JP3999271B2 - マルチキャリア変調システムにおける平均電力対ピーク比の低減 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル送信方法における送信信号の平均電力対信号ピーク比を低減するための方法および装置に関する。
送信すべきデータストリームをいくつかのパラレルサブチャンネルに区分し、これら区分されたデータストリームを周波数多重化した状態で送信する、マルチキャリア送信のためのシステムは、欧州特許第70266A2号に記載の従来技術から公知となっている。平均電力に対するピーク電力比として定義される波高率は、第２の組に含まれるサブチャンネルペアの各ペアに対して生じる位相ベクトルが、サブチャンネルの第１の組におけるペアのうちの１つの生じる位相ベクトルと同じとなるように情報ビットを符号化するために４つの対称的に配置されたサブチャンネルペアの第１の組を使うことによって低減される。しかしながら、この方法によるピーク値の低減は非効率的すぎ、かつ低すぎるものとなっている。
更に、高レートのデータ送信を可能にするシステムは、デジタル通信送信の分野で公知である。この点に関し、次第に重要となっている１つの技術として、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）と、離散マルチトーン（ＤＭＴ）およびマルチ搬送波変調（ＭＣＭ）の名称で知られるマルチキャリア送信技術がある。このようなマルチキャリア送信では、送信すべきデータストリームを多数のパラレルのサブチャンネルに区分し、この区分されたデータストリームは周波数多重化した状態で送信することが好ましい。しかしながら、他の多重化技術も使用できる。各ケースでは、利用できる送信媒体を互いに独立した状態で使用できる多数のパラレルのサブチャンネル（キャリアとも称される）に分解することが特徴となっている。個々のサブチャンネルでは、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調方法または直交振幅変調（ＱＡＭ）方法を使用することが好ましい。コストの点で好ましいこのような原理は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を利用することにより実現される。送信シンボルのブロックを部分な周期的繰り返しによって拡張されるように、いわゆるガードインターバルを導入することにより、送信媒体の線形歪みまたはマルチパス伝搬があっても、それぞれ各サブチャンネルのレートおよび位相に従った独立した重み付けが生じるに過ぎない。差分変調を使用する場合、すなわち情報を２つの連続するシンボルの差で表示する場合、絶対信号ではなく、相対変化が情報を搬送するので、受信機における等化操作は不要となっている。
マルチキャリア送信方法における実質的な欠点は、妥当な平均送信性能の場合でも極めて高い電力ピークが生じ得ることである。このことは、サブチャンネルが独立していることにより、サブチャンネル信号の加算的なオーバーラップが生じ得ることに起因する。電力ピークに対するファクターは、いわゆる波高率ζである。

このファクターは情報技術において使用される送信機の増幅器の諸元を定める際に決定的な役割を果たす。従って、高いピーク値に対しては最大の性能、いわゆるバックオフが必要とされ、この結果、増幅器は極めて悪い効率で作動することとなる。他方、増幅特性は理想的な線形コースから明らかに外れるので、増幅器を飽和状態に近づき過ぎないように作動させなければならない。更に送信位相が過負荷となった場合、増幅器の飽和効果により、バンド外放射が生じる。すなわち送信に利用できる周波数バンド外に送信電力が拡散し、現在の送信システムを乱すことがあり得る。
放射すべき有効電力が所定の大きさの場合、より小型の、従って実質的に安価な電力増幅器を使用できるようになる。従って、マルチキャリア送信方法はより魅力的な方法となる。
更に従来技術は、マルチキャリア送信信号の波高率を低減する別の試みを開示している。
移動通信のＩＴＧ技術レポート１３６のＭ・パウリ氏およびＨ・Ｐ・キューヘンベッカー氏による論文「マルチキャリア方法における非線形によって生じるバンド外放射の低減」では、送信信号を後に処理することにより、ピーク振幅を増加するような方法が導入されている。このようにするために、第１ステップにおいて前記ピーク振幅をサーチし、ピーク振幅の環境において、第２ステップで所望するピーク電力を越えないようにソフトな（平均電力を徐々に減少させ、その後、元の値に低減する）態様で、送信信号のピーク振幅を低減する。このような運用は一般に不可逆的運用を構成するので、理想的な態様では情報を回復できず、エラーレートはより高くなる。特に妨害波のないチャンネルでも障害のない送信を保証できない。
更にその他の多数の試みが知られている（１９９４年１２月のエレクトロニクスレターズのＡ・ジョーンズ、Ｔ・ウィルキンソンおよびＳ・バートン氏による論文「マルチキャリア送信方式の平均エンベロープ電力に対するピーク比を低減するためのブロック符号化方式」および１９９６年２月のエレクトロニクスレターズのＤ・ビューリッヒ氏による論文「周期的符号化を使ったマルチキャリア変調の平均電力対ピーク値の比の低減」）。これら論文から、主にデータ送信用ではなく、送信信号コースに影響を与えるために、個々のキャリアを使用することにより信号に冗長度を導入することが予想できる。最も好ましい冗長度シンボルを示すために、特別に設計されたブロック符号が使用されることが多い。一部において誤りを訂正するために前記符号を同時に使用しようとする試みもある。これら方法の大きな欠点は、実際の応用例に関係のない、極めて少数のキャリアに対してしかほとんど適さないということである。更に前記方法は、サブチャンネルにおける二進または恐らくは四進の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）に限定されており、従って、信号またはキャリアの占有の配列を変えるごとに、冗長度を導入する採用方針を変えなければならず、この結果、この方法は極めてフレキシブルでないものとなる。
従来技術（１９９６年４月のエレクトロニクスレターズのＭ・フリース氏の論文「平均電力対ピーク比の低いマルチキャリア変調」から知られる別の方法は、冗長パラメータを決定するために繰り返し方法を使用している。しかしながら、極めて低いピーク値を有する信号を得るために、過度の量のフーリエ変換が必要である。多数の数値的なコストを別にすれば、特に（５０％までの）大きな冗長度が必要となることが、主に重要な問題である。解決案として、これまで提案されたほとんどすべての試みにおける最大の欠点は、ほとんど発生しない確率で生じるピーク振幅しか回避できないことが多く、よって実際の運用では無視できることである。しかしながら実際には、すべての信号のピーク値をサポート可能な程度に低減することが課題である。また、公知の方法は、使用されるシンボルアルファベット、信号ポイントまたはキャリア数に情報を具体的に割り当てることに大きく適応化されており、これによって公知の方法は極端にフレキシブルでないものとなっている。
よって本発明の目的は、送信信号の波高率の認識できる低減を可能にするよう、特にマルチキャリア変調によりデジタル送信手順のための方法および装置を提供することにある。特に本発明の目的は、追加される冗長度を最小にした状態で、波高率を最大に低減し、この結果、マルチキャリア変調方法で使用されるキャリア数から独立したピーク値の信頼性のある大きな低減を行い、この低減が個々のキャリアで使用される変調方法および信号ポイントに対するデータの特定の割り当てから大きく独立しており、送信機および受信機における適正なコストによりこの低減を実行できる方法および装置を提供することにある。
本発明によれば、この目的は請求項１及び１７の教示により達成される。
請求項１によれば、あらかじめ設定された数の決定的で可逆的な、不明瞭でない表示関数により、送信すべき情報を変更し、よって送信機内で元の情報シーケンスの他に、情報が等価である代替的シーケンスを発生する。送信機内で等価情報シーケンスを変調した後に、情報が等価な送信信号から実際の送信をするための送信信号を選択する。この送信信号は発生する最大信号振幅に関連かんがみ、好ましい信号である。そのときに使用される決定的な表示を知っていることにより、元の情報を再生できる。
従って、本発明に係わる方法によれば、マルチキャリア変調における信号ピーク値の明らかな低減が、好ましいことに可能となり、よって相当するバンド外放射で、かつ明らかに小さいバックオフで送信増幅器を作動できる。よって送信側で使用すべき電力部品はより安価になり、かつ１つの動作点でより効率的に作動できるようになり、このことは特に移動通信用において中間的な交流電源を有しない装置の作動時間に好ましい影響を与える。
更に、ピーク値の充分高い低減が数個の別の情報シーケンスで達成できることが多いので、この方法は送信機および受信機において、妥当な程度のコストの増加で実施できる。本発明は個々のキャリア内の具体的基礎となる変調方法、使用される信号アルファベット、キャリアの特定の割り当て、または使用される数とは関係なく、すべての実施例で作動できる。
従属クレームから別の有利な変形例を誘導できる。
本発明の特に有利な変形例は、具体的なケースにおいて、追加されるサイド情報を介し、送信される信号シーケンスにより実行される表示規則を、適当な方法で受信機へ送ることから成る。
この代替として、適当な対策により受信機自身により表示規則を再生できる。
信号内に冗長度を一部しか追加しないことも有利となっている。発生する信号値のダイナミックスを低下することにより、解決案において、送信機におけるデジタル／アナログ変換のための部品および受信機におけるアナログ／デジタル変換のための部品を低減できるので、これによっても装置に関するコストを節約できる。
次に、図面および実施例により本発明についてより詳細に説明する。
図１は、マルチキャリア方法におけるピーク値の問題を少なくするための、本発明の装置の図を示す。
図２は、Ｖ＝３の場合のサブブロック上のキャリアの区分の図を示す。
図３は、マルチキャリア方法におけるピーク値の問題を制限するための、本発明の装置の図である。
図４は、Ｖ＝３の場合の周波数方向の差分変調によるサブブロック上のキャリアの有利な区分化の一例を示す。
説明する実施例では、情報が等価な情報（information-equivalent information）を発生するための異なる方法が使用されている。
以下、図１および第１実施例により、本発明についてより詳細に説明する。
マルチキャリア送信方法は一般に、キャリア値Ａ_μ,ν、ν＝０、....Ｎ−１から成る長さＮのブロック（ベクトル）Ａ_μに対し、ＭＢのいわゆるマッピングを行うことにより、変調器に供給される情報ＮＲのブロックを表示することによって効率的に実現される。前記マッピングは情報ＮＲのシリアル／パラレル変換と、情報ＮＲの表示から成る。それぞれのキャリア値、すなわち信号ポイントは、送信すべきそれぞれの情報の関数として離散的信号アルファベットＡから選択される。一般的に、信号ポイントは複素数である。以下、キャリアコンスタレーションＡ_μによって指定されるキャリア値から成る前記ブロックの一部であるρ＝０、....、Ｎ−１である送信シーケンスａ_μ,ρは、Ａ_μに対し、逆離散的フーリエ変換ＩＤＦＴを行うことによって得られる。複素数の値ａ_μ,ρの送信シーケンスはベクトルａ_μを形成するように組み合わせることが好ましい。しかしながら、更にその他の変換、例えばウォルシュ・アダマール（Walsh-Hadmard）変換、離散的コサイン変換またはカーフネン−レーブ（Karhunen-loeve）変換なども使用できる。これらの変換方法の一部は共通のＰＡＭ送信による送信パルス整形、Ｎ＝１の場合に生じる単一キャリア方法、時間的に連続する送信信号へ時間的に離散した信号を変換することでもある。更に上記変換とパルス整形との組み合わせも可能である。
図１に係わる本発明の方法の第１の有利な実施例では、最初に送信機と受信機との間で複素数の値Ｐ_ν ^(u)および｜Ｐ_ν ^(u)｜＝定数、ν＝０、．．．．、Ｎ−１から成るＵベクトルＰ^U＝Ｐ^U ₀、Ｐ^U ₁、．．．．、Ｐ^U _N-1、（ｕ＝１では互いに異なる）を定める。この代替として、長く続く所定の同じ規則に従って送信機と受信機でアルゴリズム的に前記ベクトルを発生することもできる。また、あるブロックから次のベクトルへ新しくなるように、変更されたベクトルＰ^(u)の各々を定めることもできる。次に、送信側で成分ごとに積Ａ_μ,νＰ_ν ^(u)を形成し、使用する変換ＩＤＦＴにより形成したブロックから対応する時間信号を計算する。前記Ｕの可能性から、予測手段ＳＭを使用することにより、実際の送信をするために好ましい送信信号

を最終的に選択する。現在使用されているベクトルＰ^(u)を知っていることにより、Ｐ^(u)による除算によって受信側で、情報ベクトルＡ_μ、従ってこれに含まれる情報を回復できる。
更に破線によって示されるように、積Ａ_μ,νＰ_ν ^(u)に差分変調ＤＭを加えることができ、その結果使用される送信チャンネルを評価する必要がない。
例えば絶対値｜Ｐ_ν ^(u)｜＝１による集合Ｐ_ν ^u∈｛±１，±ｊ｝からＰ_ν ^(u)を選択することは有利であることが証明される。複素数の値による乗算を行う結果、位相回転が生じるが、この絶対値の選択により振幅は変わらない。
本発明の可能な変形例は、変更ベクトルＰ^(u)の数ｕを受信機へ送信信号自体におけるサイド情報として送ることから成る。このような変形は、例えば有効な情報を搬送しない個々のキャリアＡ_μ,νを保存することにより可能となる。
第２の変形例は、Ｐ^(u)の数を陽に受信機へ送らず、むしろ受信機自身が変更の反転を行うために、実際に使用されるベクトルＰ^(u)を発生することに見られる。この点に関し、いずれにしても存在する誤り訂正のための符号化を、この作業にも適用しなければならない。このようにするためには、前記Ｕの復号器の各々が可能なベクトルＰ^(u)をとるように、Ｕの復号器はベクトルＡ_μを予測する。最後に、最大の確率を示す予測された値を使って更に処理を行う。
例えば移動通信で使用されるような未知のチャンネル、すなわち時間と共に変化するチャンネルの場合、信号内で情報を絶対表示しないことが好ましく、むしろ差分的に表示すること、すなわち連続するシンボルＡ_μ,νを変更して表示することが好ましい。これを行うには、Ａ_μ,ν・Ｐ^(u)は増分量を構成するので、Ｐ^(u)による乗算後に送信側で積分（加算）を行うだけでよい。受信側では、存在するであろう復号器の前で、かつ変更の反転前で、このステップを微分によってもとに戻す。
次に、図２および３により別の実施例について説明する。
発明の別の有利な変形例としては、線形信号変換を行うように好ましく実施される実施例が挙げられる。先の実施例で示したのと同じように、情報ＮＲはいわゆるマッピングＭＰによって表示される。前記実施例では、それぞれのマルチキャリア変調方法においてＶ個のサブブロックとなるように占有されるキャリアＡ_μの区分化が行われ、このサブブロックの各々はキャリア値のそれぞれの計Ａ_μからの対応する振幅値を備えたバラバラの（disjoint）キャリア位置をペア状に占有し、よってそれぞれのサブブロックＡ_μ ^(v)でこのように採用されるキャリア位置の総数は任意となる。その他のサブブロックに収容されるそれぞれに関連するサブブロックのすべてのキャリア位置はゼロが占める。それぞれのブロックへの個々のキャリアの区分化も任意である。図２には、可能な区分が示されている。区分化後のＡ_μからの各キャリア位置は正確に１つのサブブロックＡ_μ ^(v)内に表示される。
こうして得られたキャリアのサブブロックＡ_μ ^(v)は（対応するハードウェアによりパラレルにされるべき）Ｖ回の線形変換ＩＤＦＴにより、いわゆる部分送信シーケンスａ_μ ^(v)で別々に転送される。前記シーケンスに基づき、この目的に適当な方法により、ピーク値の最適ＳＯで、部分送信シーケンスの目標とする最適化の組み合わせを実行でき、よって、複素信号の少数のパラメータｂ_ν（ここでｂ_ν＝定数・ｅ^jφν，φ_ν∈〔０，２π〕複素信号の回転（回転膨張））さえ決定すれば良く、そのことの送信信号に対する効果は中間結果ａ_μ ^(v)から直接予測できる。最適ファクターによる最適化の理想的な結果は次のとおりである。

送信信号シーケンスは下記のとおりである。

この信号シーケンスはすべての送信シーケンスのうちでも最も低いピーク値を有する。しかしながら本発明によれば、応用例に対し、十分小さい波高率を有する別の送信シーケンス

を発生し、送信することもできる。
この実施例に係わる本発明の方法は次のように実施される。例えばｂ₁＝１と設定できる。このことは、形成されたサブブロックの１つを常に非回転状態で送信することを意味する。このサブブロックは他のブロックのうちでも種々の理由から固定された別個の位相位置で送信すべきキャリア、例えばチャンネル予測のためのパイロットキャリアを含む。コヒーレントまたは時間方向の差分的にコヒーレントな復調を行う場合、前記キャリアは例えばこの点で必要とされるサイド情報も送信できる。従って、最適化によりＶ−１位相位置を決定し、送信機に送信される。
例えばこのサイド情報は回転されない１つのサブブロック内で変更されたマルチキャリア信号と共に直接送信することができる。従って、前記情報は効率的な符号によってプロテクトできるし、および／または低グレード、従って効率的な変調による、この目的のために特別に留保されたキャリアで信号を送信できる。従って、周波数領域にわたって任意に拡散できる個々の非回転キャリアに関するサイド情報は別の知識がなくても安全に得ることができ、潜在的に回転されているサブブロックを復調するのに即座に使用できる。
ブロックに対する可能な回転角の数は、サイド情報の送信をするのに必要なビット量を不必要に増加させないように過度に多くならないようにすべきである。容易にするために、マルチキャリア信号シーケンスごとに２（Ｖ−１）ビットのサイド情報を送信するように、解決のための試みを実施する際に４つのファクターｂ_ν∈｛±１，±ｊ｝に制限することができる。更に、最終送信信号を形成するために部分送信信号を組み合わせる際には、コストを考慮し、更に実際の乗算は行わない。この目的のために必要な演算は実数部分および虚数部分を変えるだけでなく、加算および減算によって容易に実行できる。
４つの可能なファクターとなるように制限することにより、ピーク値を十分良好に低減でき、可能性が更に増してもコストを正当にするような別の利益は発生しない。ここでは、最適化されたサブブロックは次の式によって決定される。

例えば実施例による装置では、特に適当なサブブロックの区分による本発明の方法における多数回の変換によるコストの増加を新たに低減するように、ゼロである変換すべきキャリアサブブロックＡ_ν ^(v)内の入力値の主要部分を活用する、特別にチューニングされた（例えばＩＤＦＴ用の）変換アルゴリズムを実現することができる。
この方法の極めて好ましい実施例は、送信すべき情報の各々をブロック状に差分変調することから成る。このことは、各ブロックをキャリアごとに、すなわち周波数方向に差分変調することを意味する。この目的のため、基本的には差分変調できるすべての信号アルファベット、例えばＭ−ＤＰＳＫ（Ｍ進の差分位相シフトキーイング）またはＭ−ＤＡＰＳＫ（Ｍ進の差分振幅および位相シフトキーイング）方法を使用し、より高いスペクトル効率を得ることができる。この方式では、明らかなサイド情報の送信はもはや不要である。送信機および受信機の双方でブロック区分を特定し、知るだけでよい。
周波数方向の差分変調に関連し、現在のチャンネルに鑑み、信頼できるデジタル送信を可能にする別のブロック区分も可能である。例えばＶ＝３の場合の図４に示されるように、個々のブロックを櫛歯状に関連付けできる。しかしながら、冗長度を最小にするために、この方法の本実施例におけるブロック区分は１つのサブブロック内で隣接するギャップのないキャリアを組み合わせるようにも選択できる。従って、Ｖ個のブロックの各々は１つの冗長基準キャリアしか有せず、この区分キャリアは最初に固定ポイントとして無変調のままであり、従って、信号整形冗長度として解釈できる。
希望するように、サブブロック内の差分的に導入された情報はサブブロック内の個々のすべてのキャリアの共通する回転により操作されないままにし、よってサイド情報を有することなく受信機でサブブロック状に復調することができる。
このように特定される方法は、コストが非対称的になっていることにより、理想的には放送分野で使用できる。その理由は、受信機は複雑性に関連し、無処理送信信号を有する受信機にほぼ正しく対応し、よってダイナミックスな低減対策により、より高価とならないからである。

Claims (6)

1. マルチキャリア送信する際のデジタル信号の波高率を低減する方法であって、
   送信すべきデジタル情報をマッピングすることでキャリアブロックＡ _u をＶ個のサブブロックＡ _u ^(v) へ区分するステップと、
   各サブブロックを変換して複数のシーケンスａ _u ^(v) を生成するステップと、
   それぞれ絶対値が１である複素値の係数ｂ ₁ ，．．．，ｂ _v から、前記波高率を低減するために適した係数を前記複数のシーケンスａ _u ^(v) のそれぞれついて選択するステップと、
   選択された各係数を対応する各シーケンスａ _u ^(v) に乗算するステップと、
   前記係数を乗算された各シーケンスａ _u ^(v) を結合することで前記デジタル信号を生成するステップと、
   前記デジタル信号を送信するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記複数のシーケンスａ _u ^(v) を生成する際には、線形変換が使用されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記線形変換はＩＤＦＴであることを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. マルチキャリア送信する際のデジタル信号の波高率を低減する装置であって、
   送信すべきデジタル情報をマッピングすることでキャリアブロックＡ _u をＶ個のサブブロックＡ _u ^(v) へ区分する手段と、
   各サブブロックを変換して前記複数のシーケンスａ _u ^(v) を生成する手段と、
   それぞれ絶対値が１である複素値の係数ｂ ₁ ，．．．，ｂ _v から、前記波高率を低減するために適した係数を前記複数のシーケンスａ _u ^(v) のそれぞれついて選択する手段と、
   選択された各係数を対応する各シーケンスａ _u ^(v) に乗算する手段と、
   前記係数を乗算された各シーケンスａ _u ^(v) を結合することで前記デジタル信号を生成する手段と
   前記デジタル信号を送信する手段と
   を含むことを特徴とする装置。
5. 前記複数のシーケンスａ _u ^(v) を生成する際には、線形変換が使用されることを特徴とする請求項４に記載の装置。
6. 前記線形変換はＩＤＦＴであることを特徴とする請求項５に記載の装置。

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