JP3364339B2 - デジタル放送における受信装置の同期方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はデジタル放送における受
信装置の同期方法に係わり、特に音声信号をデジタル化
し、該デジタルデータを位相変調して空間に放射し、受
信機で放射信号を受信復調するデジタル放送における受
信装置の同期方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】音声信号をデジタル化して直列データと
し、該直列データを例えば２ビットづつ分け、各２ビッ
トの１、０の組合せでそれぞれ周波数が異なるＮ個のキ
ャリアを４相ＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重し
て送信局より送出し、受信機で該周波数多重された位相
変調信号を受信、復調して音声出力するデジタルオーデ
ィオ放送（ＤＡＢ：Degital Audio Broadcast)が提案さ
れ欧州等において実用化に向けて検討されている。

【０００３】このＤＡＢ方式は、選択性フェージングの
影響を少なくするために、情報をパラレルに分けて多数
のキャリアを用いて変調を行ない（周波数インターリー
ブ）、いずれかのキャリアがフェージングを受けても全
体として影響を少なくする方法であり、基本的に周波数
分割多重（ＦＤＭ：Frequency Division Multiplex)方
式である。ところで、単なるＦＤＭの場合にはスペクト
ラムのオーバラップを避けるためにキャリアの間隔を十
分に取らなければならなくなり、周波数利用効率があま
り良くない。そこで、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency
Division Multiplex)方式が提案されている。このＯＦ
ＤＭの場合は各キャリアが直交条件を満たすように配置
され、スペクトラムのオーバラップを許しており周波数
利用効率が良い上に、変調器、復調器でＩＤＦＴ（Inve
rse Discrete Fourier Transform:離散フーリエ逆変
換)、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform:離散フーリ
エ変換)操作を利用することができハードウェアを非常
に簡素化できる利点がある。

【０００４】(a) ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディ
オ放送の原理 図８はデジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成図
である。１は伝送速度ｆs（＝２／Δｔ）で入力される
直列データｄ(n)（ａ(0)，ｂ(0)，ａ(1)，ｂ(1)，・・
・）を２Ｎビットの並列データに変換するシリアルパラ
レル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２₀〜２_N-1はＮ個のキャ
リア乗算部で、２×Ｎビットの並列データを２ビットづ
つのＮ組ａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・・・；ａ(N-
1)，ｂ(N-1)に分け、各組の第１ビットａ(0)，ａ(1)，
・・ａ(N-1)に周波数がｆ₀〜ｆ_N-1のキャリア（cosω
_nt)を乗算し、第２ビットｂ(0)，ｂ(1)，・・ｂ(N-1)に
周波数ｆ₀〜ｆ_N-1のキャリア（−sinω_nt)を乗算するも
の、３は各組のキャリア乗算部の出力信号ａ(n)cosω
_nt，−ｂ(n)sinω_nt（ｎ＝０〜N-1)を合成すると共に周
波数多重して信号Ｄ(t)を送出する周波数多重化部（Ｍ
ＵＸ）である。

【０００５】周波数多重化部３で各組のキャリア乗算部
の出力信号を合成することにより、各組の２ビットの
１，０の組合せでそれぞれ周波数ｆ₀〜ｆ_N-1のキャリア
を４相ＰＳＫ変調したことになり、周波数多重化部３の
出力Ｄ(t)は Ｄ(t)＝Σ｛ａ(n)cosω_nt−ｂ(n)sinω_nt｝ (ｎ＝0〜N-
1） となる。尚、各キャリアの周波数間隔をΔｆとすれば、
(n+1)番目のキャリア周波数ｆnは ｆn＝ｆ₀＋ｎΔｆ となり、２ビットデータの伝送時間をΔｔ（伝送速度ｆ
s＝２／Δｔ）とすれば、周波数間隔Δfは Δｆ＝１／ＮΔｔ となる。

【０００６】図９は周波数多重化部３の機能説明図であ
り、Δｆ間隔のＮ個の各キャリアｆ ₀〜ｆ_N-1を２ビット
づつのＮ組のデータａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・・
・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)で４φＰＳＫ変調し、各変調信号
を周波数多重して伝送する。図１０はシンボルの説明図
であり、２×Ｎビットで１シンボルが構成され、１シン
ボルの時間長をＴsとすれば、 Ｔs＝ＮΔｔ Δｆ＝１／Ｔs となる。１シンボル（２×Ｎビット）毎に上記４φＰＳ
Ｋ変調及び変調信号の周波数多重が行なわれて周波数多
重信号Ｄ(t)が順次送信される。

【０００７】図１１はデジタルオーディオ放送の受信機
の原理的構成図である。４₀〜４_N-1はＮ個のキャリア乗
算部で、受信信号Ｄ(t)に周波数ｆ₀〜ｆ_N-1のキャリア
（cosω_nt,−sinω_nt,ｎ＝0〜N-1)をそれぞれ乗算する
もの、５₀〜５_N-1は各乗算部の出力を積分してデータを
復調する積分器、６は２×Ｎビットの並列データを直列
データに変換するパラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換
器）である。各積分器５₀〜５_N-1は入力信号Ｄ(t)に対
して次式

【数１】 の演算を行なって、データａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ
(1)；・・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)を復調する。

【０００８】(b) ＤＦＴを用いたＯＦＤＭ変復調方式 ところで、ＯＦＤＭのベースバンド信号Ｄ(t)を発生す
るためにはＮ個の４φＰＳＫ変調器が必要になり、又、
復調するにもＮ個の４φＰＳＫ復調器が必要になる。Ｎ
が大きくなると（実際に欧州のＤＡＢ方式ではＮ＝１９
２（モード１）、Ｎ＝３８４（モード２）、Ｎ＝１５３
６（モード３）が提案されている）実用的でない。そこ
で、次にＤＦＴを用いて変復調を簡単に行なう方法につ
いて説明する。

【０００９】(b-1) 変調部の構成 ＯＦＤＭのベースバンド信号は

【数２】 と表される。ｄ(k)＝ａ(k)＋ｊｂ(k)とすれば、(1)式は

【数３】 と表わされる。ここで、＊は複素数を意味し、Ｒ[ ］は
[ ]の実数部を表わす。

【００１０】

【数４】 であるから、(3)式よりＤ(t)は(2)式で表わされること
は明らかである。(2)式において、ｔ＝ｍΔｔとする
と、

【数５】 となる。ここで、Ｄ(m)はｄ(k)のＩＤＦＴ（離散フーリ
エ逆変換）の実数部になっていることに注目されたい。
Ｄ(m)をΔｔ毎にＤ(0)，Ｄ(1)，・・・Ｄ(N-1)として出
力すると図１２に示すようになる。この信号は(2)式を
Δt毎にサンプリングしたものに他ならない。従って、
図１３(a)に示す周波数特性と図１３(b)に示すインパル
ス特性を備えた理想フィルタを通すと(2)式と同じもの
が得られる。

【００１１】以上のことから、変調器としては入力デー
タｄ(k)(複素)をＩＤＦＴして、その実数部Ｄ(0)からＤ
(N-1)までをΔt毎に出力し、理想フィルタを通せば変調
波(ベースバンド信号)が得られることになる。図１４は
かかる点に着目して構成した送信機の要部構成図であ
る。１１は２ビットづつのＮ組のデータａ(k)，ｂ(k)(k
＝0〜N)で複素表現した入力データｄ(k)に離散フーリエ
逆変換を施すＩＤＦＴ部、１２ａはＩＤＦＴ部から出力
される実数部をアナログに変換するＤＡ変換器、１３ａ
は理想フィルタ、１４ａは理想フィルタ出力Ｄ(t)にcos
ω_cｔを乗算して周波数変換する乗算部である。

【００１２】(b-2) 復調部の構成 受信周波数変換においてＤ(t)のみが得られた場合、２
Ｎ点のサンプリングをしなければ原情報を取り出すこと
ができない。これは、Ｄ(t)がＮ点ＩＤＦＴの実数部だ
けになっているためである。又、図１５(a),(b)に示す
ようにサンプリング定理からも明らかである。サンプリ
ング定理によれば帯域N・Δfの信号は１／２・Ｎ・Δｆ
の周波数でサンプリングしなければならない。 １／２・Ｎ・Δｆ＝Δｔ／２ であるから、Δｔ間隔でなくΔｔ／２間隔でサンプリン
グしなければならない。このため、Ｔs区間(Ｎ・Δｔ）
において２Ｎ点のサンプリングが必要になる。しかし、
実数部Ｄ(t)と虚数部Ｉ(t)が得られた場合は次に示すよ
うにＮ点のサンプリングで原信号を取り出すことができ
る。受信周波数変換後の複素ベースバンド信号を(5)式
に示す。

【００１３】

【数６】 右辺実数部、虚数部はそれぞれ伝送路、雑音によってＤ
(t)，Ｉ(t)が変形したもので、理想的な伝送路ではＤ
(t)，Ｉ(t)に等しくなる。

【００１４】

【数７】 (6)式をｍΔｔ（ｍ＝0,1,2,・・・N-1）でサンプリングす
れば、

【数８】 とすれば、(7)式は

【数９】 従って、ｄ(k)は(8)式のＤＦＴで次のように得られる。

【００１５】

【数１０】 これより原信号ｄ(k)の推定値が得られる。尚、参考ま
でにＤＦＴ，ＩＤＦＴの関係式は以下のようになる。

【００１６】

【数１１】 以上から、受信信号Ｓ(t)を周波数変換して得られた複
素ベースバンド信号をローパスフィルタを介してデジタ
ルに変換し、ＤＦＴ部でＤＦＴを施せば原信号ｄ(k)の
推定値が得られる。図１６はかかる点に着目して構成し
た受信機の要部構成図であり、１５は周波数変換部、１
６ａ，１６ｂはローパスフィルタ、１７ａ，１７ｂはＡ
Ｄ変換器、１８はＤＦＴ部である。

【００１７】(c) 送信側周波数変換 Ｄ(t），Ｉ(t）を用いた直交平衡変調方式は図１７に示
すように、ＳＳＢ方式に用いられる周波数変換方式と同
じである。図中１１はＩＤＦＴ部、１２ａ，１２ｂはＡ
Ｄ変換器、１３ａ，１３ｂはローパスフィルタ、１４は
周波数変換部であり、cosω_ct，sinω_ctを乗算する乗算
器１４ａ，１４ｂ及び乗算器出力を合成して出力するハ
イブリッド回路１４ｃで構成されている。

【００１８】周波数変換部１４の出力信号Ｓ(t)は

【数１２】 となり、下側波帯を含まない。従って、両側波帯方式に
比べ、帯域は１／２になり、伝送効率が向上する。

【００１９】(d) 受信側周波数変換方式 図１８はcosω_ct，sinω_ctによる直交周波数変換部の構
成図である。１５ａは受信信号ｓ(t)（(11)式参照)に次
式で示す雑音信号ｎ(t) ｎ(t)=ｎ_c(k)cos2π（ｆ_c+ｆ_k）ｔ-ｎ_s(k)sin2π（ｆ_c+
ｆ_k）ｔ を加算して信号ｒ(t)を出力する加算器（実際には存在
しない）、１５ｂはバンドパスフィルタ、１５ｃ，１５
ｄはバンドパスフィルタ出力にcosω_ct，−sinω _ctを乗
算する乗算部である。振幅減衰や雑音がなく、しかも位
相遅れの無い理想的な伝送路では、ｒ(t)＝ｓ(t)とな
る。以下では、ｒ(t)＝ｓ(t)として説明する。この直交
周波数変換部の出力信号Ｄ′(t)，Ｉ′(t)はそれぞれ次
式

【数１３】 により表現される。尚、(12)，(13)式において２ｆ_cの
項は無視している。この(12)，(13)式は送信側複素ベー
スバンド信号を表わす(3)式の実数部と虚数部にそれぞ
れ一致している。従って、前に述べたようにＮ点サンプ
リングＤＦＴ演算することにより現信号を取り出すこと
ができる。

【００２０】(e) 差動符号化 (d)において、受信側周波数変換方式について説明した
が、ＯＦＤＭ方式において送信ローカル周波数ω_cに同
期した受信ローカル周波数を作り出すことは非常に困難
である。又、受信ローカル周波数に周波数誤差があった
場合（非同期の場合）、復調ベクトルの回転という結果
になり絶対位相による復調は困難である。そのため、送
信側で絶対位相で情報を表わす代わりに位相回転の大き
さで情報を表わすようにする。このことを差動符号化と
いい、若干の周波数誤差があっても復調が可能となる。

【００２１】(e-1) 差動符号器 図１９は送信側差動符号器の説明図であり、差動符号器
２１の論理式は

【数１４】 である。差動符号器２１は

【数１５】 で複素表現されたデータＤ_l(k)を上記論理式でｄ_l(k)に
変換するものである。

【００２２】差動符号は、 (1) [Ａ_l(k),Ｂ_l(k)］＝（１，１）の場合、

【数１６】 となり、(14)式に代入すると

【数１７】 となり、位相変化しない。

【００２３】(2) [Ａ_l(k),Ｂ_l(k)］＝（-１，-１）の場
合は

【数１８】 となり、位相反転、すなわち、πシフトする。

【００２４】(3) [Ａ_l(k),Ｂ_l(k)］＝（１，-１）の場
合は

【数１９】 となり時計方向にπ／２シフトする。

【００２５】(4) [Ａ_l(k),Ｂ_l(k)］＝（-１，１）の場
合は

【数２０】 となり反時計方向にπ／２シフトする。

【００２６】(e-2) 差動復号器 (14)式より、次式

【数２１】 が得られる。差動復号器２２は図２０に示すようにデー
タｄ_l(k)を(15)式の論理式に従ってＤ_l(k)に変換するも
のである。従って、差動符号器の前記(1)〜(4)に対応し
て以下の(1)〜(4)の差動復号結果を出力する。

【００２７】

【数２２】

【００２８】(f) 送信系、受信系のブロック 以上より、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送
における送信系及び受信系は図２１(a),(b)に示す構成
となる。尚、送信系の周波数変換部１４において、１４
ｄは周波数ｆ_cのcos信号(cosω_ct)を出力する発振器、
１４ｅは該cos信号を−９０⁰移相して-sinω_ctを出力す
る移相器である。又、受信系の周波数変換部１５におい
て、１５ｅは周波数ｆ_cのcos信号(cosω_ct)を出力する
発振器、１５ｆは該cos信号を−９０⁰移相して-sinω_ct
を出力する移相器である。送信系のcos波、sin波(キャ
リア)を送信ローカル信号、受信系のcos波、sin波を受
信ローカル信号という。送信側では、既知の位相基準シ
ンボルとＭ個のデータシンボルとでＤＡＢフレームを構
成し、各シンボルを２ビットづつＮ組に分け、各組の第
１データを実数部、第２データを虚数部として差動符号
化し、差動符号の実数部、虚数部を順次フーリエ逆変換
部１１に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実
数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれに送信
ローカル周波数ｆｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果
を合成して空間に放射する。

【００２９】受信側では、空間に放射された信号を受信
し、受信信号に受信ローカル周波数のcos波、sin波を乗
算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ
変換部１８に入力し、該フーリエ変換部から出力される
実数部、虚数部を差動復号化して原データである第１デ
ータ、第２データとして順次出力する。フーリエ変換部
１８はＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングに基づい
てフーリエ変換処理を実行する。すなわち、図示しない
ウインドウ信号発生部がフレーム間に設けられたヌル信
号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミ
ングであるＤＦＴウインドウ信号を出力し、フーリエ変
換部１８はこのＤＦＴウインドウ信号の発生タイミング
に基づいてフーリエ変換を実行する。

【００３０】図２２はＤＡＢフレーム、ウインドウ信号
の説明図である。ＤＡＢフレームの先頭部分は同期チャ
ネルと称され、ヌル信号部分ＮＵＬＬと位相基準シンボ
ル部分ＰＲＳとで構成され、ヌル信号部分ＮＵＬＬの後
にはマルチパスの影響を軽減するために62μsのガード
インターバルＧＩＴが設けられている。同期チャネルの
後には所定数（＝ｍ）のシンボルが配列される。

【００３１】ヌル信号部分ＮＵＬＬはフレームの先頭を
エンベロープ検波により見つけるために設けられてい
る。位相基準シンボル部分ＰＲＳは差動復号のためのリ
ファレンス信号であり、毎フレーム固定の固有パターン
（既知）が送られて来る。ＰＲＳウインドウはヌル信号
部分ＮＵＬＬを検出し、それを基準に所定の時間位置に
設けられたウインドウであり、ＤＦＴウインドウはシン
ボル毎のＤＦＴ演算のタイミングを示すものである。

【００３２】

【発明が解決しようとする課題】以上のＯＦＤＭ方式に
よるデジタルオーディオ放送方式において、実際の受信
シンボル位置でＰＲＳウインドウやＤＦＴウインドウを
発生しないと、正確な復調ができなくなる。前述のよう
に、従来はヌル信号部分をエンベロープ検波により検出
し、該ヌル信号検出によりＰＲＳウインドウやＤＦＴウ
インドウを発生するものであった。しかし、雑音や伝送
路の伝送特性を含む実際の系においては検出位置がフレ
ーム毎にずれて来る場合がある。かかる場合に、ヌル検
出信号をフレーム同期用の信号として直接的に使用する
とシンボル位置とＤＦＴウインドウ位置がずれて正確な
復調ができなくなる。以上から、本発明の第１の目的
は、実際のシンボル位置で正確にＤＦＴウインドウを発
生することができる受信装置の同期方法を提供すること
である。本発明の第２の目的は、雑音、伝送路の影響で
ヌル検出位置がフレーム毎にずれ、実際のシンボル位置
とＤＦＴウインドウ位置がずれても、これらの位置を一
致するように補正できる受信装置の同期方法を提供する
ことである。

【００３３】

【課題を解決するための手段】上記課題は、本発明によ
れば、フレーム間に設けられたヌル信号部分を検出して
各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴ
ウインドウ信号を出力する手段、ＤＦＴウインドウ信号
の発生タイミングに基づいて各シンボルを構成するデー
タに対してフーリエ変換処理を施すフーリエ変換部、位
相基準シンボルにフーリエ変換して得られる実数部と虚
数部で構成されるベクトルを取り込む手段、連続して得
られる２つのベクトルの比とこれら２つのベクトルに対
応する位相基準シンボルの２つの既知ベクトルを用い
て、実際のシンボル位置とＤＦＴウインドウ位置間の偏
差を求める手段、該偏差に基づいてＤＦＴウインドウ信
号の発生タイミングを制御する手段を備えた受信装置に
より達成される。

【００３４】

【作用】フレーム間に設けられたヌル信号部分を検出し
て各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦ
Ｔウインドウ信号を出力し、該ＤＦＴウインドウ信号の
発生タイミングに基づいて位相基準シンボルをフーリエ
変換して得られる実数部と虚数部を成分とするベクトル
を取り込み、連続して得られる２つのベクトルの比とこ
れら２つのベクトルに対応する位相基準シンボルの２つ
の既知ベクトルを用いて、実際のシンボル位置とＤＦＴ
ウインドウ位置間の偏差を求め、該偏差に基づいてＤＦ
Ｔウインドウ信号の発生タイミングを制御する。例え
ば、フーリエ変換により連続して得られたベクトルを
ｄ′(k),ｄ′(k+1)、既知のベクトルをｄ(k),ｄ(k+1)と
するとき、 ｄ′(k+1)・ｄ(k)／ｄ′(k)・ｄ(k+1) を演
算し、演算結果の１シンボル区間における平均値を偏差
とし、該偏差に基づいてＤＦＴウインドウ発生タイミン
グを制御する。あるいは、複数のシンボルにおける前記
偏差の平均値に基づいてＤＦＴウインドウ信号の発生タ
イミングを制御する。以上のようにすれば、実際のシン
ボル位置で正確にＤＦＴウインドウを発生することがで
きる。又、実際のシンボル位置とＤＦＴウインドウ位置
がずれても、これらの位置を一致するように補正するこ
とができる。

【００３５】

【実施例】

(Ａ) 本発明の原理 (a) 伝送路とガウス雑音を考慮したＤＦＴ出力 送信局から受信装置までに信号が到来する間、送信信号
はその振幅を減衰し、位相遅れを生じる。伝送路の振幅
特性をρ(k)、位相特性をψ(k)とすれば、伝送路４１は
図１に示すように表現できる。図２(a),(b)はそれぞれ
振幅特性、位相特性図である。

【００３６】送信信号ｓ(t)は

【数２３】 である。ここで、振幅特性、位相特性を 振幅特性：ρ（ｆc＋ｆk)＝ρ(k) 位相特性：φ（ｆc＋ｆk)＝φ(k) とし、雑音信号ｎ(t)を ｎ(t)=ｎ_c(k)cos2π（ｆ_c+ｆ_k）ｔ-ｎ_s(k)sin2π（ｆ_c+
ｆ_k）ｔ とすれば、信号ｒ(t)は

【数２４】 となる。

【００３７】又、受信ローカル周波数に位相ずれΔθが
生じているものとすると、図３に示すように周波数変換
部の各乗算部１５ｃ，１５ｄにはcos波としてcos(2πfc
t+Δθ)が加えられ、sin波として-sin(2πfct+Δθ)が
加えられる。このため、各乗算部出力は以下のようにな
る。

【００３８】

【数２５】 ここで、

【数２６】 とすると、

【数２７】 となる。

【００３９】なぜならば、

【数２８】 であるからである。(20)式をｍΔｔでサンプリングすれ
ば、

【数２９】 となる。

【００４０】これをＤＦＴすると、

【数３０】 となる。すなわち、ｄ(k)でなく、（Ｈk・ｄ(k)+Ｎk）・e
xp(-jΔθ)が得られる。図４は(24)式のベクトルを複素
平面上に表示したものであり、(a)はＨk＝１（伝送特性
がフラット）で雑音Ｎkがなく、しかもΔθ＝０の場合
である。(b)はＨk≠１、Δθ≠０、Ｎk≠０の場合であ
る。

【００４１】(b) ＰＲＳ部分を利用したフレーム同期 ＤＡＢフレームの先頭には、図２２において示すよう
に、位相基準シンボルＰＲＳが配置され、ＤＡＢフレー
ム間にはヌル信号部分ＮＵＬＬが設けられている。位相
基準シンボルＰＲＳは差動復号のためのリファレンス信
号であり、毎フレーム固定の固有パターン（既知）であ
る。したがって、まずヌル信号部分を検出し、それを基
準に位相基準シンボルＰＲＳ部分に相当すると思われる
時間位置にＤＦＴウインドウ（ＰＲＳウインドウ）を設
定する。そして、その中を時間サンプリングしてＤＦＴ
を行ない、既知のＰＲＳパターンとの相関を取り、相関
があれば、すなわち、なんらかの時間情報が得られるな
らば、ＤＦＴウインドウは位相基準シンボルＰＲＳの位
置と一致しているとみなすことができる。しかし、時間
情報を得ることができなければＤＦＴウインドウは位相
基準シンボルＰＲＳの位置と一致しておらず、ＤＦＴウ
インドウ位置を補正する必要がある。

【００４２】図５は位相基準シンボルＰＲＳを利用した
本発明のフレーム同期制御の原理説明図である。ヌル検
出信号ＮＤＴに基づいてＰＲＳ ＤＦＴ用ウインドウを
設定する。この場合、ウインドウ位置は実際の位相基準
シンボルＰＲＳの位置よりもτ₁だけタイミングが早く
なっている。時間軸でウインドウの先端をｔ＝０とすれ
ば、(20)式より

【数３１】 となる。

【００４３】上式をｍΔｔでサンプリングすれば

【数３２】 τ₁＝ＰΔｔとすれば（Δｔはサンプリング時間）、

【数３３】 となる。

【００４４】(26)式をＤＦＴすれば、

【数３４】 ここで、連続するｋ，ｋ＋１において(27)式の比Ｒ(k)
を求めると、次式

【数３５】 となる。

【００４５】Ｈ_K+1≒Ｈ_kであるから（Δｆ離れの伝送特
性だから殆ど同じと仮定できる）

【数３６】 となる。

【００４６】Ｅ(k)について、ｋ＝0,・・・,N-1まで求め、
その平均ψ_lを演算すると

【数３７】 が得られる。但し、Ｎkはガウス雑音、Ｈkは伝送路特性
を表わすベクトル、ｄ(k)のベクトル長は√2である。Ｎ
kの平均値は零であるから(31)式は

【数３８】 となる。

【００４７】(32)式において、ψ,ＮよりＰの値を容易
に求めることができる。このＰが正であれば、ＤＦＴウ
インドウの発生タイミングを遅らせ、負であれば発生タ
イミングを早める方向に制御する。又、制御電圧は｜Ｐ
｜に比例して発生する。このＰの値は毎フレームの位相
基準シンボルＰＲＳ部分で得られるから、一般にＭフレ
ームに渡って移動平均

【数３９】 をとり、該平均値でＤＦＴウインドウの発生位置を制御
する。

【００４８】(c) 要約 以上、要約すれば、 フレーム間に設けられたヌル信号部分を検出して各シ
ンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウイ
ンドウ信号を出力する。 ついで、このＤＦＴウインドウ信号の発生タイミング
に基づいて位相基準シンボルＰＲＳ部分をフーリエ変換
して得られる実数部と虚数部を成分とするベクトルを求
める。 しかる後、連続して得られる２つのベクトルの比Ｒ
(k)を(28)式に基づいて計算する。

【００４９】ついで、該比Ｒ(k)と前記連続する２つ
のベクトルに対応する位相基準シンボルの２つの既知ベ
クトルとを用いて(30)式によりＥ(k)を演算する。 このＥ(k)の１シンボル区間における平均値を(31)式
により演算してψ_lを求める。 上記ψ_lを用いて(32)式より、位相基準シンボルＰＲ
Ｓの実際の位置とＤＦＴウインドウ位置間の偏差Ｐを求
め、該偏差が零となるようにＤＦＴウインドウ信号の発
生タイミングを制御する。尚、複数個（＝Ｍ）のシンボ
ルにおける前記偏差の平均値を(33)式に基づいて計算
し、該平均値でＤＦＴウインドウ信号の発生タイミング
を制御するようにもできる。

【００５０】（Ｂ）本発明の実施例 (a) 構成 図６は本発明の第１実施例における受信機の要部構成図
である。図中、５１はアンテナ、５２はキャリア周波数
成分を通過するバンドパスフィルタ、５３はＡＧＣ用の
ゲイン可変アンプ、５４は周波数変換部であり、５４ａ
は周波数ｆcの受信ローカル信号を発生するＶＣＯ、５
４ｂは−９０⁰移相器、５４ｃは受信信号に受信ローカ
ル周波数ｆcのcos波を乗算する乗算器、５４ｃは受信信
号に受信ローカル周波数ｆcの-sin波を乗算する乗算器
である。５５ａ，５５ｂはＡＤ変換器、５７は受信電力
演算部であり、ＡＧＣ制御を行なうと共に、ＤＡＢフレ
ーム間のヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを
出力するもの、５８はＤＡ変換器である。６１はＡＤ変
換器５５ａ，５５ｂから出力される実数部、虚数部を入
力されて離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ）を行なうＤＦ
Ｔ部、６２はＤＦＴウインドウ信号発生部であり、ＤＦ
Ｔ出力に基づいてＤＦＴウインドウ位置を制御してＤＦ
Ｔウインドウ信号ＤＷＳを出力する。６３は送信ローカ
ル周波数と受信ローカル周波数が一致するように周波数
制御信号を出力する周波数制御信号発生部、６４は差動
符号化された複素データを原データに復号する差動復号
器である。

【００５１】図７はＤＦＴウインドウ信号発生部の構成
図である。６２ａはＰＲＳ検出部であり、ＰＲＳウイン
ドウ信号発生時のＤＦＴ部６１の出力（フーリエ変換し
て得られる実数部と虚数部を成分とするベクトルｄ′
(k)）を取り込むものである。６２ｂはＰＲＳシンボル
の連続して得られる２つのベクトルｄ′(k)，ｄ′(k+1)
の比Ｒ(k)を(28)式に基づいて計算するベクトル比演算
部、６２ｃは既知の位相基準シンボルＰＲＳのパターン
を記憶する既知ＰＲＳ記憶部、６２ｄは前記連続する２
つのベクトルと対応する位相基準シンボルの２つの既知
ベクトルと比Ｒ(k)を用いて(30)式によりＥ(k)を演算す
るＥ(k)演算部、６２ｅはＥ(k)の１シンボル区間におけ
る平均値ψ_lを(31)式により演算するＰＲＳ１シンボル
間平均値演算部、６２ｆはＰＲＳ Ｍシンボル間平均値
演算部であり、上記ψ_lを用いて(32)式により、位相基
準シンボルＰＲＳの実際の位置とＤＦＴウインドウ位置
間の偏差Ｐを求め、該偏差のＭシンボル区間における平
均値を(33)式に基づいて計算する。

【００５２】６２ｇは電圧制御発振器（ＶＣＯ），６２
ｈはヌル検出信号ＮＤＴの発生により計数値をリセット
されると共に、ＶＣＯから出力されるパルスを計数する
フレームカウンタ、６２ｉはフレームカウンタ制御信号
発生部であり、ヌル検出信号ＮＤＴの発生によりカウン
タリセット信号ＲＳＴを出力すると共に、偏差の平均値
Ｐmeanに基づいてＶＣＯの発振周波数を制御する発振周
波数制御電圧ＦＣＶを出力する。すなわち、偏差Ｐmean
（＝τ₁／Δｔ）が正の場合（進んでいる場合）には、
発振周波数を減少させるように制御電圧ＦＣＶを出力
し、偏差Ｐmeanが負の場合（遅れている場合）には発振
周波数を増加させるように制御電圧ＦＣＶを出力する。
６２ｊはリセット直前のフレームカウンタ６２ｈの計数
値に基づいてＤＦＴウインドウ信号ＤＷＳの発生タイミ
ングを制御するものである。

【００５３】(b) 動作 ＰＲＳ検出部６２ａはＰＲＳウインドウ信号発生時のＤ
ＦＴ部６１の出力ベクトルｄ′(k)を取り込み、ベクト
ル比演算部６２ｂはＰＲＳシンボルの連続して得られる
２つのベクトルｄ′(k)，ｄ′(k+1)の比Ｒ(k)を(28)式
に基づいて計算する。Ｅ(k)演算部６２ｄは前記連続す
る２つのベクトルの比Ｒ(k)とこれら２つのベクトルに
対応する位相基準シンボルの２つの既知ベクトルとを用
いて(30)式によりＥ(k)を演算し、ＰＲＳ１シンボル間
平均値演算部６２ｅはＥ(k)の１シンボル区間における
平均値ψ_lを(31)式により演算する。ＰＲＳ Ｍシンボル
間平均値演算部６２ｆは上記ψ_lを用いて(32)式によ
り、位相基準シンボルＰＲＳの実際の位置とＤＦＴウイ
ンドウ位置間の偏差Ｐを求め、該偏差のＭシンボル区間
における平均値Ｐmeanを(33)式に基づいて計算する。

【００５４】フレームカウンタ制御信号発生部６２ｉは
ヌル検出信号ＮＤＴの発生によりカウンタリセット信号
ＲＳＴを出力してフレームカウンタ６２ｈの計数値をリ
セットすると共に、偏差の平均値Ｐmeanに基づいてＶＣ
Ｏ６２ｇの発振周波数制御電圧ＦＣＶを出力する。すな
わち、偏差Ｐmeanが正の場合（ＤＦＴウインドウ位置が
進んでいる場合）には、発振周波数を減少させるように
制御電圧ＦＣＶを出力し、偏差Ｐmeanが負の場合（ＤＦ
Ｔウインドウ位置が遅れている場合）には発振周波数を
増加させるように制御電圧ＦＣＶを出力する。

【００５５】電圧制御発振器（ＶＣＯ）６２ｇは発振周
波数制御電圧ＦＣＶの値に基づいて発振周波数を増減
し、フレームカウンタ６２ｈはヌル検出信号ＮＤＴの発
生により計数値をリセットすると共に、ＶＣＯ６２ｇか
ら出力されるパルスを計数する。ＶＣＯの発振周波数が
高いほど１フレームの間に計数するフレームカウンタ６
２ｈの計数値は大きくなる。デコーダ６２ｊはリセット
直前のフレームカウンタ６２ｈの計数値に基づいてＤＦ
Ｔウインドウ位置（ＤＦＴウインドウ信号ＤＷＳの発生
タイミング）を制御する。すなわち、ＤＦＴウインドウ
信号ＤＷＳの発生タイミングが遅れている場合には、Ｖ
ＣＯ６２ｇの発振周波数が高くなりフレームカウンタ６
２ｈの計数値が増加する。この結果、デコーダ６２ｊは
ＤＦＴウインドウ信号ＤＷＳの発生タイミングを進ま
せ、ＤＦＴウインドウ位置とシンボル位置を一致させ
る。また、ＤＦＴウインドウ信号ＤＷＳの発生タイミン
グが進んでいる場合には、ＶＣＯ６２ｇの発振周波数が
低くなりフレームカウンタ６２ｈの計数値が減少する。
この結果、デコーダ６２ｊはＤＦＴウインドウ信号ＤＷ
Ｓの発生タイミングを遅らせ、ＤＦＴウインドウ位置と
シンボル位置を一致させる。以上により、ＤＦＴウイン
ドウ位置が実際のシンボル位置と一致するようになり、
正確なデータ復調が可能となる。以上、本発明を実施例
により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発
明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれ
らを排除するものではない。

【００５６】

【発明の効果】以上本発明によれば、フレーム間に設け
られたヌル信号部分を検出して各シンボルのフーリエ変
換実行タイミングであるＤＦＴウインドウ信号を出力
し、該ＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングに基づい
て位相基準シンボルをフーリエ変換して得られる実数部
と虚数部を成分とするベクトルを取り込み、連続して得
られる２つのベクトルの比と該２つのベクトルに対応す
る位相基準シンボルの２つの既知ベクトルを用いて、実
際のシンボル位置とＤＦＴウインドウ位置間の偏差を求
め、該偏差に基づいてＤＦＴウインドウ信号の発生タイ
ミングを制御するように構成したから、実際のシンボル
位置で正確にＤＦＴウインドウを発生することができ
る。又、実際のシンボル位置とＤＦＴウインドウ位置が
ずれてもこれらの位置が一致するようにＤＦＴ位置を補
正することができる。

【００５７】又、本発明によれば、フーリエ変換により
連続して得られたベクトルをｄ′(k),ｄ′(k+1)、既知
のベクトルをｄ(k),ｄ(k+1)とするとき、次式 ｄ′(k+1)・ｄ(k)／ｄ′(k)・ｄ(k+1) を演算し、演算結果の１シンボル区間における平均値に
基づいて偏差を求めるようにしたから、正しく偏差を求
めることができ、実際のシンボル位置で正確にＤＦＴウ
インドウを発生することができる。更に、本発明によれ
ば、複数のシンボルにおける偏差の平均値に基づいてＤ
ＦＴウインドウ信号の発生タイミングを制御するように
したから、偏差が変動しても平均化され安定したＤＦＴ
ウインドウの位置制御ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】伝送路の説明図である。

【図２】伝送路の特性説明図である。

【図３】周波数遅れがある場合の周波数変換部の構成図
である。

【図４】ＤＦＴ出力のベクトル表示説明図である。

【図５】位相基準シンボルを用いた本発明のフレーム同
期制御の原理説明図である。

【図６】図６は本発明における受信機の要部構成図であ
る。

【図７】ＤＦＴウインドウ位置制御信号発生部の構成図
である。

【図８】デジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成
図である。

【図９】周波数多重化部の機能説明図である。

【図１０】シンボル説明図である。

【図１１】デジタルオーディオ放送の受信機の原理的構
成図である。

【図１２】Ｄ(m)の説明図である。

【図１３】理想フィルタの特性図である。

【図１４】ＩＤＦＴを用いた送信機の要部構成図であ
る。

【図１５】サンプリング定理説明図である。

【図１６】ＤＦＴを用いた受信機の要部構成図である。

【図１７】直交平衡変調方式の構成図である。

【図１８】直交周波数変換方式の構成図である。

【図１９】差動符号器の説明図である。

【図２０】差動復号器の構成図である。

【図２１】送信系、受信系の構成図である。

【図２２】ＤＡＢフレームの説明図である。

【符号の説明】

６１・・ＤＦＴ部 ６２・・ＤＦＴウインドウ信号発生部 ６３・・周波数制御信号発生部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−219021（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−321762（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−46217（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−505377（ＪＰ，Ａ) 特表 平５−504037（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/22 H04J 11/00

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １つの既知の位相基準シンボルとＭ個の
   データシンボルとでフレームを構成し、１シンボルを２
   ビットづつＮ組に分け、各組の第１データを実数部、第
   ２データを虚数部として順次フーリエ逆変換部に入力
   し、該フーリエ逆変換部から出力される実数部、虚数部
   をアナログ信号に変換し、それぞれにキャリア周波数ｆ
   ｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果を合成して空間に
   放射し、空間に放射された信号を受信し、受信信号に前
   記キャリア周波数のcos波、sin波を乗算し、それぞれの
   乗算結果をデジタルに変換後フーリエ変換部に入力し、
   該フーリエ変換部から出力される実数部、虚数部を前記
   第１データ、第２データとして出力するデジタル放送に
   おける受信装置の同期方法において、 フレーム間に設けられたヌル信号部分を検出して各シン
   ボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウイン
   ドウ信号を出力し、 該ＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングに基づいて位
   相基準シンボルをフーリエ変換して得られる実数部と虚
   数部を成分とするベクトルを取り込み、 連続して得られる２つのベクトルの比と、これら２つの
   ベクトルに対応する位相基準シンボルの２つの既知ベク
   トルを用いて、実際のシンボル位置とＤＦＴウインドウ
   位置間の偏差を求め、 該偏差に基づいてＤＦＴウインドウ信号の発生タイミン
   グを制御するデジタル放送における受信装置の同期方
   法。
2. 【請求項２】 フーリエ変換により連続して得られたベ
   クトルをｄ′(k),ｄ′(k+1)、既知のベクトルをｄ(k),
   ｄ(k+1)とするとき、次式 ｄ′(k+1)・ｄ(k)／ｄ′(k)・ｄ(k+1) を演算し、演算結果の１シンボル区間における平均値に
   基づいて前記偏差を求める請求項１記載のデジタル放送
   における受信装置の同期方法。
3. 【請求項３】 複数のシンボルにおける前記偏差の平均
   値に基づいてＤＦＴウインドウ信号の発生タイミングを
   制御する請求項１又は請求項２記載のデジタル放送にお
   ける受信装置の同期方法。