JPH06224798A - 直接変換受信機における位相及び利得エラー制御方式 - Google Patents
直接変換受信機における位相及び利得エラー制御方式Info
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- JPH06224798A JPH06224798A JP4051087A JP5108792A JPH06224798A JP H06224798 A JPH06224798 A JP H06224798A JP 4051087 A JP4051087 A JP 4051087A JP 5108792 A JP5108792 A JP 5108792A JP H06224798 A JPH06224798 A JP H06224798A
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 直角位相で且つ位相角θの関数であるＩ，Ｑ
ベースバンド信号成分を運ぶ一対の信号チャネルを有す
る直接変換受信機における利得及び位相エラー検出制御
システムを提供する。 【構成】 本システム１００はｓｉｎ（２θ）及びｃｏ
ｓ（２θ）に対応するＩ′及びＱ′信号を発生して作動
する。次に、これらのＩ′及びＱ′信号は信号振幅に関
して正規化を行って濾波され１１０，１１１，その直流
成分に対応するＤＣＩ及びＤＣＱ信号が生成される。Ｄ
ＣＩ及びＤＣＱ信号はそれぞれ利得及び位相エラーと別
々に相関することが判っており、元のＩ及びＱベースバ
ンド信号成分を調整して両者間に存在するこのようなエ
ラーを修正するのに使用される。
ベースバンド信号成分を運ぶ一対の信号チャネルを有す
る直接変換受信機における利得及び位相エラー検出制御
システムを提供する。 【構成】 本システム１００はｓｉｎ（２θ）及びｃｏ
ｓ（２θ）に対応するＩ′及びＱ′信号を発生して作動
する。次に、これらのＩ′及びＱ′信号は信号振幅に関
して正規化を行って濾波され１１０，１１１，その直流
成分に対応するＤＣＩ及びＤＣＱ信号が生成される。Ｄ
ＣＩ及びＤＣＱ信号はそれぞれ利得及び位相エラーと別
々に相関することが判っており、元のＩ及びＱベースバ
ンド信号成分を調整して両者間に存在するこのようなエ
ラーを修正するのに使用される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はラジオ通信技術に関し、
より詳細には直接変換ラジオ受信機に関する。
より詳細には直接変換ラジオ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在、大慨のラジオ受信機は定周波数で
濾波及び増幅することができる一つ以上の中間周波数を
使用したスーパヘテロダイン方式である。スーパ再生及
び直接変換方式等のスーパヘテロダイン技術に替るもの
が常に存在していた。しかしながら、これらの方式には
重大な欠点があるためこの種のラジオ受信機は無線通信
において特殊用途へ限定されていた。
濾波及び増幅することができる一つ以上の中間周波数を
使用したスーパヘテロダイン方式である。スーパ再生及
び直接変換方式等のスーパヘテロダイン技術に替るもの
が常に存在していた。しかしながら、これらの方式には
重大な欠点があるためこの種のラジオ受信機は無線通信
において特殊用途へ限定されていた。
【０００３】スーパヘテロダイン方式は広範に採用され
てはいるが、直接変換技術は優れた性能を有しているこ
とが広く認識されていた。例えば、直接変換方式にはイ
メージリジェクションの問題はなくさらにスーパヘテロ
ダイン受信機においてひんぱんに干渉及び設計の困難さ
の原因となるクロスオーバスプリアス応答の影響もな
い。さらに、直接変換受信機はスーパヘテロダイン受信
機に使用される大型で高価なバンドパスフィルタに較べ
てオーディオ周波数で作動するローパスフィルタを特徴
とし、異なる周波数の多くの信号（マルチプル変換セッ
ト）ではなく一つの周波数の一つの注入信号しか必要と
せず、受信機部品の大部分がアクティブオーディオ及び
デジタル回路で構成されるためＶＬＳＩ化できる可能性
が高い。
てはいるが、直接変換技術は優れた性能を有しているこ
とが広く認識されていた。例えば、直接変換方式にはイ
メージリジェクションの問題はなくさらにスーパヘテロ
ダイン受信機においてひんぱんに干渉及び設計の困難さ
の原因となるクロスオーバスプリアス応答の影響もな
い。さらに、直接変換受信機はスーパヘテロダイン受信
機に使用される大型で高価なバンドパスフィルタに較べ
てオーディオ周波数で作動するローパスフィルタを特徴
とし、異なる周波数の多くの信号（マルチプル変換セッ
ト）ではなく一つの周波数の一つの注入信号しか必要と
せず、受信機部品の大部分がアクティブオーディオ及び
デジタル回路で構成されるためＶＬＳＩ化できる可能性
が高い。
【０００４】代表的なＩ／Ｑ直接変換受信機では、到来
するＲＦ通信信号は互いに同相で振幅の等しい一対の成
分へ分割される。次にこれらの成分は通信信号とほぼ等
しい周波数で互いに９０゜移相して別々の注入信号と混
合される。次にこれらの信号は別々の信号チャネル上で
オーディオ信号で別々に濾波且つ増幅される。混合工程
により形成されたＩ，Ｑ成分により信号は適切な信号処
理ユニットへ送られて簡便に復調される。
するＲＦ通信信号は互いに同相で振幅の等しい一対の成
分へ分割される。次にこれらの成分は通信信号とほぼ等
しい周波数で互いに９０゜移相して別々の注入信号と混
合される。次にこれらの信号は別々の信号チャネル上で
オーディオ信号で別々に濾波且つ増幅される。混合工程
により形成されたＩ，Ｑ成分により信号は適切な信号処
理ユニットへ送られて簡便に復調される。
【０００５】信号チャネル間で同じ利得及び正確な直角
位相を維持するのが困難で且つ温度、周波数及び他の動
作パラメータの変化による信号チャネル間の変動により
利得及び位相が不整合となって受信機出力に歪を生じる
点を除けば、この技術はうまく作動する。僅か０．２ｄ
Ｂの利得不整合及び僅か１°の位相不整合でも実際上３
０〜４０ｄＢ以下へ低減できない歪を生じそれは受信機
性能を著しく制限する離散トーンに対応する。
位相を維持するのが困難で且つ温度、周波数及び他の動
作パラメータの変化による信号チャネル間の変動により
利得及び位相が不整合となって受信機出力に歪を生じる
点を除けば、この技術はうまく作動する。僅か０．２ｄ
Ｂの利得不整合及び僅か１°の位相不整合でも実際上３
０〜４０ｄＢ以下へ低減できない歪を生じそれは受信機
性能を著しく制限する離散トーンに対応する。
【０００６】直接変換ラジオ受信機の研究者はひんぱん
にこの限界を認識し、直角位相信号チャネル間のエラー
を修正するためのさまさまなシステムが提案されてい
る。しかしながら、これらのシステムは一般的に単変調
型の信号処理に限定された特殊設計である。例えば、ワ
ーナー ライヒの“デジタル直角位相信号対修正回路”
には修正信号を形成する振幅、オフセット及び位相エラ
ーを引き出すエラー検出段を含む修正方式が記載されて
いる。しかしながらエラー検出は広帯域ＦＭ信号に限定
され、理想円と比較してエラーを決定することができる
“楕円軌跡”を形成することができる直角位相信号対を
特徴としている。ＡＭ信号では適切なエラー信号を引き
出すことができない不規則な形伏の軌路となる。
にこの限界を認識し、直角位相信号チャネル間のエラー
を修正するためのさまさまなシステムが提案されてい
る。しかしながら、これらのシステムは一般的に単変調
型の信号処理に限定された特殊設計である。例えば、ワ
ーナー ライヒの“デジタル直角位相信号対修正回路”
には修正信号を形成する振幅、オフセット及び位相エラ
ーを引き出すエラー検出段を含む修正方式が記載されて
いる。しかしながらエラー検出は広帯域ＦＭ信号に限定
され、理想円と比較してエラーを決定することができる
“楕円軌跡”を形成することができる直角位相信号対を
特徴としている。ＡＭ信号では適切なエラー信号を引き
出すことができない不規則な形伏の軌路となる。
【０００７】英国、オックスフォードにおける１９９０
年７月２４〜２６日、ラジオ受信機及び関連システムの
第５回国際会議議事進行に記載されたボリガー及びヴォ
ーレンワイダの論文“直接変換受信機の実験”にはＩ／
Ｑ直接変換受信機において信号チャネル間の利得及び位
相エラーを低減するための有用な方法が記載されてい
る。この方法により、Ｑ２−Ｉ２及び２ＩＱに等しい新
しい信号Ｉ′，Ｑ′が形成され、Ｉ，Ｑは元のベースバ
ンド成分を表わす。Ｑ２−Ｉ２及び２ＩＱを数学的に展
開すると、位相及び利得エラーは歪低減のために信号か
ら除去することができる直流項に主として存在すること
が判る。従って、Ｉ′，Ｑ′信号はハイパス濾波してそ
の直流成分が抑制され、利得及び位相エラーレベルが低
減される復調に直接使用する誘導信号が得られる。
年７月２４〜２６日、ラジオ受信機及び関連システムの
第５回国際会議議事進行に記載されたボリガー及びヴォ
ーレンワイダの論文“直接変換受信機の実験”にはＩ／
Ｑ直接変換受信機において信号チャネル間の利得及び位
相エラーを低減するための有用な方法が記載されてい
る。この方法により、Ｑ２−Ｉ２及び２ＩＱに等しい新
しい信号Ｉ′，Ｑ′が形成され、Ｉ，Ｑは元のベースバ
ンド成分を表わす。Ｑ２−Ｉ２及び２ＩＱを数学的に展
開すると、位相及び利得エラーは歪低減のために信号か
ら除去することができる直流項に主として存在すること
が判る。従って、Ｉ′，Ｑ′信号はハイパス濾波してそ
の直流成分が抑制され、利得及び位相エラーレベルが低
減される復調に直接使用する誘導信号が得られる。
【０００８】基木的な三角恒等式ｃｏｓ（２θ）＝ｃｏ
ｓ２（θ）−ｓｉｎ２（θ）及びｓｉｎ（２θ）＝２ｃ
ｏｓ（θ）ｓｉｎ（θ）を参照すれば、これらの信号を
形成する理由が容易に判る。信号Ｉ，Ｑは直角位相であ
るため、ｃｏｓ（θ），ｓｉｎ（θ）に対応するように
見える。従って、Ｑ２−Ｉ２及び２ＩＱは２Ｑに関連
し、それによりＩ′，Ｑ′信号に基いて元の位相角θを
決定することができる。
ｓ２（θ）−ｓｉｎ２（θ）及びｓｉｎ（２θ）＝２ｃ
ｏｓ（θ）ｓｉｎ（θ）を参照すれば、これらの信号を
形成する理由が容易に判る。信号Ｉ，Ｑは直角位相であ
るため、ｃｏｓ（θ），ｓｉｎ（θ）に対応するように
見える。従って、Ｑ２−Ｉ２及び２ＩＱは２Ｑに関連
し、それによりＩ′，Ｑ′信号に基いて元の位相角θを
決定することができる。
【０００９】信号チャネル間の利得及び位相エラーによ
る歪を低減するこの方法は非常に有用ではあるが、角変
調信号に限定され、振幅変調の場合は直流項は低周波交
流成分へ変換されて濾波抵抗となる。さらに、この方法
では位相及び利得エラーの実際レベルは検出されずこの
ようなエラーは連続ベースで完全且つ正確には修正され
ない。
る歪を低減するこの方法は非常に有用ではあるが、角変
調信号に限定され、振幅変調の場合は直流項は低周波交
流成分へ変換されて濾波抵抗となる。さらに、この方法
では位相及び利得エラーの実際レベルは検出されずこの
ようなエラーは連続ベースで完全且つ正確には修正され
ない。
【００１０】従って直角位相のＩ，Ｑベースバンド信号
成分を運ぶ一対の信号チャネルを有し、信号チャネル間
の利得及び位相エラーから生じる歪の無い優れた性能を
特徴とするＩ／Ｑ直接変換ラジオ受信機を提供すること
が本発明の目的である。
成分を運ぶ一対の信号チャネルを有し、信号チャネル間
の利得及び位相エラーから生じる歪の無い優れた性能を
特徴とするＩ／Ｑ直接変換ラジオ受信機を提供すること
が本発明の目的である。
【００１１】あらゆる種類の変調信号を処理するように
され受信機内の信号チャネル間の不整合による位相及び
利得エラーを自動的に検出し、直接的な信号処理アルゴ
リズムに従ってこのようなエラーを完全に修正するＩ／
Ｑ直接変換ラジオ受信機に使用するシステムを提供する
ことが本発明のもう一つの特徴である。
され受信機内の信号チャネル間の不整合による位相及び
利得エラーを自動的に検出し、直接的な信号処理アルゴ
リズムに従ってこのようなエラーを完全に修正するＩ／
Ｑ直接変換ラジオ受信機に使用するシステムを提供する
ことが本発明のもう一つの特徴である。
【００１２】特殊な校正信号を必要とせず、経済的な構
造で、性能が優れ実質的にＶＬＳＩ化することができる
Ｉ／Ｑ直接変換ラジオ受信機内の新しい位相及び利得エ
ラー制御方式を提供することが、本発明のもう一つの目
的である。
造で、性能が優れ実質的にＶＬＳＩ化することができる
Ｉ／Ｑ直接変換ラジオ受信機内の新しい位相及び利得エ
ラー制御方式を提供することが、本発明のもう一つの目
的である。
【００１３】本発明は直角位相のＩ，Ｑベースバンド信
号を運ぶようにされた一対の信号チャネルを有する直接
変換受信機内の信号チャネル間の不整合により生じる利
得及び位相エラーを制御するシステムからなっている。
本発明のシステムはＩ，Ｑベースバンド成分に基いて新
しいＩ′，Ｑ′信号を発生することにより作動する。
Ｉ′，Ｑ′信号はｃｏｓ（２θ），ｓｉｎ（２θ）に対
応するように形成され、θは元のＩ，Ｑ成分がその関数
となる位相角を表わす。次にＩ′，Ｑ′信号は信号振幅
に関して正規化され振幅の影響のないＩ″，Ｑ″信号が
生成される。次に、Ｉ″，Ｑ″信号を濾波してその直流
成分に対応するＤＣＩ，ＤＣＱ信号が得られる。Ｄ
ＣＩ，ＤＣＱ信号は受信機内の信号チャネル間に固有の
利得及び位相エラーと密接に相関することが判ってい
る。次に、ＤＣＩ，ＤＣＱ信号を元のＩ，Ｑベースバン
ド成分間の関係を調整するのに使用して信号チャネル間
の利得及び位相エラーを修正する。
号を運ぶようにされた一対の信号チャネルを有する直接
変換受信機内の信号チャネル間の不整合により生じる利
得及び位相エラーを制御するシステムからなっている。
本発明のシステムはＩ，Ｑベースバンド成分に基いて新
しいＩ′，Ｑ′信号を発生することにより作動する。
Ｉ′，Ｑ′信号はｃｏｓ（２θ），ｓｉｎ（２θ）に対
応するように形成され、θは元のＩ，Ｑ成分がその関数
となる位相角を表わす。次にＩ′，Ｑ′信号は信号振幅
に関して正規化され振幅の影響のないＩ″，Ｑ″信号が
生成される。次に、Ｉ″，Ｑ″信号を濾波してその直流
成分に対応するＤＣＩ，ＤＣＱ信号が得られる。Ｄ
ＣＩ，ＤＣＱ信号は受信機内の信号チャネル間に固有の
利得及び位相エラーと密接に相関することが判ってい
る。次に、ＤＣＩ，ＤＣＱ信号を元のＩ，Ｑベースバン
ド成分間の関係を調整するのに使用して信号チャネル間
の利得及び位相エラーを修正する。
【００１４】実施例において、本発明は発明を構成する
動作を実施するようにされた１組の信号処理ルーチンを
実行するように構成されたデジタル信号処理方式からな
っている。Ｉ′，Ｑ′信号はそれぞれｓｉｎ（２θ），
ｃｏｓ（２θ）に等しい２ＩＱ，Ｉ２−Ｑ２式に対応す
る信号を発生して形成される。次に、これらの信号は信
号の大きさを表わすＩ２＋Ｑ２式に対応する信号で除算
することにより正規化される。こうして得られた信号を
ローパス濾波して受信機内の利得及び位相エラーに相関
する直流成分ＤＣＩ，ＤＣＱを分離する。次に、Ｄ
ＣＩ，ＤＣＱ信号のレベルに基いて元のＱベースバンド
成分の振幅をＩベースバンド成分に対して調整して、利
得及び位相エラーに対するＩ及びＱ成分間の関係を修正
する。
動作を実施するようにされた１組の信号処理ルーチンを
実行するように構成されたデジタル信号処理方式からな
っている。Ｉ′，Ｑ′信号はそれぞれｓｉｎ（２θ），
ｃｏｓ（２θ）に等しい２ＩＱ，Ｉ２−Ｑ２式に対応す
る信号を発生して形成される。次に、これらの信号は信
号の大きさを表わすＩ２＋Ｑ２式に対応する信号で除算
することにより正規化される。こうして得られた信号を
ローパス濾波して受信機内の利得及び位相エラーに相関
する直流成分ＤＣＩ，ＤＣＱを分離する。次に、Ｄ
ＣＩ，ＤＣＱ信号のレベルに基いて元のＱベースバンド
成分の振幅をＩベースバンド成分に対して調整して、利
得及び位相エラーに対するＩ及びＱ成分間の関係を修正
する。
【００１５】
【実施例】図１を参照として、直接変換ラジオ受信機１
０は直角位相（すなわち、９０°位相）のベースバンド
信号成分Ｉ及びＱを処理する２つのベースバンドチャネ
ル１５，２５を有している。受信機１０は信号チャネル
間のハードウェア不整合により生じる位相及び利得エラ
ーを制御する修正ユニット３０を含んでいる。ラジオ受
信機１０の構造及び動作を検討すると、アンテナ１１に
よりピックアップされた無線周波（“ＲＦ”）通信信号
は限定量のＲＦ利得を与えるプリアンプ１２へ送られ
る。プリアンプ１２の出力はスプリッタ１４へ通されて
振幅の等しい同相ＲＦ成分へ分割され次にミキサ１６，
１８へ送られる。シンセサイザ２０がラジオ受信機１０
により受信且つ処理される特定通信信号とほぼ同じ周波
数の注入信号を発生する。シンセサイザ２０からの注入
信号は移相網２２へ送られて振幅が等しい直角位相成分
へ分割され、次にミキサ１６，１８へ送られる。
０は直角位相（すなわち、９０°位相）のベースバンド
信号成分Ｉ及びＱを処理する２つのベースバンドチャネ
ル１５，２５を有している。受信機１０は信号チャネル
間のハードウェア不整合により生じる位相及び利得エラ
ーを制御する修正ユニット３０を含んでいる。ラジオ受
信機１０の構造及び動作を検討すると、アンテナ１１に
よりピックアップされた無線周波（“ＲＦ”）通信信号
は限定量のＲＦ利得を与えるプリアンプ１２へ送られ
る。プリアンプ１２の出力はスプリッタ１４へ通されて
振幅の等しい同相ＲＦ成分へ分割され次にミキサ１６，
１８へ送られる。シンセサイザ２０がラジオ受信機１０
により受信且つ処理される特定通信信号とほぼ同じ周波
数の注入信号を発生する。シンセサイザ２０からの注入
信号は移相網２２へ送られて振幅が等しい直角位相成分
へ分割され、次にミキサ１６，１８へ送られる。
【００１６】ミキサ１６，１８は移相器２２からの信号
とスプリッタ１４からのＲＦ信号の相互作用によりＩ及
びＱベースバンド成分を発生する。ベースバンド信号チ
ャネル１５，２５は受信機１０へ選択度を与える別々の
ローパスフィルタ網２２，２４及び受信機１０の主利得
源である別々のベースバンドアンプ網２６，２８を含ん
でいる。フィルタ網２２，２４で濾波されアンプ網２
６，２８で増幅された後、ベースバンド信号成分Ｉ，Ｑ
はアナログ／デジタルコンバータ２１，２３へ送られ
る。アナログ／デジタルコンバータ２１，２３はＩ，Ｑ
ベースバンド成分をアナログからデジタル変換する。
とスプリッタ１４からのＲＦ信号の相互作用によりＩ及
びＱベースバンド成分を発生する。ベースバンド信号チ
ャネル１５，２５は受信機１０へ選択度を与える別々の
ローパスフィルタ網２２，２４及び受信機１０の主利得
源である別々のベースバンドアンプ網２６，２８を含ん
でいる。フィルタ網２２，２４で濾波されアンプ網２
６，２８で増幅された後、ベースバンド信号成分Ｉ，Ｑ
はアナログ／デジタルコンバータ２１，２３へ送られ
る。アナログ／デジタルコンバータ２１，２３はＩ，Ｑ
ベースバンド成分をアナログからデジタル変換する。
【００１７】デジタル化されたＩ，Ｑベースバンド成分
信号は修正ユニット３０へ送られる。修正ユニット３０
は信号チャネル間の任意の位相及び利得エラーを検出す
るためにデジタルＩ，Ｑ信号を処理して、Ｉ，Ｑベース
バンド成分間の関係を調整しこのようなエラーを修正す
る。修正されたＩ，ＱＣベースバンド信号成分はこれら
の信号により運ばれる情報を抽出して対応するオーディ
オ出力を与える復調器３２へ送られる。
信号は修正ユニット３０へ送られる。修正ユニット３０
は信号チャネル間の任意の位相及び利得エラーを検出す
るためにデジタルＩ，Ｑ信号を処理して、Ｉ，Ｑベース
バンド成分間の関係を調整しこのようなエラーを修正す
る。修正されたＩ，ＱＣベースバンド信号成分はこれら
の信号により運ばれる情報を抽出して対応するオーディ
オ出力を与える復調器３２へ送られる。
【００１８】次に、本発明のシステムが利得及び位相エ
ラーを検出して修正するように機能させる基本動作から
なる４つのステップ５０，５２，５４，５６を図２に示
す。ステップ５０において、それぞれＩ２−Ｑ２，２Ｉ
Ｑ式に対応する信号を形成することにより２θの関数で
ある信号Ｉ′，Ｑ′が発生される。次にＩ′，Ｑ′信号
は信号振幅を表わすＩ２＋Ｑ２式に対応する信号で除す
ことによりステップ５２へ続く信号に対して正規化され
る。正規化後、信号はその直流成分に対応する信号ＤＣ
Ｉ，ＤＣＱを発生するためにステップ５４においてロー
パス濾波される。信号ＤＣＩ，ＤＣＱのレベルはＩ，Ｑ
ベースバンド信号成分を運ぶ信号チャネル間の不整合に
より生じる受信機内の利得及び位相エラーと相関するこ
とが判った。従って、ステップ５６において信号Ｄ
ＣＩ，ＤＣＱのレベルは元のＩ（基準）成分に対して元
のＱ成分を調整して両成分が実質的に利得が等しく９０
゜利相するようにするのに使用される。
ラーを検出して修正するように機能させる基本動作から
なる４つのステップ５０，５２，５４，５６を図２に示
す。ステップ５０において、それぞれＩ２−Ｑ２，２Ｉ
Ｑ式に対応する信号を形成することにより２θの関数で
ある信号Ｉ′，Ｑ′が発生される。次にＩ′，Ｑ′信号
は信号振幅を表わすＩ２＋Ｑ２式に対応する信号で除す
ことによりステップ５２へ続く信号に対して正規化され
る。正規化後、信号はその直流成分に対応する信号ＤＣ
Ｉ，ＤＣＱを発生するためにステップ５４においてロー
パス濾波される。信号ＤＣＩ，ＤＣＱのレベルはＩ，Ｑ
ベースバンド信号成分を運ぶ信号チャネル間の不整合に
より生じる受信機内の利得及び位相エラーと相関するこ
とが判った。従って、ステップ５６において信号Ｄ
ＣＩ，ＤＣＱのレベルは元のＩ（基準）成分に対して元
のＱ成分を調整して両成分が実質的に利得が等しく９０
゜利相するようにするのに使用される。
【００１９】利得及び位相エラーは信号チャネル間の相
対エラーであることをお判り願いたい。Ｉチャネルを基
準とすると、利得エラーはＩチャネルに対するＱチャネ
ルの振幅変動に等しく位相エラーはＩチャネルに対する
Ｑチャネルの直角位相からの変動に等しい。
対エラーであることをお判り願いたい。Ｉチャネルを基
準とすると、利得エラーはＩチャネルに対するＱチャネ
ルの振幅変動に等しく位相エラーはＩチャネルに対する
Ｑチャネルの直角位相からの変動に等しい。
【００２０】背景検討のために、通信信号は単位振幅で
位相θであるものとすれば、そのＩ，Ｑベースバンド信
号成分はそれぞれｃｏｓ（θ），ｓｉｎ（θ）として定
義できる。位相角θは（Ｉ）式に示すようにａｒｃｔａ
ｎＱ／Ｉを計算してＩ，Ｑ成分から決定することができ
る。
位相θであるものとすれば、そのＩ，Ｑベースバンド信
号成分はそれぞれｃｏｓ（θ），ｓｉｎ（θ）として定
義できる。位相角θは（Ｉ）式に示すようにａｒｃｔａ
ｎＱ／Ｉを計算してＩ，Ｑ成分から決定することができ
る。
【００２１】
【数１】
【００２２】三角関数ｃｏｓ（２θ），ｓｉｎ（２θ）
は共通三角恒等式及びＩ，Ｑにより（２）及び（３）式
で表わすことができる。
は共通三角恒等式及びＩ，Ｑにより（２）及び（３）式
で表わすことができる。
【００２３】
【数２】 （２） ｃｏｓ（２θ）＝ｃｏｓ２（θ）−ｓｉｎ２（θ）＝Ｉ２−Ｑ２
【数３】 （３） ｓｉｎ（２θ）＝２ｃｏｓ（θ）ｓｉｎ（θ）＝２ＩＱ
【００２４】（Ｑ２−Ｉ２は得られる項の符号を適切に
調整すれば関数的にＩ２−Ｑ２に等しいことをお判り願
いたい。）
調整すれば関数的にＩ２−Ｑ２に等しいことをお判り願
いたい。）
【００２５】これらの恒等式により、（４），（５）式
に示すようにθではなく２θの関数としてＩ，Ｑの相似
型を展開できるようになる。
に示すようにθではなく２θの関数としてＩ，Ｑの相似
型を展開できるようになる。
【００２６】
【数４】（４） Ｉ′＝Ｉ２−Ｑ２
【数５】（５） Ｑ′＝２ＩＱ
【００２７】前に仮定したように、Ｑ，Ｉが単位振幅の
信号を表わさない場合には、Ｉ′，Ｑ′は信号振幅の二
乗に比例する。信号の大きさは（６）式に示す公知の関
係によりその直角位相成分から決定することができる。
信号を表わさない場合には、Ｉ′，Ｑ′は信号振幅の二
乗に比例する。信号の大きさは（６）式に示す公知の関
係によりその直角位相成分から決定することができる。
【００２８】
【数６】 （６） ｍａｇｎｉｔｕｄｅ＝（Ｉ２＋Ｑ２）１／２
【００２９】従って、（７），（８）式で定義される新
しいＩ″，Ｑ″信号を得るために信号の大きさの二乗で
除すことにより、Ｉ′，Ｑ′は（振幅変調を含む）信号
振幅に無関係となるように正規化することができる。
しいＩ″，Ｑ″信号を得るために信号の大きさの二乗で
除すことにより、Ｉ′，Ｑ′は（振幅変調を含む）信号
振幅に無関係となるように正規化することができる。
【００３０】
【数７】
【数８】
【００３１】利得及び位相エラーが存在する場合には
Ｉ″，Ｑ″は平均直流レベルとなり、Ｉ″の直流成分レ
ベルは利得エラーに密接に相関しＱ″の直流成分は位相
エラーに密接に相関することが判っている。
Ｉ″，Ｑ″は平均直流レベルとなり、Ｉ″の直流成分レ
ベルは利得エラーに密接に相関しＱ″の直流成分は位相
エラーに密接に相関することが判っている。
【００３２】Ｑベースバンド成分は（９）式に示すよう
に利得エラーｇ及び位相エラーｐで表わすことができ
る。
に利得エラーｇ及び位相エラーｐで表わすことができ
る。
【００３３】
【数９】（９） Ｑ＝（１＋ｇ）ｓｉｎ（θ−ｐ）
【００３４】さらに、ＤＣＩをＩ″の直流成分値としＤ
ＣＱをＱ″の直流成分値とすれば、利得エラーｇ及び位
相エラーｐは（１０），（１１）式に示すようにＤ
ＣＩ，ＤＣＱで表わすことができる。
ＣＱをＱ″の直流成分値とすれば、利得エラーｇ及び位
相エラーｐは（１０），（１１）式に示すようにＤ
ＣＩ，ＤＣＱで表わすことができる。
【００３５】
【数１０】
【数１１】 （１１） ｐ＝−２ａｒｃｔａｎ（ＤＣＱ）（ｗｈｅ
ｎ ｇ＝Ｏ）
ｎ ｇ＝Ｏ）
【００３６】（１０），（１１）式は利得エラーもしく
は位相エラーしか存在しない場合には正しいように見え
るが、両エラーが同時に存在する場合には幾分エラーが
生じる。
は位相エラーしか存在しない場合には正しいように見え
るが、両エラーが同時に存在する場合には幾分エラーが
生じる。
【００３７】直接変換受信機内の利得エラーｇ及び位相
エラーｐが決定されていると、元のＱ信号成分に対して
修正が加えられて修正信号成分ＱＣが発生され、（基準
として定義されエラーがないと考えられる）元のＩ信号
と共に通信信号をさらに処理し復調するのに使用され
る。修正信号は（１２），（１３），（１４）式に従っ
て、Ｉ，Ｑ，ｐ，ｇから得ることができる。
エラーｐが決定されていると、元のＱ信号成分に対して
修正が加えられて修正信号成分ＱＣが発生され、（基準
として定義されエラーがないと考えられる）元のＩ信号
と共に通信信号をさらに処理し復調するのに使用され
る。修正信号は（１２），（１３），（１４）式に従っ
て、Ｉ，Ｑ，ｐ，ｇから得ることができる。
【００３８】
【数１２】（１２） Ｑｃ＝ｋ１Ｑ＋ｋ２Ｉ
【数１３】
【数１４】（１４） ｋ２＝ｔａｎ（ｐ）
【００３９】（１３），（１４）式は信号処理の目的
で、（１５），（１６）、（１７），（１８）式に示す
ようにかなり正確に近似することができる。
で、（１５），（１６）、（１７），（１８）式に示す
ようにかなり正確に近似することができる。
【００４０】
【数１５】
【数１６】 （１６） ｐ ＝−２ａｒｃｔａｎ（ＤＣＱ）＝−ａｒｃｔａｎ（２Ｄ ＣＱ）
【数１７】
【数１８】 （１８） ｋ２＝ｔａｎ（ｐ）＝−２ＤＣＱ
【００４１】利得及び位相エラー決定アルゴリズムの欠
陥の影響及び前記近似の影響は例として最少となるよう
に図示することができる。Ｑチャネルの利得エラーが３
％で位相エラーが５°であれば、ＤＣＩの値は−０．０
１４８１となりＤＣＱの値は−０．０４３６５となる。
（１２），（１８）式により位相エラーを計算すれば
４．９８９４°となり“修正”エラーは０．０１０５°
となる。（１２），（１７）式により、利得エラーを計
算すれば３．０６３３％となり“修正エラー”は０．０
６３３％となる。信号処理アルゴリズムを簡単化するた
めに行うアルゴリズム及び近似の欠陥によるエラーは大
概の目的に対して小さなものとなる。
陥の影響及び前記近似の影響は例として最少となるよう
に図示することができる。Ｑチャネルの利得エラーが３
％で位相エラーが５°であれば、ＤＣＩの値は−０．０
１４８１となりＤＣＱの値は−０．０４３６５となる。
（１２），（１８）式により位相エラーを計算すれば
４．９８９４°となり“修正”エラーは０．０１０５°
となる。（１２），（１７）式により、利得エラーを計
算すれば３．０６３３％となり“修正エラー”は０．０
６３３％となる。信号処理アルゴリズムを簡単化するた
めに行うアルゴリズム及び近似の欠陥によるエラーは大
概の目的に対して小さなものとなる。
【００４２】次に図３を参照として、デジタル信号処理
ソフトウェアモジュール１００は利得及び位相エラーを
検出しＱベースバンド信号成分を修正して実質的に利得
及び位相エラーによる歪の無い修正信号成分ＱＣを形成
するように作動するステップ１０１〜１１９を含んでい
る。ｃｏｓ（２θ），ｓｉｎ（２θ）を表わすＩ′，
Ｑ′信号は“元の”ベースバンド成分Ｉ及び修正ベース
バンド成分ＱＣからステップ１０１〜１０９において形
成される。ステップ１０Ｉ，１０２，１０３において
Ｉ，ＱＣ成分に対して増倍演算が行われ、それぞれＩ２
＋ＱＣ ２，ＩＱＣに対応する信号が形成される。ステッ
プ１０４，１０５に従って、加減算を行ってそれぞれＩ
２＝ＱＣ ２，Ｉ２＋ＱＣ ２に対応する信号が発生され
る。ステップ１０６において、ステップ１０３で発生し
たＩＱＣ信号に２が乗じられ２ＩＱＣに対応する信号が
発生される。
ソフトウェアモジュール１００は利得及び位相エラーを
検出しＱベースバンド信号成分を修正して実質的に利得
及び位相エラーによる歪の無い修正信号成分ＱＣを形成
するように作動するステップ１０１〜１１９を含んでい
る。ｃｏｓ（２θ），ｓｉｎ（２θ）を表わすＩ′，
Ｑ′信号は“元の”ベースバンド成分Ｉ及び修正ベース
バンド成分ＱＣからステップ１０１〜１０９において形
成される。ステップ１０Ｉ，１０２，１０３において
Ｉ，ＱＣ成分に対して増倍演算が行われ、それぞれＩ２
＋ＱＣ ２，ＩＱＣに対応する信号が形成される。ステッ
プ１０４，１０５に従って、加減算を行ってそれぞれＩ
２＝ＱＣ ２，Ｉ２＋ＱＣ ２に対応する信号が発生され
る。ステップ１０６において、ステップ１０３で発生し
たＩＱＣ信号に２が乗じられ２ＩＱＣに対応する信号が
発生される。
【００４３】ステップ１０７に従って、ステップ１０５
で発生された信号に逆演算が行われステップ１０８，１
０９で使用するＩ／（Ｉ２＋ＱＣ ２）に対応する信号が
形成される。次に、それぞれステップ１０４，１０６で
得られるＩ２−ＱＣ ２，２ＩＱＣを表わす信号により増
倍演算を行って、ステップ１０８，１０９において
Ｉ″，Ｑ″信号が発生される。ステップ１０８，１０９
はステップ１０４，１０６で得られる信号を結合された
大きさを表わす信号で除算することにより正規化するよ
うに機能し、除算は逆数を乗じて行われる。
で発生された信号に逆演算が行われステップ１０８，１
０９で使用するＩ／（Ｉ２＋ＱＣ ２）に対応する信号が
形成される。次に、それぞれステップ１０４，１０６で
得られるＩ２−ＱＣ ２，２ＩＱＣを表わす信号により増
倍演算を行って、ステップ１０８，１０９において
Ｉ″，Ｑ″信号が発生される。ステップ１０８，１０９
はステップ１０４，１０６で得られる信号を結合された
大きさを表わす信号で除算することにより正規化するよ
うに機能し、除算は逆数を乗じて行われる。
【００４４】ステップ１１０，１１１において、Ｉ″，
Ｑ″信号はローバス濾波されて直流成分が濾波され、受
信機内の利得及び位相エラーに相関した値を有する成分
に対応するＤＣＩ，ＤＣＱ信号が発生される。
Ｑ″信号はローバス濾波されて直流成分が濾波され、受
信機内の利得及び位相エラーに相関した値を有する成分
に対応するＤＣＩ，ＤＣＱ信号が発生される。
【００４５】ＤＣＩ，ＤＣＱ信号はステップ１１２〜１
１９へ送られて使用され、実際の利得及び位相エラーを
近似する信号が発生されＱベースバンド成分が修正され
てＱＣ信号成分が形成される。ステップ１１２，１１３
において、ＤＣＩ，ＤＣＱ信号に別々に２及び−２を乗
じて受信機内の信号チャネル間の利得及び位相エラーを
近似するエラー信号ｇ，ｐが形成される。ステップ１１
４，１１５に従って、現在のエラー信号ｇ，ｐはエラー
計算アルゴリズムの前の反復動作に従って計算されたエ
ラー信号値ｇ，ｐに加算される。この方法により、信号
チャネル間に存在する利得及び位相エラーの近似計算は
Ｑベースバンド成分を繰返し修正することにより漸次向
上される。
１９へ送られて使用され、実際の利得及び位相エラーを
近似する信号が発生されＱベースバンド成分が修正され
てＱＣ信号成分が形成される。ステップ１１２，１１３
において、ＤＣＩ，ＤＣＱ信号に別々に２及び−２を乗
じて受信機内の信号チャネル間の利得及び位相エラーを
近似するエラー信号ｇ，ｐが形成される。ステップ１１
４，１１５に従って、現在のエラー信号ｇ，ｐはエラー
計算アルゴリズムの前の反復動作に従って計算されたエ
ラー信号値ｇ，ｐに加算される。この方法により、信号
チャネル間に存在する利得及び位相エラーの近似計算は
Ｑベースバンド成分を繰返し修正することにより漸次向
上される。
【００４６】ステップ１１４において繰返し発生される
利得エラー信号ｇ′はステップ１１６へ送られ、そこで
単位値を有する信号へ加えられて修正係数ｋ１を形成す
る。次に、ステップ１１８において係数ｋ１に元のベー
スバンド成分Ｑを乗じてｋ１Ｑに対応する信号が形成さ
れ、それはステップ１１９へ送られる。修正係数ｋ２に
等しい繰返し発生される位相エラー信号ｐ′はステップ
１１７へ送られ、そこで元のＩベースバンド成分を乗じ
てｋ２Ｉに対応する信号を形成しステップ１１９へ送
る。ステップ１１９において、ステップ１１８，１１７
で発生されたｋ１Ｑ，ｋ２Ｉ信号が加算されて最終修正
ベースバンド信号成分ＱＣが得られ、それは復調に使用
され且つステップ１０２，１０３へ送られアルゴリズム
の次の繰返動作に従って利得及び位相エラー信号の新し
い値を引き出しこれらのエラーの値を計算するのに使用
される。
利得エラー信号ｇ′はステップ１１６へ送られ、そこで
単位値を有する信号へ加えられて修正係数ｋ１を形成す
る。次に、ステップ１１８において係数ｋ１に元のベー
スバンド成分Ｑを乗じてｋ１Ｑに対応する信号が形成さ
れ、それはステップ１１９へ送られる。修正係数ｋ２に
等しい繰返し発生される位相エラー信号ｐ′はステップ
１１７へ送られ、そこで元のＩベースバンド成分を乗じ
てｋ２Ｉに対応する信号を形成しステップ１１９へ送
る。ステップ１１９において、ステップ１１８，１１７
で発生されたｋ１Ｑ，ｋ２Ｉ信号が加算されて最終修正
ベースバンド信号成分ＱＣが得られ、それは復調に使用
され且つステップ１０２，１０３へ送られアルゴリズム
の次の繰返動作に従って利得及び位相エラー信号の新し
い値を引き出しこれらのエラーの値を計算するのに使用
される。
【００４７】ステップ１１７，１１８，１１９はデジタ
ル化されたベースバンド成分Ｉ，Ｑの各サンプルに対し
て実施して適切に修正されたＱＣ成分値を連続ベースで
生成できるようにしなければならない。逆に、ステップ
１０１〜１１１は各信号サンプルに対して実施する必要
はないが、サンプルはバイアスせずに選定し充分なサン
プルを処理して濾波ステップ１１０，１１１の出力に妥
当な直流値を与えなければならない。ステップ１１２〜
１１６は修正係数ｋ１，ｋ２を更新するたびに一回だけ
実施する必要がある。このような更新を行うたびに、充
分な時間を与えてローパスフィルタ１１０，１１２の出
力を安定化させ、その後に修正係数を再び更新する。ア
ルゴリズムの収束度はステップ１１０，１１１の出力レ
ベルを観察して監視することができ、それは収束すると
これらの出力値が０に近ずくためである。
ル化されたベースバンド成分Ｉ，Ｑの各サンプルに対し
て実施して適切に修正されたＱＣ成分値を連続ベースで
生成できるようにしなければならない。逆に、ステップ
１０１〜１１１は各信号サンプルに対して実施する必要
はないが、サンプルはバイアスせずに選定し充分なサン
プルを処理して濾波ステップ１１０，１１１の出力に妥
当な直流値を与えなければならない。ステップ１１２〜
１１６は修正係数ｋ１，ｋ２を更新するたびに一回だけ
実施する必要がある。このような更新を行うたびに、充
分な時間を与えてローパスフィルタ１１０，１１２の出
力を安定化させ、その後に修正係数を再び更新する。ア
ルゴリズムの収束度はステップ１１０，１１１の出力レ
ベルを観察して監視することができ、それは収束すると
これらの出力値が０に近ずくためである。
【００４８】特定実施例について説明してきたが、発明
の真の範囲及び精神から逸脱することなく実施例にさま
さまな変更及び修正を加えることができる。例えば、受
信機がＦＭ等の角変調信号だけを処理する場合には、
Ｉ′，Ｑ′信号を正規化する必要はない。従って、ステ
ップ１０５，１０７，１０８，１０９はソフトウェアモ
ジュール１００から省くことができるが、受信機に対す
る振幅ノイズの影響は大きくなる。さらに、信号チャネ
ル間で利得特性を整合するように受信機部品を慎重に選
定すれば、受信機内の信号チャネル間の位相不整合を検
出調整するだけでよく、ステップ１０４，１０８，１１
０，１１２，１１４，１１６，１１８はソフトウェアモ
ジュール１００から省くことができる。特許請求の範囲
はこのような変更及び修正を全て包含するものとする。
の真の範囲及び精神から逸脱することなく実施例にさま
さまな変更及び修正を加えることができる。例えば、受
信機がＦＭ等の角変調信号だけを処理する場合には、
Ｉ′，Ｑ′信号を正規化する必要はない。従って、ステ
ップ１０５，１０７，１０８，１０９はソフトウェアモ
ジュール１００から省くことができるが、受信機に対す
る振幅ノイズの影響は大きくなる。さらに、信号チャネ
ル間で利得特性を整合するように受信機部品を慎重に選
定すれば、受信機内の信号チャネル間の位相不整合を検
出調整するだけでよく、ステップ１０４，１０８，１１
０，１１２，１１４，１１６，１１８はソフトウェアモ
ジュール１００から省くことができる。特許請求の範囲
はこのような変更及び修正を全て包含するものとする。
【図１】本発明の原理に従って作動する修正ユニットを
含むＩ／Ｑ直接変換ラジオ受信機の全体ブロック図。
含むＩ／Ｑ直接変換ラジオ受信機の全体ブロック図。
【図２】本発明のシステムを構成する最も基本的なステ
ップを示すハイレベルフロー図。
ップを示すハイレベルフロー図。
【図３】図１の修正ユニットに使用する本発明の原理に
従ったアルゴリズムに対するステップのフロー図。
従ったアルゴリズムに対するステップのフロー図。
１０ 直接変換ラジオ受信機 １１ アンテナ １２ プリアンプ １４ スプリッタ １５ ベースバンドチャネル １６ ミキサ １８ ミキサ ２０ シンセサイザ ２１ Ａ／Ｄコンバータ ２２ 移相器 ２３ Ａ／Ｄコンバータ ２４ ローパスフィルタ網 ２５ ベースバンドチャネル ２６ ベースバンドアンプ網 ２８ ベースバンドアンプ網 ３０ 修正ユニット ３２ 復調器
Claims (1)
- 【請求項１】 直角位相で且つ位相角θの関数である
Ｉ，Ｑベースバンド信号成分を運ぶ一対の信号を有する
直接変換受信機における位相及び利得制御方式におい
て、該方式は、（ａ）．前記Ｉ，Ｑ成分からｓｉｎ（２
θ）、ｃｏｓ（２θ）に対応するＩ′、Ｑ′信号を新た
に形成する手段と、（ｂ）．前記Ｉ′、Ｑ′信号を信号
振幅に関して正規化を行って正規化信号Ｉ″、Ｑ″を生
成する手段と、（ｃ）．前記Ｉ″、Ｑ″信号を濾波して
前記Ｉ″、Ｑ″信号の直流成分に対応するＤＣＩ，ＤＣ
Ｑ信号に発生する手段と、（ｄ）．前記ＤＣＩ，ＤＣＱ
信号に基いて前記Ｉ，Ｑ成分間の利得及び位相エラーを
修正する手段、を具備する位相及び利得エラー制御方
式。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/645,376 US5230099A (en) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | System for controlling phase and gain errors in an i/q direct conversion receiver |
| US645376 | 1991-01-24 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06224798A true JPH06224798A (ja) | 1994-08-12 |
Family
ID=24588767
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4051087A Pending JPH06224798A (ja) | 1991-01-24 | 1992-01-24 | 直接変換受信機における位相及び利得エラー制御方式 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5230099A (ja) |
| EP (1) | EP0496621B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06224798A (ja) |
| DE (1) | DE69224925T2 (ja) |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4238542C1 (de) * | 1992-11-14 | 1994-06-09 | Hagenuk Telecom Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Korrektur von Gleichspannungs-Fehlersignalen bei direktmischenden Empfangseinrichtungen |
| US5414735A (en) * | 1993-04-26 | 1995-05-09 | Ford Motor Company | Method and apparatus for normalizing components of a complex signal |
| FR2705176B1 (fr) * | 1993-05-12 | 1995-07-21 | Suisse Electronique Microtech | Recepteur radio fm comprenant un circuit de surechantillonnage. |
| GB9408211D0 (en) * | 1994-04-26 | 1994-06-15 | Rca Thomson Licensing Corp | Direct conversion tuner |
| KR100305410B1 (ko) * | 1993-06-04 | 2001-11-22 | 락스 죠셉 제이. | 직접변환튜너 |
| FI94476C (fi) * | 1993-11-18 | 1995-09-11 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä lähetinvastaanotinyksikön lähettimen vaihevirheen minimoimiseksi sekä lähetinvastaanotinyksikkö |
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