JP4284770B2 - 直交周波数分割多重復調方法及び直交周波数分割多重復調装置 - Google Patents
直交周波数分割多重復調方法及び直交周波数分割多重復調装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4284770B2 JP4284770B2 JP23809999A JP23809999A JP4284770B2 JP 4284770 B2 JP4284770 B2 JP 4284770B2 JP 23809999 A JP23809999 A JP 23809999A JP 23809999 A JP23809999 A JP 23809999A JP 4284770 B2 JP4284770 B2 JP 4284770B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- component
- data
- signal
- discrete
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信方式に係り、特にOFDM方式による直交周波数分割多重復調装置および直交周波数分割多重復調方法に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
OFDM方式はI成分とQ成分で構成するQAMやQPSKなどのディジタル変調データを複数の周波数成分に割り当て、離散点数N点の情報シンボルデータを生成し、前記I成分を実数項、前記Q成分を虚数項としてNポイント逆高速フーリエ変換(IFFT)を行ない、時間軸上の信号に変換し、前記IFFTで得られた2つの時間軸上の信号を直交変調によって一つの時間軸上の4N点離散信号になるように合成し、得られた信号をD/A変換し、所望の帯域の信号になるように周波数変換した後に電波として送信する方式である。
【0003】
直交変調は、三角公式
cos(α+β)=cosα×cosβ−sinα×sinβ
を用いて、情報シンボルデータの周波数成分αに所定の周波数成分βを積算し、I成分とQ成分とを減算することで、二つの直交した信号を一つの時間軸上の信号に変換するのである。
このとき、上式の左辺のように、周波数は(α+β)に変換される。
【0004】
ディジタル直交変調は、D/A変換以前のディジタルデータの状態で直交変調する方式であり、従来はIFFTの演算結果の実数項、虚数項で構成する一組の離散情報に対して離散データのサンプリング周波数の4倍でサンプリングした正弦波(0、1、0、−1)及び余弦波(1、0、−1、0)を4N点用いて演算する手法がある。
【0005】
ここで、離散データの4倍の周波数でサンプリングするのは、前記のように正弦波、余弦波がそれぞれ、−1,0,1の3値で表現出来、なおかつ正弦波、余弦波の一方が1または−1の値を有するとき、もう一方が0になるので各離散点の演算結果にはIまたはQのどちらか一方の成分だけで表現することが出来るため、ディジタル回路を用いてディジタル直交変調器は正/負反転器と4:1マルチプレクサによって容易に実現することが出来る。
【0006】
前記ディジタル直交変調によって得られた離散データはD/A手段によってアナログ信号に変換し、さらに所定の送信周波数にするために周波数変換手段により周波数変換を行なう。
周波数変換は、三角公式
cosα×cosβ=(1/2)×{cos(α+β)+cos(α−β)}
より、
2cosα×cosβ= cos(α+β)+cos(α−β)
を演算した後に、
BPFを用いてcos(α−β)成分を除去する方式である。
OFDM送信装置は前記周波数変換の出力として周波数帯(α+β)で送信する。
【0007】
図3に示されるOFDM受信装置は、前記OFDM送信装置よりの送信信号を受信する。
受信アンテナ51、増幅部52を介して得られた受信信号を所定の中間周波数帯から、所定の中心周波数Fcになるように周波数変換部53で周波数変換する。
周波数変換は、三角公式
cosα×cosβ=(1/2)×{cos(α+β)+cos(α−β)}
より、αを送信周波数(α+β)に置き換えて、
2cos(α+β)×cosβ=
cos((α+β)+β)+cos((α+β)−β)
を演算した後に
BPF部54を用いて、cos((α+β)+β)成分を除去して所望のcosα成分を取り出す。
【0008】
前記周波数変換の出力をA/D変換器55によって4N点の離散データに変換する。
前記A/D変換器55の出力を、デマルチプレクサ56、乗算器57、シフトレジスタ58、及びダウンサンプリング部59より構成されるディジタル直交復調部でディジタル直交復調する。
【0009】
ディジタル直交復調は、三角公式
cosα×cosβ = 1/2×{cos(α+β)+cos(α−β)}
cosα×sinβ=−(1/2)×{sin(α+β)−sin(α−β)}
を用いて計算し、得られた出力から(α+β)成分をLPF部61により除去すること によって、所定の中心周波数FcのI成分及びQ成分を得ることが出来る。
【0010】
前記ディジタル直交復調の出力はI,Qともに4N点であるので、N点にダウンサンプリング部59よりダウンサンプリングする。
前記ダウンサンプリング部59の出力を、Nポイントサンプリング周波数FsでFFT部62によりFFTし、QPSK復調部63で復調することによって情報シンボルデータ64を得ることが出来る。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】
前記したとおり、従来のディジタル直交復調を行なった場合、元の情報シンボルデータのサンプリング周波数に対して4倍のディジタル信号を制御する必要があるため、ディジタル回路を設計する際に、高い周波数に対応し得る論理演算用ICやROM、RAM等を必要としたり、また基板上への配線長の誤差を出来るだけ小さくする必要があるといつたことが大きな課題であった。
【0012】
そこで本発明は、従来どおりの情報量をこれまでの半分のサンプリング周波数でディジタル直交復調することが可能な方法及び装置を提供することを目的とする。
【0013】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の直交周波数分割多重復調装置は、情報シンボルデータからサンプリング周波数Fs、中心周波数0Hzのマルチキャリア信号をNポイントで生成し、逆高速フーリエ変換(IFFT)で周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換された同相成分及び直交成分を、サンプリング周波数4Fsで中心周波数Fc=Fsになるように直交変調した離散点数4Nの変調方式で変調され、D/A変換手段でアナログ信号に変換され、所定の中間周波数帯に周波数変換して送信された直交周波数分割多重信号を受信し復調する直交周波数分割多重復調装置であって、前記直交周波数分割多重信号を受信し、受信した前記直交周波数分割多重信号の中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2になるように周波数変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段の出力を帯域制限して通過させる帯域制限通過手段と、前記帯域制限通過手段の出力を、前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数に基づいて、中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2である前記離散点数2N点の離散信号に変換するA/D変換手段と、前記A/D変換手段からの中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2である前記離散点数2N点の離散信号を入力し、前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数に基づいて、I(2n)、Q(2n)、I(2n+1)、Q(2n+1)を出力するデマルチプレクサと、前記デマルチプレクサから前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数で出力される、前記I(2n)、Q(2n)、I(2n+1)、Q(2n+1)を入力して、前記I(2n)と前記Q(2n+1)とはそのまま出力する一方、前記Q(2n)と前記データI(2n+1)とは反転して−Q(2n)と−I(2n+1)として出力する乗算器と、前記乗算器から出力された前記I(2n),−Q(2n)、−I(2n+1)およびQ(2n+1)を、前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2倍の周波数に基づいて出力するシフトレジスタと、前記シフトレジスタから前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2倍の周波数に基づいて出力される前記I(2n),−Q(2n)、−I(2n+1)およびQ(2n+1)を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて入力して、前記I(2n)および−I(2n+1)を時間軸上のI成分データの離散デ−タ列として出力する一方、前記−Q(2n)およびQ(2n+1)を時間軸上のQ成分デ−タの離散デ−タ列としてそれぞれ出力するデータセレクタと、前記データセレクタから出力される時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて通過させるローパスフィルタ手段と、前記ローパスフィルタ手段から出力された時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて位相を合わせる位相フィルタと、前記位相フィルタによって位相を合わせられた時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づき高速フーリエ変換(FFT)して、周波数軸上に割り当てられたI成分データ及び前記Q成分デ−タを出力する高速フーリエ変換手段と、前記高速フーリエ変換手段からの周波数軸上に割り当てられたI成分データ及び前記Q成分デ−タをデジタル復調するデジタル復調手段と、を有する直交周波数分割多重復調装置である。
また、本発明の直交周波数分割多重復調方法は、情報シンボルデータからサンプリング周波数Fs、中心周波数0Hzのマルチキャリア信号をNポイントで生成し、逆高速フーリエ変換(IFFT)で周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換された同相成分及び直交成分を、サンプリング周波数4Fsで中心周波数Fc=Fsになるように直交変調した離散点数4Nの変調方式で変調され、D/A変換手段でアナログ信号に変換され、所定の中間周波数帯に周波数変換して送信された直交周波数分割多重信号を受信し復調する直交周波数分割多重復調方法であって、前記直交周波数分割多重信号を受信し、受信した前記直交周波数分割多重信号の中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2になるように周波数変換するステップと、前記周波数変換された信号を帯域制限して通過させるステップと、前記帯域制限された信号を、前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数に基づいて、中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2である前記離散点数2N点の離散信号に変換するステップと、中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2である前記離散点数2N点の離散信号を入力し、前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数に基づいて、I(2n)、Q(2n)、I(2n+1)、Q(2n+1)を出力するステップと、前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数で出力される、前記I(2n)、Q(2n)、I(2n+1)、Q(2n+1)を入力して、前記I(2n)と前記Q(2n+1)とはそのまま出力する一方、前記Q(2n)と前記データI(2n+1)とは反転して−Q(2n)と−I(2n+1)として出力するステップと、前記I(2n),−Q(2n)、−I(2n+1)およびQ(2n+1)を、前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2倍の周波数に基づいて出力するステップと、前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2倍の周波数に基づいて出力される前記I(2n),−Q(2n)、−I(2n+1)およびQ(2n+1)を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて入力して、前記I(2n)および−I(2n+1)を時間軸上のI成分データの離散デ−タ列として出力する一方、前記−Q(2n)およびQ(2n+1)を時間軸上のQ成分デ−タの離散デ−タ列としてそれぞれ出力するステップと、時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて通過させるステップと、時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて位相を合わせるステップと、位相を合わせられた時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づき高速フーリエ変換(FFT)して、周波数軸上に割り当てられたI成分データ及び前記Q成分デ−タを出力するステップと、周波数軸上に割り当てられたI成分データ及び前記Q成分デ−タをデジタル復調するステップと、を有する直交周波数分割多重復調方法である。
【0014】
【発明の実施の形態】
本発明は、OFDM送信装置で生成された信号を受信し、従来の受信装置では受信信号を中心周波数Fc=4Fsで4N点の離散点データをディジタル直交復調で、中心周波数Fc=FsでI、Q共に4N点の離散データに復調していたのに対し、
受信信号を周波数変換によって送信時の中心周波数Fc=4Fsではなく
2Fsになるように周波数変換部23で周波数変換を行ない、
A/D変換部25のA/D変換では4N点ではなく2N点の離散点数に変換し、
デマルチプレクサ26、乗算器27、シフトレジスタ28、及びデータセレクタ29によりディジタル直交復調し、
その出力をI成分は順に I(2n)、0、I(2n+1)、0 と割り当て、
Q成分は順に 0、Q(2n)、0、Q(2n+1) と割り当てて0データを除去する方法でディジタル直交復調して、I,QそれぞれN点の離散点を得る装置及びその方法を提供する。
【0015】
図1に本発明の直交周波数分割多重復調装置及びその方法の一実施例を示し、図2に送信装置、及び受信装置で変換されるキャリアの周波数帯域の遷移を示す。
【0016】
図1に示される本発明の直交周波数分割多重復調装置の実施例は、受信アンテナ21、増幅部(AMP)22、周波数変換部23、BPF部24、A/D変換部25、デマルチプレクサ26、乗算器27、シフトレジスタ28、データセレクタ29、LPF部30、位相フィルタ(Phase Filter)部31、高速フーリエ変換(FFT)部32、及びQPSK復調部33より構成されている。
【0017】
OFDM送信装置では、中心周波数Fc=0Hzで数本のキャリアに信号を与え、それをサンプリング周波数Fsの離散データとして表現する。
ここで、0Hzから−Fs/2にあるキャリア信号は、サンプリング周波数FsからFs/2までに出現する信号に等しいので、実際には、周波数領域0からFsまでに離散データを生成する。
【0018】
前記マルチキャリア信号のI成分、Q成分にそれぞれ、周波数Fs、サンプリング周波数4Fsの余弦波、正弦波を掛け、双方の差を取ることによりディジタル直交変調すると、三角公式から
cos(2πF)×cos(2πFs)-sin(2πF)×sin(2πFs)= cos(2π(F+Fs))
によって、サンプリング周波数4Fsで中心周波数がFsの信号に周波数変換される。
【0019】
このときサンプリング周波数4Fsで余弦波、正弦波を表現すると、それぞれ(1,0、−1,0)、(0,1、0、−1)となるので、ディジタル直交変調によって得られた離散データは、
I(0),-Q(0),-1(0),Q(0),I(1),-Q(1),-I(1),Q(1),…I(n),-Q(n),-I(n),Q(n)
のように、実際には2値の加減算を行なうことなく、データを規則的に配列することでディジタル直交変調が実現できる。
【0020】
送信装置では、ディジタル直交変調の結果をD/A変換部でアナログ信号に変換し、所定の送信周波数になるように周波数変換部で周波数変換を行ない、帯域制限のためのBPF部を通過させた後に送信する。
【0021】
本発明は前記送信装置から送信された信号の復調装置に関するものであり、まず受信装置では、受信アンテナ21、増幅部22を介して得られた、送信周波数と同じ受信周波数の受信信号を、送信機で周波数変換によって中心周波数が送信時のサンプリング周波数Fsの半分の値Fs/2になるように周波数変換部23で周波数変換する。
【0022】
これは三角公式から
cos(2πF)×cos(2π(F-Fs/2)) = (1/2)×[cos(2π(2F-Fs/2))+cos(2π(Fs/2))]
の出力を、BPF部24に投入して右辺第2項を取り出すことによって得られる。
【0023】
つぎにA/D変換部25でサンプリング周波数2Fsが送信時の2倍で離散点数2Nになるような離散信号に変換する。
前記A/D変換部25の出力をデマルチプレクサ26、乗算器27、シフトレジスタ28、及びデータセレクタ29によりディジタル直交復調する。
【0024】
用いる三角公式は、
cosα×cosβ=(1/2)×{cos(α+β)+cos(α−β)}
cosα×sinβ=-(1/2)×{sin(α+β)−sin(α−β)}
であり、A/D変換部25の出力信号をcosαとする。
【0025】
cosαは中心周波数Fc=Fs/2で離散点数2Nの離散データである。
これを中心周波数Fc=0になるようなI、Q二つの成分を得るためには、周波数Fs/2の余弦波及び正弦波をそれぞれ掛けて、高周波成分を除去する。
【0026】
すなわち、
2cos(2πF)×cos(2πFs/2)= cos(2π(F+Fs/2))+cos(2π(F-Fs/2))
2cos(2πF)×sin(2πFs/2)=−sin(2π(F+Fs/2))+sin(2π(F-Fs/2))
を演算して、F+Fs/2の成分をLPF部30で除去することになる。
【0027】
このとき、周波数Fs/2の正弦波、余弦波を、1周期4点で表現すると、サンプリング周波数2Fsとなり、A/D変換部25の出力信号のサンプリング周波数と一致する。
また、送信装置と同様、1周期4点で表現した正弦波、及び余弦波は、−1,0,1の3値で表され、正弦波、余弦波のどちらか一方が1または−1の時、もう一方は必ず0となる。
【0028】
従って、A/D変換部25の出力を2倍に増幅した後に、出力される離散点の偶数番目のデータと奇数番目のデータに分割することによって、上の2式の演算結果をダウンサンプリングして、I、QそれぞれがN点となる離散データを得ることが出来る。
【0029】
前記I,Qの信号はどちらもN点の離散データであるが、2N点の離散データの偶数番目をI成分、奇数番目をQ成分として得たデータ列であるために、I成分に対して位相角が90°ずれたQ成分が得られているので、LPF部30の出力を位相フィルタ部31によって位相を一致させる。
【0030】
前記位相フィルタ31の出力を高速フーリエ変換(FFT)部32でFFTすることにより、時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換して、QPSK復調部33で復調し、情報シンボルデータ34を出力することが出来る。
【0031】
【発明の効果】
本発明のOFDM復調装置及びその方法では、受信信号をA/D変換して従来の半分の離散データ数にしたことにより、ディジタル信号処理部のクロックを従来の半分にすることが出来、ディジタル信号処理部の高速化の問題を解決することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のOFDM復調装置の一実施例を示す構成図である。
【図2】本発明のOFDM復調装置の各ブロック出力の周波数の遷移図である。
【図3】従来のOFDM復調装置の一例を示す構成図である。
【図4】従来のOFDM復調装置の各ブロック出力の周波数の遷移図である。
【符号の説明】
21 受信アンテナ
22 増幅部(AMP)
23 周波数変換部
24 BPF部
25 A/D変換部
26 デマルチプレクサ
27 乗算器
28 シフトレジスタ
29 データセレクタ
30 LPF部
31 位相フィルタ(Phase Filter)部
32 高速フーリエ変換(FFT)部
33 QPSK復調部
34 情報シンボルデータ
Claims (2)
- 情報シンボルデータからサンプリング周波数Fs、中心周波数0Hzのマルチキャリア信号をNポイントで生成し、逆高速フーリエ変換(IFFT)で周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換された同相成分及び直交成分を、サンプリング周波数4Fsで中心周波数Fc=Fsになるように直交変調した離散点数4Nの変調方式で変調され、D/A変換手段でアナログ信号に変換され、所定の中間周波数帯に周波数変換して送信された直交周波数分割多重信号を受信し復調する直交周波数分割多重復調装置であって、
前記直交周波数分割多重信号を受信し、受信した前記直交周波数分割多重信号の中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2になるように周波数変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段の出力を帯域制限して通過させる帯域制限通過手段と、
前記帯域制限通過手段の出力を、前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数に基づいて、中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2である前記離散点数2N点の離散信号に変換するA/D変換手段と、
前記A/D変換手段からの中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2である前記離散点数2N点の離散信号を入力し、前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数に基づいて、I(2n)、Q(2n)、I(2n+1)、Q(2n+1)を出力するデマルチプレクサと、
前記デマルチプレクサから前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数で出力される、前記I(2n)、Q(2n)、I(2n+1)、Q(2n+1)を入力して、前記I(2n)と前記Q(2n+1)とはそのまま出力する一方、前記Q(2n)と前記データI(2n+1)とは反転して−Q(2n)と−I(2n+1)として出力する乗算器と、
前記乗算器から出力された前記I(2n),−Q(2n)、−I(2n+1)およびQ(2n+1)を、前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2倍の周波数に基づいて出力するシフトレジスタと、
前記シフトレジスタから前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2倍の周波数に基づいて出力される前記I(2n),−Q(2n)、−I(2n+1)およびQ(2n+1)を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて入力して、前記I(2n)および−I(2n+1)を時間軸上のI成分データの離散デ−タ列として出力する一方、前記−Q(2n)およびQ(2n+1)を時間軸上のQ成分デ−タの離散デ−タ列としてそれぞれ出力するデータセレクタと、
前記データセレクタから出力される時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて通過させるローパスフィルタ手段と、
前記ローパスフィルタ手段から出力された時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて位相を合わせる位相フィルタと、
前記位相フィルタによって位相を合わせられた時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づき高速フーリエ変換(FFT)して、周波数軸上に割り当てられたI成分データ及び前記Q成分デ−タを出力する高速フーリエ変換手段と、
前記高速フーリエ変換手段からの周波数軸上に割り当てられたI成分データ及び前記Q成分デ−タをデジタル復調するデジタル復調手段と、
を有する直交周波数分割多重復調装置。 - 情報シンボルデータからサンプリング周波数Fs、中心周波数0Hzのマルチキャリア信号をNポイントで生成し、逆高速フーリエ変換(IFFT)で周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換された同相成分及び直交成分を、サンプリング周波数4Fsで中心周波数Fc=Fsになるように直交変調した離散点数4Nの変調方式で変調され、D/A変換手段でアナログ信号に変換され、所定の中間周波数帯に周波数変換して送信された直交周波数分割多重信号を受信し復調する直交周波数分割多重復調方法であって、
前記直交周波数分割多重信号を受信し、受信した前記直交周波数分割多重信号の中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2になるように周波数変換するステップと、
前記周波数変換された信号を帯域制限して通過させるステップと、
前記帯域制限された信号を、前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数に基づいて、中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2である前記離散点数2N点の離散信号に変換するステップと、
中心周波数Fcが前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2である前記離散点数2N点の離散信号を入力し、前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数に基づいて、I(2n)、Q(2n)、I(2n+1)、Q(2n+1)を出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Fsの2倍の周波数で出力される、前記I(2n)、Q(2n)、I(2n+1)、Q(2n+1)を入力して、前記I(2n)と前記Q(2n+1)とはそのまま出力する一方、前記Q(2n)と前記データI(2n+1)とは反転して−Q(2n)と−I(2n+1)として出力するステップと、
前記I(2n),−Q(2n)、−I(2n+1)およびQ(2n+1)を、前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2倍の周波数に基づいて出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Fsの1/2倍の周波数に基づいて出力される前記I(2n),−Q(2n)、−I(2n+1)およびQ(2n+1)を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて入力して、前記I(2n)および−I(2n+1)を時間軸上のI成分データの離散デ−タ列として出力する一方、前記−Q(2n)およびQ(2n+1)を時間軸上のQ成分デ−タの離散デ−タ列としてそれぞれ出力するステップと、
時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて通過させるステップと、
時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づいて位相を合わせるステップと、
位相を合わせられた時間軸上の前記I成分データ及び前記Q成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Fsに基づき高速フーリエ変換(FFT)して、周波数軸上に割り当てられたI成分データ及び前記Q成分デ−タを出力するステップと、
周波数軸上に割り当てられたI成分データ及び前記Q成分デ−タをデジタル復調するステップと、
を有する直交周波数分割多重復調方法。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23809999A JP4284770B2 (ja) | 1999-08-25 | 1999-08-25 | 直交周波数分割多重復調方法及び直交周波数分割多重復調装置 |
US09/634,856 US6763072B1 (en) | 1999-08-25 | 2000-08-08 | Method and apparatus for modulation and demodulation related to orthogonal frequency division multiplexing |
EP00117543A EP1079577B1 (en) | 1999-08-25 | 2000-08-14 | Multicarrier modulation |
DE60032684T DE60032684T2 (de) | 1999-08-25 | 2000-08-14 | Mehrträgermodulation |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23809999A JP4284770B2 (ja) | 1999-08-25 | 1999-08-25 | 直交周波数分割多重復調方法及び直交周波数分割多重復調装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001069109A JP2001069109A (ja) | 2001-03-16 |
JP4284770B2 true JP4284770B2 (ja) | 2009-06-24 |
Family
ID=17025169
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP23809999A Expired - Fee Related JP4284770B2 (ja) | 1999-08-25 | 1999-08-25 | 直交周波数分割多重復調方法及び直交周波数分割多重復調装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4284770B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6416710B2 (ja) * | 2015-07-27 | 2018-10-31 | アンリツ株式会社 | 信号処理装置及び信号処理方法 |
-
1999
- 1999-08-25 JP JP23809999A patent/JP4284770B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2001069109A (ja) | 2001-03-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4410801B2 (ja) | Ofdm信号の変調および復調 | |
JPH0746218A (ja) | ディジタル復調装置 | |
EP1079577A2 (en) | Multicarrier modulation | |
JPH07226724A (ja) | Ofdm変調方法及びofdm復調方法並びにofdm変調装置及びofdm復調装置 | |
JPH09275424A (ja) | 送信装置 | |
TWI313114B (en) | Multicarrier transmitter, multicarrier receiver, and multicarrier communications apparatus | |
JP2002009725A (ja) | 直交周波数分割多重信号の生成方法、及び直交周波数分割多重信号生成装置 | |
JP4359864B2 (ja) | 直交周波数分割多重装置および直交周波数分割多重方法 | |
JP4284770B2 (ja) | 直交周波数分割多重復調方法及び直交周波数分割多重復調装置 | |
US7130361B1 (en) | Telecommunication device with analog fourier transformation unit | |
JP2002290368A (ja) | Ofdm変調回路 | |
JP3751385B2 (ja) | 信号復調装置 | |
JP2001244909A (ja) | ディジタル直交変復調装置、ディジタル直交変復調方法、ディジタル直交周波数分割多重変復調装置及びディジタル直交周波数分割多重変復調方法 | |
EP1395012A1 (en) | Modulation and demodulation of a combination of analog and digital signals | |
JP3943228B2 (ja) | 搬送波周波数同期回路 | |
JP4310860B2 (ja) | 直交周波数分割多重変調方法及び直交周波数分割多重変調装置 | |
JP5322227B2 (ja) | 光直交周波数分割多重通信装置及び通信方法 | |
TWI577159B (zh) | 資料分配方法、訊號接收方法、無線傳送及接收裝置 | |
JP3642471B2 (ja) | 伝送信号の生成方法、及び伝送信号の生成装置 | |
JP3796420B2 (ja) | Ofdm受信回路 | |
JPH08265288A (ja) | Ofdm信号同期復調器 | |
JP3582307B2 (ja) | Idft演算装置 | |
JP4535195B2 (ja) | 直交周波数分割多重変調装置及び直交周波数分割多重変調方法 | |
JP4724979B2 (ja) | マルチキャリア伝送用伝搬路特性推定方法、マルチキャリア伝送用伝搬路特性推定装置及びそれを有するマルチキャリア復調装置 | |
JP3447823B2 (ja) | デジタル放送受信方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060331 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20081020 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20081031 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20081225 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090303 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090316 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120403 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120403 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |