JPH1117643A - Ｏｆｄｍ変調器 - Google Patents
Ｏｆｄｍ変調器Info
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- JPH1117643A JPH1117643A JP9162579A JP16257997A JPH1117643A JP H1117643 A JPH1117643 A JP H1117643A JP 9162579 A JP9162579 A JP 9162579A JP 16257997 A JP16257997 A JP 16257997A JP H1117643 A JPH1117643 A JP H1117643A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
- H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
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- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
- H04L27/26265—Arrangements for sidelobes suppression specially adapted to multicarrier systems, e.g. spectral precoding
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 フィルタの性能に依存することなく、充分な
周波数帯域の利用と不要輻射の充分な抑圧の両立が得ら
れるようにしたＯＦＤＭ変調器を提供すること。 【解決手段】 ＩＦＦＴ８１、ガードインターバル付加
器８２、直交処理部３からなるＯＦＤＭ変調器におい
て、ガードインターバル付加器８２と直交処理部３の間
に振幅値を周期的に変更する手段である振幅制御器１を
挿入し、シンボル端部期間発生器２の出力パルスＰS 、
ＰE により、時間軸上でのシンボル端部であるガード期
間相当部の振幅を制限して、周波数占有帯域周辺の不要
漏洩スペクトルのレベルを低下させるようにしたもの。 【効果】 充分にサイドローブの発生を抑え、帯域外の
漏洩スペクトルを減少させることができるので、フィル
タに対する依存度を充分に低下させ、非実用的なフィル
タを用いることなく、更には、フィルタを不要にして、
小型軽量で低価格のＯＦＤＭ変調器を容易に提供するこ
とができる。
周波数帯域の利用と不要輻射の充分な抑圧の両立が得ら
れるようにしたＯＦＤＭ変調器を提供すること。 【解決手段】 ＩＦＦＴ８１、ガードインターバル付加
器８２、直交処理部３からなるＯＦＤＭ変調器におい
て、ガードインターバル付加器８２と直交処理部３の間
に振幅値を周期的に変更する手段である振幅制御器１を
挿入し、シンボル端部期間発生器２の出力パルスＰS 、
ＰE により、時間軸上でのシンボル端部であるガード期
間相当部の振幅を制限して、周波数占有帯域周辺の不要
漏洩スペクトルのレベルを低下させるようにしたもの。 【効果】 充分にサイドローブの発生を抑え、帯域外の
漏洩スペクトルを減少させることができるので、フィル
タに対する依存度を充分に低下させ、非実用的なフィル
タを用いることなく、更には、フィルタを不要にして、
小型軽量で低価格のＯＦＤＭ変調器を容易に提供するこ
とができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ(Orthogo
nal Frequency Division Multiplex)変調方式ディジタ
ル伝送装置に使用する変調器に関する。
nal Frequency Division Multiplex)変調方式ディジタ
ル伝送装置に使用する変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、日本も含め、ヨーロッパやアメリ
カでは、テレビジョン放送のディジタル化が検討されて
いるが、その変調方式としてはＯＦＤＭ変調方式の採用
が有力視されている。
カでは、テレビジョン放送のディジタル化が検討されて
いるが、その変調方式としてはＯＦＤＭ変調方式の採用
が有力視されている。
【０００３】ここで、このＯＦＤＭ変調方式とは、マル
チキャリア変調方式の一種であり、多数のディジタル変
調波を加え合わせたものであるが、このときの各キャリ
アの変調方式にはＱＰＳＫ方式などが用いられ、この方
式によれば、図４に示すような合成波(ＯＦＤＭ信号)を
得ることができる。
チキャリア変調方式の一種であり、多数のディジタル変
調波を加え合わせたものであるが、このときの各キャリ
アの変調方式にはＱＰＳＫ方式などが用いられ、この方
式によれば、図４に示すような合成波(ＯＦＤＭ信号)を
得ることができる。
【０００４】そして、このＯＦＤＭ信号を数式で表現す
ると、以下のようになる。まず各キャリアのＱＰＳＫ信
号をαk(t)とすると、これは(1)式で表せる。
ると、以下のようになる。まず各キャリアのＱＰＳＫ信
号をαk(t)とすると、これは(1)式で表せる。
【０００５】
【数１】
【０００６】ここで、kはキャリアの番号を示し、ａk
(t)、ｂk(t)はk番目のキャリアのデータで、［−１］又
は［１］の値をとる。次に、キャリアの本数をＮとする
と、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、これ
をβk(t)とすると、これは(2)式で表すことができる。
(t)、ｂk(t)はk番目のキャリアのデータで、［−１］又
は［１］の値をとる。次に、キャリアの本数をＮとする
と、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、これ
をβk(t)とすると、これは(2)式で表すことができる。
【０００７】
【数２】
【０００８】ここで、(1)式において、各成分の係数値
を、ａk＝０、ｂk＝１とし、(2)式における係数値ａ
k(t)を、Ｎ＝２４とした場合の波形例を示すと、図４に
示すようになり、式(2)を周波数スペクトルで示すと、
図５のようになる。
を、ａk＝０、ｂk＝１とし、(2)式における係数値ａ
k(t)を、Ｎ＝２４とした場合の波形例を示すと、図４に
示すようになり、式(2)を周波数スペクトルで示すと、
図５のようになる。
【０００９】ところで、ＯＦＤＭ方式では、マルチパス
の影響を軽減するため、ガードインターバルを付加する
のが一般的である。すなわち、図６に示すように、有効
シンボル期間ＶS 、ＴS にガードインターバルΔＴを付
加するのである。
の影響を軽減するため、ガードインターバルを付加する
のが一般的である。すなわち、図６に示すように、有効
シンボル期間ＶS 、ＴS にガードインターバルΔＴを付
加するのである。
【００１０】具体的には、有効シンボルの開始部分の期
間ΔＴ／２の波形(イ)を有効期間の後部に付加し、有効
シンボルの終了部分の期間ΔＴ／２の波形(ロ)を有効期
間の後部に付加することにより、合計して期間ΔＴのガ
ードインターバルを付加するのである。なお、この例で
は、比が１：１になっている期間ΔＴ／２を夫々に付加
しているが、合計した期間がΔＴになるようにすれば、
どのような比率で付加しても構わない。
間ΔＴ／２の波形(イ)を有効期間の後部に付加し、有効
シンボルの終了部分の期間ΔＴ／２の波形(ロ)を有効期
間の後部に付加することにより、合計して期間ΔＴのガ
ードインターバルを付加するのである。なお、この例で
は、比が１：１になっている期間ΔＴ／２を夫々に付加
しているが、合計した期間がΔＴになるようにすれば、
どのような比率で付加しても構わない。
【００１１】図７は、従来技術によるＯＦＤＭ変復調装
置の基本構成ブロック図で、以下、この図により、ＯＦ
ＤＭ信号の変復調動作について説明すると、図示のよう
に、ＯＦＤＭ変調にはＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier
Transform：逆フーリエ変換回路)８１を用い、復調には
ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換回
路)９５を用いる。
置の基本構成ブロック図で、以下、この図により、ＯＦ
ＤＭ信号の変復調動作について説明すると、図示のよう
に、ＯＦＤＭ変調にはＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier
Transform：逆フーリエ変換回路)８１を用い、復調には
ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換回
路)９５を用いる。
【００１２】まず、送信側Ｔでは、各キャリアの同相成
分Ｉを実数部データＲf とし、直交成分Ｑを虚数部デー
タＩf としてＩＦＦＴ８１により逆フーリエ変換を行
い、時間軸領域での実数部信号Ｒと虚数部信号Ｉを得
る。この信号にガードインターバル付加器８２でガード
インターバル分の信号を付加して信号Ｒg 、Ｉg とし、
ＤＡ変換器８３によりＤＡ変換を行い、実数部信号Ｒg
のアナログ信号に対しては発振器８５からの周波数ｆC
のキャリア信号を用い、虚数部信号Ｉg のアナログ信号
に対しては更に移相回路８６を介して９０°移相したキ
ャリヤ信号を用いて直交変調器８４で直交変調を施し、
これら信号を合成器８７で合成し、ＯＦＤＭ信号を得
る。
分Ｉを実数部データＲf とし、直交成分Ｑを虚数部デー
タＩf としてＩＦＦＴ８１により逆フーリエ変換を行
い、時間軸領域での実数部信号Ｒと虚数部信号Ｉを得
る。この信号にガードインターバル付加器８２でガード
インターバル分の信号を付加して信号Ｒg 、Ｉg とし、
ＤＡ変換器８３によりＤＡ変換を行い、実数部信号Ｒg
のアナログ信号に対しては発振器８５からの周波数ｆC
のキャリア信号を用い、虚数部信号Ｉg のアナログ信号
に対しては更に移相回路８６を介して９０°移相したキ
ャリヤ信号を用いて直交変調器８４で直交変調を施し、
これら信号を合成器８７で合成し、ＯＦＤＭ信号を得
る。
【００１３】また、受信側Ｒでは、送信側とは逆に、直
交復調器９１で受信したＯＦＤＭ信号を発振器９３から
の周波数ｆC のキャリア信号で復調したものを実数成分
として、キャリア信号を移相回路９２を介して９０°移
相し復調した出力を虚数部信号として、それぞれ取り出
す。そして、これら復調信号をＡＤ変換器９４でディジ
タル信号に変換し、ＦＦＴ９５によりフーリエ変換して
ＯＦＤＭ復調を得るのである。
交復調器９１で受信したＯＦＤＭ信号を発振器９３から
の周波数ｆC のキャリア信号で復調したものを実数成分
として、キャリア信号を移相回路９２を介して９０°移
相し復調した出力を虚数部信号として、それぞれ取り出
す。そして、これら復調信号をＡＤ変換器９４でディジ
タル信号に変換し、ＦＦＴ９５によりフーリエ変換して
ＯＦＤＭ復調を得るのである。
【００１４】ここで、図７の受信側Ｒに示されているよ
うに、高速フーリエ変換を行う際には、タイミングを取
るためにタイミング再生器９６が用いられている。そし
て、この高速フーリエ変換のタイミングを取るため、図
８に示すように、送信側Ｔで、タイミング抽出用の信号
(以後、同期シンボルと記す)を、Ｍシンボルに対してｍ
シンボルの割合で埋め込むようになっている。ここで、
１シンボルとは、有効波形期間ＴS にガードインターバ
ルΔＴを加えた全波形期間Ｔを指す。
うに、高速フーリエ変換を行う際には、タイミングを取
るためにタイミング再生器９６が用いられている。そし
て、この高速フーリエ変換のタイミングを取るため、図
８に示すように、送信側Ｔで、タイミング抽出用の信号
(以後、同期シンボルと記す)を、Ｍシンボルに対してｍ
シンボルの割合で埋め込むようになっている。ここで、
１シンボルとは、有効波形期間ＴS にガードインターバ
ルΔＴを加えた全波形期間Ｔを指す。
【００１５】そこで、受信側Ｒでは、この同期シンボル
を抽出することにより、シンボルの境目を算出し、高速
フーリエ変換のタイミングを取るのである。このための
タイミング再生器は、例えば図９に示すような構成の回
路で実現できる。
を抽出することにより、シンボルの境目を算出し、高速
フーリエ変換のタイミングを取るのである。このための
タイミング再生器は、例えば図９に示すような構成の回
路で実現できる。
【００１６】具体的には、タイミング再生器で予め同期
シンボル信号のパターン(例えば単一周波数の正弦波)を
メモリ２２に記憶しておき、ＡＤ変換されたＯＦＤＭ信
号Ｂと＜メモリ２２に記憶した信号Ａを相関器２１に入
力し、メモリ２２の信号パターンとＯＦＤＭ信号のパタ
ーンが一致した時点でＨパルスを発生させ、このパルス
により高速フーリエ変換の開始タイミングを取るのであ
る。
シンボル信号のパターン(例えば単一周波数の正弦波)を
メモリ２２に記憶しておき、ＡＤ変換されたＯＦＤＭ信
号Ｂと＜メモリ２２に記憶した信号Ａを相関器２１に入
力し、メモリ２２の信号パターンとＯＦＤＭ信号のパタ
ーンが一致した時点でＨパルスを発生させ、このパルス
により高速フーリエ変換の開始タイミングを取るのであ
る。
【００１７】ところで、図５のＯＦＤＭのスペクトル
で、上側に複数の信号の１種の波形が太線で示されてお
り、この波形から、ＯＦＤＭ信号では、キャリア周波数
ｆC にメインのスペクトルが生じ、該周波数に隣接して
一定周波数間隔でスペクトルが繰り返し小さくなりなが
ら生じていることが判る。
で、上側に複数の信号の１種の波形が太線で示されてお
り、この波形から、ＯＦＤＭ信号では、キャリア周波数
ｆC にメインのスペクトルが生じ、該周波数に隣接して
一定周波数間隔でスペクトルが繰り返し小さくなりなが
ら生じていることが判る。
【００１８】そこで、このような特性を持つ複数のキャ
リアを組み合わせたＯＦＤＭ送信出力は、お互いのキャ
リアが直交関係にあるため、各キャリアにより生じるサ
イドローブは、他キャリアのメインスペクトルではレベ
ル０となり、お互いが影響を与えないという性質を持つ
が、他方、帯域外には不要な漏洩電力が現われてしま
う。
リアを組み合わせたＯＦＤＭ送信出力は、お互いのキャ
リアが直交関係にあるため、各キャリアにより生じるサ
イドローブは、他キャリアのメインスペクトルではレベ
ル０となり、お互いが影響を与えないという性質を持つ
が、他方、帯域外には不要な漏洩電力が現われてしま
う。
【００１９】次に、図５において、キャリア間隔周波数
がｆC で、Ｎ本のキャリアからなるＯＦＤＭ信号を想定
し、このようなＯＦＤＭ送信波のスペクトルについて定
性的に説明する。この場合、所要帯域はｆC ×Ｎとな
る。まず、所要帯域ｆC ×Ｎ内においては、周波数ｆC
毎に、計Ｎ本のキャリアのメインスペクトル成分が矩形
状に並ぶ。
がｆC で、Ｎ本のキャリアからなるＯＦＤＭ信号を想定
し、このようなＯＦＤＭ送信波のスペクトルについて定
性的に説明する。この場合、所要帯域はｆC ×Ｎとな
る。まず、所要帯域ｆC ×Ｎ内においては、周波数ｆC
毎に、計Ｎ本のキャリアのメインスペクトル成分が矩形
状に並ぶ。
【００２０】一方、帯域ｆC ×Ｎの外では、Ｎ本のキャ
リアのサイドローブが減衰しながら重なって発生し、結
果として、図示のように、帯域ｆC ×Ｎの外側に不要な
漏洩スペクトルがスロープ状に生じる。この帯域外に現
われる漏洩スペクトルのレベルは、所要帯域の近傍では
所要帯域内キャリアの−２０ｄＢ前後のレベルを保って
おり、所要帯域から遠く離れても、最終的には−４０ｄ
Ｂ程度までにしか低下しない。
リアのサイドローブが減衰しながら重なって発生し、結
果として、図示のように、帯域ｆC ×Ｎの外側に不要な
漏洩スペクトルがスロープ状に生じる。この帯域外に現
われる漏洩スペクトルのレベルは、所要帯域の近傍では
所要帯域内キャリアの−２０ｄＢ前後のレベルを保って
おり、所要帯域から遠く離れても、最終的には−４０ｄ
Ｂ程度までにしか低下しない。
【００２１】ところで、通常の伝送システムでは、でき
るだけ大きな伝送容量を確保するため、使用許可されて
いる周波数帯域(例えば９ＭＨｚ)幅全部を用いるのが通
例である。一方、帯域外に隣接した周波数領域は、他の
通信サービスに利用されており、従って、漏洩スペクト
ルがあると、他の通信を妨害してしまう。このため、所
要帯域外の漏洩スペクトルは、所定のあるレベル以下
(例えば−４０ｄＢ以下)しか許されていない。
るだけ大きな伝送容量を確保するため、使用許可されて
いる周波数帯域(例えば９ＭＨｚ)幅全部を用いるのが通
例である。一方、帯域外に隣接した周波数領域は、他の
通信サービスに利用されており、従って、漏洩スペクト
ルがあると、他の通信を妨害してしまう。このため、所
要帯域外の漏洩スペクトルは、所定のあるレベル以下
(例えば−４０ｄＢ以下)しか許されていない。
【００２２】そこで、従来技術では、フィルタを用いて
帯域外の漏洩スペクトルを抑えるようにしていた。な
お、所要帯域から遠く離れた周波数領域での不要輻射
は、高周波部又は中間周波部、或いはベースバンド部に
緩い特性のＢＰＦ(バンドパスフィルタ)を挿入するだけ
で容易に除くことができる。
帯域外の漏洩スペクトルを抑えるようにしていた。な
お、所要帯域から遠く離れた周波数領域での不要輻射
は、高周波部又は中間周波部、或いはベースバンド部に
緩い特性のＢＰＦ(バンドパスフィルタ)を挿入するだけ
で容易に除くことができる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、フィ
ルタの使用に伴う問題点について配慮がされておらず、
コストアップと装置の大型化を抑えるのが困難であると
いう、問題があった。従来技術のように、フィルタを用
いて所要周波数帯域の近傍に現われる帯域内キャリア比
−２０ｄＢ前後の輻射を除去しようとするためには、帯
域外の近傍で出力レベルを２０ｄＢ以上減衰するフィル
タが必要になる。
ルタの使用に伴う問題点について配慮がされておらず、
コストアップと装置の大型化を抑えるのが困難であると
いう、問題があった。従来技術のように、フィルタを用
いて所要周波数帯域の近傍に現われる帯域内キャリア比
−２０ｄＢ前後の輻射を除去しようとするためには、帯
域外の近傍で出力レベルを２０ｄＢ以上減衰するフィル
タが必要になる。
【００２４】しかしながら、このような少ない周波数差
で２０ｄＢもの急峻な減衰を得るためには、段数の多い
高性能のフィルタ、つまり大型で高価なフィルタが必要
になり、このため、装置の小型化と低コスト化が難しく
なってしまうのである。
で２０ｄＢもの急峻な減衰を得るためには、段数の多い
高性能のフィルタ、つまり大型で高価なフィルタが必要
になり、このため、装置の小型化と低コスト化が難しく
なってしまうのである。
【００２５】一方、コストなどについて実用的な条件で
使用可能なフィルタでは、急峻な特性は望めないので、
スペクトル特性が急峻なＯＦＤＭの場合、帯域内キャリ
アまで減衰させてしまう。従って、この場合には、所要
帯域を減らし、伝送容量を削減する設計にする以外、他
の通信への影響を回避するのは困難である。
使用可能なフィルタでは、急峻な特性は望めないので、
スペクトル特性が急峻なＯＦＤＭの場合、帯域内キャリ
アまで減衰させてしまう。従って、この場合には、所要
帯域を減らし、伝送容量を削減する設計にする以外、他
の通信への影響を回避するのは困難である。
【００２６】本発明の目的は、フィルタの性能に依存す
ることなく、充分な周波数帯域の利用と不要輻射の充分
な抑圧の両立が得られるようにした、ＯＦＤＭ変調器を
提供することにある。
ることなく、充分な周波数帯域の利用と不要輻射の充分
な抑圧の両立が得られるようにした、ＯＦＤＭ変調器を
提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】上記目的は、ＯＦＤＭ変
調器内でガードインターバル付加部の後に、信号のシン
ボル周期に応じて入出力の振幅特性を変更する振幅制御
部を挿入し、これをシンボル端部時期発生器の出力によ
り制御するようにして達成される。この結果、時間軸波
形状態であるＩＦＦＴ処理後の各シンボルの端部の期
間、すなわち、シンボルの終了時点と次のシンボルの開
始時点までの期間、信号の振幅をスロープ状に低下さ
せ、スロープ状に復帰させることにより、シンボルの切
り替わり点でのレベル変化が穏やかとなり、各キャリア
によって生じるサイドローブの発生が抑えられ、この結
果、フィルタに対する要求仕様を緩かにでき、フィルタ
次数の削減によるフィルタの低価格化と小型化が図れ、
さらには、フィルタそのものの省略も図れることにな
る。
調器内でガードインターバル付加部の後に、信号のシン
ボル周期に応じて入出力の振幅特性を変更する振幅制御
部を挿入し、これをシンボル端部時期発生器の出力によ
り制御するようにして達成される。この結果、時間軸波
形状態であるＩＦＦＴ処理後の各シンボルの端部の期
間、すなわち、シンボルの終了時点と次のシンボルの開
始時点までの期間、信号の振幅をスロープ状に低下さ
せ、スロープ状に復帰させることにより、シンボルの切
り替わり点でのレベル変化が穏やかとなり、各キャリア
によって生じるサイドローブの発生が抑えられ、この結
果、フィルタに対する要求仕様を緩かにでき、フィルタ
次数の削減によるフィルタの低価格化と小型化が図れ、
さらには、フィルタそのものの省略も図れることにな
る。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるＯＦＤＭ変調
器について、図示の実施形態により詳細に説明する。図
１は、本発明の一実施形態で、ＩＦＦＴ部８１とガード
インターバル付加器８２、振幅制御部１、シンボル端部
時期発生器２、それに直交処理部３で構成され、直交処
理部３は、ＤＡ変換器８３、直交変調器８４、発振器８
５、移相器８６、それに合成器８７で構成されており、
従って、振幅制御部１とシンボル端部時期発生器２を除
けば、図７で説明した従来技術の送信側Ｔと同じであ
る。
器について、図示の実施形態により詳細に説明する。図
１は、本発明の一実施形態で、ＩＦＦＴ部８１とガード
インターバル付加器８２、振幅制御部１、シンボル端部
時期発生器２、それに直交処理部３で構成され、直交処
理部３は、ＤＡ変換器８３、直交変調器８４、発振器８
５、移相器８６、それに合成器８７で構成されており、
従って、振幅制御部１とシンボル端部時期発生器２を除
けば、図７で説明した従来技術の送信側Ｔと同じであ
る。
【００２９】従って、ＩＦＦＴ部８１の出力信号Ｒ、Ｉ
はガードインターバル付加器８２に入力され、ここで信
号Ｒg 、Ｉg が得られるが、これらの信号は振幅制御部
１に入力される。そして、振幅制御部１の出力信号γ・
Ｒg 、γ・Ｉg がアナログ化されて直交処理部３に入力
されるのである。
はガードインターバル付加器８２に入力され、ここで信
号Ｒg 、Ｉg が得られるが、これらの信号は振幅制御部
１に入力される。そして、振幅制御部１の出力信号γ・
Ｒg 、γ・Ｉg がアナログ化されて直交処理部３に入力
されるのである。
【００３０】振幅制御部１は、シンボル期間の終了時点
で発生されるパルスＰE と、シンボル期間の開始時点で
発生されるパルスＰS を入力し、パルスＰE が発生した
時点から入力信号Ｒg 、Ｉg の振幅を時間の経過と共に
スロープ状に小さくし、パルスＰS が発生した時点から
入力信号Ｒg 、Ｉg の振幅を時間の経過と共にスロープ
状に大きくして元の振幅に戻す処理を行ない、これらの
処理が施こされた信号γ・Ｒg 、γ・Ｉg を出力する働き
をする。
で発生されるパルスＰE と、シンボル期間の開始時点で
発生されるパルスＰS を入力し、パルスＰE が発生した
時点から入力信号Ｒg 、Ｉg の振幅を時間の経過と共に
スロープ状に小さくし、パルスＰS が発生した時点から
入力信号Ｒg 、Ｉg の振幅を時間の経過と共にスロープ
状に大きくして元の振幅に戻す処理を行ない、これらの
処理が施こされた信号γ・Ｒg 、γ・Ｉg を出力する働き
をする。
【００３１】次に、シンボル端部時期発生器２は、ガー
ドインターバル付加器８２からガード期間を示すパルス
Ｐg を入力し、これにより、シンボル期間の終了時点を
表すパルスＰE と、次のシンボル期間の開始時点を表す
パルスＰs を振幅制御部１に出力する働きをする。
ドインターバル付加器８２からガード期間を示すパルス
Ｐg を入力し、これにより、シンボル期間の終了時点を
表すパルスＰE と、次のシンボル期間の開始時点を表す
パルスＰs を振幅制御部１に出力する働きをする。
【００３２】従って、振幅制御部１の出力信号γ・Ｒ
g 、γ・Ｉg では、シンボルの終了時点から次のシンボ
ルの開始時点までの期間、信号のレベルが低下されてい
ることになり、この結果、後述の如く、各キャリアによ
って生じるサイドローブの発生を充分に抑えることがで
きる。
g 、γ・Ｉg では、シンボルの終了時点から次のシンボ
ルの開始時点までの期間、信号のレベルが低下されてい
ることになり、この結果、後述の如く、各キャリアによ
って生じるサイドローブの発生を充分に抑えることがで
きる。
【００３３】次に、各構成要素の構成と動作について、
さらに具体的に説明する。まず、振幅制御部１は、図２
(a)に示すように、乗算器１−１、１−２とアップダウ
ンカウンタ１−３、それにデコーダ１−４で構成されて
いる。そして、乗算器１−１の入力端子には信号Ｒg の
入力線が、そして乗算器１−２の入力端子には信号Ｉg
の入力線が、それぞれ接続され、それらの乗算係数端子
には、デコーダ１−４の出力γが乗算係数として入力さ
れている。
さらに具体的に説明する。まず、振幅制御部１は、図２
(a)に示すように、乗算器１−１、１−２とアップダウ
ンカウンタ１−３、それにデコーダ１−４で構成されて
いる。そして、乗算器１−１の入力端子には信号Ｒg の
入力線が、そして乗算器１−２の入力端子には信号Ｉg
の入力線が、それぞれ接続され、それらの乗算係数端子
には、デコーダ１−４の出力γが乗算係数として入力さ
れている。
【００３４】また、アップダウンカウンタ１−３のアッ
プカウント端子には、シンボル期間の終了時点で発生さ
れるパルスＰE が入力され、ダウンカウント端子には、
シンボル期間の開始時点で発生されるパルスＰS が入力
されている。そして、このアップダウンカウンタ１−３
のカウント出力ｃは、デコーダ１−４に入力され、これ
により、このデコーダ１−４のデコード出力から、上記
した乗算係数γが発生され、乗算器１−１、乗算器１−
２に入力されることになっている。
プカウント端子には、シンボル期間の終了時点で発生さ
れるパルスＰE が入力され、ダウンカウント端子には、
シンボル期間の開始時点で発生されるパルスＰS が入力
されている。そして、このアップダウンカウンタ１−３
のカウント出力ｃは、デコーダ１−４に入力され、これ
により、このデコーダ１−４のデコード出力から、上記
した乗算係数γが発生され、乗算器１−１、乗算器１−
２に入力されることになっている。
【００３５】この結果、乗算器１−１と乗算器１−２の
出力端子からは、それぞれ乗算信号γ・Ｒg 、γ・Ｉg が
出力されることになるが、ここで乗算係数γは、アップ
ダウンカウンタ１−３のカウント値ｃがｃ0 のとき、γ
＝γ0 (γ0＝１.０)になり、ｃ1 のときは、γ＝γ1
(γ1≒０)になるように、デコーダ１−４が構成してあ
る。
出力端子からは、それぞれ乗算信号γ・Ｒg 、γ・Ｉg が
出力されることになるが、ここで乗算係数γは、アップ
ダウンカウンタ１−３のカウント値ｃがｃ0 のとき、γ
＝γ0 (γ0＝１.０)になり、ｃ1 のときは、γ＝γ1
(γ1≒０)になるように、デコーダ１−４が構成してあ
る。
【００３６】そして、アップダウンカウンタ１−３は、
図示されていないクロック信号の供給をうけ、アップカ
ウント端子に入力信号が存在している間は、クロック信
号によりカウントアップされ、カウント値が増加してゆ
き、ダウンカウント端子に入力信号が存在しているとき
にはカウントダウンされ、カウント値が減少してゆくよ
うに構成されている。
図示されていないクロック信号の供給をうけ、アップカ
ウント端子に入力信号が存在している間は、クロック信
号によりカウントアップされ、カウント値が増加してゆ
き、ダウンカウント端子に入力信号が存在しているとき
にはカウントダウンされ、カウント値が減少してゆくよ
うに構成されている。
【００３７】次に、この振幅制御器１の動作について、
図２(b)のタイミングチャートにより説明する。まず、
パルスＰE は、シンボル毎の時刻ｔX3 から時刻〜ｔ
(X+1) 期間1に、そしてパルスＰS は、シンボル毎の時
刻ｔX1 から時刻ｔX2 期間に、それぞれ生じる。そこ
で、Ｘ＝０のとき、アップダウンカウンタ１−３のカウ
ント値ｃは、時刻ｔ03まで値ｃ0 で、この時刻ｔ03 か
ら時刻ｔ11にかけてアップカウントしてゆき、時刻ｔ11
で値ｃ1 となる。
図２(b)のタイミングチャートにより説明する。まず、
パルスＰE は、シンボル毎の時刻ｔX3 から時刻〜ｔ
(X+1) 期間1に、そしてパルスＰS は、シンボル毎の時
刻ｔX1 から時刻ｔX2 期間に、それぞれ生じる。そこ
で、Ｘ＝０のとき、アップダウンカウンタ１−３のカウ
ント値ｃは、時刻ｔ03まで値ｃ0 で、この時刻ｔ03 か
ら時刻ｔ11にかけてアップカウントしてゆき、時刻ｔ11
で値ｃ1 となる。
【００３８】従って、乗算係数γも、図示のように、時
刻ｔ03から時刻ｔ11にかけて、γ0(γ0＝１.０)からγ1
(γ1≒０)に変化するので、乗算器１−１、１−２の各
出力γ・Ｒg 、γ・Ｉg も、時刻ｔ03から時刻ｔ11にかけ
て、破線に示す振幅制御しない場合のレベル(これをレ
ベル１.０とする)から徐々にレベル０(γ1≒０なので)
にまで減少し、実線のようになる。
刻ｔ03から時刻ｔ11にかけて、γ0(γ0＝１.０)からγ1
(γ1≒０)に変化するので、乗算器１−１、１−２の各
出力γ・Ｒg 、γ・Ｉg も、時刻ｔ03から時刻ｔ11にかけ
て、破線に示す振幅制御しない場合のレベル(これをレ
ベル１.０とする)から徐々にレベル０(γ1≒０なので)
にまで減少し、実線のようになる。
【００３９】次に、時刻ｔ11 から時刻ｔ12 にかけて
は、アップダウンカウンタ１−３のカウント値ｃは、値
ｃ1 から値ｃ0 に戻ってゆき、この結果、乗算係数γ
も、γ1(γ1≒０)からγ0 (γ0＝１.０)に増加してゆく
ので、乗算器１−１、１−２の各出力γ・Ｒg 、γ・Ｉg
も、時刻ｔ11 から時刻ｔ12 にかけて、レベル０から本
来のレベルに徐々に戻ってゆく。
は、アップダウンカウンタ１−３のカウント値ｃは、値
ｃ1 から値ｃ0 に戻ってゆき、この結果、乗算係数γ
も、γ1(γ1≒０)からγ0 (γ0＝１.０)に増加してゆく
ので、乗算器１−１、１−２の各出力γ・Ｒg 、γ・Ｉg
も、時刻ｔ11 から時刻ｔ12 にかけて、レベル０から本
来のレベルに徐々に戻ってゆく。
【００４０】そして、以下、次の時刻ｔ13 以降でも、
順次、同じ動作が繰り返されることになるのである。な
お、この実施形態では、乗算器を用いて構成してある
が、ＲＯＭテーブルを用いる方法でも同様に実施するこ
とができる。
順次、同じ動作が繰り返されることになるのである。な
お、この実施形態では、乗算器を用いて構成してある
が、ＲＯＭテーブルを用いる方法でも同様に実施するこ
とができる。
【００４１】次に、シンボル端部時期発生器２は、図３
(a)に示すように、エッジ検出器２−１とカウンタ２−
２、それにデコーダ２−３で構成されている。そして、
まずエッジ検出器２−１は、ガードインターバル付加器
８２から時刻ｔX3〜ｔ(X+1)2 にかけて生じるガードタ
イミングを示すパルスＰg を入力し、図３(b)に示すよ
うに、その開始点を検出してエッジ信号Ｐge を発生す
る。そして、このエッジ信号Ｐge は、カウンタ２−２
のリセット端子に入力され、そのカウント値２ｃを０に
戻すリセット動作を時刻ｔX3 毎に行なわせるのに用い
られる。
(a)に示すように、エッジ検出器２−１とカウンタ２−
２、それにデコーダ２−３で構成されている。そして、
まずエッジ検出器２−１は、ガードインターバル付加器
８２から時刻ｔX3〜ｔ(X+1)2 にかけて生じるガードタ
イミングを示すパルスＰg を入力し、図３(b)に示すよ
うに、その開始点を検出してエッジ信号Ｐge を発生す
る。そして、このエッジ信号Ｐge は、カウンタ２−２
のリセット端子に入力され、そのカウント値２ｃを０に
戻すリセット動作を時刻ｔX3 毎に行なわせるのに用い
られる。
【００４２】カウンタ２−２は、図示してないクロック
信号によりカウントアップ動作を行ない、エッジ信号Ｐ
ge によりリセットされるように構成されており、従っ
て、パルスＰg に同期し、ガード付シンボルの周期と等
しいｔX3−ｔ(X+1)3 の周期でカウント動作を繰り返
す。この結果、このカウンタ２−２のカウント出力２ｃ
は、図３(b)にアナログ的に示すように、ｔX3−ｔ
(X+1)3 の周期で変化する鋸歯状波形になる。
信号によりカウントアップ動作を行ない、エッジ信号Ｐ
ge によりリセットされるように構成されており、従っ
て、パルスＰg に同期し、ガード付シンボルの周期と等
しいｔX3−ｔ(X+1)3 の周期でカウント動作を繰り返
す。この結果、このカウンタ２−２のカウント出力２ｃ
は、図３(b)にアナログ的に示すように、ｔX3−ｔ
(X+1)3 の周期で変化する鋸歯状波形になる。
【００４３】デコーダ２−３は、カウンタ２−２のカウ
ント出力２ｃをデコードし、そのカウント値が２ｃ0 か
ら２ｃ1 になるまでの間は、シンボル期間の終了時点を
表すパルスＰE を発生し、カウント値が２ｃ1 から２ｃ
2 になるまでの間は、シンボル期間の開始時点を表すパ
ルスＰs を発生する働きをする。
ント出力２ｃをデコードし、そのカウント値が２ｃ0 か
ら２ｃ1 になるまでの間は、シンボル期間の終了時点を
表すパルスＰE を発生し、カウント値が２ｃ1 から２ｃ
2 になるまでの間は、シンボル期間の開始時点を表すパ
ルスＰs を発生する働きをする。
【００４４】従って、これらのパルスＰE 、Ｐs を振幅
制御器１に供給することにより、上記したように、シン
ボルの終了時点から次のシンボルの開始時点までの期
間、信号のレベルが低下されていることになり、この結
果、各キャリアによって生じるサイドローブの発生を充
分に抑えることができるのであるが、この点について、
更に詳しく説明する。周知のように、周期Ｔｓの波形か
らなる信号は、１／Ｔｓの周波数を基本波としてｎを整
数とするｎ／Ｔｓの高調波を持つ。例えば、周期Ｔｓの
完全な矩形波では、奇数次の３／Ｔｓ、５／Ｔｓ、７／
Ｔｓ……のスペクトルを無限に含むものであり、他方、
周期Ｔｓの正弦波は、１／Ｔｓのスペクトルだけで、高
調波は含まないことが周知である。
制御器１に供給することにより、上記したように、シン
ボルの終了時点から次のシンボルの開始時点までの期
間、信号のレベルが低下されていることになり、この結
果、各キャリアによって生じるサイドローブの発生を充
分に抑えることができるのであるが、この点について、
更に詳しく説明する。周知のように、周期Ｔｓの波形か
らなる信号は、１／Ｔｓの周波数を基本波としてｎを整
数とするｎ／Ｔｓの高調波を持つ。例えば、周期Ｔｓの
完全な矩形波では、奇数次の３／Ｔｓ、５／Ｔｓ、７／
Ｔｓ……のスペクトルを無限に含むものであり、他方、
周期Ｔｓの正弦波は、１／Ｔｓのスペクトルだけで、高
調波は含まないことが周知である。
【００４５】ここで、説明を簡略化するため、実数部信
号Ｒg が、(2)式において、ｋ＝１のみにしか存在しな
い図６(a)に近い波形とし、この際に、最初のＸ＝０の
シンボルの時間波形が、図６(a)そのもののｓｉｎ(２π
ｆｔ)、次のＸ＝０のシンボルも同じくｓｉｎ(２πｆ
ｔ)と繰り返され、不要なスペクトルが最も多く発生す
る場合を例にして、図２(b)を用いて説明する。
号Ｒg が、(2)式において、ｋ＝１のみにしか存在しな
い図６(a)に近い波形とし、この際に、最初のＸ＝０の
シンボルの時間波形が、図６(a)そのもののｓｉｎ(２π
ｆｔ)、次のＸ＝０のシンボルも同じくｓｉｎ(２πｆ
ｔ)と繰り返され、不要なスペクトルが最も多く発生す
る場合を例にして、図２(b)を用いて説明する。
【００４６】この条件のもとでは、基本スペクトルｓｉ
ｎ(２πｆｔ)以外に、Ｘ＝０のシンボルと、Ｘ＝１のシ
ンボルの接続点である時刻ｔ11での波形段差レベルの大
小が不要スペクトル量の多少に関係する。すなわち、時
刻ｔ11での波形段差が微小なら、連続的なｓｉｎ波に近
いため、基本波以外のスペクトルはほぼ０になる。しか
し、時刻ｔ11で段差が大きければ、この段差の存在は、
矩形波の存在と等価になり、矩形波がもつ奇数次の高調
波が追加混入されてしまう。
ｎ(２πｆｔ)以外に、Ｘ＝０のシンボルと、Ｘ＝１のシ
ンボルの接続点である時刻ｔ11での波形段差レベルの大
小が不要スペクトル量の多少に関係する。すなわち、時
刻ｔ11での波形段差が微小なら、連続的なｓｉｎ波に近
いため、基本波以外のスペクトルはほぼ０になる。しか
し、時刻ｔ11で段差が大きければ、この段差の存在は、
矩形波の存在と等価になり、矩形波がもつ奇数次の高調
波が追加混入されてしまう。
【００４７】しかして、振幅制御により、時刻ｔ11での
シンボル間の波形レベルを連続的にするため、段差は減
少され、若しくは０にされるので、基本波スペクトルの
みに近い状態となり、不要高調波も制限される。シミュ
レーションした結果の一例を図１０に示す。ここに示し
た波形において、破線はガードインターバル期間の振幅
を制限した場合の波形で、実線が振幅を制限していない
場合(従来技術)の波形である。
シンボル間の波形レベルを連続的にするため、段差は減
少され、若しくは０にされるので、基本波スペクトルの
みに近い状態となり、不要高調波も制限される。シミュ
レーションした結果の一例を図１０に示す。ここに示し
た波形において、破線はガードインターバル期間の振幅
を制限した場合の波形で、実線が振幅を制限していない
場合(従来技術)の波形である。
【００４８】この例は、１０２４サンプルの有効シンボ
ルに２５６サンプルのガードインターバルを設けた場合
のものであるが、実線で示した従来技術の場合、高調波
スペクトルが、図の中央、左側の帯域において、−２０
ｄＢ〜３０ｄＢまでにしか低下していないのに対して、
ガードインターバル期間で振幅を制限した、破線で示し
た場合では、実質的には問題にならない値である−４０
ｄＢにまで抑えられることが判る。
ルに２５６サンプルのガードインターバルを設けた場合
のものであるが、実線で示した従来技術の場合、高調波
スペクトルが、図の中央、左側の帯域において、−２０
ｄＢ〜３０ｄＢまでにしか低下していないのに対して、
ガードインターバル期間で振幅を制限した、破線で示し
た場合では、実質的には問題にならない値である−４０
ｄＢにまで抑えられることが判る。
【００４９】つまり、上記実施形態により、シンボルの
切り替わり点で、レベルが急峻でなく、穏やかな変化に
されれば、概略的な形状は、矩形波から正弦波的な形に
なるのであるから、含まれる高調波成分が減少するであ
ろうことは、定性的な類推からも容易に理解できる。
切り替わり点で、レベルが急峻でなく、穏やかな変化に
されれば、概略的な形状は、矩形波から正弦波的な形に
なるのであるから、含まれる高調波成分が減少するであ
ろうことは、定性的な類推からも容易に理解できる。
【００５０】従って、上記実施形態によれば、各キャリ
アによって生じるサイドローブの発生が抑えられ、この
結果、フィルタに対する要求仕様を緩かにでき、フィル
タ次数の削減によるフィルタの低価格化と小型化が図れ
るという効果が得られ、さらには、フィルタそのものの
省略も図れるということになるのである。
アによって生じるサイドローブの発生が抑えられ、この
結果、フィルタに対する要求仕様を緩かにでき、フィル
タ次数の削減によるフィルタの低価格化と小型化が図れ
るという効果が得られ、さらには、フィルタそのものの
省略も図れるということになるのである。
【００５１】次に、上記実施形態により、波形形状が穏
やかにされたことによる影響について考えてみると、Ｏ
ＦＤＭの場合、シンボルの開始終了期間にガードインタ
ーバルが付加されていて、受信側での復調時には使用し
ない期間が信号の中に存在している。なお、これは、マ
ルチパスなどにより、他シンボルの成分が混入するのを
防ぐ目的で付加されるものであることは、既に説明した
通りである。
やかにされたことによる影響について考えてみると、Ｏ
ＦＤＭの場合、シンボルの開始終了期間にガードインタ
ーバルが付加されていて、受信側での復調時には使用し
ない期間が信号の中に存在している。なお、これは、マ
ルチパスなどにより、他シンボルの成分が混入するのを
防ぐ目的で付加されるものであることは、既に説明した
通りである。
【００５２】しかして、この結果、上記実施形態におけ
る振幅制御部１は、このガード期間の振幅を主に小さく
する処理を行うものであるため、復調時に実際に使用す
る真の情報にはほとんど影響を与えることはなく、従っ
て、上記実施形態によれば、情報伝達性能を低下させる
ことなく、充分にサイドローブの発生を抑え、帯域外の
漏洩スペクトルを減少させ、フィルタへの依存度を確実
に低下させることができるのである。
る振幅制御部１は、このガード期間の振幅を主に小さく
する処理を行うものであるため、復調時に実際に使用す
る真の情報にはほとんど影響を与えることはなく、従っ
て、上記実施形態によれば、情報伝達性能を低下させる
ことなく、充分にサイドローブの発生を抑え、帯域外の
漏洩スペクトルを減少させ、フィルタへの依存度を確実
に低下させることができるのである。
【００５３】また、この結果、ガード期間の付加比率が
大きく設定されたＯＦＤＭパラメータを持つシステムに
適用した場合ほど大きな効果が得られることになる。な
お、以上では、振幅の制御をディジタル信号系で行なわ
れるようにした実施形態により本発明を説明したが、こ
の振幅の制限は、直交処理部３内のＤＡ変換器８３以降
のアナログ部にて実施しても良いことは、いうまでもな
い。
大きく設定されたＯＦＤＭパラメータを持つシステムに
適用した場合ほど大きな効果が得られることになる。な
お、以上では、振幅の制御をディジタル信号系で行なわ
れるようにした実施形態により本発明を説明したが、こ
の振幅の制限は、直交処理部３内のＤＡ変換器８３以降
のアナログ部にて実施しても良いことは、いうまでもな
い。
【００５４】
【発明の効果】本発明によれば、特定の期間毎に振幅を
制御するという簡単な構成により、充分にサイドローブ
の発生を抑え、帯域外の漏洩スペクトルを減少させるこ
とができるので、フィルタに対する依存度を充分に低下
させ、非実用的なフィルタを用いることなく、更には、
フィルタを不要にして、小型軽量で低価格のＯＦＤＭ変
調器を容易に提供することができる。
制御するという簡単な構成により、充分にサイドローブ
の発生を抑え、帯域外の漏洩スペクトルを減少させるこ
とができるので、フィルタに対する依存度を充分に低下
させ、非実用的なフィルタを用いることなく、更には、
フィルタを不要にして、小型軽量で低価格のＯＦＤＭ変
調器を容易に提供することができる。
【図１】本発明によるＯＦＤＭ変調器の一実施形態を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態における振幅制御部の詳細
ブロック図とタイミングチャートである。
ブロック図とタイミングチャートである。
【図３】本発明の一実施形態におけるシンボル端部時期
発生器の詳細ブロック図とタイミングチャートである。
発生器の詳細ブロック図とタイミングチャートである。
【図４】ＯＦＤＭ信号の一例を示す波形図である。
【図５】ＯＦＤＭ信号のスペクトル図である。
【図６】ガードインターバル(ガード期間)の付加状態を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図７】従来技術によるＯＦＤＭ変復調装置の一例を示
すブロック構成図である。
すブロック構成図である。
【図８】ＯＦＤＭ信号のシンボル構成を示す説明図であ
る。
る。
【図９】タイミング再生器の一例を示すブロック構成図
である。
である。
【図１０】シミュレーション結果の一例を示す波形図で
ある。
ある。
１ 振幅制御器 ２ シンボル端部時期発生器 ３ 直交処理部 Ｐg ガード期間を示すパルス ＰS シンボルの開始時期のガード期間を示すパルス ＰE シンボルの終了時期のガード期間を示すパルス Ｒf、Ｉf ＩＦＦＴ８１への入力符号(周波数成分に相
当) Ｒ、Ｉ ＩＦＦＴ８１出力(時間域成分) Ｒg ガードインターバルを付加された信号Ｒ Ｉg ガードインターバルを付加された信号Ｉ γ・Ｒg シンボル端部の振幅が減少された信号Ｒg γ・Ｉg シンボル端部の振幅が減少された信号Ｉｇ
当) Ｒ、Ｉ ＩＦＦＴ８１出力(時間域成分) Ｒg ガードインターバルを付加された信号Ｒ Ｉg ガードインターバルを付加された信号Ｉ γ・Ｒg シンボル端部の振幅が減少された信号Ｒg γ・Ｉg シンボル端部の振幅が減少された信号Ｉｇ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 仲田 樹広 東京都小平市御幸町32番地 日立電子株式 会社小金井工場内 (72)発明者 塚本 信夫 東京都小平市御幸町32番地 日立電子株式 会社小金井工場内
Claims (2)
- 【請求項１】 有効シンボル期間にガードインターバル
を付加する方式のＯＦＤＭ変調器において、 ＩＦＦＴ処理により時間軸上波形が存在する部分以降の
信号経路に、振幅制御手段を設け、 前記ガードインターバルが付加された期間の信号振幅に
減衰が与えられるように構成したことを特徴とするＯＦ
ＤＭ変調器。 - 【請求項２】 ＩＦＦＴ変換器、ガードインターバル付
加器、直交処理部からなるＯＦＤＭ信号処理系におい
て、 前記ガードインターバル付加器と直交処理部の間に振幅
制御手段を設け、 ガードインターバル期間内でスロープ状に信号の振幅が
制御されるように構成したことを特徴とするＯＦＤＭ変
調器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9162579A JPH1117643A (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | Ｏｆｄｍ変調器 |
| EP98111075A EP0886408A3 (en) | 1997-06-19 | 1998-06-17 | Multicarrier modulation using guard intervals to reduce the effects of discontinuities |
| US09/099,390 US6304611B1 (en) | 1997-06-19 | 1998-06-18 | OFDM modulator and OFDM modulation method for digital modulated wave having guard interval |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9162579A JPH1117643A (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | Ｏｆｄｍ変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1117643A true JPH1117643A (ja) | 1999-01-22 |
Family
ID=15757278
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9162579A Pending JPH1117643A (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | Ｏｆｄｍ変調器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6304611B1 (ja) |
| EP (1) | EP0886408A3 (ja) |
| JP (1) | JPH1117643A (ja) |
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| JP2002537729A (ja) * | 1999-02-18 | 2002-11-05 | アイビキュイティ・デジタル・コーポレイション | Ｏｆｄｍデジタル音声放送方式において符号タイミングオフセット及びキャリア周波数エラーを復元するシステム及び方法 |
| WO2003019972A1 (fr) * | 2001-08-27 | 2003-03-06 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Appareil radio fixe, procede et programme de commande de puissance d'emission |
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| US7539217B2 (en) | 1999-08-11 | 2009-05-26 | Sony Corporation | Multi-carrier signal transmitter and multi-carrier signal receiver |
| US8050348B2 (en) | 2006-11-07 | 2011-11-01 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Receiver and method performing adaptive overlap and add function in multi band orthogonal frequency division multiplexing scheme |
Families Citing this family (48)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE69841693D1 (de) | 1998-01-06 | 2010-07-15 | Mosaid Technologies Inc | System zur Mehrträgermodulation, mit veränderbaren Symbolgeschwindigkeiten |
| EP1482699A3 (en) * | 1998-06-08 | 2005-02-09 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | Burst structure for multicarrier transmission, and synchronisation of bursts, symbols and frequency |
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| US7079584B2 (en) | 1998-08-10 | 2006-07-18 | Kamilo Feher | OFDM, CDMA, spread spectrum, TDMA, cross-correlated and filtered modulation |
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| JP4272309B2 (ja) * | 1998-10-29 | 2009-06-03 | パナソニック株式会社 | Ｏｆｄｍ通信装置 |
| JP2000244441A (ja) * | 1998-12-22 | 2000-09-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ送受信装置 |
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Legal Events
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| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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