DE10027301A1 - Verfahren zur Multiträger-Datenübertragung und Kommunikationssystem - Google Patents

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf ein bandbreiteneffizientes Verfahren zur Multiträger-Datenübertragung, bei dem keine orthogonalen Modulationskanäle erforderlich sind. Die einzelnen komplexen Trägerfrequenzen werden direkt im Nutzband belegt. Die erzeugten komplexen Zeitsignale werden nur als Realteile bzw. Imaginärteile oder durch Summation von Real- und Imaginärteilen gebildet. Durch Korrelationsempfang, realisiert als synchrongetaktete diskrete Fourier-Transformation auf der Empfangsseite, lassen sich die senderseitig zusammengefassten Symbole komplett zurückgewinnen, wobei der sonst bei Modulation und Demodulation mit orthogonalen Kanälen erforderliche Filteraufwand entfällt. Vorteilhaft ist ferner, dass die Synchronisation der Trägerfrequenz nach Frequenz und Phase nicht erforderlich ist.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur orthogonalen Frequenz-Multiplexmodulation sowie einen Modulator, einen Demodulator und ein Kommunikationssystem, welche auf dem Verfahren basieren.

Aus dem Stand der Technik ist die Verwendung von sogenannten diskreten Mehrtonverfahren zur bandbreiteneffizienten Übertragung bekannt. Solche Mehrtonverfahren werden auch als "orthogonal-frequency division multiplex" (OFDM) bezeichnet. Bei diesem Multiträgerkonzept ist sowohl die Orthogonalität zeitlich aufeinanderfolgender als auch spektral benachbarter Symbole erfüllt.

Das OFDM-Verfahren ist bspw. in den Fachbüchern von Prof. Dr. Kammeyer "Nachrichtenübertragung", BG Teubner Verlag GmbH, Stuttgart, 1992 und in The Mobile Communications Handbook", Jerry D. Gibson, CRC Press, Inc. 1996 sowie in US 3,488,445 beschrieben.

Anhand der Fig. 1 und 2 wird im weiteren ein aus dem Stand der Technik bekanntes OFDM-System erläutert. Die Fig. 1 zeigt einen Sender 100, in welchem das OFDM-Verfahren implementiert ist. Die von dem Sender 100 zu übertragenden Eingangsdaten werden zunächst in dem seriell-parallel Wandler 102 einer seriell- parallel Wandlung unterzogen. Die parallelisierten Daten werden sodann von dem Kanalkodierer 104 kanalkodiert und einer Interleaving-Operation unterzogen. Daraufhin erfolgt in dem Modul 106 die Trägerzuordnung durch Mapping. Die so gewonnenen Datensymbole werden dann in dem Modul 108 einer inversen diskreten Fourier-Transformation (IDFT) unterzogen. Nach Parallel-Serienwandlung durch den parallel-seriell Wandler 110 werden die vorher durch die inverse DFT gewonnenen Koeffizientenwerte einer nachfolgenden Digital-Analog-Umsetzung in dem digital- analog Umsetzer 112 unterzogen und bilden das analoge Sendesignal.

Die Fig. 1 zeigt ferner einen Empfänger 114 zum Empfang des von dem Sender 100 abgegebenen analogen Sendesignals. Das analoge Empfangssignal wird zunächst von dem analog - digital Umsetzer 116 umgesetzt, worauf eine seriell- parallel Wandlung in dem seriell-parallel Wandler 118 folgt. Die digitalisierten und parallelisierten Daten werden dann in dem Modul 120 einer diskreten Fourier- Transformation (DFT) unterzogen. Die so transformierten Werte werden in dem Modul 122 einer inversen Mapping-Operation unterzogen. Nach dem inversen Mapping folgt in dem Modul 124 eine De-Interleaver-Operation. Schliesslich erfolgen in den Modulen 126 und 128 die Kanaldecodierung bzw. die parallel-seriell Wandlung.

Bei dem in der Fig. 2 gezeigten OFDM-System wird vor dem Aussenden des Sendesignals über den Übertragungskanal ein sog. "Guard-Intervall, bei der Signalerzeugung als periodische Fortsetzung des komplexen Sendesignals hinzugefügt, um bei der Rekonstruktion des Signals auf der Empfangsseite das durch den Übertragungskanal hervorgerufene Einschwingen kompensieren zu können. Die Hinzufügung des Guard-Intervalls erfolgt in dem Modul 130. Die Abtastwerte des von dem Modul 130 ausgegebenen komplexerzeugten Zeitsignals werden sodann einer Modulation mit zueinander orthogonalen Trägerfunktionen unterworfen, wobei sowohl die beiden Zeitsignalkomponenten I und Q, als auch die Modulationsergebnisse zueinander orthogonal sind. Bekannterweise führt die Addition oder Subtraktion der modulierten Teilsignale zu einem reellen Bandpasssignal, welches nach entsprechender Verstärkung als Sendesignal dient.

Auf der Empfangsseite wird nach entsprechender Bandpassfilterung zur Störbefreiung und einer Verstärkungsregelung (AGC = Automatic Gain Control) in dem Modul 134 das Bandpassignal durch Rückmodulation mit den orthogonalen Trägerfrequenzen in dem Modulator 136 in wieder zueinander orthogonale Komponenten umgesetzt, die dann einer Fourier Transformation in dem OFDM- Empfänger unterworfen werden, um daraus wieder die Bildsymbole im Zustandsraum gewinnen zu können.

Bei diesem bekannten Mehrträgerverfahren sind für die Signalaufbereitung in dem Modulator 132 auf der Senderseite und für die Signalrückgewinnung in dem Modulator 136 empfängerseitig zwei Realisierungsmethoden möglich. Die Modulation mit sin(ω_Mt) und cos(ω_Mt) (Mischung) kann sowohl analog, als auch digital durchgeführt werden.

Bei der analogen Mischung sind aufwendige Schaltungen zur Multiplikation und Erzeugung der zueinander streng orthogonalen Trägersignale sin(ω_Mt) und cos(ω_Mt) notwendig. Erfolgt dagegen die Mischung digital, müssen die I- und Q-Basisbänder überabgetastet, aufwendig interpoliert, mit den digital erzeugten Trägersignalen multipliziert und anschließend addiert werden. Dieser umfangreiche und intensive Aufwand ist nötig, damit nach der Fourier-Transformation die Datensymbole mit akzeptabler Bitfehlerrate zurückgerechnet werden können.

Das OFDM-Verfahren und Anwendungen desselben sind ferner beschrieben in "Data Transmission by Frequency-Division Multiplexing Using the Discrete Fourier Transform", S. B. Weinstein und Paul M. Ebert, IEEE Transactions on Communication Technology, vol. COM-19, No. 5, Seiten 628 bis 634, Oktober 1971, "Performance of an Efficient Parallel Data Transmission System", Burton R. Saltzberg, IEEE Transactions on Communication Technology, Vo. COM-15, No. 6, Seiten 805 bis 811, Dezember 1967, und in "Digital Sound Broadcasting to Mobile Receivers", Bernhard Le Floch, Roselyne Halbert-Lassalle, Damien Castelain, IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. 35, No. 3, Seiten 493 bis 503, August 1989, sowie in EP 840 485, EP 932 284 und EP 975 097.

Nachteilig bei dem bekannten OFDM-Verfahren ist also der relativ große Realisierungsaufwand für die sender- und empfängerseitigen Mischungen und aufwendigen Signalfilterungen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein verbessertes Verfahren zur orthogonalen Frequenz-Multiplex Modulation zu schaffen, sowie einen darauf basierenden verbesserten Modulator und Demodulator bzw. ein Kommunikationssystem zu schaffen.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe wird mit den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Die abhängigen Ansprüche geben bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung an.

Die Erfindung erlaubt es, das zu übertragende Mehrfrequenzsignal senderseitig ohne weitere Modulation oder Verschiebung in den Bandpassbereich zu bilden. Dadurch entfällt die sonst erforderliche aufwendige Mischung.

Die Erfindung erlaubt es ferner, das reelle Sendesignal durch Summation der Real- und Imaginärteile der Fourier-transformierten Datensymbole aus dem Bildbereich zu erzeugen. Alternativ ist auch die Verwendung nur des Realteils bzw. nur des Imaginärteils der transformierten Datensymbole zur Erzeugung des Sendesignals möglich.

Besonders vorteilhaft ist die Erfindung zur Nutzung eines Übertragungskanals mit mehreren Bandpassbereichen, wobei nur solche Träger, die innerhalb der jeweiligen Bandpassbereiche liegen, für die Anwendung des OFDM-Verfahrens benutzt werden. Die außerhalb der Bandpassbereiche liegenden Frequenzanteile werden zu Null gesetzt. Dadurch ist eine flexible und kostengünstige Nutzung des OFDM- Verfahrens für solche Kanäle ermöglicht.

Dies erlaubt insbesondere eine kostengünstige Realisierung der sog. Powerline- Technik mit einem Frequenzband von 9 kHz bis 148,5 kHz, bei der ein Energieversorgungsnetz zur Übertragung von Kommunikationsdaten benutzt wird. Dies gilt insbesondere bei einer Erweiterung der Frequenzbänder der Power Line Technik in den Megahertz-Bereich hinein.

Die Erfindung kann jedoch auch bei beliebigen anderen Übertragungskanälen, insbesondere mit Funk-, Lichtwellen- oder Infrarotübertragung, eingesetzt werden.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben:

Es zeigen

Fig. 1 einen OFDM-Sender und Empfänger nach dem Stand der Technik,

Fig. 2 eine Detailansicht des Senders und Empfängers der Fig. 1,

Fig. 3 ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Modulationsverfahrens,

Fig. 4 die Frequenzzuordnung nach dem Beispiel der Fig. 3,

Fig. 5 ein Blockdiagramm eines erfindungsgemässen OFDM Senders,

Fig. 6 das Betragsspektrum des Sendesignales im Fall eines Bandpassbereichs,

Fig. 7 das Betragsspektrum des Sendesignals im Fall mehrerer Bandpassbereiche und

Fig. 8 das Blockdiagramm eines erfindungsgemässen Empfängers.

Bei dem in der Fig. 3 dargestellten Verfahren wird eine Anzahl von M Daten pro Zeittakt übertragen, wobei M < N ist. Die M Daten werden zunächst in dem Schritt 300 einem digitalen Modulationsverfahren unterworfen. Es kann dabei eine bekannte Modulationsvorschrift, z. B. xPSK oder xQAM, insbesondere 4PSK, differentielle PSK oder 16 QAM, zur Anwendung kommen. Pro Zeittakt resultieren dann wiederum M durch die Modulation transformierte Datensymbole. Diese aus der Modulation in dem Schritt 300 erzeugten Datensymbole werden durch eine Mapping-Operation bestimmten Trägerfrequenzen zugeordnet:

In dem Schritt 310 wird zunächst das gewünschte Frequenzspektrum des zu erzeugenden Signals definiert. Dieses Frequenzspektrum kann bspw. als die Frequenzcharakteristik des zu verwendenden Übertragungskanals vorgegeben sein. Ein solches Frequenzspektrum ist beispielhaft in dem Schritt 310 dargestellt. Das Frequenzspektrum weist die Bandpassbereiche 312 und 314 auf. Die Abtastfrequenz ist als Frequenz f_c auf der Frequenzachse bezeichnet. Durch geeignete Wahl der Anzahl der Frequenzpunkte N, die für das Verfahren verwendet werden sollen, ergibt sich daraus ein Frequenzintervall Δf = f_c/N.

Daraus resultiert die Definition von N Frequenzpunkten von der Frequenz Null ausgehend auf der Frequenzachse, welche jeweils um das Frequenzintervall Δf beabstandet sind. Stellvertretend für die N äquidistanten Frequenzpunkte zwischen der Frequenz Null und der Frequenz f_c, ist der Frequenzpunkt F_i in der Fig. 3 gezeigt, wobei 0 ≦ i < N.

In den Bandpassbereichen 312 und 314 befinden sich die Frequenzpunkte F_L, F_L+1 und F_L+2 bzw. F_K, F_K+1 und F_K+2.

Eine solche Definition des Frequenzspektrums und Unterteilung in äquidistante Frequenzpunkte ergibt also eine Anzahl m von Frequenzpunkten, die in den jeweiligen Durchlassbereichen liegen - in diesem Beispiel die Frequenzpunkte F_L, F_L+1, F_L+2 und F_K, F_K+1, und F_K+2. Diese Frequenzpunkte in den Bandpassbereichen 312 und 314 bilden also eine Teilmenge aller definierten Frequenzpunkte F_i.

In dem Schritt 320 werden die in dem Schritt 300 gewonnenen Datensymbole den m Frequenzpunkten in den Bandpassbereichen 312 und 314 zugeordnet. Die außerhalb der Bandpassbereiche liegenden Frequenzpunkte F_i werden zu Null gesetzt. Daraus resultiert ein Datenvektor mit einer Anzahl N von Daten, wobei die Daten ausser in den Bandpassbereichen gleich Null sind. In den Bandpassbereichen hingegen werden die Daten dieses Datenvektors durch das Ergebnis des Schrittes 300 und die nachfolgende Zuordnung zu den m Frequenzpunkten definiert. Dies wird im Detail noch in der Fig. 4 gezeigt werden.

In dem Schritt 320 wird der so gewonnene Datenvektor einer inversen Fourier- Transformation, in diesem Beispiel einer inversen Fast-Fourier-Transformation, unterzogen. Daraus resultiert ein Datenvektor von 2 N Werten mit einem Frequenzspektrum der Trägerfrequenzen entsprechend des in dem Schritt 310 vorgegebenen Frequenzsspektrums. Diese Werte werden in Ausgabeschritt 340 als Ergebnis der Modulation ausgegeben.

Die Fig. 4 zeigt die Zuordnung der M Datensymbole zu den m Frequenzpunkten der Bandpassbereiche.

Pro Zeittakt steht eine aus den Datensymbolen D₀, D₁, D₂, . . . ., D₅ bestehende Datensequenz zur Verarbeitung in dem Schritt 320 an. Zur Durchführung des sogenannten Mappings werden die Elemente des Datenvektors 410 wie folgt definiert:

Diejenigen Positionen i in dem Datenvektor 410, die Frequenzpunkten F_i auf der Frequenzachse außerhalb der Bandpassbereiche 312 und 314 entsprechen, werden zu Null gesetzt. Die Positionen in dem Datenvektor 410, die den Frequenzen F_L, F_L+1, F_L+2 sowie F_K, F_K+1 und F_K+2 in den Bandpassbereichen 312 und 314 entsprechen, werden mit den entsprechenden Datensymbolen D₀ bis D₅ beaufschlagt.

Aus den N = 14 Frequenzpunkten der Ausführungsbeispiels der Fig. 3 ergibt sich dann ein Datenvektor 410 mit N = 14 Daten. Das äußerst linke Datum in dem Datenvektor 410 entspricht dabei der Frequenz Null; das äußerst rechte Datum entspricht dem Frequenzpunkt F_N-1 d. h. auf der Frequenzskala demjenigen Frequenzpunkt unmittelbar unterhalb der Abtastfrequenz f_c.

Allgemein entspricht also ein Datum i des Datenvektors der Frequenz F_i , wobei 0 < = i < N.

In dem betrachteten Beispiel sind etwa die Daten auf den Vektorpositionen zwischen i = 0 und i = 4 gleich Null, da die entsprechenden Frequenzpunkte unterhalb des ersten Bandpassbereichs 312 liegen. Den darauffolgenden Frequenzpunkten F_L, F_L+1, F_L+2 (d. h. zwischen i = 5 und i = 7) werden die Daten D₀, D₁, D₂ zugeordnet. Entsprechend wird für die weiteren Vektorpositionen zwischen i = 8 bis i = 13 verfahren.

Der daraus resultierende Datenvektor 410 wird dann pro Zeittakt in einen Mikroprozessor 420 eingegeben, der die inverse Fast-Fourier-Transformation durchführt.

Fig. 5 zeigt einen erfindungsgemässen Sender 500. Die zu übertragenden Daten werden zunächst in dem seriell-parallel Wandler 502 parallelisiert, worauf sie in dem Codierer 504 kodiert werden. Daraus resultiert pro Zeittakt eine Anzahl von M komplexer Datensymbole, die in einen Datenvektor der Länge N gemappt werden (vgl. Schritt 320 der Fig. 3). Dieser wird in den Mikroprozessor 420 zur Durchführung der inversen Fast-Fourier-Transformation der Länge N eingegeben.

Die daraus resultierenden 2 . N Werte pro Zeittakt werden wiederum in dem parallel- seriell Wandler 506 in ein reelles und ein imaginäres serielles Signal x_R(k) bzw. x_I(k) transformiert. Je nachdem, ob die Schalter S1 und S2 geschlossen oder geöffnet sind, werden die Real- und die Imaginäranteile in dem Summierer 508 summiert oder es wird im weiteren nur eine der beiden Komponenten für die Übertragung verwendet. Je nach Schalterstellung ist also das Ausgangssignal x(k) des Summierers 508 entweder gleich dem Realteil x_R oder gleich dem Imaginärteil x_I oder der Summe aus Real- und Imaginäranteilen. Das Signal x(k) wird sodann digitalanalog gewandelt sowie gefiltert und verstärkt, so dass das Sendesignal y(t) resultiert.

Je nach Belegung der Eingänge des IFFT-Blocks sind die beiden seriellen Zeitsignale von der Form

mit n = Anzahl der Frequenzlinien
und

d. h. die berechneten harmonischen Signale treten nur im ganzzahligen Raster (Orthogonalität) auf.

Die weitere Verarbeitung erfolgt nun ohne aufwendige Modulation und ohne weitere Signalfilterung entweder dadurch, dass (vgl. Fig. 5)

• a) nur der Realteil x_R(k) (nur Schalter S1 geschlossen), oder auch nur der Imaginärteil (nur Schalter S2 geschlossen), einer D/A-Wandlung, analogen Nachfilterung (Rekonstruktionsfilter) und Verstärkung unterzogen wird.
• b) Realteil x_R(k) und Imaginärteil x_I(k) summiert und entsprechend a) weiterverarbeitet werden (beide Schalter S1, S2 geschlossen).

Bei der Summation (Fall b)) entsteht aus den Realteil- und Imaginärteilabtastwerten durch eine trigonometrische Umformung das folgende diskrete Signal:

Bei der Summation wird also wieder eine Sinusschwingung mit anderer Amplitude c_µ und einer Phasenverschiebung ϕ_µ pro generierter Trägerfrequenz ω_µ(ω_µ = µ . ω₀) erzeugt.

Die Summation hat den Vorteil einer höheren Signalenergie. Eine zusätzlich entstehende Phasenverschiebung wirkt sich durch das übliche differentielle Verfahren nicht nachteilig aus.

Die Fig. 6 zeigt beispielhaft das Betragsspektrum des Sendesignals für den Fall, dass der Übertragungskanal eine Bandpasscharakteristik zwischen den Frequenzen f_L und f_L+n-1, aufweist. In dem Betragsspektrum des Sendesignals der Fig. 7 ist ein weiterer Bandpassbereich vorhanden. Wie bereits unter Bezugnahme auf Fig. 3 erläutert, kann auch eine solche Übertragungscharakteristik ohne zusätzlichen Aufwand durch das erfindungsgemäße Modulationsverfahren optimal genutzt werden.

Sollen, wie es beispielsweise in der Powerline-Technik nötig ist, Bandpasssignale für das Sendesignal erzeugt werden, so ist wie folgt vorzugehen:

Der Nutzbandbereich liegt beispielsweise im Bereich von f_L = 100 kHz bis ca. f_L+n-1 = 120 kHz. Die Wahl der Abtastfrequenz mit fc = 307,2 kHz und der Festlegung der IFFT- Länge mit N = 256 führt auf einen Abstand von Δf = 307,2 kHz/256 = 1200 Hz jeweils zueinander orthogonaler Trägerfrequenzen. Die ersten 84 Werte bei der Berechnung der IFFT werden Null gesetzt, vom 85. Wert bis zum 100. Wert werden M = 16 Frequenzen mit einem bekannten digitalen Modulationsverfahren (4PSK, 8PSK, usw.) beaufschlagt. Die Werte von 101 bis 256 werden wieder Null gesetzt. Damit entsteht ein Bandpasssignal im Bereich von f_L = 100,8 kHz bis f_L+n-1 = 118,8 kHz, d. h. mit 18 kHz Bandbreite. Die Symbolzeit ist T_S = N . 1/fc = 833,33 µs. Zur Übertragung über einen realen Kanal ist für das Einschwingen die Guard-Intervallzeit zu addieren, sodass für dieses Beispiel etwa mit T_S ^* ≈ 1 ms zu rechnen ist. Bei Einsatz einer 4- PSK-Modulation pro Träger im Nutzband lässt sich somit eine Datenrate von 16 . 2 . 1/ms . ≈ 32 kbit/s erzielen. Dabei ist 2 = k die Ordnungszahl für die Modulationsart 4 PSK mit 2^k = 4, der Faktor 16 stellt die Anzahl der Träger dar. Das entstehende Zeitsignal für den Sender ist rauschähnlich und wird ohne weitere Modulation, also ohne sin(ω_Mt) und cos(ω_Mt) (vgl. Fig. 2) erzeugt.

Ein Vorteil des Verfahrens ist es, dass nur durch Softwareänderung leicht ein Multiband-Signal erzeugt werden kann, wie es in Fig. 7 dargestellt ist, und zwar auch ohne orthogonale Modulation, ohne die sonst erforderliche Vorfilterung des Sendesignales und ohne aufwendige Tiefpassfilterung des rückmodulierten Empfangssignales wie sonst im Stand der Technik erforderlich (vgl. Fig. 2).

Durch Nullsetzen bzw. Belegen von Frequenzen mit üblichen digitalen Modulationsverfahren (PSK, QAM, etc.) lassen sich vorteilhaft erlaubte Bereiche in einem vorgegebenen Übertragungskanal, beispielsweise in der Powerline-Technik nach zur Zeit gültigen Normen (EN50065-1) innerhalb eines Bandes bis zur halben Abtastfrequenz fc ausnutzen.

Alternativ kann das Sendesignal auch durch Fouriersynthese aus den einzelnen Trägerfrequenzen, mit den entsprechenden Startphasen, gewonnen werden. Die Trägerfrequenzen können dabei aus einem Speicher (Sinustabelle) gelesen werden oder auch z. B. mittels Goertzel-Algorithmus erzeugt werden.

Die Fig. 8 zeigt einen erfindungsgemässen Empfänger 800. Das nach dem erfindungsgemässen Verfahren erzeugte Signal x(t) wird zunächst in dem analog­ digital Umsetzer 802 gewandelt; am Ausgang des nachgeschalteten seriell-parallel Wandlers 804 liegen dann wieder die Werte x_R oder x_I oder x_R + x_I vor - je nach der Stellung der Schalter S1 und S2, die in dem Sender 500 geschaltet sind (vgl. Fig. 5). Durch die darauffolgende Fast-Fourier-Transformation dieser Werte in dem Mikroprozessor 806 werden die komplexen Symbole X wiedergewonnen. Nach deren Decodierung in dem Modul 808 und parallel-seriell Wandlung in dem Wandler 810 werden die empfangenen Daten von dem Entscheider 812 erkannt und ausgegeben.

Das am Empfänger ankommende Signal wird durch die Eigenschaft des Übertragungskanals verzerrt und weist additive Störsignale wie Rauschen, Impulsstörer und Sinusstörer auf. Für ein solches Signal ist ein Korrelationsempfänger optimal. Wie leicht gezeigt werden kann, ist eine FFT- Filterbank (FFT = Fast Fourier Transform) mit der bekannten Rechenzeit gleich der Symbolzeit T_S bzw. T_S ^* ein solcher Korrelationsempfänger. Die Komponenten Realteil x_R(k) und Imaginärteil x_I(k) des Sendesignales, die sendeseitig addiert wurden, oder nur als Realteil, bzw. Imaginärteil vorliegen, müssen wieder in die orthogonalen Komponenten für die FFT zerlegt werden.

Ein wesentlicher erfindungsgemäße Vorteil ist die Möglichkeit der Rückgewinnung der Datensignale mit einer FFT über Symboltakt T_S bzw. T_S ^*, wie es in Fig. 8 dargestellt ist.

Im weiteren wird vereinfacht vorausgesetzt, dass das ungestörte Sendesignal

der Fast-Fourier-Transformarion unterworfen wird. Es entstehen die Signale X(µ), die dem Bildbereich der ursprünglichen codierten Datensignale entsprechen.

Mit den Abkürzungen der einzelnen Argumente ωµ . T_c . k = Ω_µ . k der harmonischen Funktionen gilt für die FFT, wenn das Summensignal als Realteil interpretiert wird:

mit Ω = 2π/N. Ω . ν sind die im ganzzahligen Raster ν gesendeten Frequenzen und Ω . µ sind die Vergleichsfrequenzen für die als Korrelatorbank wirkende FFT. Die Koeffizienten a_ν und b_ν repräsentieren die am Empfangsort ankommenden ehemaligen Sendesignalamplituden a_µ und b_µ.

Durch trigonometrische Umformung werden folgende Teilterme erhalten:

Bei der Korrelation über die Symbolzeit reduziert sich die gesamte Beziehung auf

d. h. am Korrelatorausgang (nach der FFT) werden in aufsteigender Folge mit µ die in den Senderträgerfrequenzen enthaltene Information a_ν und b_ν zurückgewonnen.

Die einzige Voraussetzung ist die Synchronisation des Empfängers auf die Folge x(k), was mit verschiedenen bekannten Methoden durchgeführt werden kann. Eine weitere sonst erforderliche Synchronisation auf die Kreisfrequenz und die Phase von orthogonalen Modulations- und Demodulationsfrequenzen ist nicht erforderlich, da diese bei dem erfindungsgemässen Verfahren gar nicht benötigt werden.

Senderseitig kann das Verfahren z. B. durch geeignete Programmierung eines Motorola 56002 digitalen Signalprozessors (DSP) realisiert werden, empfängerseitig mittels Motorola 56303 DSP.

Claims (10)

1. Verfahren zur orthogonalen Frequenz-Multiplex Modulation (OFDM) dadurch gekennzeichnet, dass nur solche Trägerfrequenzen für die Modulation verwendet werden, die in einem Durchlassbereich (312, 314) eines Kanals liegen.

2. Verfahren nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass

• a) eine zu modulierende Datensequenz eine erste Anzahl (M) von Daten pro Zeittakt beinhaltet,
• b) eine zweite Anzahl (N) äquidistanter Frequenzpunkte zwischen der Frequenz Null und der Grenzfrequenz definiert sind, wobei eine dritte Anzahl (m) von Frequenzpunkten als Teilmenge der zweiten Anzahl der Frequenzpunkte in einem Durchlassbereich des Kanals liegen,
• c) die Daten jeweils einem der Frequenzpunkte der Teilmenge zugeordnet werden.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Kanal zwei oder mehrere Bandpassbereiche aufweist, wobei in einem oder mehrerer der Bandpassbereiche Frequenzpunkte der Teilmenge liegen, denen Daten zugeordnet werden.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass pro Zeittakt eine inverse Fourier Transformation, vorzugsweise eine IFFT durchgeführt wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4 wobei nur die Realanteile oder nur die Imaginäranteile oder die Summe aus den Real- und Imaginäranteilen der aus der inversen Fourier-Transformation resultierenden Koeffizienten für die Erzeugung eines Sendesignals verwendet werden.

6. Modulator zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 5 mit einem Mikroprozessor, vorzugsweise einem digitalen Signalprozessor, zur Durchführung der Zuordnung der Trägerfrequenzen.

7. Verfahren zur Demodulation eines nach einem Verfahren eines der Ansprüche 1 bis 5 modulierten Signals, dadurch gekennzeichnet, dass das Signal einer Fourier-Transformation unterzogen wird und die Daten durch Korrelation über die Symbolzeit erkannt werden, wobei das Verfahren synchron mit der Datensequenz durchgeführt wird.

8. Demodulator zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 7 mit einem Mikroprozessor, vorzugsweise einem digitalen Signalprozessor, zur Durchführung der Fourier-Transformation.

9. Kommunikationssystem mit zumindest einem Modulator nach Anspruch 6 und einem Demodulator nach Anspruch 8, wobei der Modulator und der Demodulator über einen Kanal miteinander verbindbar sind, wobei es sich bei dem Kanal vorzugsweise um ein Netzwerk zur elektrischen Energieversorgung handelt.

10. Computerprogramm zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 5 und/oder nach Anspruch 7.