JP3447823B2 - デジタル放送受信方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はデジタル放送受信方法に
係わり、特に音声信号をデジタル化し、該デジタルデー
タを位相変調して空間に放射し、受信機で放射信号を受
信復調するデジタル放送受信方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】音声信号をデジタル化して直列データと
し、該直列データを例えば２ビットづつ分け、各２ビッ
トの１、０の組合せでそれぞれ周波数が異なるＮ個のキ
ャリアを４相ＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重し
て送信局より送出し、受信機で該周波数多重された位相
変調信号を受信、復調して音声出力するデジタルオーデ
ィオ放送（ＤＡＢ：Degital Audio Broadcast)が提案さ
れ欧州等において実用化に向けて検討されている。

【０００３】このＤＡＢ方式は、選択性フェージングの
影響を少なくするために、情報をパラレルに分けて多数
のキャリアを用いて変調を行ない（周波数インターリー
ブ）、いずれかのキャリアがフェージングを受けても全
体として影響を少なくする方法であり、基本的に周波数
分割多重（ＦＤＭ：Frequency Division Multiplex)方
式である。ところで、単なるＦＤＭの場合にはスペクト
ラムのオーバラップを避けるためにキャリアの間隔を十
分に取らなければならなくなり、周波数利用効率があま
り良くない。そこで、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency
Division Multiplex)方式が提案されている。このＯＦ
ＤＭの場合は各キャリアが直交条件を満たすように配置
され、スペクトラムのオーバラップを許しており周波数
利用効率が良い上に、変調器、復調器でＩＤＦＴ（Inve
rse Discrete Fourier Transform:離散フーリエ逆変
換)、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform:離散フーリ
エ変換)操作を利用することができハードウェアを非常
に簡素化できる利点がある。

【０００４】(a) ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディ
オ放送の原理 図１４はデジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成
図である。１は伝送速度ｆs（＝２／Δｔ）で入力され
る直列データｄ(n)（ａ(0)，ｂ(0)，ａ(1)，ｂ(1)，・
・・）を２Ｎビットの並列データに変換するシリアルパ
ラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２₀〜２_N-1はＮ個のキ
ャリア乗算部で、２×Ｎビットの並列データを２ビット
づつのＮ組ａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・・・；ａ(N
-1)，ｂ(N-1)に分け、各組の第１ビットａ(0)，ａ(1)，
・・ａ(N-1)に周波数がｆ₀〜ｆ_N-1のキャリア（cosω
_nt)を乗算し、第２ビットｂ(0)，ｂ(1)，・・ｂ(N-1)に
周波数ｆ₀〜ｆ_N-1のキャリア（−sinω_nt)を乗算するも
の、３は各組のキャリア乗算部の出力信号ａ(n)cosω
_nt，−ｂ(n)sinω_nt（ｎ＝０〜N-1)を合成すると共に周
波数多重して信号Ｄ(t)を送出する周波数多重化部（Ｍ
ＵＸ）である。

【０００５】周波数多重化部３で各組のキャリア乗算部
の出力信号を合成することにより、各組の２ビットの
１，０の組合せでそれぞれ周波数ｆ₀〜ｆ_N-1のキャリア
を４相ＰＳＫ変調したことになり、周波数多重化部３の
出力Ｄ(t)は Ｄ(t)＝Σ｛ａ(n)cosω_nt−ｂ(n)sinω_nt｝ (ｎ＝0〜N-
1） となる。尚、各キャリアの周波数間隔をΔｆとすれば、
(n+1)番目のキャリア周波数ｆnは ｆn＝ｆ₀＋ｎΔｆ となり、２ビットデータの伝送時間をΔｔ（伝送速度ｆ
s＝２／Δｔ）とすれば、周波数間隔Δfは Δｆ＝１／ＮΔｔ となる。

【０００６】図１５は周波数多重化部３の機能説明図で
あり、Δｆ間隔のＮ個の各キャリアｆ₀〜ｆ_N-1を２ビッ
トづつのＮ組のデータａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・
・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)で４φＰＳＫ変調し、各変調信
号を周波数多重して伝送する。図１６はシンボルの説明
図であり、２×Ｎビットで１シンボルが構成され、１シ
ンボルの時間長をＴsとすれば、 Ｔs＝ＮΔｔ Δｆ＝１／Ｔs となる。１シンボル（２×Ｎビット）毎に上記４φＰＳ
Ｋ変調及び変調信号の周波数多重が行なわれて周波数多
重信号Ｄ(t)が順次送信される。

【０００７】図１７はデジタルオーディオ放送の受信機
の原理的構成図である。４₀〜４_N-1はＮ個のキャリア乗
算部で、受信信号Ｄ(t)に周波数ｆ₀〜ｆ_N-1のキャリア
（cosω_nt,−sinω_nt,ｎ＝0〜N-1)をそれぞれ乗算する
もの、５₀〜５_N-1は各乗算部の出力を積分してデータを
復調する積分器、６は２×Ｎビットの並列データを直列
データに変換するパラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換
器）である。各積分器５₀〜５_N-1は入力信号Ｄ(t)に対
して次式

【数１】 の演算を行なって、データａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ
(1)；・・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)を復調する。

【０００８】(b) ＤＦＴを用いたＯＦＤＭ変復調方式 ところで、以上よりＯＦＤＭのベースバンド信号Ｄ(t)
を発生するためにはＮ個の４φＰＳＫ変調器が必要にな
り、又復調するにもＮ個の４φＰＳＫ復調器が必要にな
る。Ｎが大きくなると（実際に欧州のＤＡＢ方式ではＮ
＝１９２（モード１）、Ｎ＝３８４（モード２）、Ｎ＝
１５３６（モード３）が提案されている）実用的でな
い。そこで、次にＤＦＴを用いて変復調を簡単に行なう
方法について説明する。

【０００９】(b-1) 変調部の構成 ＯＦＤＭのベースバンド信号は

【数２】 と表される。ｄ(k)＝ａ(k)＋ｊｂ(k)とすれば、(1)式は

【数３】 と表わされる。ここで、＊は複素数を意味し、Ｒ[ ］は
[ ]の実数部を表わす。

【００１０】

【数４】 であるから、(3)式よりＤ(t)は(2)式で表わされること
は明らかである。(2)式において、ｔ＝ｍΔｔとする
と、

【数５】 となる。ここで、Ｄ(m)はｄ(k)のＩＤＦＴ（離散フーリ
エ逆変換）の実数部になっていることに注目されたい。
Ｄ(m)をΔｔ毎にＤ(0)，Ｄ(1)，・・・Ｄ(N-1)として出
力すると図１８に示すようになる。この信号は(2)式を
Δt毎にサンプリングしたものに他ならない。従って、
図１９(a)に示す周波数特性と図１９(b)に示すインパル
ス特性を備えた理想フィルタを通すと(2)式と同じもの
が得られる。

【００１１】以上のことから、変調器としては入力デー
タｄ(k)(複素)をＩＤＦＴして、その実数部Ｄ(0)からＤ
(N-1)までをΔt毎に出力し、理想フィルタを通せば変調
波(ベースバンド信号)が得られることになる。図２０は
かかる点に着目して構成した送信機の要部構成図であ
る。１１は２ビットづつのＮ組のデータａ(k)，ｂ(k)(k
＝0〜N)で複素表現した入力データｄ(k)に離散フーリエ
逆変換を施すＩＤＦＴ部、１２ａはＩＤＦＴ部から出力
される実数部をアナログに変換するＤＡ変換器、１３ａ
は理想フィルタ、１４ａは理想フィルタ出力Ｄ(t)にcos
ω_cｔを乗算して周波数変換する乗算部である。

【００１２】(b-2) 復調部の構成 受信周波数変換において、Ｄ(t)のみが得られた場合２
Ｎ点のサンプリングをしなければ原情報を取り出すこと
ができない。これは、Ｄ(t)がＮ点ＩＤＦＴの実数部だ
けになっているためである。又、図２１(a),(b)に示す
ようにサンプリング定理からも明らかである。サンプリ
ング定理によれば帯域N・Δfの信号は１／２・Ｎ・Δｆ
の周波数でサンプリングしなければならない。 １／２・Ｎ・Δｆ＝Δｔ／２ であるから、Δｔ間隔でなくΔｔ／２間隔でサンプリン
グしなければならない。このため、Ｔs区間(Ｎ・Δｔ）
において２Ｎ点のサンプリングが必要になる。しかし、
実数部Ｄ(t)と虚数部Ｉ(t)が得られた場合は次に示すよ
うにＮ点のサンプリングで原信号を取り出すことができ
る。受信周波数変換後の複素ベースバンド信号を(5)式
に示す。

【００１３】

【数６】 右辺実数部、虚数部はそれぞれ伝送路、雑音によってＤ
(t)，Ｉ(t)が変形したもので、理想的な伝送路ではＤ
(t)，Ｉ(t)に等しくなる。

【００１４】

【数７】 (6)式をｍΔｔ（ｍ＝0,1,2,・・・N-1）でサンプリングす
れば、

【数８】 とすれば、(7)式は

【数９】 従って、ｄ(k)は(8)式のＤＦＴで次のように得られる。

【００１５】

【数１０】 これより原信号ｄ(k)の推定値が得られる。尚、参考ま
でにＤＦＴ，ＩＤＦＴの関係式は以下のようになる。

【００１６】

【数１１】 以上から、受信信号Ｓ(t)を周波数変換して得られた複
素ベースバンド信号をローパスフィルタを介してデジタ
ルに変換し、ＤＦＴ部でＤＦＴを施せば原信号ｄ(k)の
推定値が得られる。図２２はかかる点に着目して構成し
た受信機の要部構成図であり、１５は周波数変換部、１
６ａ，１６ｂはローパスフィルタ、１７ａ，１７ｂはＡ
Ｄ変換器、１８はＤＦＴ部である。

【００１７】(c) 送信側周波数変換 Ｄ(t），Ｉ(t）を用いた直交平衡変調方式は図２３に示
すように、ＳＳＢ方式に用いられる周波数変換方式と同
じである。図中１１はＩＤＦＴ部、１２ａ，１２ｂはＡ
Ｄ変換器、１３ａ，１３ｂはローパスフィルタ、１４は
周波数変換部であり、cosω_ct，sinω_ctを乗算する乗算
器１４ａ，１４ｂ及び乗算器出力を合成して出力するハ
イブリッド回路１４ｃで構成されている。

【００１８】周波数変換部１４の出力信号Ｓ(t)は

【数１２】 となり、下側波帯を含まない。従って、両側波帯方式に
比べ、帯域は１／２になり、伝送効率が向上する。

【００１９】(d) 受信側周波数変換方式 図２４はcosω_ct，sinω_ctによる直交周波数変換部の構
成図である。１５ａは受信信号ｓ(t)（(11)式参照)に次
式で示す雑音信号ｎ(t) ｎ(t)=ｎ_c(k)cos2π（ｆ_c+ｆ_k）ｔ-ｎ_s(k)sin2π（ｆ_c+
ｆ_k）ｔ を加えて信号ｒ(t)を出力する加算器（字際には存在し
ない）、１５ｂはバンドパスフィルタ、１５ｃ，１５ｄ
はバンドパスフィルタ出力にcosω_ct，−sinω_ctを乗算
する乗算部である。振幅減衰や雑音がなく、しかも位相
遅れの無い理想的な伝送路では、ｒ(t)＝ｓ(t)となる。
以下では、ｒ(t)＝ｓ(t)として説明する。この直交周波
数変換部の出力信号Ｄ′(t)，Ｉ′(t)はそれぞれ次式

【数１３】 により表現される。尚、(12)，(13)式において２ｆ_cの
項は無視している。この(12)，(13)式は送信側複素ベー
スバンド信号を表わす(3)式の実数部と虚数部にそれぞ
れ一致している。従って、前に述べたようにＮ点サンプ
リングＤＦＴ演算することにより現信号を取り出すこと
ができる。

【００２０】(e) 差動符号化 (d)において、受信側周波数変換方式について説明した
が、ＯＦＤＭ方式において送信ローカル周波数ω_cに同
期した受信ローカル周波数を作り出すことは非常に困難
である。又、受信ローカル周波数に周波数誤差があった
場合（非同期の場合）、復調ベクトルの回転という結果
になり絶対位相による復調は困難である。そのため、送
信側で絶対位相で情報を表わす代わりに位相回転の大き
さで情報を表わすようにする。このことを差動符号化と
いい、若干の周波数誤差があっても復調が可能となる。

【００２１】(e-1) 差動符号器 図２５は送信側差動符号器の説明図であり、差動符号器
２１の論理式は

【数１４】 である。差動符号器２１は

【数１５】 で複素表現されたデータＤ_l(k)を上記論理式でｄ_l(k)に
変換するものである。

【００２２】差動符号は、(1) [Ａ_l(k),Ｂ_l(k)］＝
（１，１）の場合、

【数１６】 となり、(14)式に代入すると

【数１７】 となり、位相変化しない。

【００２３】(2) [Ａ_l(k),Ｂ_l(k)］＝（-１，-１）の場
合は

【数１８】 となり、位相反転、すなわち、πシフトする。

【００２４】(3) [Ａ_l(k),Ｂ_l(k)］＝（１，-１）の場
合は

【数１９】 となり時計方向にπ／２シフトする。

【００２５】(4) [Ａ_l(k),Ｂ_l(k)］＝（-１，１）の場
合は

【数２０】 となり反時計方向にπ／２シフトする。

【００２６】(e-2) 差動復号器 (14)式より、次式

【数２１】 が得られる。差動復号器２２は図２６に示すようにデー
タｄ_l(k)を(15)式の論理式に従ってＤ_l(k)に変換するも
のである。従って、差動符号器の前記(1)〜(4)に対応し
て以下の(1)〜(4)の差動復号結果を出力する。

【００２７】

【数２２】 (f) 送信系、受信系のブロック 以上より、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送
における送信系及び受信系は図２７(a),(b)に示す構成
となる。尚、送信系の周波数変換部１４において、１４
ｄは周波数ｆ_cのcos信号(cosω_ct)を出力する発振器、
１４ｅは該cos信号を−９０⁰移相して-sinω_ctを出力す
る移相器である。又、受信系の周波数変換部１５におい
て、１５ｅは周波数ｆ_cのcos信号(cosω_ct)を出力する
発振器、１５ｆは該cos信号を−９０⁰移相して-sinω_ct
を出力する移相器である。送信系のcos波、sin波(キャ
リア)を送信ローカル信号、受信系のcos波、sin波を受
信ローカル信号という。送信側では、１シンボルを２ビ
ットづつＮ組に分け、各組の第１データを実数部、第２
データを虚数部として差動符号化し、差動符号の実数
部、虚数部を順次フーリエ逆変換部１１に入力し、該フ
ーリエ逆変換部から出力される実数部、虚数部をアナロ
グ信号に変換し、それぞれに送信ローカル周波数ｆｃの
cos波、sin波を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射
する。受信側では、空間に放射された信号を受信し、受
信信号に受信ローカル周波数のcos波、sin波を乗算し、
それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ変換部
１８に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数
部、虚数部を差動復号化して原データである第１デー
タ、第２データとして順次出力する。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】以上のＯＦＤＭ方式に
よるデジタルオーディオ放送方式において、受信ローカ
ル周波数と送信ローカル周波数ｆcとの間に、周波数ず
れが生じると正確な復調ができなくなる。このため、送
信ローカル信号に同期し、しかも、周波数ずれのない受
信ローカル信号を生成する必要がある。以上から本発明
の第１の目的は、送信ローカル信号と受信ローカル信号
間の周波数ずれをなくし正確な復調ができるデジタル放
送受信方法を提供することである。本発明の第２の目的
は、送信ローカル信号と受信ローカル信号間の周波数ず
れに応じた信号を検出し、該検出信号に基づいて周波数
ずれをなくすようにしたデジタル放送受信方法を提供す
ることである。本発明の第３の目的は、Δｆ以上の周波
数ずれがあった場合、第１の補正方法により周波数ずれ
をΔｆ／２以下にし、しかる後、第２の補正方法により
Δｆ／２以下の周波数ずれを補正するようにしたデジタ
ル放送受信方法を提供することである。

【００２９】

【課題を解決するための手段】上記目的は本発明の第1
の態様によれば、送信ローカル信号の周波数と受信ロー
カル信号の周波数とのずれが大きい場合、フーリエ変換
部から出力される実数部と虚数部を成分とするベクトル
の大きさを１シンボル区間にわたって加算し、加算結果
が設定値となるように周波数制御信号を出力して前記周
波数ずれを小さくし、周波数ずれが小さくなった場合、
フーリエ変換部から出力される実数部と虚数部を成分と
するベクトルを４乗したものと、１つ前のシンボルの対
応するベクトルを４乗したものとのベクトル外積を演算
し、該ベクトル外積の位相角を１／４して得られる信号
に基づいて受信ローカル周波数を制御する周波数制御信
号を出力することにより達成される。上記目的は本発明
の第２の態様によれば、送信ローカル信号の周波数と受
信ローカル信号の周波数とのずれが大きい場合、フーリ
エ変換部から出力される実数部と虚数部を成分とするベ
クトルの大きさを１シンボル区間にわたって加算し、加
算結果が設定値となるように周波数制御信号を出力して
前記周波数ずれを小さくし、周波数ずれが小さくなった
場合、フーリエ変換部から出力される実数部と虚数部を
成分とするベクトルの位相角を４倍し、しかる後、該位
相角を１／４して得られた位相角ψ₁と１つ前のシンボ
ルの対応するベクトルの位相角を４倍し、しかる後、該
位相角を１／４して得られた位相角ψ₂との位相差を求
め、該位相差を１シンボル区間にわたって加算した値を
用いて受信ローカル周波数を制御する周波数制御信号を
出力する、ことにより達成される。上記目的は本発明の
第３の態様によれば、送信ローカル信号の周波数と受信
ローカル信号の周波数とのずれが大きい場合、所定数の
シンボルで構成されるフレームに挿入された位相基準シ
ンボルをサンプリングしてフーリエ変換して得られるk
番目と(k+1)番目の２つのキャリア成分を用いて求めた
第１のベクトルをR₁(k)とし、該フーリエ変換時刻にお
ける既知の位相基準シンボルのk番目と(k+1)番目の２つ
のキャリア成分を用いて求めた第２のベクトルをＥ₁(k)
とし、R₁(k−τ)とＥ₁(k)間の相関値（ｋ＝１〜Ｎ:Nは
キャリア数）を演算し、該相関値が最大となるようなτ
を求め、該τに応じた周波数制御信号を出力して前記周
波数ずれを小さくし、周波数ずれが小さくなった場合、
フーリエ変換部から出力される実数部と虚数部を成分と
するベクトルを４乗したものと、１つ前のシンボルの対
応するベクトルを４乗したものとのベクトル外積を演算
し、該ベクトル外積の位相角を１／４して得られる信号
に基づいて受信ローカル周波数を制御する周波数制御信
号を出力する、ことにより達成される。上記目的は本発
明の第４の態様によれば、送信ローカル信号の周波数と
受信ローカル信号の周波数とのずれが大きい場合、所定
数のシンボルで構成されるフレームに挿入された位相基
準シンボルをサンプリングしてフーリエ変換して得られ
るk番目と(k+1)番目の２つのキャリア成分を用いて求め
た第１のベクトルをR₁(k)とし、該フーリエ変換時刻に
おける既知の位相基準シンボルのk番目と(k+1)番目の２
つのキャリア成分を用いて求めた第２のベクトルをＥ
₁(k)とし、R₁(k−τ)とＥ₁(k)間の相関値（ｋ＝１〜Ｎ:
Nはキャリア数）を演算し、該相関値が最大となるよう
なτを求め、該τに応じた周波数制御信号を出力して前
記周波数ずれを小さくし、周波数ずれが小さくなった場
合、フーリエ変換部から出力される実数部と虚数部を成
分とするベクトルの位相角を４倍し、しかる後、該位相
角を１／４して得られた位相角ψ₁と１つ前のシンボル
の対応するベクトルの位相角を４倍し、しかる後、該位
相角を１／４して得られた位相角ψ₂との位相差を求
め、該位相差を１シンボル区間にわたって加算した値を
用いて受信ローカル周波数を制御する周波数制御信号を
出力する、ことにより達成される。

【００３０】

【００３１】

【作用】周波数ずれ補正は以下のように行なう。 周波数ずれが小さい場合 フーリエ変換部から出力される実数部と虚数部を成分と
するベクトルを４乗したものと、１つ前のシンボルの対
応するベクトルを４乗したものとのベクトル外積を演算
し、該ベクトル外積の位相角を１／４して得られる信号
を１シンボル区間加算し、加算結果を周波数制御信号と
して出力し、あるいは、Ｍ個の各シンボル区間における
前記加算結果の平均値を周波数制御信号として出力し、
受信ローカル周波数を制御する。このようにすれば、Δ
ｆ／２（Δｆはサブキャリアの周波数間隔）以下の周波
数ずれを補正することができる。周波数ずれが小さい場
合の別の方法は、フーリエ変換部から出力される実数部
と虚数部を成分とするベクトルの位相角を４倍し、しか
る後、該位相角を１／４して得られた位相角ψ₁と１つ
前のシンボルの対応するベクトルの位相角を４倍し、し
かる後、該位相角を１／４して得られた位相角ψ₂との
位相差を求め、該位相差を１シンボル区間にわたって加
算した値、あるいは、Ｍ個のシンボル区間における前記
加算値の平均値を用いて周波数制御信号を発生して受信
ローカル周波数を制御する。このようにしても、Δｆ／
２（Δｆはサブキャリアの周波数間隔）以下の周波数ず
れを補正することができる。

【００３２】周波数ずれが大きい場合 前記周波数ずれが大きい場合には、フーリエ変換部から
出力される実数部と虚数部を成分とするベクトルの大き
さを１シンボル区間にわたって加算し、加算結果が設定
値となるように受信ローカル周波数を制御して周波数ず
れを小さくし、周波数ずれが小さくなった場合には、前
記の方法により周波数ずれを補正する。このようにす
れば、周波数ずれがΔｆ以上であっても、正しく周波数
ずれを補正でき正確な復調が可能となる。又、別の方法
としては、送信ローカル信号の周波数と受信ローカル信
号の周波数とのずれが大きい場合、所定数のシンボルで
構成されるフレームに挿入された位相基準シンボルをサ
ンプリングしてフーリエ変換して得られるk番目と(k+1)
番目の２つのキャリア成分を用いて求めた第１のベクト
ルをR₁(k)とし、該フーリエ変換時刻における既知の位
相基準シンボルのk番目と(k+1)番目の２つのキャリア成
分を用いて求めた第２のベクトルをＥ₁(k)とし、R₁(k−
τ)とＥ₁(k)間の相関値（ｋ＝１〜Ｎ:Nはキャリア数）
を演算し、該相関値が最大となるようなτを求め、該τ
に応じた周波数制御信号を出力して前記周波数ずれを小
さくし、周波数ずれが小さくなった場合には、前記の
方法により周波数ずれを補正する。このようにすれば、
周波数ずれがΔｆ以上であっても、正しく周波数ずれを
補正でき正確な復調が可能となる。

【００３３】

【実施例】

(Ａ) 本発明の原理 (a) 受信側直交周波数変換器の一般的数学表現 デジタル放送受信機における受信側直交周波数変換器は
図１に示すように受信信号ｒ(t)に乗算器１５ｃ，１５
ｄで受信ローカル信号（cos波、sin波）を乗算する。受
信ローカル周波数と送信ローカル周波数ｆc間の周波数
ずれをｆa、位相ずれをΔθとすると、各乗算部出力は
以下のようになる。

【００３４】

【数２３】 (19)式はＯＦＤＭ信号のあるシンボル区間の信号を表わ
したものである。

【００３５】これを一般的に全シンボル区間で表現する
と

【数２４】 (20)式をシンボル区間ｌにおいてｍΔｔでサンプリング
すれば（ｍ＝0,1,2,・・・N-1)

【数２５】 となる。

【００３６】この結果、(1) ｆa＝０，Δθ＝０の場合
（周波数ずれ及び位相ずれが無い場合）には、

【数２６】 となる。

【００３７】(2) ｆa＝０の場合（位相ずれのみの場
合）には、

【数２７】 となる。

【００３８】(3) Δθ＝０の場合（周波数ずれのみの場
合）には、

【数２８】 となる。

【００３９】(b)周波数ずれが無い場合（ｆa＝０） (24)式より、

【数２９】 となり、上式をＤＦＴ（離散フーリエ変換）すると、

【数３０】 となり、ｄ_l(k)でなくｄ_l(k)exp(-jΔθ)が得られる。
ｄ_l(k)はｌシンボル区間においてｋ番目のキャリアを変
調してＱＰＳＫを作り出すベースバンド信号となってお
り、図２に示すように４つのベクトルのいずれかにな
る。尚、各ベクトルはいかのように表現できる。

【００４０】

【数３1】 しかし、(26)式で示すｄ_l(k)exp(-jΔθ) が得られた場
合は、図３に示すようにｄ_l(k)が複素平面上のどの位置
にいてもΔθだけ位相がずれる。ここで、ｄ_l(k)exp(-j
Δθ)というベクトルの変調信号の影響をなくすために
４逓倍(４乗）を行なう。

【００４１】

【数３２】 従って、受信ローカル信号に周波数ずれが無い場合はｄ
_l(k)exp(-jΔθ)を４逓倍することにより、図４に示す
ように１つのベクトルに縮退することができる。隣接シ
ンボルにおけるｄ_l(k)とｄ₁₊₁(k)を考えた場合、各々の
ベクトルを４逓倍し、そのベクトルの外積をとると、

【数３３】 となる。つまり、隣接シンボルにおけるｄ_l(k)とｄ
₁₊₁(k)において、その４逓倍したものの外積をとると周
波数ずれが無い場合（位相ずれはあっても良い）、０に
なることを意味している。逆に周波数ずれがあった場合
は外積が０とならないことが予想され、外積の出力をＡ
ＦＣ電圧（Auto Frequency Conntrol Voltage)として使
用できる可能性を示している。

【００４２】(c) 周波数ずれがある場合(ｆa≠0) (c-1) 外積制御 (25)式のフーリエ変換を行なっても、ｄ_l(k)がｄ_l(k)ex
p{-j2π(lN+m)fa/N・Δf}と変化しているためｄ′_l(k)と
なる。次のシンボル区間（ｌ＋１）で(25)式のフーリエ
変換を行なうと、ｄ_l+1(k)がｄ_l+1(k)exp{-j2π((l+1)N
+m)fa/N・Δf}と変化しているためｄ′_l+1(k)となる。
ｄ′_l(k)とｄ′_l+1(k)の位相差Δθ（図５参照）は

【数３４】 従って、ｄ′_l(k)とｄ′_l+1(k)をそれぞれ４逓倍してベ
クトルの外積を演算すると、

【数３５】 となる。

【００４３】以上より、隣接シンボル区間における復調
シンボル［ｄ′_l(k)］⁴と［ｄ′_l+1(k)］⁴（ｋ＝0〜N-
1)の外積を求めることにより周波数誤差に比例するsin
(2π(4fa/Δf))を求めることができる。従って、

【数３６】 を制御電圧として受信ローカル信号を発生するＶＣＯ
（電圧制御発振器）に加えることによりＡＦＣ制御が可
能となり、周波数ずれをなくすことができる。実際に
は、４逓倍した後、４分周することにより周波数誤差に
比例する制御電圧sin（２πｆa／Δｆ）を求める。

【００４４】制御電圧の極性が周波数誤差の極性と一致
する限界は −π＜２πｆa／Δｆ＜π ｜ｆa｜＜Δｆ／２ である。尚、ΔｆはＯＦＤＭにおけるサブキャリア周波
数の間隔である。ｆａ＝Δｆとなった場合は、sin2π＝
０となりFalse Lockの状態になり、Δfの整数倍離れた
周波数にロックする。従って、外積を利用したこのＡＦ
Ｃ制御ではΔｆ／２以内の周波数離れに対して周波数の
引込みが可能である。それ以上離れた周波数の引込みに
は別の手段が必要になる。外積を利用したループの場合
はローカル周波数の最大ずれはＯＦＤＭの各キャリアの
周波数間隔Δｆの１／２以下に押えなければならない。
このことはモード１で考えた場合、Δｆ＝1KHzであるた
め±500Hz以下にしなければならないことを意味する。

【００４５】以上、要約すれば、Ｐ＜１／２（但し、Ｐ
Δｆ＝ｆa)の場合には、ＤＡＢフレームの中のシンボル
区間ｌの離散フーリエ変換ＤＦＴ出力ｄ₁′(k)とシンボ
ル区間(1+1)の離散フーリエ変換ＤＦＴ出力ｄ₁₊₁′(k)
をそれぞれ４逓倍してベクトル外積すなわち、ｄ₁′(k)
とｄ₁₊₁′(k)の位相差を求める。この外積の位相角を１
／４にすることによりsin(2πｆa/Δf)という周波数誤
差に比例する出力を得、これを制御電圧としてＡＦＣ回
路のＶＣＯに加える。

【００４６】（c-2) 位相差演算制御 外積制御では(29)式の外積演算により位相差に応じた信
号を発生しているが、個々のベクトルｄ₁′(k)，
ｄ₁₊₁′(k)の位相ψ₁(k),ψ₂(k)を求め、次式 Δθ＝ψ₁(k)−ψ₂(k) により位相差Δθを求めることができる。この場合、
変調信号の影響をなくすためにｄ₁′(k)，ｄ₁₊₁′(k)の
位相角を４倍し、しかる後１／４にし、位相ψ₁(k),ψ₂
(k)を求める。その後、両ベクトルの位相差Δ₁θ(k)＝
ψ₁(k)−ψ₂(k)＝２πΔＰ＋θ_n(k)を求める。つい
で、k=0〜N-1に対してΔθ₁(k)を求め、その平均値を次
式

【数３７】 により求める。

【００４７】しかる後、ｌ，ｌ＋１区間で求めたΔＰ
をΔＰ₁とすれば、

【数３８】 と表される。毎シンボルのΔＰ₁を計算し、Ｍシンボル
区間にわたって移動平均をとる。すなわち、次式

【数３９】 を求め、これを周波数制御信号として出力してＶＣＯに
印加する。

【００４８】(d) 周波数ずれがΔf以上ある場合 (d-1) 振幅制御 受信波及び受信ローカル信号（誤差なし、誤差あり）の
スペクトラムは図６に示す関係になっている。ｆａ＝Ｐ
Δｆとし、かつ、

【数４０】 となる。上式をｍΔｔでサンプリングすれば、換言すれ
ば(25)式においてｆa＝ＰΔｆとすれば

【数４１】 となる。

【００４９】(33),(34)式を比較して見ると、d₁(k)の情
報はｆ_kの周波数で運ばれるはずであったが、実際はｆ
_k-Pの周波数で運ばれていることが判る。すなわち、Ｐ
Δfだけ周波数がシフトしているため、情報とそれに関
する周波数も対応が図７に示すようにＰだけずれること
になる。(33)式にはもはやｆ_N-1-Pより上の周波数成
分、すなわち、ｆ_N-P，ｆ_N+1-P，・・・ｆ_N-1の成分は
存在しない。(33)式をフーリエ変換すると次式

【数４２】 となり、ｄ′(k)とｄ(k)の対応関係は以下のようにな
る。

【００５０】(1)Ｐが正の場合は ｄ′(0)＝ｄ(P) ｄ′(1)＝ｄ(P+1) ・・・ ｄ′(N-1-P)＝ｄ(N-1) ｄ′(N-P)＝０ ｄ′(N+1-P)＝０ ・・・ ｄ′(N-1)＝０ となり、Ｐ個の成分が０となる。又、(2)Ｐが負の場合
は ｄ′(0)＝０ ｄ′(1)＝０ ・・・ ｄ′(-P)＝０ ｄ′(1-P)＝ｄ(0) ｄ′(2-P)＝ｄ(0) ・・・ ｄ′(N-3)＝ｄ(N-4+P) ｄ′(N-2)＝ｄ(N-3+P) ｄ′(N-1)＝ｄ(N-2+P) となり、同様にＰ個の成分が０となる。

【００５１】ＡＦＣの制御信号についてはｄ′₁(k)(k=0
〜N-1)の中で成分が０となっているものの個数を求め、
極性を加味して個数に比例した制御電圧をＶＣＯに加え
れば良い。尚、受信信号に雑音が加わっており、必ずし
もｄ′₁(k)＝０とならず、判別が困難になる場合には、
複数のシンボル間における平均を求めることにより雑音
による影響を小さくする。

【００５２】(d-2) 相関制御 以上は振幅に基づいてＡＦＣ制御する場合であるが、隣
接シンボル間の相関をとってＡＦＣ制御電圧を発生する
ようにもできる。相関制御においては、ＤＡＢフレーム
の中の同期チャネル（synchronous channel)に含まれる
位相基準シンボル(ＰＲＳ：Phase Reference Symbol)を
利用する。図８はＤＡＢフレームの説明図である。ＤＡ
Ｂフレームの先頭部分は同期チャネルと称され、ヌル信
号部分ＮＵＬＬと位相基準シンボル部分ＰＲＳとで構成
され、ヌル信号部分ＮＵＬＬの後にはマルチパスの影響
を軽減するために62μsのガードインターバルＧＩＴが
設けられている。同期チャネルの後には所定数のシンボ
ルが配列される。

【００５３】ヌル信号部分ＮＵＬＬはフレームの先頭を
エンベロープ検波により見つけるために設けられてい
る。位相基準シンボル部分ＰＲＳは差動復号のためのリ
ファレンス信号であり、毎フレーム固定の固有パターン
（既知）が送られて来る。ＰＲＳウインドウはヌル信号
部分ＮＵＬＬを検出し、それを基準にＰＲＳ部分に相当
すると思われる時間位置に設けられたウインドウであ
り、又、ＤＦＴウインドウはシンボル毎のＤＦＴ演算の
タイミングを示すものである。

【００５４】ヌル信号部分ＮＵＬＬを検出し、それを基
準にＰＲＳ部分の時間位置にＰＲＳウインドウを設け、
その中を時間サンプリングしてＤＦＴ（離散フーリエ変
換）処理を行なってｄ₁′(k+1)を求め、次式 Ｒ₁(k)＝ｄ₁′(k+1)/ｄ₁′(k) によりＲ₁(k)を演算する。ついで、位相基準シンボルＰ
ＲＳの既知ベクトルｄ₁(k+1)，ｄ₁(k)を用いて次式 Ｅ₁(k)＝ｄ₁(k+1)/ｄ₁(k) によりＥ₁(k)を求め、Ｒ₁(k)とＥ₁(k)との相関を取るこ
とによってずれの大きさを測定する。ただし、Ｒ₁(k)は
キャリアに位相誤差(Δθ)がある場合は、時間的にずれ
るだけでなくexp（−ｊΔθ）の位相回転も受けている
ので、位相角も変えながらＥ₁(k)との相関をとりその最
大値を検出する。相関値Ｒ（τ，ｍ）は次式

【数４３】 で表わされる。従って、(36)式の相関値Ｒ（τ，ｍ）が
最大値となる(τmax,ｍmax)を求めれば、 その時のτma
xが正であれば受信ローカル周波数がΔｆ×τmax高いこ
とを意味し、負であれば、その逆である。

【００５５】(e) ＡＦＣ（自動周波数制御）の方針 以上より、送信ローカル信号と受信ローカル信号間に周
波数ずれが存在する場合、ＡＦＣ制御としては粗調整
と、精調整の２段階制御が必要である。 (e-1) 第１ステップ（粗調整） 周波数ずれの粗調整を振幅制御あるいは相関制御により
行なう。 ・振幅制御 離散フーリエ変換ＤＦＴの出力であるｄ₁′(k)(k=0〜N-
1)の振幅を計算し、１シンボルの平均値を求め、スレッ
ショールド値と比較し、その差がゼロなるように周波数
制御電圧を発生し、該周波数制御電圧でＶＣＯを制御す
る。これにより、周波数ずれは１／２以下になる。 ・相関制御 ＤＡＢフレームの中の位相基準シンボル部分ＰＲＳをＤ
ＦＴしてｄ₁′(k)を求め、ついで、Ｒ₁(k)＝ｄ₁′(k+1)
/ｄ₁′(k)を演算して固定パターンＥ₁(k)＝ｄ₁(k+1)/ｄ
₁(k)との相関を演算する。しかる後、(36)式で定義した
相関値Ｒ（τ，ｍ）を最大にするτmaxを求め、Δｆ×
τmaxだけ周波数を制御する。以上の制御により、周波
数ずれは１／２以下になる。

【００５６】(e-2) 第２ステップ（精調整） ・外積制御 ＤＡＢフレームの中のシンボル区間ｌの離散フーリエ変
換ＤＦＴ出力ｄ₁′(k)とシンボル区間(1+1)の離散フー
リエ変換ＤＦＴ出力ｄ₁₊₁′(k)をそれぞれ４逓倍してベ
クトルの外積を求める。すなわち、

【数４４】 を求める。この外積の位相角を１／４にすることにより
sin(2πｆa/Δf)という周波数誤差に比例する出力を
得、これを制御電圧としてＡＦＣ回路のＶＣＯに加え
る。従って、制御信号はシンボル区間毎に発生する。こ
れを直接ＶＣＯに加えても良いが図９に示すようにＭこ
のシンボルにおける平均を求め、該平均値をＶＣＯに加
えるようにしても良い。図９において、３１₁〜３１_Mは
外積を１シンボル期間遅延する遅延部、３２は各外積の
総和を演算する演算部、３３は総和をＭで除算して１シ
ンボルの平均値（ＡＦＣ制御信号）を出力する除算部で
ある。

【００５７】・位相差演算制御 ｄ₁′(k)，ｄ₁₊₁′(k)の位相角を４倍し、しかる後１／
４にし、位相ψ₁(k),ψ₂(k)を求める。その後、両ベク
トルの位相差Δ₁θ(k)＝ψ₁(k)−ψ₂(k)＝２πΔＰ＋θ
_n(k)を求める。ついで、k=0〜N-1に対してΔθ₁(k)を求
め、その平均値を求める。しかる後、ｌ，ｌ＋１区間で
求めたΔＰをΔＰ₁とすれば、(31)式によりΔＰ₁を演算
し、毎シンボルのΔＰ₁を計算し、Ｍシンボル区間にわ
たって(32)式により移動平均をとる。これを周波数制御
信号として出力してＶＣＯに印加する。

【００５８】（Ｂ）本発明の実施例 (a) 第１実施例 図１０は本発明の第１実施例における受信機の要部構成
図である。図中、５１はアンテナ、５２はキャリア周波
数成分を通過するバンドパスフィルタ、５３はＡＧＣ用
のゲイン可変アンプ、５４は周波数変換部であり、５４
ａは周波数ｆc′の受信ローカル信号を発生するＶＣ
Ｏ、５４ｂは−９０⁰移相器、５４ｃは受信信号に受信
ローカル周波数ｆc′のcos波を乗算する乗算器、５４ｃ
は受信信号に受信ローカル周波数ｆc′の-sin波を乗算
する乗算器である。５５ａ，５５ｂはＡＤ変換器、５７
は受信電力演算部であり、ＡＧＣ制御を行なうもの、５
８はＤＡ変換器、６１はＡＤ変換器５５ａ，５５ｂから
出力される実数部、虚数部を入力されて離散フーリエ変
換処理を行なうＤＦＴ部、６２はＤＦＴウインドウ位置
制御信号発生部であり、ヌル信号部分ＮＵＬＬを検出し
てＤＦＴウインドウ（図８参照）を発生すると共に、Ｄ
ＦＴ出力に基づいて該ＤＦＴウインドウの位置を制御す
る信号を出力するもの、６３は差動符号化された複素デ
ータを原データに復号する差動復号器、６４は周波数制
御信号発生部である。

【００５９】周波数制御信号発生部６４において、７１
はＰ補正信号発生部であり、周波数ずれをＰ・Δｆとす
る時、該周波数ずれが大きい場合（Ｐ≧１の場合）前述
の粗調整制御を行なうもの、７２はΔＰ補正信号発生部
であり、周波数ずれが小さい場合（Ｐ＜１／２の場合）
前述の精調整制御を行なうもの、７３は各補正信号発生
部から出力されるＰ補正信号、ΔＰ補正信号を合成して
周波数制御信号ＦＣを出力する合成部である。図１１は
周波数制御信号発生部におけるＰ補正信号発生部７１と
ΔＰ補正信号発生部７２の詳細構成図である。Ｐ補正信
号発生部７１としては振幅制御により補正信号を出力す
る場合が示され、ΔＰ補正信号発生部７２としては外積
制御により補正信号を出力場合が示されている。

【００６０】Ｐ補正信号発生部７１において、７１ａは
サブキャリア振幅演算部であり、各シンボルの各時間位
置ｋにおける離散フーリエ変換ＤＦＴの出力である
ｄ₁′(k)(k=0〜N-1)の振幅｜ｄ₁′(k)｜を演算し、該振
幅を１シンボル区間にわたって加算するもの、７１ｂは
Ｍシンボルの振幅平均値Ａ(k)を演算するサブキャリア
振幅平均値演算部、７１ｃは振幅平均値Ａ(k)とスレッ
ショールドレベルを比較するスレッショールドレベル判
定部、７１ｄはスレッショールドレベルとの差が零とな
るようにＰ補正信号（周波数制御信号）を出力する補正
信号発生部である。ΔＰ補正信号発生部７２において、
７２ａは４逓倍部であり、ＤＡＢフレームの中のシンボ
ル区間ｌのＤＦＴ出力ｄ₁′(k)とシンボル区間(1+1)の
ＤＦＴ出力ｄ₁₊₁′(k)をそれぞれ４逓倍する４逓倍部、
７２ｂは４逓倍したベクトルの外積を演算する外積演算
部、７２ｃは外積の位相角を１／４にする分周して周波
数誤差ｆaに応じたsin(2πｆa/Δf)に比例する信号を出
力する分周部、７２は該信号を補正信号として出力する
補正信号発生部である。

【００６１】まず、サブキャリア振幅演算部７１ａで離
散フーリエ変換ＤＦＴの出力であるｄ₁′(k)(k=0〜N-1)
の振幅を計算すると共に、１シンボル区間に渡って該振
幅を加算する。ついで、サブキャリア振幅平均値演算部
７１ｂでＭシンボルの平均値を求め、スレッショールド
レベル判定部７１ｃでスレッショールド値と比較する。
補正信号発生部７１ｄは比較結果に応じて差がゼロにな
るようにＰ補正信号を発生し、該補正信号でＶＣＯ５４
ａの発振周波数を制御し、周波数ずれをＰ＜１／２以下
にする。周波数ずれがＰ＜１／２以下なれば、４逓倍部
７２ａにおいて、ＤＡＢフレームの中のシンボル区間ｌ
のＤＦＴ出力ｄ₁′(k)とシンボル区間(1+1)のＤＦＴ出
力ｄ₁₊₁′(k)をそれぞれ４逓倍し、外積演算部７２ｂで
そのベクトル外積を演算する。分周部７２ｃは外積の位
相角を１／４してsin(2πｆa/Δf)に応じた周波数誤差
信号を出力する。補正信号発生部７２ｄは分周部出力が
零となるようにΔＰ補正信号を発生し、これを周波数制
御電圧としてＶＣＯ５４ａに加える。この補正信号はシ
ンボル区間毎に発生してＶＣＯに加えられる。尚、Ｍシ
ンボルにおける平均値を演算してＶＣＯに入力するよう
に構成することもできる。

【００６２】(b) Ｐ補正信号発生部の別の構成 以上では、Ｐ補正信号発生部を振幅制御法に基づいて構
成したが、相関制御法に基づいて構成することもでき
る。図１２はかかる相関制御法によるＰ補正信号発生部
の構成図である。図中、８１は相関制御により周波数制
御信号を出力するＰ補正信号発生部、８１ａは第１の位
相差演算部であり、位相基準シンボル部分ＰＲＳをＤＦ
Ｔして得られたｄ₁′(k)，ｄ₁′(k+1)を用いてＲ₁(k)＝
ｄ₁′(k+1)/ｄ₁′(k)を演算するもの、８１ｂは第２の
位相差演算部であり、位相基準シンボルＰＲＳの既知の
ｄ₁(k)とｄ₁(k+1)を用いてＥ₁(k)＝ｄ₁(k+1)/ｄ₁(k)を
演算するもの、８１ｃは(36)式により相関値Ｒ（τ、
ｍ）を演算する相関値演算部、８１ｄは相関値が最大と
なる（τmax,ｍmax)を求める最大値検出部、８１ｅは相
関値が最大となるτmaxに応じたＰ補正信号（周波数制
御信号）を出力してＶＣＯ５４ａの発振周波数を制御す
る補正信号発生部である。

【００６３】まず、第１の位相制御部８１ａは、ＤＡＢ
フレームの中の位相基準シンボル部分ＰＲＳをＤＦＴし
て得られたｄ₁′(k)を用いて、Ｒ₁(k)＝ｄ₁′(k+1)/
ｄ₁′(k)を演算し、第２の位相制御部８１ｂは位相基準
シンボルＰＲＳの既知のｄ₁(k)とｄ₁(k+1)を用いてＥ
₁(k)＝ｄ₁(k+1)/ｄ₁(k)を演算する。ついで、相関演算
部８１ｃは(36)式に基づいて相関値Ｒ（τ、ｍ）を演算
し、最大値検出部８１ｄは相関値が最大となる（τmax,
ｍmax)を求める。補正信号発生部８１ｅはτmaxを用い
てＰ補正信号（周波数制御信号）を出力してＶＣＯ５４
ａの発振周波数を制御する。以上の制御により、周波数
ずれは減少しＰ＜１／２になる。

【００６４】（Ｃ）本発明の第２の実施例 図１３は本発明の第２実施例における受信機の要部構成
図であり、図１１の第１実施例と同一部分には同一符号
を付している。第２実施例において第１実施例と異なる
のはΔＰ補正信号発生部の構成である。第１実施例では
外積演算制御により位相差に応じた信号を発生するよう
に構成したが、第２実施例ではベクトルの位相を求め、
その差により位相差を求めるように構成している。８２
は位相差演算制御によるΔＰ補正信号発生部である。８
２ａは４逓倍部で、ｄ₁′(k)，ｄ₁₊₁′(k)の位相角を４
倍し、しかる後１／４にして位相ψ₁(k),ψ₂(k)を求
め、位相差Δ₁θ(k)（＝ψ₁(k)−ψ₂(k)）を演算するも
の、８２ｂは(30)式に基づいて位相差の１シンボル区間
の平均値を演算する平均値演算部、８２ｃは(31)式によ
りΔＰ₁を演算する演算部、８２ｄはＭシンボル区間に
わたって(32)式により移動平均を演算し、該移動平均を
ΔＰ補正信号として出力してＶＣＯ５４ａに印加する複
数シンボル間平均値演算部である。

【００６５】４逓倍部８２ａは、ＤＦＴ部６１から出力
されるｄ₁′(k)，ｄ₁₊₁′(k)の位相角を４倍し、しかる
後１／４にして位相ψ₁(k),ψ₂(k)を求め、位相差Δ₁θ
(k)（＝ψ₁(k)−ψ₂(k)）を演算する。平均値演算部８
２ｂは(30)式に基づいて位相差の１シンボル間の平均値
を演算し、演算部８２ｃは(31)式によりΔＰ₁を演算す
る。複数シンボル間平均値演算部８２ｄは(32)式により
Ｍシンボル区間の移動平均を演算し、該移動平均をΔＰ
補正信号として出力してＶＣＯ５４ａに印加する。

【００６６】（Ｄ）変形例 (a) 変形例１ 以上より、周波数ずれがΔｆ以上（Ｐ≧１）の場合に
は、Ｐ補正信号発生部を振幅制御、相関制御の２つの方
法により構成できる。又、周波数ずれがΔｆ／２以下
（Ｐ＜１／２）の場合には、ΔＰ補正信号発生部を外積
制御、位相差演算制御の２つの方法により構成できる。
従って、第１実施例（図１１）では周波数制御信号発生
部６２を振幅制御、外積制御に基づいて構成し、第２実
施例（図１３）では、周波数制御信号発生部６２を振幅
制御、位相差演算制御に基づいて構成しているが、振
幅制御、外積制御、振幅制御、位相差演算制御、相
関制御、外積制御、相関制御、位相差演算制御の組合
せで任意に周波数制御信号発生部を構成することができ
る。

【００６７】(ｂ) 変形例２ 以上では、１シンボルを２ビットづつＮ組（ａ(k),ｂ
（k)、ｋ＝０〜N-1)に分け、各組の第１データを実数
部、第２データを虚数部として順次フーリエ逆変換部に
入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実数部、虚
数部をアナログ信号に変換し、それぞれにキャリア周波
数ｆｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果を合成してな
る位相変調波を空間に放射し、空間に放射された位相変
調信号を受信し、受信信号に前記キャリア周波数のcos
波、sin波を乗算し、それぞれの乗算結果をデジタルに
変換後フーリエ変換部に入力し、該フーリエ変換部から
出力される実数部、虚数部を前記第１データ、第２デー
タとして出力するデジタル放送受信方法について説明し
た。そして、以上ではａ(k)＝±１，ｂ(k)＝±１の４φ
位相変調の場合について説明した。しかし、ａ(k)＝±
１，ｂ(k)＝０とする２φ位相変調、ａ(k)＝±0.5、±
1.5，ｂ(k)＝±0.5、±1.5の１６ＱＡＭ変調する場合に
も本発明は適用できるものである。以上、本発明を実施
例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本
発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこ
れらを排除するものではない。

【００６８】

【発明の効果】以上本発明によれば、周波数ずれが小さ
い場合、フーリエ変換部から出力される実数部と虚数部
を成分とするベクトルを４乗したものと、１つ前のシン
ボルの対応するベクトルを４乗したものとのベクトル外
積を演算し、該ベクトル外積の位相角を１／４して得ら
れる信号を１シンボル区間加算し、加算結果を周波数制
御信号として出力し、あるいは、Ｍ個の各シンボル区間
における前記加算結果の平均値を周波数制御信号として
出力し、受信ローカル周波数を制御するようにしたから
でΔｆ／２（Δｆはサブキャリアの周波数間隔）以下の
周波数ずれを正しく補正することができる。

【００６９】更に、本発明によれば、周波数ずれが小さ
い場合、フーリエ変換部から出力される実数部と虚数部
を成分とするベクトルの位相角を４倍し、しかる後、該
位相角を１／４して得られた位相角ψ₁と１つ前のシン
ボルの対応するベクトルの位相角を４倍し、しかる後、
該位相角を１／４して得られた位相角ψ₂との位相差を
求め、該位相差を１シンボル区間にわたって加算した
値、あるいは、Ｍ個のシンボル区間における前記加算値
の平均値を用いて周波数制御信号を発生して受信ローカ
ル周波数を制御するように構成したから、Δｆ／２（Δ
ｆはサブキャリアの周波数間隔）以下の周波数ずれを正
しく補正することができる。

【００７０】又、本発明によれば、周波数ずれが大きい
場合、フーリエ変換部から出力される実数部と虚数部を
成分とするベクトルの大きさを１シンボル区間にわたっ
て加算し、加算結果が設定値となるように受信ローカル
周波数を制御して周波数ずれを小さくし、周波数ずれが
小さくなった場合には、周波数ずれが小さい場合の補正
方法により該周波数ずれを補正するように構成したか
ら、周波数ずれがΔｆ以上であっても、正しく周波数ず
れを補正でき正確な復調が可能となる。更に、本発明に
よれば、周波数ずれが大きい場合、フレームに挿入され
た既知の位相基準シンボルをフーリエ変換して得られる
実数部と虚数部を成分とするベクトルを用いて求めた第
１のベクトルと、該フーリエ変換時刻における位相基準
シンボルの既知ベクトルを用いて求めた第２のベクトル
間の相関値を演算し、該相関値が最大となるように受信
ローカル周波数を制御して周波数ずれを小さくし、周波
数ずれが小さくなった場合には、周波数ずれが小さい場
合の補正方法により該周波数ずれを補正するように構成
したから、周波数ずれがΔｆ以上であっても、正しく周
波数ずれを補正でき正確な復調が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】受信側直交周波数変換器である。

【図２】ｄ₁(k)の複素平面上でのベクトル表示例であ
る。

【図３】位相ずれΔθがある場合のベクトル説明図であ
る。

【図４】４逓倍後のベクトル説明図である。

【図５】ｄ₁′(k)とｄ₁₊₁′(k)の位相差Δθの説明図で
ある。

【図６】受信波、受信ローカル信号のスペクトラム説明
図である。

【図７】ＰΔｆの周波数ずれが存在する場合のｄ₁(k)と
周波数の関係図である。

【図８】ＤＡＢフレームの説明図である。

【図９】外積平均値演算部の構成図である。

【図１０】第１実施例における受信機の要部構成図であ
る。

【図１１】周波数制御信号発生部の構成図である。

【図１２】相関制御法に基づいたＰ補正信号発生部の構
成図である。

【図１３】第２実施例における周波数制御信号発生部の
構成図である。

【図１４】デジタルオーディオ放送の送信機の原理的構
成図である。

【図１５】周波数多重化部の機能説明図である。

【図１６】シンボル説明図である。

【図１７】デジタルオーディオ放送の受信機の原理的構
成図である。

【図１８】Ｄ(m)の説明図である。

【図１９】理想フィルタの特性図である。

【図２０】ＩＤＦＴを用いた送信機の要部構成図であ
る。

【図２１】サンプリング定理説明図である。

【図２２】ＤＦＴを用いた受信機の要部構成図である。

【図２３】直交平衡変調方式の構成図である。

【図２４】直交周波数変換方式の構成図である。

【図２５】差動符号器の説明図である。

【図２６】差動復号器の構成図である。

【図２７】送信計、受信系の構成図である。

【符号の説明】

５４・・周波数変換部 ５４ａ・・電圧可変発振器（ＶＣＯ） ５４ｃ，５４ｄ・・乗算器 ６１・・ＤＦＴ部 ６４・・周波数制御信号発生部 ７１・・Ｐ補正信号発生部 ７２・・ΔＰ補正信号発生部

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−188776（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−344172（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−236042（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−52146（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−501357（ＪＰ，Ａ) 特表 平10−508158（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H04J 11/00

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １シンボルを２ビットづつＮ組に分け、
   各組の第１データを実数部、第２データを虚数部として
   順次フーリエ逆変換部に入力し、該フーリエ逆変換部か
   ら出力される実数部、虚数部をアナログ信号に変換し、
   それぞれにキャリア周波数ｆｃのcos波、sin波（送信ロ
   ーカル信号）を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射
   し、空間に放射された信号を受信し、受信信号に前記キ
   ャリア周波数のcos波、sin波（受信ローカル信号）を乗
   算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ
   変換部に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数
   部、虚数部を前記第１データ、第２データとして出力す
   るデジタル放送受信方法において、 送信ローカル信号の周波数と受信ローカル信号の周波数
   とのずれが大きい場合、フーリエ変換部から出力される
   実数部と虚数部を成分とするベクトルの大きさを１シン
   ボル区間にわたって加算し、加算結果が設定値となるよ
   うに周波数制御信号を出力して前記周波数ずれを小さく
   し、 周波数ずれが小さくなった場合、フーリエ変換部から出
   力される実数部と虚数部を成分とするベクトルを４乗し
   たものと、１つ前のシンボルの対応するベクトルを４乗
   したものとのベクトル外積を演算し、該ベクトル外積の
   位相角を１／４して得られる信号に基づいて受信ローカ
   ル周波数を制御する周波数制御信号を出力する、 ことを特徴とするデジタル放送受信方法。
2. 【請求項２】 １シンボルを２ビットづつＮ組に分け、
   各組の第１データを実数部、第２データを虚数部として
   順次フーリエ逆変換部に入力し、該フーリエ逆変換部か
   ら出力される実数部、虚数部をアナログ信号に変換し、
   それぞれにキャリア周波数ｆｃのcos波、sin波（送信ロ
   ーカル信号）を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射
   し、空間に放射された信号を受信し、受信信号に前記キ
   ャリア周波数のcos波、sin波（受信ローカル信号）を乗
   算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ
   変換部に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数
   部、虚数部を前記第１データ、第２データとして出力す
   るデジタル放送受信方法において、 送信ローカル信号の周波数と受信ローカル信号の周波数
   とのずれが大きい場合、フーリエ変換部から出力される
   実数部と虚数部を成分とするベクトルの大きさを１シン
   ボル区間にわたって加算し、加算結果が設定値となるよ
   うに周波数制御信号を出力して前記周波数ずれを小さく
   し、 周波数ずれが小さくなった場合、フーリエ変換部から出
   力される実数部と虚数部を成分とするベクトルの位相角
   を４倍し、しかる後、該位相角を１／４して得られた位
   相角ψ₁と１つ前のシンボルの対応するベクトルの位相
   角を４倍し、しかる後、該位相角を１／４して得られた
   位相角ψ₂との位相差を求め、該位相差を１シンボル区
   間にわたって加算した値を用いて受信ローカル周波数を
   制御する周波数制御信号を出力する、 ことを特徴とするデジタル放送受信方法。
3. 【請求項３】 １シンボルを２ビットづつＮ組に分け、
   各組の第１データを実数部、第２データを虚数部として
   順次フーリエ逆変換部に入力し、該フーリエ逆変換部か
   ら出力される実数部、虚数部をアナログ信号に変換し、
   それぞれにキャリア周波数ｆｃのcos波、sin波（送信ロ
   ーカル信号）を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射
   し、空間に放射された信号を受信し、受信信号に前記キ
   ャリア周波数のcos波、sin波（受信ローカル信号）を乗
   算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ
   変換部に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数
   部、虚数部を前記第１データ、第２データとして出力す
   るデジタル放送受信方法において、 送信ローカル信号の周波数と受信ローカル信号の周波数
   とのずれが大きい場合、所定数のシンボルで構成される
   フレームに挿入された位相基準シンボルをサンプリング
   してフーリエ変換して得られるk番目と(k+1)番目の２つ
   のキャリア成分を用いて求めた第１のベクトルをR₁(k)
   とし、該フーリエ変換時刻における既知の位相基準シン
   ボルのk番目と(k+1)番目の２つのキャリア成分を用いて
   求めた第２のベクトルをＥ₁(k)とし、R₁(k−τ)とＥ
   ₁(k)間の相関値（ｋ＝１〜Ｎ:Nはキャリア数）を演算
   し、該相関値が最大となるようなτを求め、該τに応じ
   た周波数制御信号を出力して前記周波数ずれを小さく
   し、 周波数ずれが小さくなった場合、フーリエ変換部から出
   力される実数部と虚数部を成分とするベクトルを４乗し
   たものと、１つ前のシンボルの対応するベクトルを４乗
   したものとのベクトル外積を演算し、該ベクトル外積の
   位相角を１／４して得られる信号に基づいて受信ローカ
   ル周波数を制御する周波数制御信号を出力する、 ことを特徴とするデジタル放送受信方法。
4. 【請求項４】 １シンボルを２ビットづつＮ組に分け、
   各組の第１データを実数部、第２データを虚数部として
   順次フーリエ逆変換部に入力し、該フーリエ逆変換部か
   ら出力される実数部、虚数部をアナログ信号に変換し、
   それぞれにキャリア周波数ｆｃのcos波、sin波（送信ロ
   ーカル信号）を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射
   し、空間に放射された信号を受信し、受信信号に前記キ
   ャリア周波数のcos波、sin波（受信ローカル信号）を乗
   算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ
   変換部に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数
   部、虚数部を前記第１データ、第２データとして出力す
   るデジタル放送受信方法において、 送信ローカル信号の周波数と受信ローカル信号の周波数
   とのずれが大きい場合、所定数のシンボルで構成される
   フレームに挿入された位相基準シンボルをサンプリング
   してフーリエ変換して得られるk番目と(k+1)番目の２つ
   のキャリア成分を用いて求めた第１のベクトルをR₁(k)
   とし、該フーリエ変換時刻における既知の位相基準シン
   ボルのk番目と(k+1)番目の２つのキャリア成分を用いて
   求めた第２のベクトルをＥ₁(k)とし、R₁(k−τ)とＥ
   ₁(k)間の相関値（ｋ＝１〜Ｎ:Nはキャリア数）を演算
   し、該相関値が最大となるようなτを求め、該τに応じ
   た周波数制御信号を出力して前記周波数ずれを小さく
   し、 周波数ずれが小さくなった場合、フーリエ変換部から出
   力される実数部と虚数部を成分とするベクトルの位相角
   を４倍し、しかる後、該位相角を１／４して得られた位
   相角ψ₁と１つ前のシンボルの対応するベクトルの位相
   角を４倍し、しかる後、該位相角を１／４して得られた
   位相角ψ₂との位相差を求め、該位相差を１シンボル区
   間にわたって加算した値を用いて受信ローカル周波数を
   制御する周波数制御信号を出力する、 ことを特徴とするデジタル放送受信方法。