前記
可変増幅器の利得を制御する差動増幅器１１とを有す
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記受
信機の自動利得制御装置をＯＦＤＭ（OrthogonalFreque
ncy Division Multiplex ）のようなマルチキャリア方
式の受信機に適用すると以下のような問題が生じる。ま
ず、ＯＦＤＭつき簡単に説明する。図９はＯＦＤＭの送
受信回路のブロック図である。ＯＦＤＭは送るべき情報
（シンボル）を複数の搬送波（サブキャリア）に分割し
て送信するものであり、本図に示すように、その送信回
路には、例えば１６値ＱＡＭ（Quadratureamplitude mo
dulation）信号である入力シンボル列が搬送波の数と同
じ並列度に変換する直並列変換回路２１と、直並列変換
回路２１に接続されディジタル変調を行う逆ＦＦＴ(Fas
t Fourier Transformation) ２２と、次に並直列変換し
てＤ／Ａ変換器(Digital to Analog Converter) を行う
回路２３と、回路２３に接続されベースバンド時系列を
出力する低域通過フィルタ２４と、その後所望のＲＦ搬
送波周波数に変換する混合器２５及び搬送波発振器２６
と、混合器２５に接続される帯域通過フィルタ２７とが
設けられる。被変調信号は伝送路２８を経由して帯域通
過フィルタ２９に入力する。受信回路には、送信回路と
の逆の処理を行うために、混合器３０、局部発振器３
１、Ａ／Ｄ変換（Analog to DigitalConversion)と直並
列変換を行う回路３２と、ＦＦＴ３３と、並直列変換回
路３４とが設けられ、受信シンボル列が求められる。
信機の自動利得制御装置をＯＦＤＭ（OrthogonalFreque
ncy Division Multiplex ）のようなマルチキャリア方
式の受信機に適用すると以下のような問題が生じる。ま
ず、ＯＦＤＭつき簡単に説明する。図９はＯＦＤＭの送
受信回路のブロック図である。ＯＦＤＭは送るべき情報
（シンボル）を複数の搬送波（サブキャリア）に分割し
て送信するものであり、本図に示すように、その送信回
路には、例えば１６値ＱＡＭ（Quadratureamplitude mo
dulation）信号である入力シンボル列が搬送波の数と同
じ並列度に変換する直並列変換回路２１と、直並列変換
回路２１に接続されディジタル変調を行う逆ＦＦＴ(Fas
t Fourier Transformation) ２２と、次に並直列変換し
てＤ／Ａ変換器(Digital to Analog Converter) を行う
回路２３と、回路２３に接続されベースバンド時系列を
出力する低域通過フィルタ２４と、その後所望のＲＦ搬
送波周波数に変換する混合器２５及び搬送波発振器２６
と、混合器２５に接続される帯域通過フィルタ２７とが
設けられる。被変調信号は伝送路２８を経由して帯域通
過フィルタ２９に入力する。受信回路には、送信回路と
の逆の処理を行うために、混合器３０、局部発振器３
１、Ａ／Ｄ変換（Analog to DigitalConversion)と直並
列変換を行う回路３２と、ＦＦＴ３３と、並直列変換回
路３４とが設けられ、受信シンボル列が求められる。
【０００４】図１０はＯＦＤＭの周波数スペクトラムを
示す図である。ＯＦＤＭは帯域幅当たりの伝送速度の向
上と、マルチパス干渉などの防止の両立をねらったディ
ジタル変調方式であり、図１０に示すように、数百もの
搬送波を使う多搬送波変調方式である。ＯＦＤＭでは各
搬送波は直交関係にあり、各搬送波の周波数成分が相互
に重なり合い、このため多くの搬送波を詰めることがで
き、周波数利用効率が高くなる。これらの各搬送波に直
並列変換した符号化データを割り当ててから、ディジタ
ル変調が行われる。搬送波を多くすれば、帯域幅当たり
の伝送速度を上げることができる。さらに、インタリー
ブや誤り訂正符号の効果が複数の搬送波に及ぶため誤り
訂正能力も向上する。各搬送波のディジタル変調は、逆
ＦＦＴ２２によって周波数領域から時間領域に変換する
ものであり、各搬送波のディジタル復調は、ＦＦＴ３３
によって時間領域から周波数領域に変換する。とろこ
で、このようなＯＦＤＭを用いたマルチチャンネル受信
機において、図８に示すような自動利得制御装置８で、
混合器３１で変換後のベースバンド時系列の信号を処理
しようとすると、このベースバンド時系列の信号は多数
の搬送波からなるので、まるで白色雑音のようになって
いる。かくして、別途自動利得制御装置には別途帯域制
限フィルタが必要となるという問題がある。このため、
受信機の小型化、低価格化の妨げとなる。
示す図である。ＯＦＤＭは帯域幅当たりの伝送速度の向
上と、マルチパス干渉などの防止の両立をねらったディ
ジタル変調方式であり、図１０に示すように、数百もの
搬送波を使う多搬送波変調方式である。ＯＦＤＭでは各
搬送波は直交関係にあり、各搬送波の周波数成分が相互
に重なり合い、このため多くの搬送波を詰めることがで
き、周波数利用効率が高くなる。これらの各搬送波に直
並列変換した符号化データを割り当ててから、ディジタ
ル変調が行われる。搬送波を多くすれば、帯域幅当たり
の伝送速度を上げることができる。さらに、インタリー
ブや誤り訂正符号の効果が複数の搬送波に及ぶため誤り
訂正能力も向上する。各搬送波のディジタル変調は、逆
ＦＦＴ２２によって周波数領域から時間領域に変換する
ものであり、各搬送波のディジタル復調は、ＦＦＴ３３
によって時間領域から周波数領域に変換する。とろこ
で、このようなＯＦＤＭを用いたマルチチャンネル受信
機において、図８に示すような自動利得制御装置８で、
混合器３１で変換後のベースバンド時系列の信号を処理
しようとすると、このベースバンド時系列の信号は多数
の搬送波からなるので、まるで白色雑音のようになって
いる。かくして、別途自動利得制御装置には別途帯域制
限フィルタが必要となるという問題がある。このため、
受信機の小型化、低価格化の妨げとなる。
【０００５】したがって、本願発明は、上記問題点に鑑
み、受信機の小型化、低廉化のために、帯域制御フィル
タが必要とされないマルチチャンネル受信機の自動利得
制御装置を提供することを目的とする。
み、受信機の小型化、低廉化のために、帯域制御フィル
タが必要とされないマルチチャンネル受信機の自動利得
制御装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、次の構成を有するマルチチャンネル受
信機の自動利得制御装置を提供する。受信信号に含まれ
る多数の搬送波をシンボル列にディジタル復調を行うマ
ルチチャンネル受信機の自動利得制御装置に、受信信号
レベルの強弱に対して利得を調整するための可変利得増
幅器が設けられる。パワー演算部はディジタル復調され
た前記搬送波のパワーを求めて、このパワーの大きさに
応じて前記可変利得増幅器の利得を制御する。
解決するために、次の構成を有するマルチチャンネル受
信機の自動利得制御装置を提供する。受信信号に含まれ
る多数の搬送波をシンボル列にディジタル復調を行うマ
ルチチャンネル受信機の自動利得制御装置に、受信信号
レベルの強弱に対して利得を調整するための可変利得増
幅器が設けられる。パワー演算部はディジタル復調され
た前記搬送波のパワーを求めて、このパワーの大きさに
応じて前記可変利得増幅器の利得を制御する。
【０００７】前記パワー演算部は、搬送波のパワーを求
めるのに、１つのシンボルの複数の搬送波のパワーを平
均してもよい。前記パワー演算部は、搬送波のパワーを
求めるのに、複数のシンボルの複数の搬送波のパワーを
平均してもよい。前記マルチチャンネル受信機に直交変
換変調信号を入力刷る場合には、Ｉチャンネル及びＱチ
ャンネルに２つの可変増幅器を設け、Ｉチャンネル及び
Ｑチャンネルの出力信号のレベルを基に２つの可変増幅
器の利得を制御してもよい。
めるのに、１つのシンボルの複数の搬送波のパワーを平
均してもよい。前記パワー演算部は、搬送波のパワーを
求めるのに、複数のシンボルの複数の搬送波のパワーを
平均してもよい。前記マルチチャンネル受信機に直交変
換変調信号を入力刷る場合には、Ｉチャンネル及びＱチ
ャンネルに２つの可変増幅器を設け、Ｉチャンネル及び
Ｑチャンネルの出力信号のレベルを基に２つの可変増幅
器の利得を制御してもよい。
【０００８】
【作用】本発明のマルチチャンネル受信機の自動利得制
御装置によれば、パワー演算部はディジタル復調された
前記搬送波のパワーを求めて、このパワーの大きさに応
じて前記可変利得増幅器の利得を制御することにより、
比較的簡単にしかも安価にＡＧＣの実現が可能になる。
御装置によれば、パワー演算部はディジタル復調された
前記搬送波のパワーを求めて、このパワーの大きさに応
じて前記可変利得増幅器の利得を制御することにより、
比較的簡単にしかも安価にＡＧＣの実現が可能になる。
【０００９】前記パワー演算部は、搬送波のパワーを求
めるのに、１つのシンボルの複数の搬送波のパワーを平
均することにより、単一の搬送波のみならず、複数の搬
送波のパワーの平均を用いてＡＧＣを行うことにより、
マルチパスに起因するフェージングがあって、１つのキ
ャリアが欠落しても、前述のようにパワー喪失とはなら
ないので、ＡＧＣの制御が可能になる。
めるのに、１つのシンボルの複数の搬送波のパワーを平
均することにより、単一の搬送波のみならず、複数の搬
送波のパワーの平均を用いてＡＧＣを行うことにより、
マルチパスに起因するフェージングがあって、１つのキ
ャリアが欠落しても、前述のようにパワー喪失とはなら
ないので、ＡＧＣの制御が可能になる。
【００１０】前記パワー演算部は、搬送波のパワーを求
めるのに、複数のシンボルの複数の搬送波のパワーを平
均することにより、マルチパスに起因するフェージング
があって、１つのシンボルなかの多くのキャリアが欠落
しても、パワー喪失とはならないので、ＡＧＣの制御が
可能になる。前記マルチチャンネル受信機に直交変換変
調信号を入力刷る場合には、Ｉチャンネル及びＱチャン
ネルに２つの可変増幅器を設け、Ｉチャンネル及びＱチ
ャンネルの出力信号のレベルを基に２つの可変増幅器の
利得を制御することにより、二つのＦＦＴによりディジ
タル復調する場合の直交変換の効率処理系の違いによる
レベル差を解消することで、復調精度を向上することが
可能になる。
めるのに、複数のシンボルの複数の搬送波のパワーを平
均することにより、マルチパスに起因するフェージング
があって、１つのシンボルなかの多くのキャリアが欠落
しても、パワー喪失とはならないので、ＡＧＣの制御が
可能になる。前記マルチチャンネル受信機に直交変換変
調信号を入力刷る場合には、Ｉチャンネル及びＱチャン
ネルに２つの可変増幅器を設け、Ｉチャンネル及びＱチ
ャンネルの出力信号のレベルを基に２つの可変増幅器の
利得を制御することにより、二つのＦＦＴによりディジ
タル復調する場合の直交変換の効率処理系の違いによる
レベル差を解消することで、復調精度を向上することが
可能になる。
【００１１】
【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の実施例に係るマルチチャンネ
ル受信機の自動利得制御装置を示す図である。本実施例
に係るマルチチャンネル受信機は、ＯＦＤＭ方式による
ものであり、例えば、１６値ＱＡＭのシンボルを複数の
搬送波に分割して送信された電波を受信するアンテナ４
１と、アンテナ４１に接続される帯域通過フィルタ４２
と、受信信号レベルの強弱に対して利得を調整するため
の可変利得増幅器４３と、受信信号と直交する側のＩチ
ャネルの混合器４４と、受信信号と同相側のＱチャンネ
ルの混合器４５と、ベースバンド時系列に変換するため
にＲＦ搬送波周数の信号を発生して、混合器４５に出力
する局部発振器４６と、該局部発振器４６の位相を９０
°移相して混合器２４に出力する９０°移相器４７と、
混合器４４及び４５に接続され不要周波数の信号を除去
する低域通過フィルタ４８及び４９と、Ｉチャンネル及
びＱチャンネルのレベルをバランスを調整する可変利得
増幅器５０及び５１と、可変増幅器５０及び５１にそれ
ぞれ接続されるＡ／Ｄ変換（Analog to Digital Conver
sion)してシンボル列が搬送波の数と同じ並列度に変換
する直並列変換を行う回路５２と及び５３と、直並列変
換回路５２及び５３のそれぞれに接続され時間領域から
周波数領域の変換によるディジタル復調を行うＦＦＴ５
４及び５５と、ＦＦＴ５４及び５５とにそれぞれ接続さ
れ、受信シンボルを出力するため並直列変換を行う回路
５６及び５７と、並直列変換回路５６及び５７にそれぞ
れ接続されシンボルを構成する符号のＩ軸及びＱ軸間の
識別を行うＩ軸識別部５８及びＱ軸識別部５９と、Ｉ軸
識別部５８及びＱ軸識別部５９で識別された符号を基に
データを形成する合成部６０とを具備する。
説明する。図１は本発明の実施例に係るマルチチャンネ
ル受信機の自動利得制御装置を示す図である。本実施例
に係るマルチチャンネル受信機は、ＯＦＤＭ方式による
ものであり、例えば、１６値ＱＡＭのシンボルを複数の
搬送波に分割して送信された電波を受信するアンテナ４
１と、アンテナ４１に接続される帯域通過フィルタ４２
と、受信信号レベルの強弱に対して利得を調整するため
の可変利得増幅器４３と、受信信号と直交する側のＩチ
ャネルの混合器４４と、受信信号と同相側のＱチャンネ
ルの混合器４５と、ベースバンド時系列に変換するため
にＲＦ搬送波周数の信号を発生して、混合器４５に出力
する局部発振器４６と、該局部発振器４６の位相を９０
°移相して混合器２４に出力する９０°移相器４７と、
混合器４４及び４５に接続され不要周波数の信号を除去
する低域通過フィルタ４８及び４９と、Ｉチャンネル及
びＱチャンネルのレベルをバランスを調整する可変利得
増幅器５０及び５１と、可変増幅器５０及び５１にそれ
ぞれ接続されるＡ／Ｄ変換（Analog to Digital Conver
sion)してシンボル列が搬送波の数と同じ並列度に変換
する直並列変換を行う回路５２と及び５３と、直並列変
換回路５２及び５３のそれぞれに接続され時間領域から
周波数領域の変換によるディジタル復調を行うＦＦＴ５
４及び５５と、ＦＦＴ５４及び５５とにそれぞれ接続さ
れ、受信シンボルを出力するため並直列変換を行う回路
５６及び５７と、並直列変換回路５６及び５７にそれぞ
れ接続されシンボルを構成する符号のＩ軸及びＱ軸間の
識別を行うＩ軸識別部５８及びＱ軸識別部５９と、Ｉ軸
識別部５８及びＱ軸識別部５９で識別された符号を基に
データを形成する合成部６０とを具備する。
【００１２】さらに、Ｉ軸識別部５８及びＱ軸識別部５
９からの出力信号Ｉ及びＱを入力して、シンボルのパワ
ーを演算してこの結果を基に可変利得増幅器４３の利得
を制御するパワー演算部６１が設けられる。また、Ｉ軸
識別部５８及びＱ軸識別部５９からの出力信号Ｉ及びＱ
を入力して、それぞれの出力信号レベルを比較してＩ軸
及びＱ軸のレベルのアンバランスを調整するために可変
増幅器５０及び５１の利得を制御するバランス調整部６
２が設けられる。
９からの出力信号Ｉ及びＱを入力して、シンボルのパワ
ーを演算してこの結果を基に可変利得増幅器４３の利得
を制御するパワー演算部６１が設けられる。また、Ｉ軸
識別部５８及びＱ軸識別部５９からの出力信号Ｉ及びＱ
を入力して、それぞれの出力信号レベルを比較してＩ軸
及びＱ軸のレベルのアンバランスを調整するために可変
増幅器５０及び５１の利得を制御するバランス調整部６
２が設けられる。
【００１３】図２は１６ＡＱＡＭの符号配置を示す図で
ある。本図に示すように、１６ＱＡＭ波の符号につい
て、受信信号の振幅は３通りあり、最大振幅をＡとする
と、その他に、５1/2Ａ／３、Ａ／３がある。図３は図
１のＦＦＴ５４、５５での処理を説明する図である。本
図に示すように、ＩチャンネルのＦＦＴ５４、Ｑチャン
ネルのＦＦＴ５５には、時間領域の信号が入力し、周波
数領域の信号を出力する。これらの出力信号では１のピ
ークは１の搬送波を示し、ピークの全体としてＩチャン
ネル側又はＱチャンネル側の１シンボルを示す。
ある。本図に示すように、１６ＱＡＭ波の符号につい
て、受信信号の振幅は３通りあり、最大振幅をＡとする
と、その他に、５1/2Ａ／３、Ａ／３がある。図３は図
１のＦＦＴ５４、５５での処理を説明する図である。本
図に示すように、ＩチャンネルのＦＦＴ５４、Ｑチャン
ネルのＦＦＴ５５には、時間領域の信号が入力し、周波
数領域の信号を出力する。これらの出力信号では１のピ
ークは１の搬送波を示し、ピークの全体としてＩチャン
ネル側又はＱチャンネル側の１シンボルを示す。
【００１４】図４は図１のパワー演算部６１による利得
制御を説明するフローチャートである。ステップＳ１に
おいて、以下の定数を設定する。すなわち、最大振幅時
と、これに対応するその他の振幅時とのパワーｃ1、ｃ
2、ｃ3を基準パワーとし設定する。
制御を説明するフローチャートである。ステップＳ１に
おいて、以下の定数を設定する。すなわち、最大振幅時
と、これに対応するその他の振幅時とのパワーｃ1、ｃ
2、ｃ3を基準パワーとし設定する。
【００１５】ここに、
ｃ1＝Ａ2、
ｃ2＝５Ａ／９、
ｃ3＝Ａ／９
ｃ0＜ｃ3
である。
【００１６】ステップＳ２において、以下のようにし
て、受信信号のパワーｚを演算する。 ｚ＝Ｉ2＋Ｑ2 ステップＳ３において、 ｃ1≧ｚ＞ｃ2 の成否を判断する。この判断が「ＹＥＳ」ならステップ
Ｓ２に進み、「ＮＯ」ならステップＳ４に進む。
て、受信信号のパワーｚを演算する。 ｚ＝Ｉ2＋Ｑ2 ステップＳ３において、 ｃ1≧ｚ＞ｃ2 の成否を判断する。この判断が「ＹＥＳ」ならステップ
Ｓ２に進み、「ＮＯ」ならステップＳ４に進む。
【００１７】ステップＳ４において、上記判断が成立す
る場合に、 Δ＝ｃ1−ｚ の演算を行う。ステップＳ５において、このΔを基に可
変利得増幅器４３の利得の制御を行い、リターン処理を
行う。
る場合に、 Δ＝ｃ1−ｚ の演算を行う。ステップＳ５において、このΔを基に可
変利得増幅器４３の利得の制御を行い、リターン処理を
行う。
【００１８】ステップＳ６において、ステップＳ１の判
断が不成立の場合には、 ｃ2≧ｚ＞ｃ3 の成否を判断する。この判断が「ＹＥＳ」ならステップ
Ｓ７に進み、「ＮＯ」ならステップＳ８に進む。ステッ
プＳ７において、上記判断が成立する場合に、 Δ＝ｃ2−ｚ の演算を行い、ステップＳ５に進み、このΔを基に可変
利得増幅器４３の利得の制御を行う。
断が不成立の場合には、 ｃ2≧ｚ＞ｃ3 の成否を判断する。この判断が「ＹＥＳ」ならステップ
Ｓ７に進み、「ＮＯ」ならステップＳ８に進む。ステッ
プＳ７において、上記判断が成立する場合に、 Δ＝ｃ2−ｚ の演算を行い、ステップＳ５に進み、このΔを基に可変
利得増幅器４３の利得の制御を行う。
【００１９】ステップＳ８において、ステップＳ６の判
断が不成立の場合には、 ｃ3≧ｚ＞ｃ0 の成否を判断する。この判断が「ＮＯ」ならリターン処
理に進む。ｚ≦ｃ0の場合は、マルチパスによりフェー
ジングが発生し、パワーが喪失のためＡＧＣを行わな
い。この判断が「ＹＥＳ」ならステップＳ９に進む。
断が不成立の場合には、 ｃ3≧ｚ＞ｃ0 の成否を判断する。この判断が「ＮＯ」ならリターン処
理に進む。ｚ≦ｃ0の場合は、マルチパスによりフェー
ジングが発生し、パワーが喪失のためＡＧＣを行わな
い。この判断が「ＹＥＳ」ならステップＳ９に進む。
【００２０】ステップＳ９において、上記判断が成立す
る場合に、 Δ＝ｃ3−ｚ の演算を行い、ステップＳ５に進み、このΔを基に可変
利得増幅器４３の利得の制御を行う。このようにして、
ＯＦＤＭのマルチチャンネル方式の受信機において、復
調時のＦＦＴ処理の結果を用いてパワーを演算してＡＧ
Ｃを行うことにより、比較的簡単にしかも安価にＡＧＣ
の実現が可能になる。
る場合に、 Δ＝ｃ3−ｚ の演算を行い、ステップＳ５に進み、このΔを基に可変
利得増幅器４３の利得の制御を行う。このようにして、
ＯＦＤＭのマルチチャンネル方式の受信機において、復
調時のＦＦＴ処理の結果を用いてパワーを演算してＡＧ
Ｃを行うことにより、比較的簡単にしかも安価にＡＧＣ
の実現が可能になる。
【００２１】図５はパワー演算部６１の処理の別の例を
説明する図である。パワー演算部６１は、図４のステッ
プＳ２のパワー演算において、１つのシンボルの第１の
キャリアのパワーｚ1、第２のキャリアのパワーｚ2、
…、第ｎのキャリアのパワーｚnを、以下のように、 ｚ1＝Ｉ1 2＋Ｑ1 2、 ｚ2＝Ｉ1 2＋Ｑ1 2、 … ｚn＝Ｉn 2＋Ｑn 2 求める。そして、以下のようにパワーの平均値ｚAをを
求める。
説明する図である。パワー演算部６１は、図４のステッ
プＳ２のパワー演算において、１つのシンボルの第１の
キャリアのパワーｚ1、第２のキャリアのパワーｚ2、
…、第ｎのキャリアのパワーｚnを、以下のように、 ｚ1＝Ｉ1 2＋Ｑ1 2、 ｚ2＝Ｉ1 2＋Ｑ1 2、 … ｚn＝Ｉn 2＋Ｑn 2 求める。そして、以下のようにパワーの平均値ｚAをを
求める。
【００２２】ＺA＝（ｚ1＋ｚ2＋…＋ｚn）／ｎ
このようにして、単一の搬送波のみならず、複数の搬送
波のパワーの平均を用いてＡＧＣを行うことにより、マ
ルチパスに起因するフェージングがあって、１つのキャ
リアが欠落しても、前述のようにパワー喪失とはならな
いので、ＡＧＣの制御が可能になる。
波のパワーの平均を用いてＡＧＣを行うことにより、マ
ルチパスに起因するフェージングがあって、１つのキャ
リアが欠落しても、前述のようにパワー喪失とはならな
いので、ＡＧＣの制御が可能になる。
【００２３】図６はパワー演算部６１の処理の他の例を
示す図である。パワー演算部６１は、図４のステップＳ
２のパワー演算において、複数のシンボルｎ、ｎ＋１、
…ｎ＋ｍから複数のキャリアを抽出して、前記と同様に
平均のパワーを求めるようにしてもよい。このように、
１のシンボルにおいてパワーを演算せず、複数のシンボ
ルで演算して、ＡＧＣを行うので、マルチパスに起因す
るフェージングがあって、１つシンボルなかの多くのキ
ャリアが欠落しても、パワー喪失とはならないので、Ａ
ＧＣの制御が可能になる。
示す図である。パワー演算部６１は、図４のステップＳ
２のパワー演算において、複数のシンボルｎ、ｎ＋１、
…ｎ＋ｍから複数のキャリアを抽出して、前記と同様に
平均のパワーを求めるようにしてもよい。このように、
１のシンボルにおいてパワーを演算せず、複数のシンボ
ルで演算して、ＡＧＣを行うので、マルチパスに起因す
るフェージングがあって、１つシンボルなかの多くのキ
ャリアが欠落しても、パワー喪失とはならないので、Ａ
ＧＣの制御が可能になる。
【００２４】図７は図１のバランス調整部６２の動作を
説明するフローチャートである。ステップＳ１１におい
て、Ｄ1、Ｄ2を設定する。直交復調において、Ｉチャン
ネル及びＱチャンネルの振幅には２通りあり、これら
は、図２を参照して、Ａ／２1/2とＡ／３・２1/2であ
る。ここに、 Ｄ1＝Ａ／２1/2、 Ｄ2＝Ａ／３・２1/2 である。
説明するフローチャートである。ステップＳ１１におい
て、Ｄ1、Ｄ2を設定する。直交復調において、Ｉチャン
ネル及びＱチャンネルの振幅には２通りあり、これら
は、図２を参照して、Ａ／２1/2とＡ／３・２1/2であ
る。ここに、 Ｄ1＝Ａ／２1/2、 Ｄ2＝Ａ／３・２1/2 である。
【００２５】ステップＳ１２において、
ｎ＝１
とする。ステップＳ１３において、
Δ1（ｎ）＝０
Δ2（ｎ）＝０
とする。
【００２６】ステップＳ１４において、
Ｄ1≧Ｉ≧Ｄ2、
Ｄ1≧Ｑ≧Ｄ2
の成否を判断する。この判断が「ＹＥＳ」ならステップ
Ｓ１５に進み、「ＮＯ」ならステップＳ１６に進む。こ
の判断では、Ｉ、Ｑが独立に判断される。
Ｓ１５に進み、「ＮＯ」ならステップＳ１６に進む。こ
の判断では、Ｉ、Ｑが独立に判断される。
【００２７】ステップＳ１５において、上記判断が成立
する場合、 Δ1（ｎ）＝Ｄ1−Ｉ、 Δ2（ｎ）＝Ｄ1−Ｑ の処理を行ってステップＳ１７に進む。ステップＳ１６
において、ステップＳ１４の判断が不成立の場合、 Δ1（ｎ）＝Ｄ2−Ｉ、 Δ2（ｎ）＝Ｄ2−Ｑ の処理を行って、ステップＳ１７に進む。
する場合、 Δ1（ｎ）＝Ｄ1−Ｉ、 Δ2（ｎ）＝Ｄ1−Ｑ の処理を行ってステップＳ１７に進む。ステップＳ１６
において、ステップＳ１４の判断が不成立の場合、 Δ1（ｎ）＝Ｄ2−Ｉ、 Δ2（ｎ）＝Ｄ2−Ｑ の処理を行って、ステップＳ１７に進む。
【００２８】ステップＳ１７において、
Δ1（ｎ）＝Δ1（ｎ−１）＋Δ1（ｎ）、
Δ2（ｎ）＝Δ2（ｎ−１）＋Δ2（ｎ）
の処理を行う。ステップＳ１８において、
ｎ＝ｎ0
の成否を判断する。この判断が「ＮＯ」なら、ステップ
Ｓ１９に進み、「ＹＥＳ」ならステップＳ２０に進む。
Ｓ１９に進み、「ＹＥＳ」ならステップＳ２０に進む。
【００２９】ステップＳ１９において、上記判断が不成
立の場合には、 ｎ＝ｎ＋１ としてステップＳ１４に戻り、以下の手続を所定回数ｎ
0繰り返す。ステップＳ２０において、ステップＳ１８
の判断が成立する場合に、 Δ1A＝Δ1（ｎ0）／ｎ0、 Δ2A＝Δ2（ｎ0）／ｎ0 の処理を行う。
立の場合には、 ｎ＝ｎ＋１ としてステップＳ１４に戻り、以下の手続を所定回数ｎ
0繰り返す。ステップＳ２０において、ステップＳ１８
の判断が成立する場合に、 Δ1A＝Δ1（ｎ0）／ｎ0、 Δ2A＝Δ2（ｎ0）／ｎ0 の処理を行う。
【００３０】ステップＳ２１において、Δ1A、Δ2Aを基
に、可変増幅器５０及び５１の利得を制御する。このよ
うにして、ＦＦＴ５４、５５によりディジタル復調する
場合の直交変換の効率処理系の違いによるレベル差を解
消することで、復調精度を向上することが可能になる。
に、可変増幅器５０及び５１の利得を制御する。このよ
うにして、ＦＦＴ５４、５５によりディジタル復調する
場合の直交変換の効率処理系の違いによるレベル差を解
消することで、復調精度を向上することが可能になる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、パ
ワー演算部はディジタル復調された搬送波のパワーを求
めて、このパワーの大きさに応じて可変利得増幅器の利
得を制御するので、比較的簡単にしかも安価にＡＧＣの
実現が可能になる。搬送波のパワーを求めるのに、１つ
のシンボルの複数の搬送波のパワーを平均することによ
り、単一の搬送波のみならず、複数の搬送波のパワーの
平均を用いてＡＧＣを行うので、マルチパスに起因する
フェージングがあって、１つのキャリアが欠落しても、
前述のようにパワー喪失とはならないので、ＡＧＣの制
御が可能になる。搬送波のパワーを求めるのに、複数の
シンボルの複数の搬送波のパワーを平均するので、マル
チパスに起因するフェージングがあって、１つのシンボ
ルなかの多くのキャリアが欠落しても、パワー喪失とは
ならないので、ＡＧＣの制御が可能になる。Ｉチャンネ
ル及びＱチャンネルの出力信号のレベルを基に２つの可
変増幅器の利得を制御するので、二つのＦＦＴによりデ
ィジタル復調する場合の直交変換の効率処理系の違いに
よるレベル差を解消することで、復調精度を向上するこ
とが可能になる。
ワー演算部はディジタル復調された搬送波のパワーを求
めて、このパワーの大きさに応じて可変利得増幅器の利
得を制御するので、比較的簡単にしかも安価にＡＧＣの
実現が可能になる。搬送波のパワーを求めるのに、１つ
のシンボルの複数の搬送波のパワーを平均することによ
り、単一の搬送波のみならず、複数の搬送波のパワーの
平均を用いてＡＧＣを行うので、マルチパスに起因する
フェージングがあって、１つのキャリアが欠落しても、
前述のようにパワー喪失とはならないので、ＡＧＣの制
御が可能になる。搬送波のパワーを求めるのに、複数の
シンボルの複数の搬送波のパワーを平均するので、マル
チパスに起因するフェージングがあって、１つのシンボ
ルなかの多くのキャリアが欠落しても、パワー喪失とは
ならないので、ＡＧＣの制御が可能になる。Ｉチャンネ
ル及びＱチャンネルの出力信号のレベルを基に２つの可
変増幅器の利得を制御するので、二つのＦＦＴによりデ
ィジタル復調する場合の直交変換の効率処理系の違いに
よるレベル差を解消することで、復調精度を向上するこ
とが可能になる。
【図１】本発明の実施例に係るマルチチャンネル受信機
の自動利得制御装置を示す図である。
の自動利得制御装置を示す図である。
【図２】１６ＡＱＡＭの符号配置を示す図である。
【図３】図１のＦＦＴ５４、５５での処理を説明する図
である。
である。
【図４】図１のパワー演算部６１による利得制御を説明
するフローチャートである。
するフローチャートである。
【図５】パワー演算部６１の処理の別の例を説明する図
である。
である。
【図６】パワー演算部６１の処理の他の例を示す図であ
る。
る。
【図７】図１のバランス調整部６２の動作を説明するフ
ローチャートである。
ローチャートである。
【図８】従来の受信機における自動利得制御装置を示す
図である。
図である。
【図９】ＯＦＤＭの送受信回路のブロック図である。
【図１０】ＯＦＤＭの周波数スペクトラムを示す図であ
る。
る。
４３…可変利得増幅器
５０、５１…可変増幅器
６１…パワー演算部
６２…バランス調整部
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平７−30513（ＪＰ，Ａ)
特開 昭58−204635（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−244754（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−251135（ＪＰ，Ａ)
Ｒａｕｌｔ， Ｊ．Ｃ．，Ｃａｓｔｅ
ｌａｉｎ， Ｄ． Ｌｅ Ｆｌｏｃｈ,
Ｂ．Ｌ．，Ｔｈｅ ｃｏｄｅｄ ｏｒ
ｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ
ｘｉｎｇ （ＣＯＦＤＭ） ｔｅｃｈｎ
ｉｑｕｅ， ａｎｄ ｉｔｓ ａｐｐｌ
ｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｄｉｇｉｔａｌ
ｒａｄｉｏ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎ
ｇ ｔｏｗａｒｄｓ ｍｏｂｉｌｅ ｒ
ｅｃｅｉｖｅｒｓ， Ｇｌｏｂａｌ Ｔ
ｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， 1989， ａｎ
ｄ Ｅｘｈｉｂｉｔｉｏｎ． ’Ｃｏｍ
ｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｔｅｃｈｎｏ
ｌｏｇｙ ｆｏｒ ｔｈｅ 1990ｓ ａ
ｎｄ Ｂｅｙｏｎｄ’． ＧＬＯＢＥＣ
ＯＭ’89．， ＩＥＥＥ， 1989年11月
30日，ｐ．428−432,
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03G 3/20
H04J 11/00
Claims (2)
- 【請求項１】 受信信号に含まれる多数の搬送波をシン
ボル列にディジタル復調を行うマルチチャンネル受信機
の自動利得制御装置において、 受信信号レベルの強弱に対して利得を調整するための可
変利得増幅器（４３）と、 ディジタル復調された前記搬送波のパワーを求めて、こ
のパワーの大きさに応じて前記可変利得増幅器（４３）
の利得を制御するパワー演算部（６１）とを備え、 前記パワー演算部（６１）は、搬送波のパワーを求める
のに、複数のシンボルから複数の搬送波を抽出してこれ
らのパワーを平均することを 特徴とするマルチチャンネ
ル受信機の自動利得制御装置。 - 【請求項２】 前記マルチチャンネル受信機に直交変換
変調信号を入力する場合には、Ｉチャンネル及びＱチャ
ンネルに可変増幅器（５０、５１）を設け、Ｉチャンネ
ル及びＱチャンネルの出力信号のレベルを基に可変増幅
器（５０、５１）の利得を制御することを特徴とする、
請求項１に記載のマルチチャンネル受信機の自動利得制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10955895A JP3522000B2 (ja) | 1995-05-08 | 1995-05-08 | マルチチャンネル受信機の自動利得制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10955895A JP3522000B2 (ja) | 1995-05-08 | 1995-05-08 | マルチチャンネル受信機の自動利得制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08307174A JPH08307174A (ja) | 1996-11-22 |
| JP3522000B2 true JP3522000B2 (ja) | 2004-04-26 |
Family
ID=14513286
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10955895A Expired - Fee Related JP3522000B2 (ja) | 1995-05-08 | 1995-05-08 | マルチチャンネル受信機の自動利得制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3522000B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6600911B1 (en) | 1998-09-30 | 2003-07-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Even harmonic direct-conversion receiver, and a transmitting and receiving apparatus using the same |
| JP4802763B2 (ja) * | 2006-02-28 | 2011-10-26 | カシオ計算機株式会社 | Ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号受信方法及び地上波デジタル放送受信装置 |
-
1995
- 1995-05-08 JP JP10955895A patent/JP3522000B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｒａｕｌｔ， Ｊ．Ｃ．，Ｃａｓｔｅｌａｉｎ， Ｄ． Ｌｅ Ｆｌｏｃｈ， Ｂ．Ｌ．，Ｔｈｅ ｃｏｄｅｄ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ （ＣＯＦＤＭ） ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ， ａｎｄ ｉｔｓ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｄｉｇｉｔａｌ ｒａｄｉｏ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｔｏｗａｒｄｓ ｍｏｂｉｌｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ， Ｇｌｏｂａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， １９８９， ａｎｄ Ｅｘｈｉｂｉｔｉｏｎ． ’Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｆｏｒ ｔｈｅ １９９０ｓ ａｎｄ Ｂｅｙｏｎｄ’． ＧＬＯＢＥＣＯＭ’８９．， ＩＥＥＥ， １９８９年１１月３０日，ｐ．４２８−４３２， |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08307174A (ja) | 1996-11-22 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20031127 |
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