DE60032684T2 - Mehrträgermodulation - Google Patents

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DE60032684T2
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signal
digital
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quadrature
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Kazunari Matsui
Katsumi Yokosuka-shi Takaoka
Takaaki Yokosuka-shi Saiki
Keiichi Atsugi-shi Kaneko
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Victor Company of Japan Ltd
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Victor Company of Japan Ltd
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Description

  • Gebiet der Erfindung
  • Diese Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation. Diese Erfindung betrifft außerdem ein Verfahren und eine Vorrichtung zur digitalen Quadraturdemodulation.
  • Beschreibung der verwandten Technik
  • Bei dem orthogonalen Frequenz-Multiplexen (OFDM, orthogonal frequency division multiplexing) werden digitale Inphasesignale (I-Signale) und Quadratursignale (Q-Signale), die aus einem einer QAM entsprechenden Prozess oder einem einer QPSK entsprechenden Prozess resultieren, entsprechenden orthogonalen Frequenzen für eine IDFT oder IFFT zugewiesen. Dabei ist QAM eine Abkürzung für Quadratur-Amplitudenmodulation und QPSK eine Abkürzung für Quadratur-Phasenumtastung. Außerdem ist IDFT eine Abkürzung für inverse diskrete Fourier-Transformation und IFFT eine Abkürzung für inverse schnelle Fourier-Transformation. Die IDFT oder die IFFT wird ausgeführt, während die I-Signale als Realteile und die Q-Signale als Imaginärteile eingesetzt werden. Durch die IDFT oder die IFFT werden die I-Signale umgesetzt und zu einem aus einem digitalen Multiplexen resultierenden I-Signal kombiniert, und die Q-Signale werden umgesetzt und zu einem aus einem digitalen Multiplexen resultierenden Q-Signal kombiniert. Die aus einem digitalen Multiplexen resultierenden I- und Q-Signale werden in analoge Form umgewandelt. Die analogen I- und Q-Signale werden kombiniert und in ein HF-Mehrträgersignal in einem gewünschten Frequenzband umgesetzt. Das HF-Mehrträgersignal wird als eine Funkwelle übertragen.
  • Eine Vorrichtung nach dem Stand der Technik zur Modulation, die auf OFDM basiert, erfordert eine verhältnismäßig hohe Abtastfrequenz. Deswegen verwendet die Modulationsvorrichtung nach dem Stand der Technik Komponenten, die selbst bei hohen Frequenzen zuverlässig arbeiten können. Derartige Komponenten sind teuer.
  • Eine Vorrichtung nach dem Stand der Technik zur Demodulation, die OFDM betrifft, erfordert eine verhältnismäßig hohe Abtastfrequenz. Deswegen verwendet die Demodulationsvorrichtung nach dem Stand der Technik Komponenten, die selbst bei hohen Frequenzen zuverlässig betrieben werden können. Derartige Komponenten sind teuer.
  • Das Dokument JP-A-08051466 offenbart einen digitalen Quadraturmodulator, der Inphase- und Quadraturphasenkomponenten und ihre invertierten Versionen in einen seriellen Datenstrom multiplext, ohne sie in gerade und ungerade Komponenten aufzuteilen.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist eine erste Aufgabe dieser Erfindung, eine verbesserte Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation zu schaffen.
  • Es ist eine zweite Aufgabe dieser Erfindung, ein verbessertes Verfahren zur digitalen Quadraturmodulation zu schaffen.
  • Es ist eine dritte Aufgabe dieser Erfindung, eine verbesserte Vorrichtung zur digitalen Quadraturdemodulation zu schaffen.
  • Es ist eine vierte Aufgabe dieser Erfindung, ein verbessertes Verfahren zur digitalen Quadraturdemodulation zu schaffen.
  • Ein erstes Verfahren der Modulation auf der Grundlage des orthogonalen Frequenz-Multiplexens wird beschrieben. Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte: Zuweisen von Datenabschnitten, die Inphasekomponenten und Quadraturkomponenten eines aus einer digitalen Modulation resultierenden Signals repräsentieren, zu Frequenzen für eine inverse schnelle Fourier-Transformation; Ausführen der inversen schnellen Fourier-Transformation bei einer vorgegebenen Abtastfrequenz Fs, um die Datenabschnitte in ein Realteil-Signal und ein Imaginärteil-Signal umzusetzen; Verschieben der Phasen des Realteil-Signals und des Imaginärteil-Signals, um das Realteil-Signal und das Imaginärteil-Signal in ein phasenverschobenes Realteil-Signal und ein phasenverschobenes Imaginärteil-Signal umzusetzen; Unterteilen des phasenverschobenen Realteil-Signals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten; Unterteilen des phasenverschobenen Imaginärteil-Signals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten; Multiplizieren der Folge von phasenverschobenen geradzahlig nummerierten Abtastwerten des Realteil-Signals mit "1", um ein erstes Multiplikationsergebnis-Signal I(2n) zu erzeugen; Multiplizieren der Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten des phasenverschobenen Imaginärteil-Signals mit "-1", um ein zweites Multiplikationsergebnis-Signal -Q(2n) zu erzeugen; Multiplizieren der Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des phasenverschobenen Realteil-Signals mit "-1", um ein drittes Multiplikationsergebnis-Signal -I(2n + 1) zu erzeugen; Multiplizieren der Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des phasenverschobenen Imaginärteil-Signals mit "1", um ein viertes Multiplikationsergebnis-Signal Q(2n + 1) zu erzeugen; aufein ander folgendes Auswählen des ersten Multiplikationsergebnis-Signals I(2n), des zweiten Multiplikationsergebnis-Signals -Q(2n), des dritten Multiplikationsergebnis-Signals -I(2n + 1) und des vierten Multiplikationsergebnis-Signals Q(2n + 1) bei einer Frequenz, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist, um ein aus einer digitalen Quadraturmodulation resultierendes Signal zu erzeugen; und Umsetzen des aus einer digitalen Quadraturmodulation resultierenden Signals in ein aus einer analogen Quadraturmodulation resultierendes Signal bei einer Frequenz, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist.
  • Ein zweites Verfahren wird auf der Grundlage des ersten Verfahrens beschrieben, wobei der Schritt des aufeinander folgenden Auswählens die folgenden Schritte umfasst: Eingeben des ersten Multiplikationsergebnis-Signals I(2n), des zweiten Multiplikationsergebnis-Signals -Q(2n), des dritten Multiplikationsergebnis-Signals -I(2n + 1) bzw. des vierten Multiplikationsergebnis-Signals Q(2n + 1) in Schieberegister bei einer Frequenz, die gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist; und aufeinander folgendes Auswählen von Ausgangssignalen aus den Schieberegistern bei einer Frequenz, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist, um das aus einer digitalen Quadraturmodulation resultierende Signal zu erzeugen.
  • Des Weiteren wird eine Vorrichtung zur Modulation auf der Grundlage des orthogonalen Frequenz-Multiplexens beschrieben. Die Vorrichtung umfasst Mittel zum Zuweisen von Datenabschnitten, die Inphasekomponenten und Quadraturkomponenten eines aus einer digitalen Modulation resultierenden Signals repräsentieren, zu Frequenzen für eine inverse schnelle Fourier-Transformation; Mittel zum Ausführen der inversen schnellen Fourier-Transformation bei einer vorgegebenen Abtastfrequenz Fs, um die Datenabschnitte in ein Realteil-Signal und ein Imaginärteil- Signal umzusetzen; Mittel zum Verschieben der Phase des Realteil-Signals und des Imaginärteil-Signals, um das Realteil-Signal und das Imaginärteil-Signal in ein phasenverschobenes Realteil-Signal und ein phasenverschobenes Imaginärteil-Signal umzusetzen; Mittel zum Unterteilen des phasenverschobenen Realteil-Signals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten; Mittel zum Unterteilen des phasenverschobenen Imaginärteil-Signals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten; einen Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten des phasenverschobenen Realteil-Signals mit "1", um ein erstes Multiplikationsergebnis-Signal I(2n) zu erzeugen; einen Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten des phasenverschobenen Imaginärteil-Signals mit "-1", um ein zweites Multiplikationsergebnis-Signal -Q(2n) zu erzeugen; einen Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des phasenverschobenen Realteil-Signals mit "-1", um ein drittes Multiplikationsergebnis-Signal -I(2n + 1) zu erzeugen; einen Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des phasenverschobenen Imaginärteil-Signals mit "1", um ein viertes Multiplikationsergebnis-Signal Q(2n + 1) zu erzeugen; Mittel zum aufeinander folgenden Auswählen des ersten Multiplikationsergebnis-Signals I(2n), des zweiten Multiplikationsergebnis-Signals -Q(2n), des dritten Multiplikationsergebnis-Signals -I(2n + 1) und des vierten Multiplikationsergebnis-Signals Q(2n + 1) bei einer Frequenz, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist, um ein aus einer digitalen Quadraturmodulation resultierendes Signal zu erzeugen; und einen D/A-Umsetzer zum Umsetzen des aus einer digitalen Quadraturmodulation resultierenden Signals in ein aus einer analogen Quadraturmodulation resultierendes Signal bei einer Frequenz, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist.
  • Auf der Grundlage dieser Vorrichtung wird eine Vorrichtung beschrieben, bei der das Mittel zum aufeinander folgenden Auswählen umfasst: Schieberegister; Mittel zum Eingeben des ersten Multiplikationsergebnis-Signals I(2n), des zweiten Multiplikationsergebnis-Signals -Q(2n), des dritten Multiplikationsergebnis-Signals -I(2n + 1) bzw. des vierten Multiplikationsergebnis-Signals Q(2n + 1) in die Schieberegister bei einer Frequenz, die gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist; und einen Datenselektor zum aufeinander folgenden Auswählen von Ausgangssignalen aus den Schieberegistern bei einer Frequenz, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist, um das aus einer digitalen Quadraturmodulation resultierende Signal zu erzeugen.
  • Des Weiteren wird ein Verfahren zum Demodulieren eines OFDM-Signals (OFDM, orthogonales Frequenz-Multiplexen) beschrieben. Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte: Umsetzen eines HF-OFDM-Signals in ein analoges OFDM-Signal in einem Frequenzband mit einer Mittenfrequenz, die gleich der Hälfte einer vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist; Umsetzen des analogen OFDM-Signals in ein digitales OFDM-Signal bei einer Frequenz, die gleich der doppelten Abtastfrequenz Fs ist, aufeinander folgendes Trennen von Abtastwerten des digitalen OFDM-Signals in eine Folge von ersten vier Abtastwerten, eine Folge von zweiten vier Abtastwerten, eine Folge von dritten vier Abtastwerten und eine Folge von vierten vier Abtastwerten; Multiplizieren der Folge von ersten vier Abtastwerten des digitalen OFDM-Signals mit "1", um ein erstes Multiplikationsergebnis-Signal I(2n) zu erzeugen; Multiplizieren der Folge von zweiten vier Abtastwerten des digitalen OFDM-Signals mit "-1", um ein zweites Multiplikationsergebnis-Signal -Q(2n) zu erzeugen; Multiplizieren der Folge von drit ten vier Abtastwerten des digitalen OFDM-Signals mit "-1", um ein drittes Multiplikationsergebnis-Signal -I(2n + 1) zu erzeugen; Multiplizieren der Folge von vierten vier Abtastwerten des digitalen OFDM-Signals mit "1", um ein viertes Multiplikationsergebnis-Signal Q(2n + 1) zu erzeugen; Erzeugen eines aus einer Quadraturdemodulation resultierenden Inphasesignals in Reaktion auf das erste Multiplikationsergebnis-Signal I(2n) und das dritte Multiplikationsergebnis-Signal -I(2n + 1); Erzeugen eines aus einer Quadraturdemodulation resultierenden Quadratursignals in Reaktion auf das zweite Multiplikationsergebnis-Signal -Q(2n) und das vierte Multiplikationsergebnis-Signal Q(2n + 1); Ausgleichen von Phasen des aus einer Quadraturdemodulation resultierenden Inphasesignals und des aus einer Quadraturdemodulation resultierenden Quadratursignals, um ein Paar von phasengleichen Inphase- und Quadratursignalen zu erzeugen, und Ausführen einer schnellen Fourier-Transformation an dem Paar von phasengleichen Inphase- und Quadratursignalen bei einer Frequenz, die gleich der vorgegebenen Abtastfrequenz ist, um das Paar von phasengleichen Inphase- und Quadratursignalen in Realteil-Daten und Imaginärteil-Daten umzusetzen.
  • Außerdem wird eine Vorrichtung zum Demodulieren eines OFDM-Signals (OFDM, orthogonales Frequenz-Multiplexen) beschrieben. Die Vorrichtung umfasst: einen Frequenzumsetzer zum Umsetzen eines HF-OFDM-Signals in ein analoges OFDM-Signals in einem Frequenzband mit einer Mittenfrequenz, die gleich der Hälfte einer vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist; einen A/D-Umsetzer zum Umsetzen des analogen OFDM-Signals bei einer Frequenz, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist; Mittel zum aufeinander folgenden Trennen von Abtastwerten des digitalen OFDM-Signals in eine Folge von ersten vier Abtastwerten, eine Folge von zweiten vier Abtastwerten, eine Folge von dritten vier Abtastwerten und eine Folge von vierten vier Abtastwerten; einen Multiplizierer zum Multip lizieren der Folge von ersten vier Abtastwerten des digitalen OFDM-Signals mit "1", um ein erstes Multiplikationsergebnis-Signal I(2n) zu erzeugen; einen Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von zweiten vier Abtastwerten des digitalen OFDM-Signals mit "-1", um ein zweites Multiplikationsergebnis-Signal -Q(2n) zu erzeugen; einen Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von dritten vier Abtastwerten des digitalen OFDM-Signals mit "-1", um ein drittes Multiplikationsergebnis-Signal -I(2n + 1) zu erzeugen; einen Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von vierten vier Abtastwerten des digitalen OFDM-Signals mit "1", um ein viertes Multiplikationsergebnis-Signal Q(2n + 1) zu erzeugen; Mittel zum Erzeugen eines aus einer Quadraturdemodulation resultierenden Inphasesignals in Reaktion auf das erste Multiplikationsergebnis-Signal I(2n) und das dritte Multiplikationsergebnis-Signal -I(2n + 1); Mittel zum Erzeugen eines aus einer Quadraturdemodulation resultierenden Quadratursignals in Reaktion auf das zweite Multiplikationsergebnis-Signal -Q(2n) und das vierte Multiplikationsergebnis-Signal Q(2n + 1); Mittel zum Ausgleichen von Phasen des aus einer Quadraturdemodulation resultierenden Inphasesignals und des aus einer Quadraturdemodulation resultierenden Quadratursignals, um ein Paar von phasengleichen Inphase- und Quadratursignalen zu erzeugen, und Mittel zum Ausführen einer schnellen Fourier-Transformation an dem Paar von phasengleichen Inphase- und Quadratursignalen bei einer Frequenz, die gleich der vorgegebenen Abtastfrequenz ist, um das Paar von phasengleichen Inphase- und Quadratursignalen in Realteil-Daten und Imaginärteil-Daten umzusetzen.
  • Ein erster Aspekt dieser Erfindung schafft eine Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation, die umfasst: Mittel zum Erzeugen von N-Punkt-Mehrträgersignalen, die eine vorgegebene Abtastfrequenz Fs besitzen und in einem Frequenzband liegen, dessen Mittenfrequenz gleich 0 Hz ist, wobei die N-Punkt-Mehrträgersignale in Gruppen vorhanden sind, wovon jede eine Inphasekomponente und eine Quadraturkomponente besitzt, wobei N eine vorgegebene natürliche Zahl bezeichnet; Mittel, die an den N-Punkt-Mehrträgersignalen eine inverse schnelle Fourier-Transformation ausführen, um ein diskretes Inphasesignal I und ein diskretes Quadratursignal Q, die in einem Zeitbereich definiert sind, zu erzeugen; Mittel zum Auswählen von Abtastwerten I(2n) und I(2n + 1) des diskreten Inphasesignals I und von Abtastwerten Q(2n) und Q(2n + 1) des diskreten Quadratursignals Q, wobei n = 0, 1, 2, ..., N/2; Mittel zum Multiplizieren des ausgewählten Abtastwerts I(2n + 1) mit "-1", um einen Abtastwert -I(2n + 1) zu erzeugen; Mittel zum Multiplizieren des ausgewählten Abtastwerts Q(2n) mit "-1", um einen Abtastwert -Q(2n) zu erzeugen; und Mittel zum Umordnen der Abtastwerte I(2n), -I(2n + 1), -Q(2n) und Q(2n + 1) in eine Reihenfolge I(2n), -Q(2n), -I(2n + 1) und Q(2n + 1), um ein aus einer Quadraturmodulation resultierendes Signal zu erzeugen, das eine Abtastfrequenz hat, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist und in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist.
  • Ein zweiter Aspekt dieser Erfindung schafft ein Verfahren zur digitalen Quadraturmodulation. Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte: Erzeugen von N-Punkt-Mehrträgersignalen, die eine vorgegebene Abtastfrequenz Fs besitzen und in einem Frequenzband liegen, dessen Mittenfrequenz 0 Hz ist, wobei die N-Punkt-Mehrträgersignale in Gruppen vorhanden sind, wovon jede eine Inphasekomponente und eine Quadraturkomponente besitzt, wobei N eine vorgegebene natürliche Zahl bezeichnet; Ausführen einer inversen schnellen Fourier-Transformation an den N-Punkt-Mehrträgersignalen, um ein diskretes Inphasesignal I und ein diskretes Quadratursignal Q, die in einem Zeitbereich definiert sind, zu erzeugen; Auswählen von Abtastwerten I(2n) und I(2n + 1) des diskreten Inphasesignals I und von Abtastwerten Q(2n) und Q(2n + 1) des diskreten Quadratursignals Q, wobei n = 0, 1, 2, ..., N/2; Multiplizieren des ausgewählten Abtastwerts I(2n + 1) mit "-1", um einen Abtastwert -I(2n + 1) zu erzeugen; Multiplizieren des ausgewählten Abtastwerts Q(2n) mit "-1", um einen Abtastwert -Q(2n) zu erzeugen; und Umordnen der Abtastwerte I(2n), -I(2n + 1), -Q(2n) und Q(2n + 1) in einer Reihenfolge I(2n), -Q(2n), -I(2n + 1) und Q(2n + 1), um ein aus einer Quadraturmodulation resultierendes Signal zu erzeugen, das eine Abtastfrequenz besitzt, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist und in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist.
  • Ein dritter Aspekt dieser Erfindung schafft eine Vorrichtung zur digitalen Quadraturdemodulation zum Demodulieren eines aus einer Quadraturmodulation resultierenden Signals, das durch die Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation nach dem siebten Aspekt dieser Erfindung erzeugt wird. Die Vorrichtung zur digitalen Quadraturdemodulation umfasst: Mittel zum Auswählen von vier aufeinander folgenden Abtastwerten von diskreten 2N-Punkt-Daten, die ein aus einer Quadraturmodulation resultierendes Signal sind, das eine Abtastfrequenz besitzt, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist und die in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist; und Mittel zum aufeinander folgenden Zuweisen der vier ausgewählten aufeinander folgenden Abtastwerte zu einem Abtastwert I(2n) eines Inphasesignals, zu einer Inversion -Q(2n) eines Abtastwerts Q(2n) eines Quadratursignals, zu einer Inversion -I(2n + 1) eines Abtastwerts I(2n + 1) des Inphasesignals bzw. zu einem Abtastwert Q(2n + 1) des Quadratursignals, wobei sowohl das Inphasesignal als auch das Quadratursignal N Punkte besitzt und in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich 0 Hz ist.
  • Ein vierter Aspekt dieser Erfindung schafft ein Verfahren zum Demodulieren eines aus einer Quadraturmodulation resultierenden Signals, das durch das Verfahren nach dem achten Aspekt erzeugt wird. Das Demodulationsverfahren umfasst die folgenden Schritte: Auswählen von vier aufeinander folgenden Abtastwerten von diskreten 2N-Punkt-Daten, die ein aus einer Quadraturmodulation resultierenden Signal sind, das eine Abtastfrequenz besitzt, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist und die in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist; und aufeinander folgendes Zuweisen der vier ausgewählten aufeinander folgenden Abtastwerte zu einem Abtastwert I(2n) eines Inphasesignals, zu einer Inversion -Q(2n) eines Abtastwerts Q(2n) eines Quadratursignals, zu einer Inversion -I(2n + 1) eines Abtastwerts I(2n + 1) des Inphasesignals bzw. zu einem Abtastwert Q(2n + 1) des Quadratursignals, wobei sowohl das Inphasesignal als auch das Quadratursignal N Punkte besitzt und in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich 0 Hz ist.
  • Des Weiteren wird ein digitaler Quadraturmodulator beschrieben, der umfasst: ein Interpolationsfilter zum Erzeugen zweiter Abtastwerte eines N-Punkt-Quadratursignals aus ursprünglichen Abtastwerten des Quadratursignals durch einen Interpolationsprozess, wobei N eine vorgegebene natürliche Zahl bezeichnet, wobei die zweiten Abtastwerte an Mittelpunkten zwischen Positionen der ursprünglichen Abtastwerte liegen; einen ersten Demultiplexer zum Trennen von Abtastwerten eines N-Punkt-Inphasesignals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und in eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten, wobei die Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten des Inphasesignals ein Signal I(2n) bildet; einen zweiten Demultiplexer zum Trennen der zweiten Abtastwerte des Quadratursignals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und in eine Folge von ungeradzahlig nummerier ten Abtastwerten, wobei die Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des Quadratursignals ein Signal Q(2n + 1) bildet; einen ersten Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des Inphasesignals mit "-1", um ein Signal -I(2n + 1) zu erzeugen; einen zweiten Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten des Quadratursignals mit "-1", um ein Signal -Q(2n) zu erzeugen; und einen Parallel/Seriell-Umsetzer, um das Signal I(2n), das Signal -Q(2n), das Signal -I(2n + 1) und das Signal Q(2n + 1) nacheinander auszuwählen und auszugeben, um ein aus einer digitalen Quadraturmodulation resultierendes 2N-Punkt-Signal zu erzeugen.
  • Bei diesem digitalen Quadraturmodulator kann das Interpolationsfilter auch ein Halbbandfilter enthalten.
  • Ein weiterer digitaler Quadraturmodulator umfasst: ein Interpolationsfilter zum Erzeugen von zweiten Abtastwerten eines N-Punkt-Inphasesignals aus ursprünglichen Abtastwerten des Inphasesignals durch einen Interpolationsprozess, wobei N eine vorgegebene natürliche Zahl bezeichnet, wobei die zweiten Abtastwerte an Mittelpunkten zwischen Positionen der ursprünglichen Abtastwerte liegen; einen ersten Demultiplexer zum Trennen der zweiten Abtastwerte des Inphasesignals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten, wobei die Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten des Inphasesignals ein Signal I(2n) bildet; einen zweiten Demultiplexer zum Trennen von Abtastwerten eines N-Punkt-Quadratursignals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten, wobei die Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des Quadratursignals ein Signal Q(2n + 1) bildet; einen ersten Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des Inphasesignals mit "-1", um ein Signal -I(2n + 1) zu erzeugen; einen zweiten Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten des Quadratursignals mit "-1", um ein Signal -Q(2n) zu erzeugen; und einen Parallel/Seriell-Umsetzer, um das Signal I(2n), das Signal -Q(2n), das Signal -I(2n + 1) und das Signal Q(2n + 1) nacheinander auszuwählen und auszugeben, um ein aus einer digitalen Quadraturmodulation resultierendes 2N-Punkt-Signal zu erzeugen.
  • Ein weiteres Verfahren der digitalen Quadraturmodulation wird beschrieben. Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte: Erzeugen von zweiten Abtastwerten eines N-Punkt-Quadratursignals aus ursprünglichen Abtastwerten des Quadratursignals durch einen Interpolationsprozess, wobei N eine vorgegebene natürliche Zahl bezeichnet, wobei die zweiten Abtastwerte an Mittelpunkten zwischen Positionen der ursprünglichen Abtastwerte liegen; Trennen von Abtastwerten eines N-Punkt-Inphasesignals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten, wobei die Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten des Inphasesignals ein Signal I(2n) bildet; Trennen der zweiten Abtastwerte des Quadratursignals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten, wobei die Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des Quadratursignals ein Signal Q(2n + 1) bildet; Multiplizieren der Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des Quadratursignals mit "-1", um ein Signal -I(2n + 1) zu erzeugen; Multiplizieren der Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten des Quadratursignals mit "-1", um ein Signal -Q(2n) zu erzeugen; und aufeinander folgendes Auswählen und Ausgeben des Signals I(2n), des Signals -Q(2n), des Signals -I(2n + 1) und des Signals Q(2n + 1), um ein aus einer digitalen Quadraturmodulation resultierendes 2N-Punkt-Signal zu erzeugen.
  • Schließlich wird ein weiteres Verfahren der digitalen Quadraturmodulation beschrieben. Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte: Erzeugen zweiter Abtastwerte eines N-Punkt-Inphasesignals aus ursprünglichen Abtastwerten des Inphasesignals durch einen Interpolationsprozess, wobei N eine vorgegebene natürliche Zahl bezeichnet, wobei die zweiten Abtastwerte an Mittelpunkten zwischen Positionen der ursprünglichen Abtastwerte liegen; Trennen der zweiten Abtastwerte eines Inphasesignals in eine Folge von geradzahlig nummer erten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten, wobei die Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerter des Inphasesignals ein Signal I(2n) bildet; Trennen von Abtastwerten einees N-Punkt-Quadratursignals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten, wobei die Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des Quadratursignals ein Signal Q(2n + 1) bildet; Multiplizieren der Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des Inphasesignals mit "-1", um ein Signal -I(2n + 1) zu erzeugen; Multiplizieren der Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten des Quadratursignals mit "-1", um ein Signal -Q(2n) zu erzeugen; und aufeinander folgendes Auswählen und Ausgeben des Signals I(2n), des Signals -Q(2n), des Signals -I(2n + 1) und des Signals Q(2n + 1), um ein aus einer digitalen Quadraturmodulation resultierendes 2N-Punkt-Signal zu erzeugen.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
  • 1 ist ein Blockschaltplan einer einer Vorrichtung zur OFDM-Modulation nach dem Stand der Technik;
  • 2 ist eine Zeitbereich-Darstellung von Signalen in der Vorrichtung von 1;
  • 3 ist ein Blockschaltplan einer Vorrichtung zur OFDM-Demodulation nach dem Stand der Technik;
  • 4 ist ein Blockschaltplan einer Vorrichtung zur OFDM-Modulation gemäß einer ersten Ausführungsform dieser Erfindung;
  • 5 ist eine Zeitbereich-Darstellung von Signalen in der Vorrichtung von 4;
  • 6 ist ein Blockschaltplan einer Vorrichtung zur OFDM-Demodulation gemäß einer zweiten Ausführungsform dieser Erfindung;
  • 7 ist eine Darstellung von Signalen in der Vorrichtung von 6;
  • 8 ist ein Blockschaltplan einer Vorrichtung zur OFDM-Modulation gemäß einer dritten Ausführungsform dieser Erfindung;
  • 9 ist eine Zeitbereich-Darstellung von Signalformen, die durch digitale Signale dargestellt werden, in der Vorrichtung zur OFDM-Modulation von 8;
  • 10 ist ein Blockschaltplan einer Vorrichtung zur OFDM-Demodulation gemäß einer vierten Ausführungsform dieser Erfindung;
  • 11 ist ein Blockschaltplan eines ersten digitalen Quadraturmodulators nach dem Stand der Technik;
  • 12 ist ein Blockschaltplan eines zweiten digitalen Quadraturmodulators nach dem Stand der Technik;
  • 13 ist ein Blockschaltplan eines digitalen Quadraturmodulators gemäß einer fünften Ausführungsform dieser Erfindung;
  • 14 ist ein Blockschaltplan eines digitalen Quadraturmodulators gemäß einer sechsten Ausführungsform dieser Erfindung; und
  • 15 ist ein Blockschaltplan eines digitalen Quadraturmodulators gemäß einer siebten Ausführungsform dieser Erfindung.
  • BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Eine Vorrichtung zur OFDM-Modulation (OFDM, orthogonales Frequenz-Multiplexen) nach dem Stand der Technik wird im Folgenden für ein besseres Verständnis dieser Erfindung beschrieben.
  • 1 zeigt eine Vorrichtung zur OFDM-Modulation nach dem Stand der Technik. Die Vorrichtung nach dem Stand der Technik von 1 enthält einen QPSK-Modulator 31, der ursprüngliche digitale Signal empfängt, die übertragen werden sollen. Der QPSK-Modulator 31 führt an den ursprünglichen digitalen Daten eine Verarbeitung aus, die der QPSK-Modulation entspricht. Der QPSK-Modulator 31 setzt die ursprünglichen digitalen Daten in digitale I-Signale (Inphasesignale) und digitale Q-Signale (Quadratursignale) um. Ein Trägersignalgenerator 32 empfängt die digitalen I-Signale und die digitalen Q-Signale von dem QPSK-Modulator 31. Der Trägersignalgenerator 32 ordnet die digitalen I-Signale und die digitalen Q-Signale in einem Frequenzbereich an. Der Trägersignalgenerator 32 ordnet im Einzelnen die digitalen I-Signale und die digitalen Q-Signale Frequenzen (orthogonale Grundband-Trägerfrequenzen) für eine IFFT zu. Der Trägersignalgenerator 32 gibt die aus der Zuordnung resultierenden digitalen I-Signale und die aus der Zuordnung resultierenden digitalen Q-Signale an einen IFFT-Abschnitt 33 aus.
  • In der Vorrichtung nach dem Stand der Technik von 1 führt der IFFT-Abschnitt 33 eine IFFT (inverse schnelle Fourier-Transformation) aus, wobei die aus der Zuordnung resultierenden digitalen I-Signale als Realteil-Terme und die aus der Zuordnung resultierenden digitalen Q-Signale als Imaginärteil-Terme eingesetzt werden. Der IFFT-Abschnitt 33 setzt die aus der Zuordnung resultierenden digitalen I-Signale um und kombiniert diese zu einem aus der IFFT resultierenden I-Signal. Außerdem setzt der IFFT-Abschnitt die aus der Zuordnung resultierenden digitalen Q-Signale um und kombiniert diese zu einem aus der IFFT resultierenden Q-Signal.
  • Die Vorrichtung nach dem Stand der Technik von 1 enthält Multiplizierer 35A, 35B, 35C und 35D, Schieberegister 36A, 36B, 36C und 36D und einen Datenselektor 37, die einen digitalen Quadraturmodulator bilden.
  • Der Multiplizierer 35A empfängt das aus der IFFT resultierende digitale I-Signal von dem IFFT-Abschnitt 33 und multipliziert das aus der IFFT resultierende digitale I-Signal mit "1". Der Multiplizierer 35A gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal an das Schieberegister 36A aus. Das Schieberegister 36A speichert und hält vorübergehend das digitale Signal vom Multiplizierer 35A. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 35A durch das Schieberegister 36A, wodurch es verzögert wird. Außerdem empfängt der Multiplizierer 35B das aus der IFFT resultierende digitale Q-Signal von dem IFFT-Abschnitt 33 und multipliziert das aus der IFFT resultierende digitale Q-Signal mit "-1". Der Multiplizierer 35B gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal an das Schieberegister 36B aus. Das Schieberegister 36B speichert und hält vorübergehend das digitale Signal vom Multiplizierer 35B. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 35B durch das Schieberegister 36B, wodurch es verzögert wird. Ferner empfängt der Multiplizierer 35C das aus der IFFT resultierende digitale I-Signal von dem IFFT-Abschnitt 33 und multipliziert das aus der IFFT resultierende digitale I-Signal mit "-1". Der Multiplizierer 35C gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal an das Schieberegister 36C aus. Das Schieberegister 36C speichert und hält vorübergehend das digitale Signal vom Multiplizierer 35C. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 35C durch das Schieberegister 36C, wodurch es verzögert wird. Außerdem empfängt der Multiplizierer 35D das aus der IFFT resultierende digitale Q-Signal von dem IFFT-Abschnitt 33 und multipliziert das aus der IFFT resultierende digitale Q-Signal mit "1". Der Multiplizierer 35D gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal an das Schieberegister 36D aus. Das Schieberegister 36D speichert und hält vorübergehend das digitale Signal vom Multiplizierer 35D. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 35D durch das Schieberegister 36D, wodurch es verzögert wird.
  • In der Vorrichtung nach dem Stand der Technik von 1 empfängt der Datenselektor 37 die ausgegebenen digitalen Signale von den Schieberegistern 36A, 36B, 36C und 36D. Der Datenselektor 37 wählt nacheinander und zyklisch eines von den ausgegebenen digitalen Signalen der Schieberegister 36A, 36B, 36C und 36D aus. Die Auswahlreihenfolge ist in jedem Zyklus folgendermaßen: "I" (das ausgegebene digitale Signal des Schieberegisters 36A), "-Q" (das ausgegebene digitale Signal des Schieberegisters 36B), "-I" (das ausgegebene digitale Signal des Schieberegisters 36C) und "Q" (das ausgegebene digitale Signal des Schieberegisters 36D). Der Datenselektor 37 gibt das aus der Auswahl resultierende digitale Signal an einen D/A-Umsetzer 38 aus. Der D/A-Umsetzer 38 ändert das ausgegebene digitale Signal des Datenselektors 37 in ein entsprechendes analoges Grundband-Mehrträgersignal. Der D/A-Umsetzer 37 gibt das analoge Grundband-Mehrträgersignal an einen Frequenzumsetzer 39 aus. Der Frequenzumsetzer 39 ändert das analoge Grundband-Mehrträgersignal in ein entsprechendes HF-Mehrträgersignal (ein entsprechendes HF-OFDM-Signal). Das HF-Mehrträgersignal wird von dem Frequenzumsetzer 39 über ein Bandpassfilter (BPF) 40, das in der Weise abgestimmt ist, dass lediglich Signalkomponenten in einem gewünschten Frequenzband durchgelassen werden, an einen HF-Leistungsverstärker 41 gesendet. Die Vorrichtung 41 verstärkt das HF-Mehrträgersignal. Der Verstärker 41 leitet das aus einer Verstärkung resultierende HF-Mehrträgersignal zu einer Antenne 42. Das aus einer Verstärkung resultierende HF-Mehrträgersignal (das aus einer Verstärkung resultierende HF-OFDM-Signal) wird durch die Antenne 42 abgestrahlt.
  • In den 1 und 2 arbeitet der IFFT-Abschnitt 33 bei einer niedrigen Abtastfrequenz Fs, die durch ein niederfrequentes Taktimpulssignal bereitgestellt wird. Demzufolge ändern sich die Zustände der aus der IFFT resultierenden digitalen I- und Q-Signale wiederholt mit einer Periode, die der niedrigen Abtastfrequenz Fs entspricht. Die Schieberegister 35A, 35B, 35C und 35D arbeiten ebenfalls bei der niedrigen Abtastfrequenz Fs. Deswegen ändern sich die Zustände der von den Schieberegistern 35A, 35B, 35C und 35D ausgegebenen digitalen Signale wiederholt mit einer Periode, die der niedrigen Abtastfrequenz Fs entspricht. Der Datenselektor 37 arbeitet dagegen bei einer hohen Abtastfrequenz 4Fs, die durch ein hochfrequentes Taktimpulssignal bereitgestellt wird. Die hohe Abtastfrequenz 4Fs beträgt das Vierfache der niedrigen Abtastfrequenz Fs. In jedem Zyklus, der gleich der Periode ist, die der niedrigen Abtastfrequenz Fs entspricht, wählt der Datenselektor 37 nacheinander das von dem Schieberegister 36A ausgegebene digitale Signal, das von dem Schieberegister 36B ausgegebene digitale Signal, das von dem Schieberegister 36C ausgegebene digitale Signal und das von dem Schieberegister 36D ausgegebene digitale Signal in dieser Reihenfolge aus (Reihenfolge "I → -Q → -I → Q"). Der D/A-Umsetzer 38 arbeitet ebenfalls bei der hohen Abtastfrequenz 4Fs.
  • Wenn diskrete Daten mit 1024 Punkten gemäß OFDM bei einer Zeichenrate von 20 μs übertragen werden, ist die niedrige Abtastfrequenz Fs für den IFFT-Abschnitt 33 und die Schieberegister 36A-36D wie folgt festgelegt: Fs = 1/{(20·10–6)/1024} = 51,2 (MHz)
  • In diesem Fall beträgt die hohe Abtastfrequenz 4Fs für den Datenselektor 37 und den D/A-Umsetzer 38 204,8 MHz. Demzufolge ist es in der Vorrichtung nach dem Stand der Technik von 1 erforderlich, dass der Datenselektor 37 und der D/A-Umsetzer 38 selbst bei einer hohen Abtastfrequenz zuverlässig arbeiten. Deswegen sind der Datenselektor 37 und der D/A-Umsetzer 38 teuer.
  • In der Vorrichtung nach dem Stand der Technik von 1 wirken die Multiplizierer 35A bis 35D, die Schieberegister 36A bis 36D und der Datenselektor 37 zusammen, um eine digitale Quadraturmodulation zu realisieren, die die aus einer IFFT resultierenden I- und Q-Signale zu einem einzelnen aus einer Quadraturmodulation resultierenden digitalen Signal (das vom Datenselektor 37 ausgegebene digitale Signal) kombiniert. Die digitale Quadraturmodulation verwendet praktisch eine digitale Sinuswelle und eine digitale Cosinuswelle mit einer Frequenz, die gleich der niedrigen Abtastfrequenz Fs ist. Die digitale Sinuswelle ändert sich periodisch in der Art "0" → "1" → "0" → "-1". Die digitale Cosinuswelle ändert sich perio disch in der Art "1" → "0" → "-1" → "0". Die digitale Sinuswelle und die digitale Cosinuswelle ergeben sich aus dem periodischen Abtasten einer analogen Sinuswelle und einer analogen Cosinuswelle bei einer Frequenz (die hohe Abtastfrequenz 4Fs), die gleich dem Vierfachen der niedrigen Abtastfrequenz Fs für den IFFT-Abschnitt 33 ist. Die Multiplikationen durch die Multiplizierer 35A bis 35D entsprechen den Multiplikationen zwischen den aus einer IFFT-resultierenden I- und Q-Signalen, der digitalen Sinuswelle und der digitalen Cosinuswelle für die digitale Quadraturmodulation. In jedem Zyklus, der gleich der Periode ist, die der niedrigen Abtastfrequenz Fs entspricht, wählt der Datenselektor 37 nacheinander die von den Schieberegistern 36A bis 36D ausgegebenen digitalen Signale in Reaktion auf das hochfrequente Taktimpulssignal, das die hohe Abtastfrequenz 4Fs bereitstellt.
  • Eine Vorrichtung nach dem Stand der Technik zur OFDM-Demodulation wird im Folgenden für ein besseres Verständnis dieser Erfindung erläutert.
  • 3 zeigt eine Vorrichtung nach dem Stand der Technik zur OFDM-Demodulation, die entworfen ist, um ein HF-OFDM-Signal zu empfangen, das von der Vorrichtung nach dem Stand der Technik zur OFDM-Modulation von 1 gesendet wird. Die Vorrichtung nach dem Stand der Technik von 3 enthält eine Antenne 51 zum Empfangen eines HF-Mehrträgersignals (ein HF-OFDM-Signal). Das empfangene HF-Mehrträgersignal wird von der Antenne 51 über einen HF-Verstärker 52 zu einem Frequenzumsetzer 53 geleitet. Der Frequenzumsetzer 53 führt eine Abwärtsumsetzung des HF-Mehrträgersignals in ein entsprechendes Mehrträgersignal in einem Grundband, dessen Mittenfrequenz bei einer niedrigen Abtastfrequenz Fs liegt, aus. Das Grundband-Mehrträgersignal wird von dem Frequenzumsetzer 53 über ein Bandpassfilter (BPF) 54 zu einem A/D-Umsetzer 55 übertragen. Das Bandpassfilter 54 entfernt unerwünschte Frequenzkomponenten aus dem Grundband-Mehrträgersignal. Der A/D-Umsetzer 55 tastet das Grundband-Mehrträgersignal bei einer hohen Frequenz 4Fs periodisch ab und setzt jeden Abtastwert des Grundband-Mehrträgersignals in einen entsprechenden digitalen Abtastwert um. Die hohe Abtastfrequenz 4Fs wird durch ein hochfrequentes Taktimpulssignal bereitgestellt. Der A/D-Umsetzer 55 gibt eine Folge der resultierenden digitalen Abtastwerte an den Demultiplexer 56 aus.
  • In der Vorrichtung nach dem Stand der Technik von 3 bilden der Demultiplexer 56, die Multiplizierer 57A, 57B, 57C und 57D, die Schieberegister 58A, 58B, 58C und 58D und die Abwärts-Abtasteinrichtungen 59A und 59B einen digitalen Quadraturdemodulator zum Umsetzen der ausgegebenen digitalen Signale des A/D-Umsetzers 55 in ein Paar aus einer Quadraturdemodulation resultierende digitale I- und Q-Signale.
  • Der Demultiplexer 56 unterteilt im Einzelnen die ausgegebenen digitalen Signale vom A/D-Umsetzer 55 in vier digitale Signale. Der Demultiplexer 56 gibt die vier aus der Unterteilung resultierenden digitalen Signale an die Multiplizierer 57A, 57B, 57C bzw. 57D aus. Der Demultiplexer 56 arbeitet bei der hohen Abtastfrequenz 4Fs. Während jedes Zyklus, der durch vier Taktimpulse des hochfrequenten Taktimpulssignals bereitgestellt wird, verteilt der Demultiplexer 56 einen ersten, einen zweiten, einen dritten und einen vierten Abtastwert des ausgegebenen digitalen Signals des A/D-Umsetzers 55 an die Multiplizierer 57A, 57B, 57C bzw. 57D. Die Vorrichtung 57A multipliziert das erste von dem Demultiplexer 56 ausgegebene digitale Signal mit "1" und erzeugt somit ein digitales I-Signal. Der Multiplizierer 57A gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal (das digitale I-Signal) an das Schieberegister 58A aus. Das Schieberegister 58A speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 57A. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 57A durch das Schieberegister 58A, wodurch es verzögert wird. Die Vorrichtung 57B multipliziert das zweite von dem Demultiplexer 56 ausgegebene digitale Signal mit "-1" und erzeugt somit ein digitales -Q-Signal. Der Multiplizierer 57B gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal (das digitale -Q-Signal) an das Schieberegister 58B aus. Das Schieberegister 58B speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 57B. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 57B durch das Schieberegister 58B, wodurch es verzögert wird. Die Vorrichtung 57C multipliziert das dritte von dem Demultiplexer 56 ausgegebene digitale Signal mit "-1" und erzeugt somit ein digitales -I-Signal. Der Multiplizierer 57C gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal (das digitale -I-Signal) an das Schieberegister 58C aus. Das Schieberegister 58C speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 57C. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 57C durch das Schieberegister 58C, wodurch es verzögert wird. Die Vorrichtung 57D multipliziert das vierte von dem Demultiplexer 56 ausgegebene digitale Signal mit "1" und erzeugt somit ein digitales Q-Signal. Der Multiplizierer 57D gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal (das digitale Q-Signal) an das Schieberegister 58D aus. Das Schieberegister 58D speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 57D. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 57D durch das Schieberegister 58D, wodurch es verzögert wird. Die Schieberegister 58A, 58B, 58C und 58D arbeiten bei der niedrigen Abtastfrequenz Fs, die durch ein niederfrequentes Taktimpulssignal bereitgestellt wird. Die niedrige Abtastfrequenz Fs beträgt ein Viertel der hohen Abtastfrequenz 4Fs. Der zeitliche Ablauf des Betriebs der Schieberegister 58A bis 58D ist in der Weise versetzt, dass sie wirksame Abtastwerte der Ausgangssignale der Multiplizierer 57A bis 57D zuverlässig emp fangen können. Die Abwärts-Abtasteinrichtung 59A empfängt das digitale I-Signal und das digitale -I-Signal von den Schieberegistern 58A bzw. 58C. Die Abwärts-Abtasteinrichtung 59A mittelt das digitale I-Signal und das digitale -I-Signal zu einem gemittelten digitalen I-Signal. Diese Aktion der Abwärts-Abtasteinrichtung 59A ist gleichbedeutend mit einem Prozess der Abwärtsabtastung. Die Abwärts-Abtasteinrichtung 59A gibt das gemittelte digitale I-Signal aus. Die Abwärts-Abtasteinrichtung 59A empfängt das digitale -Q-Signal und das digitale Q-Signal von den Schieberegistern 58B bzw. 58D. Die Abwärts-Abtasteinrichtung 59B mittelt das digitale -Q-Signal und das digitale Q-Signal zu einem gemittelten digitalen Q-Signal. Diese Aktion der Abwärts-Abtasteinrichtung 59B ist gleichbedeutend mit einem Prozess der Abwärtsabtastung. Die Abwärts-Abtasteinrichtung 59B gibt das gemittelte digitale Q-Signal aus. Die Abwärts-Abtasteinrichtungen 59A und 59B arbeiten bei der niedrigen Abtastfrequenz Fs.
  • In der Vorrichtung nach dem Stand der Technik von 3 empfängt ein Tiefpassfilter (LPF) 61 das gemittelte digitale I-Signal von der Abwärts-Abtasteinrichtung 59A. Das Tiefpassfilter 61 entfernt unerwünschte hochfrequente Komponenten aus dem gemittelten digitalen I-Signal. Dadurch erzeugt das Tiefpassfilter 61 das aus einer Filterung resultierende digitale I-Signal und gibt dieses aus. Außerdem empfängt das Tiefpassfilter 61 das gemittelte digitale Q-Signal von der Abwärts-Abtasteinrichtung 59B. Das Tiefpassfilter 61 entfernt unerwünschte hochfrequente Komponenten aus dem gemittelten digitalen Q-Signal. Dadurch erzeugt das Tiefpassfilter 61 das aus einer Filterung resultierende digitale Q-Signal und gibt dieses aus. Das Tiefpassfilter 61 arbeitet bei der niedrigen Abtastfrequenz Fs. Ein FFT-Abschnitt 62 empfängt die aus einer Filterung resultierenden digitalen I- und Q-Signale von dem Tiefpassfilter 61. Der FFT-Abschnitt 62 führt an den aus einer Filterung resultierenden digitalen I- und Q-Signalen eine FFT (schnelle Fourier-Transformation) aus, wodurch die aus einer Filterung resultierenden digitalen I- und Q-Signale in aus einer FFT resultierende digitale Realteil-Signale und in aus einer FFT resultierende digitale Imaginärteil-Signale umgesetzt werden, die orthogonalen Grundband-Trägerfrequenzen entsprechen. Der FFT-Abschnitt 62 gibt die aus der FFT resultierenden digitalen Realteil-Signale als digitale I-Signale an einen QPSK-Demodulator 63 aus. Der FFT-Abschnitt 62 gibt die aus der FFT resultierenden digitalen Imaginärteil-Signale als digitale Q-Signale an den QPSK-Demodulator 63 aus. Der FFT-Abschnitt 62 arbeitet bei der niedrigen Abtastfrequenz Fs. Der QPSK-Demodulator 63 führt an den digitalen I- und Q-Signalen eine Verarbeitung aus, die einer QPSK-Demodulation entspricht, wodurch ursprüngliche digitale Daten aus den digitalen I- und Q-Signalen wiedergewonnen werden. Der QPSK-Demodulator 63 gibt die wiedergewonnenen ursprünglichen Daten aus.
  • In der Vorrichtung nach dem Stand der Technik von 3 arbeiten der A/D-Umsetzer 55 und der Demultiplexer 56 bei der hohen Abtastfrequenz 4Fs, die gleich dem Vierfachen der niedrigen Abtastfrequenz Fs ist, bei der der FFT-Abschnitt 62 arbeitet. Deswegen müssen der A/D-Umsetzer 55 und der Demultiplexer 56 selbst bei einer hohen Abtastfrequenz zuverlässig arbeiten. Daher sind der A/D-Umsetzer 55 und der Demultiplexer 56 teuer.
  • Erste Ausführungsform
  • 4 zeigt eine Vorrichtung zur OFDM-Modulation (orthogonales Frequenz-Multiplexen) gemäß einer ersten Ausführungsform dieser Erfindung. Die Vorrichtung von 4 enthält einen QPSK-Modulator 11, der ursprüngliche digitale Daten, die übertragen werden sollen, empfängt. Der QPSK-Modulator 11 führt an den ursprünglichen digitalen Daten eine Verarbeitung aus, die einer QPSK-Modulation entspricht. Es sollte ange merkt werden, dass die QPSK-Modulation durch eine QAM (Quadraturamplitudenmodulation) oder eine digitale Modulation anderen Typs ersetzt werden kann. Der QPSK-Modulator 11 setzt die ursprünglichen digitalen Daten in digitale I-Signale (Inphasesignale) und digitale Q-Signale (Quadratursignale) um. Der QPSK-Modulator 11 gibt die digitalen I- und Q-Signale aus. Der QPSK-Modulator 11 spricht auf ein Zwischenfrequenz-Taktimpulssignal an, das eine vorgegebene Abtastzwischenfrequenz Fs bereitstellt. Somit besitzen die digitalen I- und Q-Signale, die durch den QPSK-Modulator 11 erzeugt werden, eine Periode, die der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs entspricht. Das Zwischenfrequenz-Taktimpulssignal wird durch einen (nicht gezeigten) Taktimpulssignal-Generator erzeugt.
  • Ein Trägersignalgenerator 12 ist dem QPSK-Modulator 11 nachgeschaltet und empfängt von diesem die digitalen I-Signale und die digitalen Q-Signale. Der Trägersignalgenerator 12 bildet die digitalen I-Signale und die digitalen Q-Signale in einem Frequenz-Bereich. Der Trägersignalgenerator 12 weist im Einzelnen die digitalen I-Signale und die digitalen Q-Signale entsprechenden Frequenzen (entsprechende orthogonale Basisband-Trägerfrequenzen) für eine IFFT zu. Der Trägersignalgenerator 12 gibt die aus einer Zuordnung resultierenden digitalen I-Signale und die aus einer Zuordnung resultierenden digitalen Q-Signale aus.
  • Ein IFFT-Abschnitt 13 ist dem Trägersignalgenerator 12 nachgeschaltet und empfängt hiervon die aus einer Zuordnung resultierenden digitalen I-Signale und die aus einer Zuordnung resultierenden digitalen Q-Signale. Der IFFT-Abschnitt 13 spricht auf das Zwischenfrequenz-Taktimpulssignal an, das die vorgegebene Abtastzwischenfrequenz Fs bereitstellt. Der IFFT-Abschnitt 13 realisiert eine IFFT (inverse schnelle Fourier-Transformation) bei der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs, wobei die aus einer Zuordnung resultierenden digitalen I-Signale als Realteil-Terme und die aus einer Zuordnung resultierenden digitalen Q-Signale als Imaginärteil-Terme eingesetzt werden. Der IFFT-Abschnitt 13 setzt die aus einer Zuordnung resultierenden digitalen I-Signale um und kombiniert sie zu einem aus einer IFFT resultierenden digitalen I-Signal. Außerdem setzt der IFFT-Abschnitt 13 die aus einer Zuordnung resultierenden digitalen Q-Signale um und kombiniert diese zu einem aus der IFFT resultierenden digitalen Q-Signal. Der IFFT-Abschnitt 13 überlagert im Einzelnen die aus der Zuordnung resultierenden digitalen I-Signale mit entsprechenden orthogonalen Realteil-Grundbandträgern und kombiniert die resultierenden orthogonalen Realteil-Grundbandträger zu einem aus einer IFFT resultierenden digitalen I-Signal. Der IFFT-Abschnitt 13 überlagert außerdem die aus der Zuordnung resultierenden digitalen Q-Signale mit entsprechenden orthogonalen Imaginärteil-Grundbandträgern und kombiniert die resultierenden orthogonalen Imaginärteil-Grundbandträger zu einem aus einer IFFT resultierenden digitalen Q-Signal. Da der IFFT-Abschnitt 13 bei der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs arbeitet, besitzt jedes der aus der IFFT resultierenden I- und Q-Signale eine Folge von Abtastwerten, die um eine Periode zeitlich beabstandet sind, die der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs entspricht. Der IFFT-Abschnitt 13 gibt die aus der IFFT resultierenden digitalen I- und Q-Signale aus.
  • Ein Phasenfilter 23 ist dem IFFT-Abschnitt 13 nachgeschaltet und empfängt hiervon die aus der IFFT resultierenden digitalen I- und Q-Signale. Das Phasenfilter 23 spricht auf das Zwischenfrequenz-Taktimpulssignal an, das die vorgegebene Abtastzwischenfrequenz Fs bereitstellt. Das Phasenfilter 23 verarbeitet die aus der IFFT resultierenden digitalen I- und Q-Signale. Das Phasenfilter 23 verschiebt im Einzelnen die Phasen der aus der IFFT resultierenden I- und Q-Signale, um phasenverschobene digitale I- und Q-Signale zu erzeugen. Die Phase des phasenverschobenen digita len Q-Signals unterscheidet sich von der des phasenverschobenen digitalen Q-Signals um 90°. Das Phasenfilter 23 kann lediglich die Phase des aus der IFFT resultierenden digitalen Q-Signals relativ zu dem aus der IFFT resultierenden digitalen I-Signals um 90° verschieben. Auf diese Weise schafft das Phasenfilter 23 eine Phasendifferenz von 90° zwischen dem digitalen I-Signal und dem digitalen Q-Signal. Auf diese Weise belegen in einer angenommenen Folge von Abtastwerten aus der Kombination der resultierenden digitalen I- und Q-Signale Abtastwerte des digitalen I-Signals geradzahlig nummerierte Abtastwertstellen in der Abtastwertfolge, während Abtastwerte des digitalen Q-Signals ungeradzahlig nummerierte Abtastwertstellen in der Abtastwertfolge belegen. Das Phasenfilter 23 gibt die resultierenden digitalen I- und Q-Signale aus.
  • Demultiplexer 14A und 14B sind dem Phasenfilter 23 nachgeschaltet. Die Multiplizierer 15A und 15C sind dem Demultiplexer 14A nachgeschaltet. Die Multiplizierer 15B und 15D sind dem Demultiplexer 14B nachgeschaltet.
  • Der Demultiplexer 14A empfängt das digitale I-Signal von dem Phasenfilter 23. Der Demultiplexer 14A reagiert auf das Zwischenfrequenz-Taktimpulssignal, das die vorgegebene Abtastzwischenfrequenz Fs bereitstellt. Der Demultiplexer 14A ordnet Abtastwerte des empfangenen digitalen I-Signals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten um. Der Demultiplexer 14A gibt die Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten, d. h. die geradzahligen Abtastwerte des digitalen I-Signals an den Multiplizierer 15A aus. Der Demultiplexer 14A gibt die Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten, d. h. die ungeradzahligen Abtastwerte des digitalen I-Signals an den Multiplizierer 15C aus.
  • Der Demultiplexer 14B empfängt das digitale Q-Signal von dem Phasenfilter 23. Der Demultiplexer 14B reagiert auf das Zwischenfrequenz-Taktimpulssignal, das die vorgegebene Abtastzwischenfrequenz Fs bereitstellt. Der Demultiplexer 14B ordnet Abtastwerte des empfangenen digitalen Q-Signals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten um. Der Demultiplexer 14B gibt die Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten, d. h. die geradzahligen Abtastwerte des digitalen Q-Signals an den Multiplizierer 15B aus. Der Demultiplexer 14A gibt die Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten, d. h. die ungeradzahligen Abtastwerte des digitalen Q-Signals an den Multiplizierer 15D aus.
  • Der Multiplizierer 15A multipliziert die geradzahligen Abtastwerte des digitalen I-Signals mit "1". Der Multiplizierer 15B multipliziert die geradzahligen Abtastwerte des digitalen Q-Signals mit "-1". Der Multiplizierer 15C multipliziert die ungeradzahligen Abtastwerte des digitalen I-Signals mit "-1". Der Multiplizierer 15D multipliziert die ungeradzahligen Abtastwerte des digitalen Q-Signals mit "1".
  • Ein Schieberegister 16A ist dem Multiplizierer 15A nachgeschaltet und empfängt hiervon das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal. Das Schieberegister 16A speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 15A. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 15A durch das Schieberegister 16A, wodurch es verzögert wird. Das Schieberegister 16A spricht auf das niederfrequente Taktimpulssignal an, das eine vorgegebene niedrige Abtastfrequenz Fs/2 bereitstellt, die gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs ist. Dadurch ändert sich der Zustand des von dem Schieberegister 16A ausgegebenen digitalen Signals bei der vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2. Das niederfrequente Taktimpulssignal wird durch einen (nicht gezeigten) Taktimpulssignal-Generator erzeugt.
  • Ein Schieberegister 16B ist dem Multiplizierer 15B nachgeschaltet und empfängt hiervon das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal. Das Schieberegister 16B speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 15B. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 15B durch das Schieberegister 16B, wodurch es verzögert wird. Das Schieberegister 16B spricht auf das niederfrequente Taktimpulssignal an, das eine vorgegebene niedrige Abtastfrequenz Fs/2 bereitstellt, die gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs ist. Dadurch ändert sich der Zustand des von dem Schieberegister 16B ausgegebenen digitalen Signals bei der vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2.
  • Ein Schieberegister 16C ist dem Multiplizierer 15C nachgeschaltet und empfängt hiervon das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal. Das Schieberegister 16C speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 15C. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 15C durch das Schieberegister 16C, wodurch es verzögert wird. Das Schieberegister 16C spricht auf das niederfrequente Taktimpulssignal an, das eine vorgegebene niedrige Abtastfrequenz Fs/2 bereitstellt, die gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs ist. Dadurch ändert sich der Zustand des von dem Schieberegister 16C ausgegebenen digitalen Signals bei der vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2.
  • Ein Schieberegister 16D ist dem Multiplizierer 15D nachgeschaltet und empfängt hiervon das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal. Das Schieberegister 16D speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 15D. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 15D durch das Schieberegister 16D, wodurch es verzögert wird. Das Schieberegister 16D spricht auf das niederfrequente Taktimpulssignal an, das eine vorgegebene niedrige Abtastfrequenz Fs/2 bereitstellt, die gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs ist. Dadurch ändert sich der Zustand des von dem Schieberegister 16D ausgegebenen digitalen Signals bei der vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2.
  • Ein Datenselektor 17 ist den Schieberegistern 16A, 16B, 16C und 16D nachgeschaltet. Der Datenselektor 17 wählt nacheinander und zyklisch eines von den ausgegebenen digitalen Signalen der Schieberegister 16A, 16B, 16C und 16D aus. Die Auswahlreihenfolge in jedem Zyklus ist folgendermaßen: "I-geradzahlig" (das digitale Ausgangssignal des Schieberegisters 16A), "-Q-geradzahlig" (das digitale Ausgangssignal des Schieberegisters 16B), "-I-ungeradzahlig" (das digitale Ausgangssignal des Schieberegisters 16C) und "Q-ungeradzahlig" (das digitale Ausgangssignal des Schieberegisters 16D). Der Datenselektor 17 gibt das aus der Auswahl resultierende digitale Signal aus. Der Datenselektor 17 spricht auf ein hochfrequentes Taktimpulssignal an, das eine vorgegebene hohe Abtastfrequenz 2Fs bereitstellt, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs ist. Das hochfrequente Taktimpulssignal wird durch einen (nicht gezeigten) Taktimpulssignal-Generator erzeugt.
  • Ein D/A-Umsetzer 18 ist dem Datenselektor 17 nachgeschaltet und empfängt hiervon das ausgegebene digitale Signal. Der D/A-Umsetzer 18 ändert das ausgegebene digitale Signal des Datenselektors 17 in ein entsprechendes analoges Grundband-Mehrträgersignal. Der D/A-Umsetzer 37 gibt das analoge Grundband-Mehrträgersignal aus. Der D/A-Umsetzer 37 reagiert auf das hochfrequente Taktimpulssignal, das die vorgegebene hohe Abtastfrequenz 2Fs bereitstellt.
  • Ein Frequenzumsetzer 19 ist dem D/A-Umsetzer 18 nachgeschaltet und empfängt hiervon das analoge Grundband-Mehrträgersignal. Der Frequenzumsetzer 19 ändert das analoge Grundband-Mehrträgersignal in ein entsprechendes HF-Mehrträgersignal (ein entsprechendes HF-OFDM-Signal) in einem gewünschten Frequenzband. Der Frequenzumsetzer 19 gibt das HF-Mehrträgersignal aus. Ein Bandpassfilter (BPF) 20, ein HF-Leistungsverstärker 21 und eine Antenne 22 sind nacheinander dem Frequenzumsetzer 19 nachgeschaltet. Das Bandpassfilter 20 empfängt das HF-Mehrträgersignal von dem D/A-Umsetzer 18. Das Bandpassfilter 20 ist auf das gewünschte Frequenzband abgestimmt, wodurch lediglich Komponenten des HF-Mehrträgersignals, die in dem gewünschten Frequenzband liegen, durchgelassen werden und Komponenten hiervon, die außerhalb des gewünschten Frequenzbands liegen, zurückgewiesen werden. Das Bandpassfilter 20 gibt das aus der Filterung resultierende HF-Mehrträgersignal an den Verstärker 21 aus. Die Vorrichtung 21 verstärkt das aus der Filterung resultierende HF-Mehrträgersignal. Der Verstärker 21 leitet das aus der Verstärkung resultierende HF-Mehrträgersignal zur Antenne 22. Das aus der Verstärkung resultierende HF-Mehrträgersignal (das aus der Verstärkung resultierende HF-OFDM-Signal) wird durch die Antenne 22 abgestrahlt.
  • In den 4 und 5 arbeitet der IFFT-Abschnitt 13 bei der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs, die durch das aus der IFFT resultierende Zwischenfrequenz-Taktimpulssignal bereitgestellt wird. Demzufolge ändern sich die Zustände der aus der IFFT resultierenden digitalen I- und Q-Signale wiederholt bei einer Periode, die der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs entspricht. Die Schieberegister 16A, 16B, 16C und 16D arbeiten bei der niedrigen Abtastfrequenz Fs/2, die durch das niederfrequente Taktimpulssignal bereitgestellt wird. Deswegen ändern sich die Zustände der von den Schieberegistern 16A, 16B, 16C und 16D ausgegebenen digitalen Signale wiederholt bei einer Periode, die der vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2 entspricht. Da die vorgegebene niedrige Abtastfrequenz Fs/2 die Hälfte der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs ist, wird der Zustand jedes der von den Schieberegistern 16A, 16B, 16C und 16D ausgegebenen digitalen Signale jeweils während einer Periode unverändert gehalten, die zwei Taktimpulsen des Zwischenfrequenz-Taktimpulssignals, das die vorgegebene Abtastzwischenfrequenz Fs bereitstellt, entspricht. Der Datenselektor 17 arbeitet bei der vorgegebenen hohen Abtastfrequenz 2Fs, die durch das hochfrequente Taktimpulssignal bereitgestellt wird. Die vorgegebene hohe Abtastfrequenz 2Fs ist gleich der doppelten vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs. Für jeden Zyklus, der gleich der doppelten Periode ist, die der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs entspricht, wählt der Datenselektor 17 nacheinander das von dem Schieberegister 16A ausgegebene digitale Signal, das von dem Schieberegister 16B ausgegebene digitale Signal, das von dem Schieberegister 16C ausgegebene digitale Signal und das von dem Schieberegister 16D ausgegebene digitale Signal in dieser Reihenfolge (in der Reihenfolge "I → -Q → -I → Q"). Der D/A-Umsetzer 18 arbeitet ebenfalls bei der vorgegebenen hohen Abtastfrequenz 2Fs.
  • Wenn diskrete Daten mit 1024 Punkten gemäß OFDM bei einer Zeichenrate von 20 μs übertragen werden, wird die vorgegebene Abtastzwischenfrequenz Fs für den IFFT-Abschnitt 13 folgendermaßen angegeben: Fs = 1/{(20·10-6)/1024} = 51,2 (MHz)
  • In diesem Fall beträgt die vorgegebene hohe Abtastfrequenz 2Fs für den Datenselektor 17 und den D/A-Umsetzer 102,4 MHz. Daher ist die Betriebsfrequenz des Datenselektors 17 und des D/A-Umsetzers 18 niedriger als die des Datenselektors 37 und des D/A-Umsetzers 38 in der Vorrichtung nach dem Stand der Technik von 1. Deswegen können der Datenselektor 17 und der D/A-Umsetzer 18 kostengünstig sein.
  • Der Phasenschieber 23, die Demultiplexer 14A und 14B, die Multiplizierer 15A bis 15D, die Schieberegister 16A bis 16D und der Datenselektor 17 wirken zusammen, um eine digitale Quadraturmodulation zu realisieren, die die aus einer Fourier-Transformation resultierenden digitalen I- und Q-Signale zu einem einzigen aus einer Quadraturmodulation resultierenden digitalen Signal (das von dem Datenselektor 17 ausgegebene digitale Signal) kombiniert. Die digitale Quadraturmodulation verwendet praktisch eine digitale Sinuswelle und eine digitale Cosinuswelle, die eine Frequenz besitzen, die gleich der vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2 ist. Die digitale Sinuswelle ändert sich periodisch in der folgenden Weise "0" → "1" → "0" → "-1". Die digitale Cosinuswelle ändert sich periodisch in der folgenden Weise "1" → "0" → "-1" → "0". Die digitale Sinuswelle und die digitale Cosinuswelle ergeben sich aus dem periodischen Abtasten einer analogen Sinuswelle und einer analogen Cosinuswelle bei einer Frequenz (die vorgegebene hohe Abtastfrequenz 2Fs), die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs für den IFFT-Abschnitt 13 ist. Die Multiplikationen durch die Multiplizierer 15A bis 15D entsprechen den Multiplikationen zwischen den phasenverschobenen digitalen I- und Q-Signalen, der digitalen Sinuswelle und der digitalen Cosinuswelle für die digitale Quadraturmodulation. Für jeden Zyklus, der gleich der doppelten Periode ist, die der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs entspricht, wählt der Datenselektor 17 nacheinander die von den Schieberegistern 16A bis 16D ausgegebenen digitalen Signale in Reaktion auf das hochfrequente Taktimpulssignal, das die vorgegebene hohe Abtastfrequenz 2Fs bereitstellt, aus.
  • Es sollte angemerkt werden, dass das OFDM-Signal, das durch die Vorrichtung zur OFDM-Modulation von 4 erzeugt wird, durch eine Vorrichtung nach dem Stand der Technik zur OFDM-Demodulation oder eine Vorrichtung zur OFDM-Demodulation gemäß einer der Ausführungsformen dieser Erfindung, die später erwähnt wird, demoduliert werden kann.
  • Zweite Ausführungsform
  • Eine Vorrichtung zur OFDM-Übertragung (OFDM, orthogonales Frequenz-Multiplexen), die eine Vorrichtung zur OFDM-Modulation enthält, erzeugt eine Gruppe orthogonaler Träger in einem Band, dessen Mittenfrequenz gleich 0 Hz ist. Ein IFFT-Abschnitt (IFFT, inverse schnelle Fourier-Transformation) realisiert die Modulation der orthogonalen Träger mit Daten, die übertragen werden sollen, wobei die übertragenen Daten als diskrete Daten ausgedrückt werden, die eine Abtastfrequenz Fs besitzen. Die Trägersignale mit Frequenzen zwischen 0 und -Fs/2 sind gleich den Signalen, die im Frequenzbereich von Fs/2 bis Fs auftreten. Deswegen liegen die diskreten Daten im Frequenzbereich von 0 bis Fs.
  • In der Vorrichtung zur OFDM-Übertragung bilden Träger mit angefügten Daten ein Mehrträgersignal. An dem Mehrträgersignal wird eine digitale Quadraturmodulation ausgeführt. Im Einzelnen wird die I-Komponente (Inphasekomponente) des Mehrträgersignals mit einer digitalen Cosinuswelle "cos(2πFs)" multipliziert, während die Q-Komponente (Quadraturkomponente) hiervon mit einer digitalen Sinuswelle "sin(2πFs)" multipliziert wird. Die digitale Cosinuswelle "cos(2πFs)" und die digitale Sinuswelle "sin(2πFs)" besitzen eine Frequenz, die gleich der Abtastfrequenz Fs ist. Die digitale Cosinuswelle "cos(2πFs)" und die digitale Sinuswelle "sin(2πFs)" enthalten jeweils eine Folge von Abtastwerten, die bei einer Frequenz 4Fs auftreten, die gleich dem Vierfachen der Abtastfrequenz Fs ist. Die Subtraktion wird zwischen den beiden Multiplikationsergebnissen ausgeführt. Deswegen wird die digitale Quadraturmodulation durch die folgende trigonometrische Gleichung ausgedrückt: cos(2πF)·cos(2πFs) – sin(2πF)·sin(2πFs) = cos{2π(F + Fs)} (1)
  • Wie aus der Gleichung (1) erkannt wird, setzt die digitale Quadraturmodulation das Mehrträgersignal in ein Signal um, das eine Abtastfrequenz 4Fs besitzt, die gleich dem Vierfachen der Abtastfrequenz Fs ist, und eine Mittenfrequenz besitzt, die gleich der Abtastfrequenz Fs ist (siehe 7).
  • Die digitale Cosinuswelle ändert sich sequentiell in der Form "1" → "0" → "-1" → "0" bei einer Periode, die der Abtastfrequenz 4Fs entspricht. Die digitale Sinuswelle ändert sich sequentiell in der Form "0" → "1" → "0" → "-1" bei einer Periode, die der Abtastfrequenz 4Fs entspricht. Abtastwerte der Multiplikationsergebnisse sind in der folgenden Weise gleichmäßig angeordnet.
    I(0), -Q(0), -I(0), Q(0), I(1), -Q(1), -I(1), Q(1), ..., I(n), -Q(n), -I(n), Q(n)
  • Die aus einer Zuordnung resultierende Abtastwertfolge ist ein Signal, das durch die digitale Quadraturmodulation bewirkt wird.
  • In der Vorrichtung zur OFDM-Übertragung wird das aus der digitalen Quadraturmodulation resultierende Signal durch einen D/A-Umsetzer in ein analoges Signal umgesetzt. Das analoge Signal wird durch einen Frequenzumsetzer in der Frequenz in ein HF-Signal umgesetzt. Das HF-Signal wird durch ein Bandpassfilter (BPF) geleitet, um das Frequenzband des HF-Signals zu begrenzen. Das bandbegrenzte HF-Signal wird von der Vorrichtung zur OFDM-Übertragung als ein HF-OFDM-Signal übertragen.
  • Eine Vorrichtung zur OFDM-Demodulation (orthogonales Frequenz-Multiplexen) einer zweiten Ausführungsform dieser Erfindung ist entworfen, um ein HF-OFDM-Signal von der Vorrichtung zur OFDM-Übertragung zu empfangen. In der Vorrichtung zur OFDM-Demodulation ändert ein Frequenzumsetzer das empfangene HF-OFDM-Signal in ein niederfrequentes OFDM-Signal, dessen Mittenfrequenz gleich der Hälfte der Übertragungs-Abtastfrequenz Fs ist (siehe 7). Diese Aktion des Frequenzumsetzers wird durch die folgende trigonometrische Gleichung ausgedrückt: cos(2πF)·cos{2π(F – Fs/2)} = (1/2)·[cos{2π(2F – Fs/2)} + cos{2π(Fs/2)}] (2)
  • In der Vorrichtung zur OFDM-Demodulation extrahiert ein Bandpassfilter (BPF) Frequenzkomponenten des niederfrequenten OFDM-Signals, die dem zweiten Term auf der rechten Seite der Gleichung (2) entsprechen. Ein A/D-Umsetzer ändert das Ausgangssignal des Bandpassfilters in ein diskretes digitales Signal "cosα" mit einer hohen Abtastfrequenz 2Fs, die gleich der doppelten Übertragungs-Abtastfrequenz Fs ist, und mit einer Anzahl diskreter Punkte von 2N. Die Mittenfrequenz Fc des diskreten digitalen Signals "cosα" ist gleich Fs/2, d. h. die Hälfte der Übertragungs-Abtastfrequenz Fs.
  • Die Vorrichtung zur OFDM-Demodulation führt an dem diskreten digitalen Signal "cosα" eine digitale Quadraturdemodulation aus, die durch die folgenden trigonometrischen Gleichungen ausgedrückt wird: cosα·cosβ = (1/2)·{cos(α + β) + cos(α – β)} cosα·sinβ = –(1/2)·{sin(α + β) – sin(α – β)} (3)
  • Um ein Paar aus einem I-Signal (Inphasesignal) und einem Q-Signal (Quadratursignal) mit einer Mittenfrequenz von 0 als ein Ergebnis der digitalen Quadraturdemodulation zu erzeugen, wird ein Signal, das von Interesse ist, mit einer Cosinuswelle und einer Sinuswelle, die eine Fre quenz Fs/2 besitzen, multipliziert und hochfrequente Komponenten werden aus den aus der Multiplikation resultierenden Signalen entfernt. Im Einzelnen werden die folgenden trigonometrischen Multiplikationen ausgeführt: 2cos(2πF)·cos(2πFs/2) = cos{2π(F + Fs/2)} + cos{2π(F – Fs/2)} 2cos(2πF)·sin(2πFs/2) = –sin{2π(F + Fs/2)} + sin{2π(F – Fs/2)} (4)
  • Anschließend entfernt ein Tiefpassfilter (LPF) aus den aus der Multiplikation resultierenden Signalen hochfrequente Komponenten, die jeweils dem ersten Term auf den rechten Seiten der Gleichungen (4) entsprechen. Sowohl die Cosinuswelle als auch die Sinuswelle wird durch vier Abtastwerte pro Periode repräsentiert. Demzufolge haben die Cosinuswelle und die Sinuswelle eine Abtastfrequenz 2Fs, die gleich der doppelten Übertragungs-Abtastfrequenz Fs ist. Die Abtastfrequenz der Cosinuswelle und der Sinuswelle ist gleich der Abtastfrequenz des diskreten digitalen Signals "cosα", das vom A/D-Umsetzer ausgegeben wird. Die Cosinuswelle ändert sich sequentiell in der Form "1" → "0" → "-1" → "0" für jeden Zyklus. Die Sinuswelle ändert sich sequentiell in der Form "0" → "1" → "0" → "-1" für jeden Zyklus. Wenn die Cosinuswelle oder die Sinuswelle "1" bzw. "-1" ist, ist die jeweils andere "0".
  • Somit wird in der Vorrichtung zur OFDM-Demodulation das Ausgangssignal des A/D-Umsetzers bei einer Verstärkung "2" verstärkt und das aus der Verstärkung resultierende Signal wird in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten unterteilt, bevor die Multiplikationen gemäß den Gleichungen (4) ausgeführt werden. Demzufolge wird ein Paar aus einem I-Signal und einem Q-Signal erzeugt, wovon jedes eine Anzahl N von diskreten Punkten besitzt und als Ausgangssignale des Tiefpassfilters dienen.
  • Das I-Signal stammt von den geradzahlig nummerierten Abtastwerten des aus der Verstärkung resultierenden Signals, während das Q-Signal von den ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten hiervon stammt. Deswegen hat das Q-Signal eine Phasendifferenz (einen Phasenfehler) von 90° zum I-Signal. Die Vorrichtung zur OFDM-Demodulation enthält ein Phasenfilter zum Ausgleichen der Phasen der I- und Q-Signale, die vom Tiefpassfilter ausgegeben werden. In der Vorrichtung zur OFDM-Demodulation führt ein FFT-Abschnitt (schnelle Fourier-Transformation) an den Signalen von dem Phasenfilter eine FFT aus und setzt dadurch die Phasenfilter-Ausgangssignale in übertragene Daten um. Auf diese Weise werden die übertragenen Daten wiederhergestellt.
  • 6 zeigt Einzelheiten der Vorrichtung zur OFDM-Demodulation gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung. Die Vorrichtung zur OFDM-Demodulation von 6 ist entworfen, um ein HF-OFDM-Signal zu empfangen, das von der oben erwähnten Vorrichtung zur OFDM-Übertragung, der Vorrichtung zur OFDM-Modulation von 1, der Vorrichtung zur OFDM-Modulation von 4 oder einer anderen Vorrichtung zur OFDM-Modulation gesendet wurde. Die Vorrichtung von 6 enthält eine Antenne 121, der nacheinander ein HF-Verstärker 122, ein Frequenzumsetzer 123, ein Bandpassfilter (BPF) 124, ein A/D-Umsetzer 125 und ein Demultiplexer 126 nachgeschaltet sind.
  • Die Antenne 121 wirkt, um ein HF-Mehrträgersignal (ein HF-OFDM-Signal) zu empfangen. Das empfangene HF-Mehrträgersignal wird von der Antenne 121 zum HF-Verstärker 122 geleitet. Die Vorrichtung 122 verstärkt das HF-Mehrträgersignal. Der Verstärker 122 gibt das aus der Verstärkung resultierende HF-Mehrträgersignal an den Frequenzumsetzer 123 aus. Der Frequenzumsetzer 123 führt eine Abwärtsumsetzung des HF-Mehrträgersignals in ein niedriges Frequenzband (ein Grundband) aus, das eine Mittenfrequenz bei einer vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2 besitzt (siehe 7). Der Frequenzumsetzer 123 gibt das Grundband-Mehrträgersignal an das Bandpassfilter 124 aus. Das Bandpassfilter 124 entfernt unerwünschte Frequenzkomponenten aus dem Grundband-Mehrträgersignal. Das Bandpassfilter 124 gibt das aus der Filterung resultierende Grundband-Mehrträegsignal an den A/D-Umsetzer 125 aus. Der A/D-Umsetzer 125 tastet das Grundband-Mehrträgersignal bei einer vorgegebenen hohen Frequenz 2Fs periodisch ab und setzt jeden Abtastwert des Grundband-Mehrträgersignals in einen entsprechenden digitalen Abtastwert um. Die vorgegebene hohe Abtastfrequenz 2Fs wird durch ein hochfrequentes Taktimpulssignal bereitgestellt. Das hochfrequente Taktimpulssignal wird durch einen (nicht gezeigten) Taktimpulssignal-Generator erzeugt. Der A/D-Umsetzer 125 spricht auf das hochfrequente Taktimpulssignal an und arbeitet somit bei der hohen Abtastfrequenz 2Fs. Der A/D-Umsetzer 125 gibt eine Folge der resultierenden Abtastwerte an den Demultiplexer 126 aus.
  • Eine Gruppe von Multiplizierern 127A, 127B, 127C und 127D, eine Gruppe von Schieberegistern 128A, 128B, 128c und 128D und eine Gruppe von Multiplexern 129A und 129B sind nacheinander dem Demultiplexer 126 nachgeschaltet. Der Demultiplexer 126, die Multiplizierer 127A bis 127D, die Schieberegister 128A bis 128D und die Multiplexer 129A und 129B bilden einen digitalen Quadraturdemodulator zum Umsetzen des von dem A/D-Umsetzer 125 ausgegebenen digitalen Signals in ein Paar von aus einer Quadraturdemodulation resultierenden digitalen I- und Q-Signalen umzusetzen.
  • Der Demultiplexer 126 unterteilt das von dem A/D-Umsetzer 125 ausgegebene digitale Signal in vier digitale Signale. Der Demultiplexer 126 gibt die vier aus der Unterteilung resultierenden digitalen Signale an die Mul tiplizierer 127A, 127B, 127C bzw. 127D aus. Der Demultiplexer 126 spricht auf das hochfrequente Taktimpulssignal an und arbeitet somit bei der vorgegebenen hohen Abtastfrequenz 2Fs. Während jedes Zyklus, der durch die vier Taktimpulse des hochfrequenten Taktimpulssignals bereitgestellt wird, verteilt der Demultiplexer 126 einen ersten, einen zweiten, einen dritten und einen vierten Abtastwert des von dem A/D-Umsetzer 125 ausgegebenen digitalen Signals an den Multiplizierer 127A, den Multiplizierer 127B, den Multiplizierer 127C bzw. den Multiplizierer 127D. Die Vorrichtung 127A multipliziert das erste ausgegebene digitale Signal von dem Demultiplexer 126 mit "1" und erzeugt somit ein digitales I-Signal. Der Multiplizierer 127A gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal (das digitale I-Signal) an das Schieberegister 128A aus. Das Schieberegister 128A speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 127A. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 127A durch das Schieberegister 128A, wodurch es verzögert wird. Die Vorrichtung 127B multipliziert das zweite ausgegebene digitale Signal von dem Demultiplexer 126 mit "-1" und erzeugt somit ein digitales -Q-Signal. Der Multiplizierer 127B gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal (das digitale -Q-Signal) an das Schieberegister 128B aus. Das Schieberegister 128B speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 127B. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 127B durch das Schieberegister 128B, wodurch es verzögert wird. Die Vorrichtung 127C multipliziert das dritte ausgegebene digitale Signal von dem Demultiplexer 126 mit "-1" und erzeugt somit ein digitales -I-Signal. Der Multiplizierer 127C gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal (das digitale -I-Signal) an das Schieberegister 128C aus. Das Schieberegister 128C speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 127C. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 127C durch das Schieberegister 128B, wo durch es verzögert wird. Die Vorrichtung 127D multipliziert das vierte ausgegebene digitale Signal von dem Demultiplexer 126 mit "1" und erzeugt somit ein digitales Q-Signal. Der Multiplizierer 127D gibt das aus der Multiplikation resultierende digitale Signal (das digitale Q-Signal) an das Schieberegister 128D aus. Das Schieberegister 128D speichert und hält vorübergehend das digitale Signal von dem Multiplizierer 127D. Dadurch bewegt sich das ausgegebene digitale Signal des Multiplizierers 127D durch das Schieberegister 128D, wodurch es verzögert wird. Die Schieberegister 128A, 128B, 128C und 128D sprechen auf ein niederfrequentes Taktimpulssignal an, das eine vorgegebene niedrige Abtastfrequenz Fs/2 bereitstellt, das gleich einem Viertel der vorgegebenen hohen Abtastfrequenz 2Fs ist. Demzufolge arbeiten die Schieberegister 128A, 128B, 128C und 128D bei der vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2. Der zeitliche Ablauf des Betriebs der Schieberegister 128A bis 128D ist in der Weise versetzt, so dass sie wirksame Abtastwerte der Ausgangssignale der Multiplizierer 127A bis 127D zuverlässig empfangen können. Das niederfrequente Taktimpulssignal wird durch einen (nicht gezeigten) Taktimpulssignal-Generator erzeugt. Der Multiplexer 129A empfängt das digitale I-Signal und das digitale -I-Signal von den Schieberegistern 128A bzw. 128C. Der Multiplexer 129A wählt abwechselnd das digitale I-Signal und das digitale -I-Signal aus und kombiniert dadurch das digitale I-Signal und das digitale -I-Signal zu einem aus dem Multiplexen resultierenden digitalen I-Signal. Der Multiplexer I 29A gibt das aus dem Multiplexen resultierende digitale I-Signal aus. Der Multiplexer 129B empfängt das digitale -Q-Signal und das digitale Q-Signal von den Schieberegistern 128B bzw. 128D. Der Multiplexer 129B wählt abwechselnd das digitale – Q-Signal und das digitale Q-Signal aus und kombiniert dadurch das digitale -Q-Signal und das digitale Q-Signal zu einem aus dem Multiplexen resultierenden digitalen Q-Signal. Der Multiplexer 129B gibt das aus dem Multiplexen resultierende digitale Q-Signal aus. Die Multiplexer 129A und 129B sprechen auf ein Zwischenfrequenz-Taktimpulssignal an, das eine vorgegebene Abtastzwischenfrequenz Fs bereitstellt, die gleich der doppelten vorgegebene niedrigen Abtastfrequenz Fs/2 ist. Demzufolge arbeiten die Multiplexer 129A und 129B bei der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs. Das Zwischenfrequenz-Taktimpulssignal wird durch einen (nicht gezeigten) Taktimpulssignal-Generator erzeugt. Während jedes Zyklus, der zwei Taktimpulsen des Zwischenfrequenz-Taktimpulssignals entspricht, wählt der Multiplexer 129A zuerst das digitale I-Signal und dann das digitale -I-Signal aus. Während jedes Zyklus, der zwei Taktimpulsen des Zwischenfrequenz-Taktimpulssignals entspricht, wählt der Multiplexer 129B zuerst das digitale -Q-Signal und dann das digitale Q-Signal aus.
  • Der digitale Quadraturdemodulator verwendet praktisch eine digitale Sinuswelle und eine digitale Cosinuswelle, die eine Frequenz besitzen, die gleich der vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2 ist. Die digitale Sinuswelle ändert sich periodisch in der Form "0" → "1" → "0" → "-1". Die digitale Cosinuswelle ändert sich periodisch in der Form "1" → "0" → "-1" → "0". Die digitale Sinuswelle und die digitale Cosinuswelle ergeben sich aus dem periodischen Abtasten einer analogen Sinuswelle und einer analogen Cosinuswelle bei einer Frequenz (die vorgegebene hohe Abtastfrequenz 2Fs), die gleich der vorgegebenen hohen Abtastfrequenz 2Fs ist. Die Multiplikationen durch die Multiplizierer 127A bis 127D entsprechen den Multiplikationen zwischen den von dem A/D-Umsetzer 125 ausgegebenen digitalen Signalen, der digitalen Sinuswelle und der digitalen Cosinuswelle für die digitale Quadraturdemodulation.
  • Ein Tiefpassfilter (LPF) 130 ist mit den Multiplexern 129A und 129B verbunden. Das Tiefpassfiter 130 empfängt das aus dem Multiplexen resultierende digitale I-Signal von dem Multiplexer 129A. Das Tiefpassfilter 130 entfernt unerwünschte hochfrequente Komponenten aus dem aus dem Multiplexen resultierenden digitalen I-Signal. Dadurch erzeugt das Tiefpassfilter 130 das aus einer Filterung resultierende digitale I-Signal und gibt dieses aus. Außerdem empfängt das Tiefpassfilter 130 das aus dem Multiplexen resultierende digitale Q-Signal von dem Multiplexer 129B. Das Tiefpassfilter 130 entfernt unerwünschte hochfrequente Komponenten aus dem aus dem Multiplexen resultierenden digitalen Q-Signal. Dadurch erzeugt das Tiefpassfilter 130 das aus einer Filterung resultierende digitale Q-Signal und gibt dieses aus. Das Tiefpassfilter 130 spricht auf das Zwischenfrequenz-Taktimpulssignal an und arbeitet somit bei der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs.
  • Ein Phasenfilter 131 ist dem Tiefpassfilter 130 nachgeschaltet und empfängt hiervon die aus der Filterung resultierenden digitalen I- und Q-Signale. Es besteht eine Phasendifferenz von 90° zwischen dem aus der Filterung resultierenden digitalen I-Signal und dem aus der Filterung resultierenden digitalen Q-Signal. Das Phasenfilter 131 verarbeitet die aus der Filterung resultierenden digitalen I- und Q-Signale, um die Phasendifferenz von 90° zu entfernen und somit die Phasen der aus der Filterung resultierenden digitalen I- und Q-Signale auszugleichen. Das Phasenfilter 131 gibt die phasengleichen digitalen I- und Q-Signale aus.
  • Ein FFT-Abschnitt 132 ist dem Phasenfilter 131 nachgeschaltet und empfängt die ausgegebenen digitalen I- und Q-Signale von dem Phasenfilter 131. Der FFT-Abschnitt 132 führt an den digitalen I- und Q-Signalen eine FFT (schnelle Fourier-Transformation) aus, wodurch die digitalen I- und Q-Signale in aus einer FFT resultierende digitale Realteil-Signale und aus einer FFT resultierende digitale Imaginärteil-Signale umgesetzt werden, die orthogonalen Grundband-Trägerfrequenzen entsprechen. Der FFT-Abschnitt 132 gibt die aus der FFT resultierenden digitalen Realteil-Signale als digitale I-Signale aus. Der FFT-Abschnitt 132 gibt die aus der FFT resultierenden digitalen Imaginärteil-Signale als digitale Q-Signale aus. Der FFT-Abschnitt 132 spricht auf das Zwischenfrequenz-Taktimpulssignal an und arbeitet somit bei der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs.
  • Ein QPSK-Demodulator 133 ist dem FFT-Abschnitt 132 nachgeschaltet und empfängt hiervon die digitalen I- und Q-Signale. Der QPSK-Demodulator 133 führt an den digitalen I- und Q-Signalen eine Verarbeitung aus, die einer QPSK-Demodulation entspricht, wodurch aus den digitalen I- und Q-Signalen ursprüngliche digitale Daten wiedergewonnen werden. Der QPSK-Demodulator 133 gibt die wiedergewonnenen ursprünglichen Daten aus. Es sollte angemerkt werden, dass der QPSK-Demodulator 133 durch einen QAM-Demodulator oder einen anderen Demodulator ersetzt werden kann.
  • Wie oben erwähnt wurde, arbeiten der A/D-Umsetzer 125 und der Demultiplexer 126 bei der vorgegebenen hohen Abtastfrequenz 2Fs. Die vorgegebene hohe Abtastfrequenz 2Fs beträgt die Hälfte der Betriebsfrequenz 4Fs des A/D-Umsetzers 55 und des Demultiplexers 56 von 3. Deswegen können der A/D-Umsetzer 125 und der Demultiplexer 126 kostengünstig sein.
  • In 7 verwendet eine Vorrichtung zur Modulation orthogonale Grundbandträger, die in gleichen Frequenzintervallen beabstandet sind. Die Vorrichtung zur Modulation erzeugt ein digitales Grundband-OFDM-Signal durch IFFT und digitale Quadraturmodulation. Das digitale Grundband-OFDM-Signal liegt in einem Frequenzband, dessen Mittenfrequenz bei der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs liegt. Die Vorrichtung zur Modulation setzt das digitale Grundband-OFDM-Signal durch D/A-Umsetzung und Frequenzumsetzung in ein HF-OFDM-Signal um. Die Vorrichtung zur Modulation überträgt das HF-OFDM-Signal. Die Vorrichtung zur Demodulation von 6 empfängt das HF-OFDM-Signal. Der Frequenzumsetzer 123 in der Vorrichtung zur Demodulation führt eine Abwärtsumsetzung des F-OFDM-Signals in ein analoges Grundband-OFDM-Signal in dem Frequenzband um, dessen Mittenfrequenz die vorgegebene niedrige Abtastfrequenz Fs/2 ist. Ein A/D-Umsetzer 125 ändert das analoge Grundband-OFDM-Signal in ein digitales Grundband-OFDM-Signal "cos(2πFb)". Die Vorrichtung zur Demodulation führt an dem digitalen Grundband-OFDM-Signal "cos(2πFb)" eine digitale Quadraturdemodulation aus, indem praktisch eine digitale Sinuswelle "sin(2πFs/2)" und eine digitale Cosinuswelle "cos(2πFs/2)" verwendet werden. Bei der digitalen Quadraturdemodulation wird das digitale Grundband-OFDM-Signal "cos(2πFb)" mit der digitalen Sinuswelle "sin(2πFs/2)" multipliziert. Außerdem wird das digitale Grundband-OFDM-Signal "cos(2πFb)" mit der digitalen Cosinuswelle "cos(2πFs/2)" multipliziert. Die Ergebnisse der Multiplikationen werden bei der Erzeugung eines digitalen I-Signals und eines digitalen Q-Signals verwendet, die aus einer Quadraturdemodulation resultierende Signale sind.
  • Es sollte angemerkt werden, dass die Vorrichtung zur OFDM-Demodulation von 6 ein OFDM-Signal demodulieren kann, das durch eine Vorrichtung zur OFDM-Modulation nach dem Stand der Technik oder eine Vorrichtung zur OFDM-Modulation gemäß einer der Ausführungsformen dieser Erfindung erzeugt wurde.
  • Dritte Ausführungsform
  • Eine dritte Ausführungsform dieser Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur OFDM-Modulation, die eine Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation enthält. Die Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation umfasst eine Vorrichtung zum Erzeugen von N-Punkt-Mehrträgersignalen, die eine vorgegebene Abtastfrequenz Fs besitzen und in einem Frequenzband liegen, dessen Mittenfrequenz gleich 0 Hz ist, wobei N eine vorgegebene natürliche Zahl bezeichnet. Die N-Punkt-Mehrträgersignale sind in Gruppen vorhanden, wovon jede eine Inphasekomponente und eine Quadraturkomponente besitzt. Die Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation umfasst eine Vorrichtung, die an den N-Punkt-Mehrträgersignalen eine inverse schnelle Fourier-Transformation ausführt, um ein diskretes Inphasesignal I und ein diskretes Quadratursignal Q, die in einem Zeitbereich definiert sind, zu erzeugen. In der Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation ist eine Vorrichtung zum Auswählen von Abtastwerten I(2n) und I(2n + 1) des diskreten Inphasesignals I und von Abtastwerten Q(2n) und Q(2n + 1) des diskreten Quadratursignals Q vorgesehen, wobei n = 0, 1, 2, ..., N/2. Die Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation umfasst außerdem eine Vorrichtung zum Multiplizieren des ausgewählten Abtastwerts I(2n + 1) mit "-1", um einen Abtastwert -I(2n + 1) zu erzeugen, und eine Vorrichtung zum Multiplizieren des ausgewählten Abtastwerts Q(2n) mit "-1", um einen Abtastwert -Q(2n) zu erzeugen. In der Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation ist eine Vorrichtung zum Umordnen der Abtastwerte I(2n), -I(2n + 1), -Q(2n) und Q(2n + 1) in eine Reihenfolge I(2n), -Q(2n), -I(2n + 1) und Q(2n + 1) vorgesehen, um ein aus einer Quadraturmodulation resultierendes Signal zu erzeugen, das eine Abtastfrequenz hat, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist und in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist.
  • 8 zeigt die Vorrichtung zur OFDM-Modulation gemäß der dritten Ausführungsform dieser Erfindung. Die Vorrichtung zur OFDM-Modulation von 8 ist der Vorrichtung zur OFDM-Modulation von 4 ähnlich mit der Ausnahme, dass das Phasenfilter 23 (siehe 4) weggelassen ist.
  • In der Vorrichtung zur OFDM-Modulation von 8 sind Demultiplexer 14A und 14B einem IFFT-Abschnitt 13 nachgeschaltet. Der Demultiplexer 14A empfängt ein aus einer IFFT resultierendes digitales I-Signal von dem IFFT-Abschnitt 13. Der Demultiplexer 14A ordnet Abtastwerte des aus einer IFFT resultierenden digitalen I-Signals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten um. Der Demultiplexer 14A gibt die Folge der geradzahlig nummerierten Abtastwerte, d. h. die geradzahligen Abtastwerte des digitalen I-Signals an den Multiplizierer 15A aus. Der Demultiplexer 14A gibt die Folge der ungeradzahlig nummerierten Abtastwerte, d. h. die ungeradzahligen Abtastwerte des digitalen I-Signals an den Multiplizierer 15C aus.
  • Der Demultiplexer 14B empfängt dagegen ein aus einer IFFT resultierendes digitales Q-Signal von dem IFFT-Abschnitt 13. Der Demultiplexer 14B ordnet Abtastwerte des aus einer IFFT resultierenden digitalen Q-Signals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten um. Der Demultiplexer 14B gibt die Folge der geradzahlig nummerierten Abtastwerte, d. h. die geradzahligen Abtastwerte des digitalen Q-Signals an den Multiplizierer 15B aus. Der Demultiplexer 14B gibt die Folge der ungeradzahlig nummerierten Abtastwerte, d. h. die ungeradzahligen Abtastwerte des digitalen Q-Signals an den Multiplizierer 15D aus.
  • Die Demultiplexer 14A und 14B, die Multiplizierer 15A bis 15D, die Schieberegister 16A bis 16D und der Datenselektor 17 wirken zusammen, um eine digitale Quadraturmodulation zu realisieren, die die aus einer IFFT resultierenden digitalen I- und Q-Signale zu einem einzelnen aus einer Quadraturmodulation resultierenden digitalen Signal (das von dem Datenselektor 17 ausgegebene digitale Signal) zu kombinieren. Die digitale Quadraturmodulation verwendet praktisch eine digitale Sinuswelle und eine digitale Cosinuswelle, die eine Frequenz besitzen, die gleich der vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2 ist. Die digitale Sinuswelle ändert sich periodisch in der Form "0" → "1" → "0" → "-1". Die digitale Cosinuswelle ändert sich periodisch in der Form "1" → "0" → "-1" → "0". Die digitale Sinuswelle und die digitale Cosinuswelle ergeben sich aus dem periodischen Abtasten einer analogen Sinuswelle und einer analogen Cosinuswelle bei einer Frequenz (die vorgegebene hohe Abtastfrequenz 2Fs), die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs für den IFFT-Abschnitt 13 ist. Die Multiplikationen durch die Multiplizierer 15A bis 15D entsprechen den Multiplikationen zwischen den aus einer IFFT resultierenden digitalen I- und Q-Signalen, der digitalen Sinuswelle und der digitalen Cosinuswelle für die digitale Quadraturmodulation. In jedem Zyklus, der gleich der doppelten Periode ist, die der vorgegebenen Abtastzwischenfrequenz Fs entspricht, wählt der Datenselektor 17 nacheinander die von den Schieberegistern 16A bis 16D ausgegebenen digitalen Signale in Reaktion auf das hochfrequente Taktimpulssignal, das die vorgegebene hohe Abtastfrequenz 2Fs bereitstellt, aus.
  • In 9 bezeichnet "SGI" ein Beispiel einer Signalform, die durch Abtastwerte des aus einer IFFT resultierenden digitalen I-Signals repräsentiert wird, während "SGQ" ein Beispiel einer Signalform bezeichnet, die durch Abtastwerte des aus einer IFFT resultierenden digitalen Q-Signals repräsentiert wird. Außerdem bezeichnet "SGcos" die digitale Cosinuswelle, die eine Frequenz besitzt, die gleich der vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2 ist. Ferner bezeichnet "SGsin" die digitale Sinuswelle, die eine Frequenz besitzt, die gleich der vorgegebenen niedrigen Abtastfrequenz Fs/2 ist. Wie in 9 gezeigt ist, ändert sich die digitale Cosinuswelle SGcos periodisch in der Form "1" → "0" → "-1" → "0". Die digitale Sinuswelle SGsin ändert sich periodisch in der Form "0" → "1" → "0" → "-1". Der Demultiplexer 14A und die Multiplizierer 15A und 15C wirken zusammen, um das aus einer IFFT resultierende digitale I-Signal SGI mit der Cosinuswelle SGcos zu multiplizieren. Die Multiplizierer 15A und 15C geben Signale aus, die die Ergebnisse der Multiplikation darstellen, die über die Schieberegister 16A und 16C zu dem Datenselektor 17 übertragen werden. Der Demultiplexer 14B und die Multiplizierer 15B und 15D wirken zusammen, um das aus einer IFFT resultierende digitale Q-Signal SGQ mit der Sinuswelle SGsin zu multiplizieren. Die Multiplizierer 15B und 15D geben Signale aus, die die Ergebnisse der Multiplikation darstellen, die über die Schieberegister 16B und 16D zu dem Datenselektor 17 übertragen werden. Die ausgegebenen digitalen Signale von den Schieberegistern 16A bis 16D werden nacheinander und zyklisch durch den Datenselektor 17 ausgewählt, wodurch diese zu einem einzelnen aus einer Quadraturmodulation resultierenden digitalen Signal kombiniert werden. Das aus einer Quadraturmodulation resultierende digitale Signal besitzt eine Folge von Abtastwerten, die eine Signalform darstellen, die z. B. in 9 durch "MR" gezeigt ist. Das aus einer Quadraturmodulation resultierende digitale Signal wird vom Datenselektor 17 ausgegeben.
  • Es sollte angemerkt werden, dass das OFDM-Signal, das durch die Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation von 8 erzeugt wird, durch eine Vorrichtung zur OFDM-Demodulation nach dem Stand der Technik oder eine Vorrichtung zur OFDM-Demodulation gemäß einer der Ausführungsformen dieser Erfindung demoduliert werden kann.
  • Vierte Ausführungsform
  • Eine vierte Ausführungsform dieser Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur OFDM-Demodulation, die eine Vorrichtung zur digitalen Quadraturdemodulation enthält. Die Vorrichtung zur digitalen Quadraturdemodulation ist entworfen, um ein aus einer Quadraturmodulation resultierendes Signal, das durch die Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation in der dritten Ausführungsform dieser Erfindung erzeugt wird, zu demodulieren. Die Vorrichtung zur digitalen Quadraturdemodulation enthält eine Vorrichtung zum Auswählen von vier aufeinander folgenden Abtastwerten von diskreten 2N-Punkt-Daten, die ein aus einer Quadraturmodulation resultierendes Signal sind, das eine Abtastfrequenz besitzt, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist und in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist. Die Vorrichtung zur digitalen Quadraturdemodulation enthält außerdem eine Vorrichtung zum aufeinander folgenden Zuweisen der vier ausgewählten aufeinander folgenden Abtastwerte zu einem Abtastwert I(2n) eines Inphasesignals, zu einer Inversion -Q(2n) eines Abtastwerts Q(2n) eines Quadratursignals, zu einer Inversion -I(2n + 1) eines Abtastwerts I(2n + 1) des Inphasesignals bzw. zu einem Abtastwert Q(2n + 1) des Quadratursignals. Sowohl das Inphasesignal als auch das Quadratursignal besitzt N Punkte und liegt in einem Frequenzband, dessen Mittenfrequenz gleich 0 Hz ist.
  • 10 zeigt die Vorrichtung zur OFDM-Demodulation gemäß der vierten Ausführungsform dieser Erfindung. Die Vorrichtung zur OFDM-Demodulation von 10 ist der Vorrichtung zur OFDM-Demodulation von 6 ähnlich mit der Ausnahme, dass das Phasenfilter 131 (siehe 6) weggelassen ist.
  • In der Vorrichtung zur OFDM-Demodulation von 10 ist ein FFT-Abschnitt 132 einem Tiefpassfilter 130 nachgeschaltet und empfängt hiervon aus einer Filterung resultierende digitale I- und Q-Signale. Der FFT-Abschnitt 132 führt eine FFT an den aus einer Filterung resultierenden digitalen I- und Q-Signalen aus, wodurch die aus einer Filterung resultierenden digitalen I- und Q-Signale in aus einer FFT resultierende digitale Realteil-Signale und aus einer FFT resultierende digitale Imaginärteil-Signale umgesetzt werden, die orthogonalen Grundbandfrequenzen entsprechen. Der FFT-Abschnitt 132 gibt die aus einer FFT resultierenden digitalen Realteil-Signale als digitale I-Signale aus. Der FFT-Abschnitt 132 gibt die aus einer FFT resultierenden digitalen Imaginärteil-Signale als digitale Q-Signale aus.
  • Es sollte angemerkt werden, dass die Vorrichtung zur OFDM-Demodulation von 10 ein OFDM-Signal, das durch eine Vorrichtung nach dem Stand der Technik zur OFDM-Modulation oder eine Vorrichtung zur OFDM-Modulation in einer der Ausführungsformen dieser Erfindung erzeugt wurde, demodulieren kann.
  • Fünfte Ausführungsform
  • Digitale Quadraturmodulatoren nach dem Stand der Technik werden im Folgenden für ein besseres Verständnis einer fünften Ausführungsform dieser Erfindung beschrieben.
  • 11 zeigt einen ersten digitalen Quadraturmodulator nach dem Stand der Technik, der Eingangsanschlüsse 240A und 240B und Flipflop-Schaltungen (FF-Schaltungen) 241A und 241B enthält. Ein digitales I-Signal wird über den Eingangsanschluss 240A zu der Flipflop-Schaltung 241A geleitet. Ein digitales Q-Signal wird über den Eingangsanschluss 240B zu der Flipflop-Schaltung 241B geleitet.
  • Der digitale Quadraturmodulator nach dem Stand der Technik von 11 enthält einen Eingangsanschluss 240C und einen Frequenzteiler 242. Ein hochfrequentes Taktsignal mit einer vorgegebenen Frequenz Fs wird über den Eingangsanschluss 240C zu dem Frequenzteiler 242 geleitet. Die Vorrichtung 242 teilt die Frequenz des hochfrequenten Taktsignals durch 4, wodurch ein niederfrequentes Taktsignal mit einer Frequenz Fs/4 erzeugt wird, die gleich einem Viertel der vorgegebenen Frequenz Fs ist. Der Frequenzteiler 242 leitet das niederfrequente Taktsignal als ein niederfrequentes Abtasttaktsignal zu den Flipflop-Schaltungen 241A und 241B.
  • Die Flipflop-Schaltung 241A tastet das digitale I-Signal in Reaktion auf das niederfrequente Abtasttaktsignal periodisch ab. Die Flipflop-Schaltung 241A gibt sequentiell resultierende Abtastwerte des digitalen I-Signals an ein Interpolationsfilter 243A aus. Die Flipflop-Schaltung 241B tastet das digitale Q-Signal in Reaktion auf das niederfrequente Abtasttaktsignal periodisch ab. Die Flipflop-Schaltung 241B gibt sequentiell resultierende Abtastwerte des digitalen Q-Signals an ein Interpolationsfilter 243B aus.
  • Das Interpolationsfilter 243A empfängt das hochfrequente Taktsignal über den Eingangsanschluss 240C. Das Interpolationsfilter 243A wirkt als eine Aufwärts-Abtasteinrichtung, die auf das hochfrequente Taktsignal anspricht, um die Abtastfrequenz des digitalen I-Signals, das von der Flipflop-Schaltung 241A ausgegeben wird, zu erhöhen (z. B. zu vervierfachen). Das Interpolationsfilter 243A erzeugt im Einzelnen durch einen Interpolationsprozess zweite Abtastwerte von ursprünglichen Abtastwerten des digitalen I-Signals. Das Interpolationsfilter 243A kombiniert die zweiten Abtastwerte und die ursprünglichen Abtastwerte in eine Folge von Ab tastwerten eines aus einer Interpolation resultierenden digitalen I-Signals. Die Interpolationsschaltung 243A gibt das aus einer Interpolation resultierende digitale I-Signal an einen Multiplizierer 247A aus.
  • Das Interpolationsfilter 243B empfängt das hochfrequente Taktsignal über den Eingangsanschluss 240C. Das Interpolationsfilter 243B wirkt als eine Aufwärts-Abtasteinrichtung, die auf das hochfrequente Taktsignal anspricht, um die Abtastfrequenz des digitalen Q-Signals, das von der Flipflop-Schaltung 241B ausgegeben wird, zu erhöhen (z. B. zu vervierfachen). Das Interpolationsfilter 243B erzeugt im Einzelnen durch einen Interpolationsprozess zweite Abtastwerte von ursprünglichen Abtastwerten des digitalen Q-Signals. Das Interpolationsfilter 243B kombiniert die zweiten Abtastwerte und die ursprünglichen Abtastwerte in eine Folge von Abtastwerten eines aus einer Interpolation resultierenden digitalen Q-Signals. Die Interpolationsschaltung 243B gibt das aus einer Interpolation resultierende digitale Q-Signal an einen Multiplizierer 247B aus.
  • Der digitale Quadraturmodulator nach dem Stand der Technik von 11 enthält einen ROM 246A, der Daten speichert, die eine Cosinustabelle darstellen. Die Daten der Cosinustabelle entsprechen einer digitalen Cosinuswelle. Der ROM 246A empfängt das hochfrequente Taktsignal über den Eingangsanschluss 240C. Der ROM 246A gibt die digitale Cosinuswelle in Reaktion auf das hochfrequente Taktsignal an den Multiplizierer 247A aus. Die Cosinuswelle ändert sich periodisch in der Form "1" → "0" → "-1" → "0". Die Vorrichtung 247A multipliziert das aus einer Interpolation resultierende digitale I-Signal und die digitale Cosinuswelle, wodurch ein aus einer Multiplikation resultierendes digitales I-Signal erzeugt wird. Der Multiplizierer 247A gibt das aus einer Multiplikation resultierende digitale I-Signal an einen Addierer 249C aus.
  • Der digitale Quadraturmodulator nach dem Stand der Technik von 11 enthält einen ROM 246B, der Daten speichert, die eine Sinustabelle darstellen. Die Daten der Sinustabelle entsprechen einer digitalen Sinuswelle. Der ROM 246B empfängt das hochfrequente Taktsignal über den Eingangsanschluss 240C. Der ROM 246B gibt die digitale Sinuswelle in Reaktion auf das hochfrequente Taktsignal an den Multiplizierer 247B aus. Die Cosinuswelle ändert sich periodisch in der Form "0" → "1" → "0" → "-1". Die Vorrichtung 247B multipliziert das aus einer Interpolation resultierende digitale Q-Signal und die digitale Cosinuswelle, wodurch ein aus einer Multiplikation resultierendes digitales Q-Signal erzeugt wird. Der Multiplizierer 247B gibt das aus einer Multiplikation resultierende digitale Q-Signal an den Addierer 249C aus.
  • Der Addierer 249C wirkt als ein Multiplexer. Im Einzelnen kombiniert und multiplext der Addierer 249C die von den Multiplizierern 247A und 247B ausgegebenen digitalen I- und Q-Signale zu einem aus einer Quadraturmodulation resultierenden digitalen Signal. Der Addierer 249C leitet das aus einer Quadraturmodulation resultierende digitale Signal zu einem Ausgangsanschluss 251.
  • 12 zeigt einen zweiten digitalen Quadraturmodulator nach dem Stand der Technik, der dem ersten digitalen Quadraturmodulator nach dem Stand der Technik (siehe 11) ähnlich ist mit Ausnahme von Konstruktionsänderungen, die später erwähnt werden.
  • Der digitale Quadraturmodulator nach dem Stand der Technik von 12 enthält Interpolationsfilter 343A und 343B, die die Interpolationsfilter 243A bzw. 243B (siehe 11) ersetzen. Das Interpolationsfilter 343A empfängt ein digitales I-Signal von einer Flipflop-Schaltung 241A. Das Interpolationsfilter 343B empfängt ein digitales Q-Signal von einer Flipflop-Schaltung 241B.
  • Der digitale Quadraturmodulator nach dem Stand der Technik von 12 enthält einen Frequenzteiler 248. Der Frequenzteiler 248 empfängt das hochfrequente Taktsignal über den Eingangsanschluss 240C. Die Vorrichtung 248 teilt die Frequenz des hochfrequenten Taktsignals durch 2, wodurch ein Zwischenfrequenz-Taktsignal mit einer Frequenz Fs/2, die gleich der Hälfte der vorgegebenen Frequenz Fs ist, erzeugt wird. Der Frequenzteiler 248 leitet das Zwischenfrequenz-Taktsignal zu den Interpolationsfiltern 343A und 343B.
  • Das Interpolationsfilter 343A wirkt als eine Aufwärts-Abtasteinrichtung, die auf das Zwischenfrequenz-Taktsignal anspricht, um die Abtastfrequenz des digitalen I-Signals, das von der Flipflop-Schaltung 241A ausgegeben wird, zu erhöhen (z. B. zu verdoppeln). Das Interpolationsfilter 343A erzeugt im Einzelnen durch einen Interpolationsprozess zweite Abtastwerte von ursprünglichen Abtastwerten des digitalen I-Signals. Das Interpolationsfilter 343A kombiniert die zweiten Abtastwerte und die ursprünglichen Abtastwerte in eine Folge von Abtastwerten eines aus einer Interpolation resultierenden digitalen I-Signals. Die Interpolationsschaltung 343A gibt das aus einer Interpolation resultierende digitale I-Signal an einen Multiplizierer 247A aus.
  • Das Interpolationsfilter 343B wirkt als eine Aufwärts-Abtasteinrichtung, die auf das Zwischenfrequenz-Taktsignal anspricht, um die Abtastfrequenz des digitalen Q-Signals, das von der Flipflop-Schaltung 241B ausgegeben wird, zu erhöhen (z. B. zu verdoppeln). Das Interpolationsfilter 343B erzeugt im Einzelnen durch einen Interpolationsprozess zweite Abtastwerte von ursprünglichen Abtastwerten des digitalen Q-Signals. Das Interpolationsfilter 343B kombiniert die zweiten Abtastwerte und die ursprünglichen Abtastwerte in eine Folge von Abtastwerten eines aus einer Interpolation resultierenden digitalen Q-Signals. Die Interpolationsschaltung 343B gibt das aus einer Interpolation resultierende digitale Q-Signal an einen Multiplizierer 247B aus.
  • Der digitale Quadraturmodulator nach dem Stand der Technik von 12 enthält einen ROM 346A, der Daten speichert, die eine Cosinustabelle darstellen. Die Daten der Cosinustabelle entsprechen einer digitalen Cosinuswelle. Der ROM 346A empfängt das Zwischenfrequenz-Taktsignal von dem Frequenzteiler 248. Der ROM 346A gibt die digitale Cosinuswelle in Reaktion auf das Zwischenfrequenz-Taktsignal an den Multiplizierer 247A aus. Die Vorrichtung 247A multipliziert das aus einer Interpolation resultierende digitale I-Signal und die digitale Cosinuswelle, wodurch ein aus einer Multiplikation resultierendes digitales I-Signal erzeugt wird. Der Multiplizierer 247A gibt das aus einer Multiplikation resultierende digitale I-Signal an einen Multiplexer 249 aus.
  • Der digitale Quadraturmodulator nach Stand der Technik von 12 enthält einen ROM 346B, der Daten speichert, die eine Sinustabelle darstellen. Die Daten der Sinustabelle entsprechen einer digitalen Sinuswelle. Der ROM 346B empfängt das Zwischenfrequenz-Taktsignal von dem Frequenzteiler 248. Der ROM 346B gibt die digitale Sinuswelle in Reaktion auf das Zwischenfrequenz-Taktsignal an den Multiplizierer 247B aus. Die Vorrichtung 247B multipliziert das aus einer Interpolation resultierende digitale Q-Signal und die digitale Sinuswelle, wodurch ein aus einer Multiplikation resultierendes digitales Q-Signal erzeugt wird. Der Multiplizierer 247B gibt das aus einer Multiplikation resultierende digitale Q-Signal an den Multiplexer 249 aus.
  • Der Multiplexer 249 empfängt das hochfrequente Taktsignal über den Eingangsanschluss 240C. Der Multiplexer 249 kombiniert und multiplext die von den Multiplizierern 247A und 247B ausgegebenen digitalen I- und Q-Signale in Reaktion auf das hochfrequente Taktsignal zu einem aus einer Quadraturmodulation resultierenden digitalen Signal. Der Multiplexer 249 leitet das aus einer Quadraturmodulation resultierende digitale Signal zu einem Ausgangsanschluss 251.
  • Die fünfte Ausführungsform dieser Erfindung wird im Folgenden beschrieben. Die fünfte Ausführungsform dieser Erfindung betrifft einen digitalen Quadraturmodulator, der ein Interpolationsfilter zum Erzeugen von zweiten Abtastwerten eines N-Punkt-Quadratursignals aus ursprünglichen Abtastwerten des Quadratursignals durch einen Interpolationsprozess enthält, wobei N eine vorgegebene natürliche Zahl bezeichnet. Die zweiten Abtastwerte liegen an Mittelpunkten zwischen Positionen der ursprünglichen Abtastwerte. Der digitale Quadraturmodulator der fünften Ausführungsform dieser Erfindung enthält ferner einen ersten Multiplexer zum Trennen von Abtastwerten eines N-Punkt-Inphasesignals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten und einen zweiten Multiplexer zum Trennen der zweiten Abtastwerte des Quadratursignals in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten. Die Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten des Inphasesignals bildet ein Signal I(2n). Die Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des Quadratursignals bildet ein Signal Q(2n + 1). Außerdem enthält der digitale Quadraturmodulator der fünften Ausführungsform dieser Erfindung einen ersten Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten des Inphasesignals mit "-1", um ein Signal -I(2n + 1) zu erzeugen, einen zweiten Multiplizierer zum Multiplizieren der Folge von geradzahlig num merierten Abtastwerten des Quadratursignals mit "-1", um ein Signal -Q(2n) zu erzeugen, und einen Parallel/Seriell-Umsetzer, um das Signal I(2n), das Signal -Q(2n), das Signal -I(2n + 1) und das Signal Q(2n + 1) nacheinander auszuwählen und auszugeben, um ein aus einer Quadraturmodulation resultierendes digitales 2N-Punkt-Signal zu erzeugen.
  • 13 zeigt den digitalen Quadraturmodulator gemäß der fünften Ausführungsform dieser Erfindung. Der digitale Quadraturmodulator von 13 enthält Eingangsanschlüsse 410A und 410B und Flipflop-Schaltungen (FF-Schaltungen) 411A und 411B. Ein digitales I-Signal wird über den Eingangsanschluss 410A zu der Flipflop-Schaltung 411A geleitet. Ein digitales Q-Signal wird über den Eingangsanschluss 410B zu der Flipflop-Schaltung 411B geleitet.
  • Der digitale Quadraturmodulator von 13 enthält einen Eingangsanschluss 410C und einen Frequenzteiler 412. Ein hochfrequentes Taktsignal mit einer vorgegebenen Frequenz Fs wird über den Eingangsanschluss 410C zu dem Frequenzteiler 412 geleitet. Das hochfrequente Taktsignal, das die vorgegebene Frequenz Fs besitzt, wird außerdem als das Taktsignal mit der Frequenz Fs bezeichnet. Die Vorrichtung 412 teilt die Frequenz des hochfrequenten Taktsignals (Taktsignal mit der Frequenz Fs) durch 4, wodurch ein Taktsignal mit der Frequenz Fs/4 erzeugt wird, das eine Frequenz besitzt, die gleich einem Viertel der vorgegebenen Frequenz Fs ist. Der Frequenzteiler 412 leitet das Taktsignal mit der Frequenz Fs/4 als ein Abtasttaktsignal, das die Frequenz Fs/4 hat, zu den Flipflop-Schaltungen 411A und 411B.
  • Die Flipflop-Schaltung 411A tastet das digitale T-Signal in Reaktion auf das Abtasttaktsignal, das die Frequenz Fs/4 hat, periodisch ab. Die Flipflop-Schaltung 411A gibt sequentiell resultierende Abtastwerte des digita len I-Signals an einen Demultiplexer 414A aus. Die Flipflop-Schaltung 411B tastet das digitale Q-Signal in Reaktion auf das Abtasttaktsignal, das die Frequenz Fs/4 hat, periodisch ab. Die Flipflop-Schaltung 411B gibt sequentiell resultierende Abtastwerte des digitalen Q-Signals an ein Interpolationsfilter 413 aus.
  • Das Interpolationsfilter 413 empfängt das Taktsignal mit der Frequenz Fs/4 von dem Frequenzteiler 412. Das Interpolationsfilter 413 kann alternativ ein Taktsignal mit der Frequenz Fs/2 von einem Frequenzteiler 420, der später erwähnt wird, empfangen. Das Interpolationsfilter 413 enthält einen ersten und einen zweiten Abschnitt. Der erste Abschnitt wirkt als eine Aufwärts-Abtasteinrichtung, die auf das Taktsignal mit der Frequenz Fs/4 oder das Taktsignal mit der Frequenz Fs/2 anspricht, um die Abtastfrequenz des digitalen Q-Signals, das von der Flipflop-Schaltung 411B ausgegeben wird, zu verdoppeln. Der zweite Abschnitt wirkt als eine Abwärts-Abtasteinrichtung, die auf das Taktsignal mit der Frequenz Fs/4 oder das Taktsignal mit der Frequenz Fs/2 anspricht, um die Abtastfrequenz des digitalen Q-Signals, das von dem ersten Abschnitt ausgegeben wird, zu halbieren. Das Interpolationsfilter 413 erzeugt im Einzelnen durch einen Interpolationsprozess zweite Abtastwerte aus ursprünglichen Abtastwerten des digitalen Q-Signals. Die zweiten Abtastwerte sind an Mittelpunkten zwischen den Positionen der ursprünglichen Abtastwerte definiert. Das Interpolationsfilter 413 verwirft die ursprünglichen Abtastwerte und gibt nacheinander lediglich die zweiten Abtastwerte als ein aus einer Interpolation resultierendes digitales Q-Signal an einen Demultiplexer 414B aus.
  • Das Interpolationsfilter 413 kann einen Phasenschieber enthalten, um eine Phasenverschiebung von 90° zu dem von der Flipflop-Schaltung 411B ausgegebenen digitalen Q-Signal zu schaffen. Das Interpolationsfilter 413 kann ein Halbbandfilter enthalten. Das Interpolationsfilter 413 kann als das Phasenfilter 23 in 4 verwendet werden.
  • Der Demultiplexer 414A empfängt das Taktsignal, das die Frequenz Fs/4 hat, von dem Frequenzteiler 412. Der Demultiplexer 414A ordnet Abtastwerte von dem von der Flipflop-Schaltung 411A ausgegebenen digitalen I-Signal in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten um. Der Demultiplexer 414A gibt die Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten, d. h. das digitale I-Signal der geradzahligen Abtastwerte an eine Flipflop-Schaltung (FF-Schaltung) 415A1 aus. Der Demultiplexer 414A gibt die Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten, d. h. das digitale I-Signal der ungeradzahligen Abtastwerte an eine Flipflop-Schaltung 415A2 aus.
  • Der Demultiplexer 414B empfängt das Taktsignal, das die Frequenz Fs/4 hat, von dem Frequenzteiler 412. Der Demultiplexer 414B ordnet Abtastwerte von dem von Interpolationsfilter 413 ausgegebenen digitalen Q-Signal in eine Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten und eine Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten um. Der Demultiplexer 414B gibt die Folge von geradzahlig nummerierten Abtastwerten, d. h. das digitale Q-Signal der geradzahligen Abtastwerte an eine Flipflop-Schaltung (FF-Schaltung) 415B1 aus. Der Demultiplexer 414B gibt die Folge von ungeradzahlig nummerierten Abtastwerten, d. h. das digitale Q-Signal der ungeradzahligen Abtastwerte an eine Flipflop-Schaltung (FF-Schaltung) 415B2 aus.
  • Der digitale Quadraturmodulator von 13 enthält einen Frequenzteiler 418, der das Taktsignal, das die Frequenz Fs hat, über den Eingangsanschluss 410C empfängt. Die Vorrichtung 418 teilt die Frequenz des Takt signals, das die Frequenz Fs hat, durch 8, wodurch ein Taktsignal, das eine Frequenz Fs/8 hat, erzeugt wird, wobei die Frequenz gleich einem Achtel der vorgegebenen Frequenz Fs ist. Der Frequenzteiler 418 leitet das Taktsignal, das eine Frequenz Fs/8 hat, als ein Abtasttaktsignal, das die Frequenz Fs/8 hat, zu den Flipflop-Schaltungen 415A1, 415A2, 415B1 und 415B2.
  • Die Flipflop-Schaltung 415A1 tastet das digitale I-Signal der geradzahligen Abtastwerte in Reaktion auf das Abtasttaktsignal, das die Frequenz Fs/8 hat, periodisch ab. Die Flipflop-Schaltung 415A1 gibt resultierende Abtastwerte des digitalen I-Signal der geradzahligen Abtastwerte periodisch an einen Multiplexer 419 aus. Die Abtastwerte des von der Flipflop-Schaltung 415A1 ausgegebenen digitalen I-Signals liegen an einem Phasenpunkt von 0° (0).
  • Die Flipflop-Schaltung 415A2 tastet das digitale I-Signal der ungeradzahligen Abtastwerte in Reaktion auf das Abtasttaktsignal, das die Frequenz Fs/8 hat, periodisch ab. Die Flipflop-Schaltung 415A2 gibt resultierende Abtastwerte des digitalen I-Signal der ungeradzahligen Abtastwerte periodisch an einen Multiplizierer 417A aus. Die Abtastwerte des von der Flipflop-Schaltung 415A2 ausgegebenen digitalen I-Signals liegen an einem Phasenpunkt von 180° (π). Die Vorrichtung 417A multipliziert das digitale I-Signal der ungeradzahligen Abtastwerte (das von der Flipflop-Schaltung 415A2 ausgegebene Signal) mit "-1". Der Multiplizierer 417A gibt das aus einer Multiplikation resultierende digitale I-Signal der ungeradzahligen Abtastwerte an den Multiplexer 419 aus.
  • Die Flipflop-Schaltung 415B1 tastet das digitale Q-Signal der geradzahligen Abtastwerte in Reaktion auf das Abtasttaktsignal, das die Frequenz Fs/8 hat, periodisch ab. Die Flipflop-Schaltung 415B1 gibt resultierende Abtastwerte des digitalen Q-Signals der geradzahligen Abtastwerte nacheinander an einen Multiplizierer 417B aus. Die Abtastwerte des von der Flipflop-Schaltung 415B1 ausgegebenen digitalen Q-Signals liegen an einem Phasenpunkt von 90° (π/2). Die Vorrichtung 417B multipliziert das digitale Q-Signal der geradzahligen Abtastwerte (das von der Flipflop-Schaltung 415B1 ausgegebene Signal) mit "-1". Der Multiplizierer 417B gibt das aus einer Multiplikation resultierende digitale Q-Signal der geradzahligen Abtastwerte an den Multiplexer 419 aus.
  • Die Flipflop-Schaltung 415B2 tastet das digitale Q-Signal der ungeradzahligen Abtastwerte in Reaktion auf das Abtasttaktsignal, das die Frequenz Fs/8 hat, periodisch ab. Die Flipflop-Schaltung 415B2 gibt resultierende Abtastwerte des digitalen Q-Signals der ungeradzahligen Abtastwerte nacheinander an einen Multiplexer 419 aus. Die Abtastwerte des von der Flipflop-Schaltung 415B2 ausgegebenen digitalen Q-Signals liegen an einem Phasenpunkt von 270° (3π/2).
  • Der digitale Quadraturmodulator von 13 enthält einen Frequenzteiler 420, der das Taktsignal, das eine Frequenz Fs hat, über den Eingangsanschluss 410C empfängt. Die Vorrichtung 420 halbiert die Frequenz des Taktsignals, das eine Frequenz Fs hat, wodurch ein Taktsignal, das eine Frequenz Fs/2 hat, erzeugt wird, wobei die Frequenz gleich der Hälfte der vorgegebenen Frequenz Fs ist. Der Frequenzteiler 420 leitet das Taktsignal, das eine Frequenz Fs/2 hat, zu dem Multiplexer 419.
  • Der Multiplexer 419 kombiniert und multiplext das digitale I-Signal der geradzahligen Abtastwerte (I-geradzahlig), das aus einer Multiplikation resultierende digitale I-Signal der ungeradzahligen Abtastwerte (-I-ungeradzahlig), das aus einer Multiplikation resultierende digitale Q-Signal der geradzahligen Abtastwerte (-Q-geradzahlig) und das digitale Q-Signal der ungeradzahligen Abtastwerte (Q-ungeradzahlig) in Reaktion auf das Taktsignal, das eine Frequenz Fs/2 hat, zu einem aus einer Quadraturmodulation resultierenden digitalen Signal. Abtastwerte des digitalen Quadraturmodulationssignals sind in der Reihenfolge "I-geradzahlig → -Q-geradzahlig → -I-ungeradzahlig → Q-ungeradzahlig" angeordnet. Der Multiplexer 419 leitet das digitale Quadraturmodulationssignal zu einem Ausgangsanschluss 421. Der Multiplexer 419 enthält z. B. einen Parallel/Seriell-Umsetzer.
  • Sechste Ausführungsform
  • 14 zeigt einen digitalen Quadraturmodulator gemäß einer sechsten Ausführungsform dieser Erfindung. Der digitale Quadraturmodulator von 14 ist dem digitalen Quadraturmodulator von 13 ähnlich mit Ausnahme von Konstruktionsänderungen, die im Folgenden erwähnt werden.
  • Der digitale Quadraturmodulator von 14 enthält einen Eingangsanschluss 410C, einen Frequenzteiler 412C und einen Multiplexer 419. Ein Taktsignal, das eine Frequenz hat, die gleich der Hälfte der vorgegebenen Frequenz Fs ist, wird über den Eingangsanschluss 410C zu dem Frequenzteiler 412C und dem Multiplexer 419 geleitet. Das Taktsignal, das eine Frequenz hat, die gleich der Hälfte der vorgegebenen Frequenz Fs ist, wird außerdem als das Taktsignal mit der Frequenz Fs/2 bezeichnet. Die Vorrichtung 412c halbiert die Frequenz des Taktsignals, das die Frequenz Fs/2 hat, wodurch ein Taktsignal, das eine Frequenz Fs/4 hat, erzeugt wird, wobei die Frequenz gleich einem Viertel der vorgegebenen Frequenz Fs ist. Der Frequenzteiler 412C leitet das Taktsignal, das eine Frequenz Fs/4 hat, als ein Abtasttaktsignal, das eine Frequenz Fs/4 hat, zu den Flipflop-Schaltungen 411A und 411B. Der Frequenzteiler 412C leitet au ßerdem das Taktsignal, das eine Frequenz Fs/4 hat, zu einem Interpolationsfilter 413. Das Interpolationsfilter 413 kann das Taktsignal, das eine Frequenz Fs/2 hat, alternativ über den Eingabeabschnitt 410C empfangen.
  • Der digitale Quadraturmodulator von 14 enthält einen Frequenzteiler 418C, der das Taktsignal, das eine Frequenz Fs/2 hat, über den Eingangsanschluss 410C empfängt. Die Vorrichtung 418C teilt die Frequenz des Taktsignals, das eine Frequenz Fs/2 hat, durch 4, wodurch ein Taktsignal, das eine Frequenz Fs/8 hat, erzeugt wird, wobei die Frequenz gleich einem Achtel der vorgegebenen Frequenz Fs ist. Der Frequenzteiler 418C leitet das Taktsignal, das eine Frequenz Fs/8 hat, als ein Abtasttaktsignal, das eine Frequenz Fs/8 hat, zu Flipflop-Schaltungen 415A1, 425A2, 415B1 und 415B2.
  • Siebte Ausführungsform
  • 15 zeigt einen digitalen Quadraturmodulator gemäß einer siebten Ausführungsform dieser Erfindung. Der digitale Quadraturmodulator von 15 ist dem digitalen Quadraturmodulator von 13 ähnlich mit Ausnahme von Konstruktionsänderungen, die im Folgenden erwähnt werden.
  • In dem digitalen Quadraturmodulator von 15 ist das Interpolationsfilter 413 (siehe 13) weggelassen und eine Flipflop-Schaltung 411B ist mit einem Demultiplexer 414B direkt verbunden. Auf diese Weise wird ein Ausgangssignal der Flipflop-Schaltung 411B direkt zu dem Demultiplexer 414B geleitet.
  • Der digitale Quadraturmodulator von 15 enthält ein Interpolationsfilter 480, das zwischen eine Flipflop-Schaltung 411A und einen Demultiplexer 414A geschaltet ist.
  • Das Interpolationsfilter 480 empfängt ein Taktsignal, das eine Frequenz Fs/4 hat, von einem Frequenzteiler 412. Das Interpolationsfilter 480 kann alternativ ein Taktsignal, das eine Frequenz Fs/2 hat, von einem Frequenzteiler 420 empfangen. Das Interpolationsfilter 480 enthält einen ersten und einen zweiten Abschnitt. Der erste Abschnitt wirkt als eine Aufwärts-Abtasteinrichtung, die auf das Taktsignal, das eine Frequenz Fs/4 hat, anspricht, um die Abtastfrequenz eines digitalen I-Signals, das von der Flipflop-Schaltung 411A ausgegeben wird, zu verdoppeln. Der zweite Abschnitt wirkt als eine Abwärts-Abtasteinrichtung, die auf das Taktsignal, das eine Frequenz Fs/4 hat, oder das Taktsignal, das eine Frequenz Fs/2 hat, anspricht, um die Abtastfrequenz eines digitalen I-Signals, das von dem ersten Abschnitt ausgegeben wird, zu halbieren. Das Interpolationsfilter 480 erzeugt im Einzelnen durch einen Interpolationsprozess zweite Abtastwerte aus ursprünglichen Abtastwerten des digitalen I-Signals. Die zweiten Abtastwerte sind an Mittelpunkten zwischen den Positionen der ursprünglichen Abtastwerte definiert. Das Interpolationsfilter 480 verwirft die ursprünglichen Abtastwerte und gibt nacheinander lediglich die zweiten Abtastwerte als ein aus einer Interpolation resultierendes digitales I-Signal an den Demultiplexer 414A aus.
  • Das Interpolationsfilter 480 kann einen Phasenschieber enthalten, um eine Phasenverschiebung von 90° zu dem digitalen I-Signal, das von der Flipflop-Schaltung 411A ausgegeben wird, zu schaffen. Das Interpolationsfilter 480 kann ein Halbbandfilter enthalten.

Claims (4)

  1. Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation, die umfasst: Mittel (12) zum Erzeugen von N-Punkt-Mehrträgersignalen, die eine vorgegebene Abtastfrequenz (Fs) besitzen und in einem Frequenzband liegen, dessen Mittenfrequenz gleich 0 Hz ist, wobei die N-Punkt-Mehrträgersignale in Gruppen vorhanden sind, wovon jede eine Inphasekomponente und eine Quadraturkomponente besitzt, wobei N eine vorgegebene natürliche Zahl bezeichnet; Mittel (13), die an den N-Punkt-Mehrträgersignalen eine inverse schnelle Fourier-Transformation ausführen, um ein diskretes Inphasesignal I und ein diskretes Quadratursignal Q, die in einem Zeitbereich definiert sind, zu erzeugen; GEKENNZEICHNET DURCH: Mittel (14A, 14B) zum Auswählen von Abtastwerten I(2n) und I(2n + 1) des diskreten Inphasesignals I und von Abtastwerten Q(2n) und Q(2n + 1) des diskreten Quadratursignals Q, wobei n = 0, 1, 2, ..., N/2; Mittel (15C) zum Multiplizieren des ausgewählten Abtastwerts I(2n + 1) mit "-1", um einen Abtastwert -I(2n + 1) zu erzeugen; Mittel (15B) zum Multiplizieren des ausgewählten Abtastwerts Q(2n) mit "-1", um einen Abtastwert -Q(2n) zu erzeugen; und Mittel (16A, 16B, 16C, 16D, 17) zum Umordnen der Abtastwerte I(2n), -I(2n + 1), -Q(2n) und Q(2n + 1) in eine Reihenfolge I(2n), -Q(2n), -I(2n + 1) und Q(2n + 1), um ein aus einer Quadraturmodulation resultierendes Signal zu erzeugen, das eine Abtastfrequenz hat, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist und in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist.
  2. Verfahren zur digitalen Quadraturmodulation, das die folgenden Schritte umfasst: Erzeugen von N-Punkt-Mehrträgersignalen, die eine vorgegebene Abtastfrequenz Fs besitzen und in einem Frequenzband liegen, dessen Mittenfrequenz 0 Hz ist, wobei die N-Punkt-Mehrträgersignale in Gruppen vorhanden sind, wovon jede eine Inphasekomponente und eine Quadraturkomponente besitzt, wobei N eine vorgegebene natürliche Zahl bezeichnet; Ausführen einer inversen schnellen Fourier-Transformation an den N-Punkt-Mehrträgersignalen, um ein diskretes Inphasesignal I und ein diskretes Quadratursignal Q, die in einem Zeitbereich definiert sind, zu erzeugen; GEKENNZEICHNET DURCH: Auswählen von Abtastwerten I(2n) und I(2n + 1) des diskreten Inphasesignals I und von Abtastwerten Q(2n) und Q(2n + 1) des diskreten Quadratursignals Q, wobei n = 0, 1, 2, ..., N/2; Multiplizieren des ausgewählten Abtastwerts I(2n + 1) mit "-1", um einen Abtastwert -I(2n + 1) zu erzeugen; Multiplizieren des ausgewählten Abtastwerts Q(2n) mit "-1", um einen Abtastwert -Q(2n) zu erzeugen; und Umordnen der Abtastwerte I(2n), -I(2n + 1), -Q(2n) und Q(2n + 1) in einer Reihenfolge I(2n), -Q(2n), -I(2n + 1) und Q(2n + 1), um ein aus einer Quadraturmodulation resultierendes Signal zu erzeugen, das eine Abtastfrequenz besitzt, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist und in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist.
  3. Vorrichtung zur digitalen Quadraturdemodulation zum Demodulieren eines aus einer Quadraturmodulation resultierenden Signals, das durch die Vorrichtung zur digitalen Quadraturmodulation nach Anspruch 1 erzeugt wird, wobei die Vorrichtung zur digitalen Quadraturdemodulation GEKENNZEICHNET ist DURCH: Mittel (126) zum Auswählen von vier aufeinander folgenden Abtastwerten von diskreten 2N-Punkt-Daten, die ein aus einer Quadraturmodulation resultierendes Signal sind, das eine Abtastfrequenz besitzt, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist und die in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist; und Mittel (127A, 127B, 127C, 127D, 128A, 128B, 128C, 128D) zum aufeinander folgenden Zuweisen der vier ausgewählten aufeinander folgenden Abtastwerte zu einem Abtastwert I(2n) eines Inphasesignals, zu einer Inversion -Q(2n) eines Abtastwerts Q(2n) eines Quadratursignals, zu einer Inversion -I(2n + 1) eines Abtastwerts I(2n + 1) des Inphasesignals bzw. zu einem Abtastwert Q(2n + 1) des Quadratursignals, wobei sowohl das Inphasesignal als auch das Quadratursignal N Punkte besitzt und in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich 0 Hz ist.
  4. Verfahren zum Demodulieren eines aus einer Quadraturmodulation resultierenden Signals, das durch das Verfahren nach Anspruch 2 erzeugt wird, wobei das Demodulationsverfahren GEKENNZEICHNET ist DURCH: Auswählen von vier aufeinander folgenden Abtastwerten von diskreten 2N-Punkt-Daten, die ein aus einer Quadraturmodulation resultierenden Signal sind, das eine Abtastfrequenz besitzt, die gleich der doppelten vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist und die in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich der Hälfte der vorgegebenen Abtastfrequenz Fs ist; und aufeinander folgendes Zuweisen der vier ausgewählten aufeinander folgenden Abtastwerte zu einem Abtastwert I(2n) eines Inphasesignals, zu einer Inversion -Q(2n) eines Abtastwerts Q(2n) eines Quadratursignals, zu einer Inversion -I(2n + 1) eines Abtastwerts I(2n + 1) des Inphasesignals bzw. zu einem Abtastwert Q(2n + 1) des Quadratursignals, wobei sowohl das Inphasesignal als auch das Quadratursignal N Punkte besitzt und in einem Frequenzband liegt, dessen Mittenfrequenz gleich 0 Hz ist.
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