WO2003026240A2 - Verfahren zum übertragen von daten durch mehrträger-modulation - Google Patents

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WO2003026240A2
WO2003026240A2 PCT/AT2002/000262 AT0200262W WO03026240A2 WO 2003026240 A2 WO2003026240 A2 WO 2003026240A2 AT 0200262 W AT0200262 W AT 0200262W WO 03026240 A2 WO03026240 A2 WO 03026240A2
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Werner Henkel
Valentin Zrno
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Ftw. Forschungszentrum Telekommunikation Wien Betriebs-Gmbh
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
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    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects

Definitions

  • the invention relates to a method for transmitting data by multi-carrier modulation, the data being combined into blocks on the transmitter side and modulated in blocks by inverse discrete Fourier transformation (IDFT), and wherein a plurality of carriers, i.e. Components of the DFT blocks are reserved, which are not occupied by data, and these carriers are occupied in such a way that they generate a lot of time functions which, after filtering, have Dirac-like properties.
  • IDFT inverse discrete Fourier transformation
  • the data signals are demodulated block by block using Discrete Fourier Transformation (DFT).
  • DFT Discrete Fourier Transformation
  • Such a transmission of data with multicarrier transmission, with a large number of carrier frequencies, is used, for example, 1-wire-bound, but also in the radio area, for broadcast systems and for access to data networks, such as the Internet.
  • One problem is the resulting high peak values of the time signal, which are reduced iteratively.
  • multicarrier transmission which is also known as “Discrete Multitone (DMT)” transmission or “Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM)” transmission.
  • DMT Discrete Multitone
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • the signal is generated by an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) transformation, the components of the vector in the DFT (Discrete Fourier Transform) area being assigned signal points of a QAM (Quadrature Amplitude Modulation).
  • the IFFT transform creates a signal with a block structure in the time domain.
  • a cyclic prefix the so-called guard interval, is used for DMT or OFDM transmission.
  • the frame end is cyclically placed in front of the block.
  • the convolution with the channel impulse response then appears as a cyclic convolution, which in the DFT range is achieved by simple multiplication can be described with complex coefficients.
  • the equalization is simplified, which can now take place in the DFT range and then corresponds to a simple AGC (Automatic Gain Control) for each wearer.
  • AGC Automatic Gain Control
  • a time function with Dirac-like properties is used.
  • Such a Dirac-like function is characterized by a dominant impulse. Secondary maxi a should be significantly smaller in magnitude than this dominant impulse, for example less than half.
  • the Dirac-like functions are generated by reserved carriers, which can then no longer be used for data transmission. This means that these carrier positions are initially set to zero.
  • This Dirac-like function which only occupies the reserved carriers, is then subtracted in the time domain weighted with an amplitude factor that is proportional to the difference between the maximum peak value x m and the desired maximum value Xcarget.
  • the Dirac-like function is cyclically shifted to the place of the maximum value.
  • the shift set of the DFT transformation ensures that only the reserved carriers are occupied even after the shift.
  • Step No. 1 Initialization of X as a DFT area data vector with zeroing of the reserved carriers
  • Step No. 3 Search for the maximum value x m (i) and the associated position m within the vector x:
  • the inventive method of the type mentioned is accordingly characterized in that the time functions are generated in such a way that the Dirac-like time functions obtained after the filtering have their maxima in an oversampled time solution at different, preferably adjacent locations, that both the oversampled Dirac -like time functions after filtering as well as the associated non-oversampled filter input functions are stored, and that a pair is iteratively selected from the pairs of stored time functions or filter input functions, which is applied by applying the displacement set to the position of one by one Data occupancy of the remaining carriers, including any interactive modifications already made, is shifted to the peak value and then weighted by a factor is subtracted from the time signal, the iterative modifications being parallel to the time signal in oversampled raster after filtering and applied to the associated time signal without oversampling and without filtering.
  • the number of iterations is expediently determined by specifying a threshold value which is selected in accordance with the desired signal quality, and in this context an advantageous embodiment of the method according to the invention is characterized in that the data, after a maximum number of iterations has been exceeded, is exceeded by all values of the oversampled time functions or falling below a predetermined threshold by transmitting the non-oversampled time function via real filter arrangements.
  • the amount of oversampled Dirac-like time functions has temporally adjacent maxima, selected during the iterative processing by m or L and by [m / Lj clock units (normal sampling grid) or L- [/ Lj clock units (oversampled) are shifted cyclically, where m indicates the maximum position in the oversampled clock and L indicates the oversampling.
  • the factor with which the shifted function pair is weighted in the iterative processing is formed by a step size () and by exceeding a predetermined threshold (x t ar ge t) is defined by the oversampled time signal ( ⁇ m (i) ).
  • the method according to the invention can advantageously be used both for data transmission via cable and for wireless transmission.
  • the baseband transmission used in a transmission via cable a further development of the invention preferably provides that for one Reserved carriers in line-bound transmission of the data in pairs, corresponding to complex conjugate pairs in the DFT range, are selected.
  • the maximum of the Dirac-like function is made to coincide with a peak of the time signal to be reduced by cyclical shifting.
  • one of the Dirac-like function pairs is selected and weighted with a step size and the exceeding of a predetermined amplitude threshold.
  • Fig.l is a block diagram of a transmission device with a transmitter (Fig.la) and receiver (Fig.lb) for performing the method according to the invention;
  • FIG. 2 shows in a diagram the generation of the two function sets used in the method according to the invention, namely of Dirac-like feed functions and of corresponding oversampled time functions;
  • 3 shows, in a comparable diagram, the parallel signal processing provided in the method according to the invention, namely the non-oversampled time function and the oversampled time function; 4 shows in a diagram the relative frequency distribution (or density) over a normalized voltage when using the method according to the invention in comparison with known techniques;
  • FIG. 6 shows a diagram of a Dirac-like time function with a maximum at adjacent positions in an oversampled time resolution.
  • Fig.l the basic arrangement of transmitter 2 and receiver 3 of a DMT transmission device 1 is shown, with insignificant components have not been shown. Since the extension by the guard interval, as mentioned, plays no role for the technology according to the invention, this is likewise omitted in FIG. 1.
  • the transmitter 2 has a serial-parallel converter 4; a bit allocation module 5 for bit allocation to the carriers, with individual carriers being assigned zero for the method according to the invention; a QAM mapping module 6 for assigning the QAM points, the reserved carriers being filled with zero again; an IFFT module that represents the actual modulation; a PAR reduction module 8; a parallel-serial converter 9; and an output unit 10 with a filter function.
  • the receiver 3 contains: a reception filter 11; a parallel-to-serial converter 12; an FFT module 13 for demodulation; a QAM demapping module 14 for the backward assignment of the QAM points to bits, the unused carriers not being evaluated; and a serial-parallel converter 15 for outputting the data.
  • the components 4 to 15 shown in FIG. 1 are in principle conventional components, which can also be implemented in software, and which are set up accordingly for carrying out the method according to the invention; this applies in particular to the PAR reduction module 8, the function of which is explained in detail below.
  • (arbitrary) filter functions are included in the transmission method according to the invention without the reduction of the crest factor having been significantly impaired.
  • IDFT length used is LN, where N is the original transformation length.
  • the method L according to the invention uses those functions which, if possible, have directly adjacent peak values in the higher temporal resolution.
  • the filter function is already taken into account when defining these Dirac-like functions.
  • the reserved positions of a Dirac-like function are defined in the DFT area in such a way that the desired Dirac-like form is present after the filter (10 in FIG.
  • Fig. 2 shows the generation of the two function sets in detail. The selection of the reserved carriers (frequencies) for a Dirac-like function in the oversampled time range is summarized in block 20.
  • the upper branch 21 with a block 22 illustrating the oversampling by L, the filter simulation (LP) at block 23, the extended IFFT of the length LN at block 24 and the search for the maximum at block 25 serve the maximum position in the oversampled time range to determine, in the shift operation shown in block 26 in the DFT area (application of the shift set), first to shift the maximum to the zero position and then - at 27 - also to generate the L second-shifted Dirac-like functions. This takes place in the DFT area and only affects the reserved carriers.
  • at block 26 the normal tion.
  • the maximum position m is sought, but this is done in the oversampled higher time resolution.
  • the modulo operation m mod L then serves to select the Dirac-like functions in parallel in the oversampled version and in the version in the original scanning grid.
  • the method according to the invention shifts by [m / Lj in the original scanning grid and by L- [m / Lj in the oversampled grid in order to shift the maximum of the Dirac-like functions to the desired position. (The so-called Gauss brackets are denoted by [J, which mean rounding off).
  • the modification by the selected and shifted Dirac-like functions takes place in parallel in the oversampled and normal scanning grid.
  • the functions are weighted with a step size and the size of the threshold exceeded.
  • the upper branch 32 consisting of switches 33 (START), 34 (STOP), an addition 35 and a multiplication 36, shows the iterative change of the non-oversampled time function, while the lower branch 37 with switches 38 (START), 39 (STOP ), an addition 40 and a multiplication 41 carries out the associated modification in the oversampled time pattern.
  • the oversampling (L) of the original time functions formed by the user data, carried out at block 42, is followed by the replication of a real filter (LP) shown at block 43.
  • this replication can also alternatively take place in the DFT area, with which the two time functions x (0) and ⁇ 0) each can then be generated in parallel with IFFT transformations of lengths N and LN.
  • Fig.3 is only that Time domain simulation of the filter shown.
  • the search for the maximum point shown in block 44 and the weighting illustrated in block 45 largely correspond to steps 3 and 5 of the Tellado method described above in the method according to the invention, but in the method according to the invention these steps take place at an over-sampled time interval.
  • the query of the method according to the invention shown at 46 corresponds to step No. 4 of the Tellado method.
  • the pairs of Dirac-like pattern functions determined by the method part described with reference to FIG. 2 are kept in a memory, cf.
  • L 4 has proven to be sufficient as oversampling.
  • DAB Digital Audio Broadcasting
  • DVB Digital Video Broadcasting
  • HIPERLAN 2 Wireless LAN
  • the cable is a baseband transmission, in which conjugate-complex pairs are always to be considered in the DFT area, whereas this is not the case in the radio area.
  • this also means that when using cables, the carriers reserved for the method according to the invention must be selected in pairs (step 20 in FIG. 1). The required proportion of reserved carriers is approximately 5%.
  • the greatest PAR reduction is seen in the first iterations. More than 20 iterations make little sense, often 10 iterations will suffice.
  • FIG. 6 shows a function curve for the Dirac-like time functions obtained after the filtering, in which normalized samples are plotted over the numbers of the samples (as a measure of the time), the maxima (in the oversampled time resolution) being adjacent Positions available.
  • the maximum of the Dirac-like function pm is brought to coincide with a peak to be reduced at the point m of the time signal x (1) by means of cyclical shifting.
  • one of the Dirac-like function pairs is selected and weighted with a step size ( «) and the exceeding of a predetermined amplitude threshold.
  • the signal which is not oversampled is output to the following transmission stages, in particular the real filters.

Abstract

Beim Übertragen von Daten durch Mehrträger-Modulation, werden die Daten senderseitig zu Blöcken zusammengefasst und durch Inverse Diskrete Fourier-Transformation (IDFT) blockweise moduliert, wobei mehrere Träger reserviert werden, die mit Daten belegt werden, und diese Träger so belegt werden, dass damit eine Menge von Zeitfunktionen generiert wird, die nach einer Filterung Dirac-ähnliche Eigenschaften aufweisen; die Zeitfunktionen werden so generiert, dass die nach der Filterung erhaltenen Dirac-ähnlichen Zeitfunktionen ihre Maxima in einer überabgetasteten Zeitauflösung an verschiedenen, vorzugsweise benachbarten Stellen besitzen; es werden sowohl die überabgetasteten Dirac-ähnlichen Zeitfunktionen nach der Filterung als auch die zugehörigen nicht-Überabgetasteten Filter-Eingangsfunktionen gespeichert, und aus den Paaren der gespeicherten Zeitfunktionen bzw. Filter-Eingangsfunktionen wird iterativ ein Paar ausgewählt, das durch Anwenden des Verschiebungssatzes an die Stelle eines durch eine Datenbelegung der verbleibenden Träger, inklusive bereits erfolgter iterativer Modifikationen, hervorgerufenen Spitzenwertes verschoben und anschließend gewichtet mit einem Faktor von dem Zeitsignal abgezogen wird, wobei iterativen Modifikationen parallel auf das Zeitsignal im überabgetasteten Raster nach Filterung und auf das zugehörige Zeitsignal ohne überabtastung und ohne Filterung angewendet werden.

Description

Verfahren zum Übertragen von Daten durch Mehrträger-Modulation
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Übertragen von Daten durch Mehrträger-Modulation, wobei die Daten senderseitig zu Blöcken zusammengefasst und durch Inverse Diskrete Fourier- Transformation (IDFT) blockweise moduliert werden, und wobei mehrere Träger, d.h. Komponenten der DFT-Blöcke, reserviert werden, die nicht mit Daten belegt werden, und diese Träger so belegt werden, dass damit eine Menge von Zeitfunktionen generiert wird, die nach einer Filterung Dirac-ähnliche Eigenschaften aufweisen.
Empfängerseitig werden dabei die Datensignale durch Diskrete Fourier-Transformation (DFT) blockweise demoduliert.
Eine solche Übertragung von Daten mit Mehrträgerübertragung, mit einer Vielzahl von Trägerfrequenzen, wird beispielsweise 1eitergebunden, aber auch im Funkbereich, für Broadcast-Systeme und für den Zugang zu Datennetzen, wie Internet, verwendet. Ein Problem sind dabei die resultierenden hohen Spitzenwerte des Zeitsignals, die man iterativ reduziert.
Ganz allgemein sind auf dem Gebiet der digitalen Signalverarbeitung seit einiger Zeit Systeme im Einsatz, die eine hochra- tige digitale Datenübertragung ermöglichen. Eine Technik, die in jüngster Zeit immer mehr an Bedeutung gewinnt, ist die hier angesprochene Mehrträgerübertragung, die auch als "Discrete Multi- tone (DMT) "-Übertragung oder "Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) "-Übertragung bekannt ist. Bei der Mehrträgerübertragung wird der zu übertragende Datenstrom in viele parallele Teilströme zerlegt, welche im Frequenzmultiplex unabhängig voneinander übertragen werden.
Praktisch erfolgt die Signalerzeugung durch eine IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) -Transformation, wobei die Komponenten des Vektors im DFT (Discrete Fourier Transform) -Bereich mit Signalpunkten einer QAM (Quadratur-Amplituden-Modulation) belegt werden. Durch die IFFT-Transformaton entsteht ein Signal mit Blockstruktur im Zeitbereich. Um eine Inter-Block-Interferenz zu vermeiden, wird bei DMT- bzw. OFDM-Übertragung ein zyklischer Präfix, das sogenannte Guard-Intervall, eingesetzt. Hier wird zyklisch das Rahmenende dem Block zeitlich vorangestellt. Die Faltung mit der Kanalimpulsantwort erscheint dann als zyklische Faltung, welche im DFT-Bereich durch eine einfache Multiplikation mit komplexen Koeffizienten beschrieben werden kann. Es vereinfacht sich die Entzerrung, die nun im DFT-Bereich erfolgen kann und dann einer simplen AGC (Automatic Gain Control) für jeden Träger entspricht.
Durch die Überlagerung sehr vieler Einzelträger können sich bei dieser Technik die Einzelträger kurzzeitig zu sehr hohen Spitzenwerten aufaddieren. Gemäß dem Gesetz der großen Zahlen entsteht ein nahezu Gauß-verteiltes Zeitsignal. Die kurzzeitigen hohen Amplituden stellen einen Hauptnachteil der Mehrträgerübertragung dar, da analoge Schaltungsteile und Analog-Digital-Wand- ler in ihrem Aussteuerbereich und in ihrer Dynamik bzw. Auflösung für diese hohen Amplituden ausgelegt sein müssen. Dies erfordert auch hohe Betriebsspannungen und führt damit weiter zu einer hohen Verlustleistung. In der Literatur findet sich eine Vielzahl von Vorschlägen zur Verminderung des Spitzen-Mehrwert-Verhältnisses (auch PAR-Faktor, PAR = Peak-to-Average Ratio, oder Crest- Faktor genannt) , wobei die hier zu beschreibende Technik auf einem Verfahren von Jose Tellado aufbaut, wie es beispielsweise in Tellado, J., Cioffi, J.M., "PAR Reduction in Multicarrier Transmission Systems", Delayed Contribution ITU-T4/15, D.150 (WPl/15) , Geneva, February 9-20, 1998, beschrieben ist. Eine Kurzdarstellung des Prinzips findet sich ebenfalls in TELLADO, J.; CIOFFI, J.M. "Efficient algorithms for reducing PAR in multicarrier Systems", Proceedings 1998 IEEE International Symposium on Information Theory (ISIT), 16-21 August 1998, Seite 191.
Weitere Vorschläge verwenden beispielsweise erweiterte QAM- Konstellationen auf den Trägern, um die Redundanz für die Spitzenwerteschränkung bereitzustellen. Dies erfordert einen Auswahlalgorithmus für die jeweils äquivalenten Signalpunkte einer Konstellation. Hierzu seien zwei Veröffentlichungen beispielsweise genannt, wobei aber festzuhalten ist, dass das von der Erfindung betroffene Verfahren die Redundanz auf andere Weise bereitstellt und damit nicht in Zusammenhang mit diesen Verfahren steht. Konstellationserweiterungen wurden z.B. vorgeschlagen in Chan-Soo Hwang, "A peak power reduction ethod for multicarrier transmission" , IEEE International Conference on Communications, 2001 (ICC 2001), 11-14 Juni 2001, Vol.5, S. 1496-1500; und in dem Standardisierungsbeitrag Jose Tellado, John M. Cioffi, "PAR reduction with minimal or zero bandwith loss and low complexity (98-173)", T1E1. /98-173. Filterfunktionen wurden in SALVEKAR, A.A.; ALDANA, C; TELLADO, J.; CIOFFI, J. "Peak-to-average power ratio reduction for block transmission Systems in the presence of transmit filtering" , IEEE International Conference on Communications, 2001 (ICC 2001), 11-14 Juni 2001, Vol .1 , S. 175-178, einbezogen. Dabei ging es jedoch um die gemeinsame Betrachtung mehrerer benachbarter Übertragungsrahmen, um Randeffekte zwischen IFFT-Symbolen zu berücksichtigen. Eine Realisierung mit geringer Komplexität, wie es die Dirac-ähnlichen Funktionen mit Skalierung und Verschiebung ermöglichen, sind allerdings nicht die Thematik dieses Aufsatzes. Damit besteht ebenfalls kein direkter Zusammenhang zum hier betroffenen Verfahren.
Bei dem oben angeführten bekannten Verfahren nach Tellado wird eine Zeitfunktion mit Dirac-ähnlichen Eigenschaften verwendet. Eine solche Dirac-ähnliche Funktion ist durch einen dominanten Impuls gekennzeichnet. Nebenmaxi a sollten vom Betrag her deutlich kleiner als dieser dominante Impuls sein, beispielsweise kleiner als die Hälfte. Die Dirac-ähnlichen Funktionen werden durch reservierte Träger erzeugt, die dann zur Datenübertragung nicht mehr verwendet werden können. Das bedeutet, diese Trägerpositionen werden zunächst zu Null gesetzt. Iterativ wird dann diese Dirac-ähnliche Funktion, die lediglich die reservierten Träger belegt, gewichtet mit einem Amplitudenfaktor, der proportional der Differenz von maximalen Spitzenwert xm und gewünschtem Maximalwert Xcarget ist, im Zeitbereich subtrahiert. Dabei wird die Dirac-ähnliche Funktion an die Stelle des Maximalwertes zyklisch verschoben. Der Verschiebungssatz der DFT-Transformation stellt sicher, dass auch nach Verschiebung nur die reservierten Träger belegt werden. Der Ablauf des Verfahrens nach Tellado ergibt sich dann wie folgt: .
- Schritt Nr. 1: Initialisierung von X als DFT-Bereichs-Da- tenvektor mit Nullsetzen der reservierten Träger
- Schritt Nr. 2: Initialisierung des iterativ zu verändernden Zeitbereichsvektors x<0> mit x=IFFT(X)
- Schritt Nr. 3: Suche des Maximalwertes xm (i) und der zugehörigen Position m innerhalb des Vektors x:
|xm (i'|=maxk|xk (i,|
- Schritt Nr. 4: Falls (xm'1'! < Xarge oder falls i > ima*, ist das Ende der Iterationen erreicht und erfolgt von x(i) ; wenn nicht :
- Schritt Nr. 5: Modifikation des Zeitbereichsvektors gemäß der Iterationsvorschrift: x(i+D=x(i)_(X(Xm(i)_sign(Xm (i))Xtarget) (p→m) i≡i+1 - Neuerlich Suche des Maximalwertes etc., s. Schritte 3 und 4.
Dabei bezeichnet i den Iterationszähler (i=0,l,2...) und p (p→m) die zyklisch an die Stelle m verschobene Dirac-ähnliche Funktion.
Das von Tellado vorgeschlagene Verfahren arbeitet nur im Zeitbereich und ist daher durch sehr geringe Komplexität gekennzeichnet. Ein Nachteil des Verfahrens war bislang, dass nachfolgende Filterfunktionen nicht in geeigneter Weise einbezogen werden konnten. Diese Filter, die eigentlich praktisch immer vorhanden sind, erhöhen wiederum das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis und machen damit einen Teil der Reduktion desselben zunichte.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, hier Abhilfe zu schaffen und ein Verfahren zur Übertragung von Daten mit Mehrträgerübertragung mit einer Vielzahl von Trägerfrequenzen vorzusehen, wobei die resultierenden hohen Spitzenwerte des Zeitsignals iterativ reduziert und dabei analoge und digitale Filterfunktionen einbezogen werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren der eingangs angeführten Art ist demgemäß dadurch gekennzeichnet, dass die Zei funktionen so generiert werden, dass die nach der Filterung erhaltenen Dirac- ähnlichen Zeitfunktionen ihre Maxima in einer überabgetasteten Zeitau lösung an verschiedenen, vorzugsweise benachbarten Stellen besitzen, dass sowohl die überabgetasteten Dirac-ähnlichen Zeitfunktionen nach der Filterung als auch die zugehörigen nicht- überabgetasteten Filter-Eingangsfunk ionen gespeichert werden, und dass aus den Paaren der gespeicherten Zeitfunktionen bzw. Filter-Eingangsfunktionen iterativ ein Paar ausgewählt wird, das durch Anwenden des Verschiebungssatzes an die Stelle eines durch eine Datenbelegung der verbleibenden Träger, inklusive bereits erfolgter interativer Modifikationen, hervorgerufenen Spitzenwertes verschoben und anschließend gewichtet mit einem Faktor von dem Zeitsignal abgezogen wird, wobei die iterativen Modifikationen parallel auf das Zeitsignal im überabgetasteten Raster nach Filterung und auf das zugehörige Zeitsignal ohne Überabtastung und ohne Filterung angewendet werden. Mit dieser Vorgangsweise wird der vorstehenden Zielsetzung in vorteilhafter Weise ent- sprochen, und es wird eine wesentliche Reduktion der hohen Spitzenwerte im Verhältnis zum Signal-Mittelwert ermöglicht, und zwar auch dann, wenn nachfolgende Filterfunktionen berücksichtigt werden. Dem steht zwar eine durch die Überabtastung verursachte etwas längere Zeit für die Signalverarbeitung gegenüber, jedoch wirkt sich dies tatsächlich in der Praxis nicht nachteilig aus.
Versuche haben gezeigt, dass bei Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens eine Überabtastung gemäß einem Faktor von z.B. L=4 gute Ergebnisse erbringt, und dass bei der iterativen Signalverarbeitung zumindest 10 Iterationen (oft sogar weniger) ausreichend sind.
Die zahl der Iterationen wird zweckmäßig durch Vorgabe eines Schwellenwerts bestimmt, der entsprechend der gewünschten Signalqualität ausgewählt wird, und in diesem Zusammenhang ist eine vorteilhafte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Vefahrens dadurch gekennzeichnet, dass die Daten nach Überschreiten einer maximalen Anzahl von Iterationen durch alle Werte der überabgetasteten Zeitfunktionen oder Unterschreiten einer vorgegebenen Schwelle durch Übertragen der nicht-überabgetasteten Zeitfunktion über reale Filteranordnungen abgegeben werden.
Hinsichtlich der für die erfindungsgemäße Technik charakteristischen Überabtastung hat es sich weiters als vorteilhaft erwiesen, wenn die Menge der überabgetasteten Dirac-ähnlichen Zeitfunktionen zeitlich benachbarte Maxima aufweist, während der iterativen Verarbeitung durch m od L ausgewählt und um [m/Lj Takteinheiten (normales Abtastraster) bzw. L- [ /Lj Takteinheiten (überabgetastet) zyklisch verschoben werden, wobei m die Maximalposition im überabgetasteten Takt und L die Überabtastung angibt.
Für eine effiziente Iteration im Rahmen des erfindungsgemäßen Verfahrens ist es überdies von Vorteil, wenn der Faktor, mit dem bei der iterativen Verarbeitung das verschobene Funktionen- Paar gewichtet wird, durch eine Schrittweite ( ) gebildet wird und durch die Überschreitung einer vorgegebenen Schwelle (xtarget) durch das überabgetastete Zeitsignal ( χm (i)) definiert wird.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann mit Vorteil sowohl bei einer Datenübertragung über Kabel als auch bei einer drahtlosen Übertragung verwendet werden. Im Hinblick auf die bei einer Übertragung über Kabel verwendete Basisbandübertragung ist in Weiterbildung der Erfindung bevorzugt vorgesehen, dass für eine leitungsgebundene Übertragung der Daten die reservierten Träger paarweise, entsprechend konjugiert-komplexen Paaren im DFT-Bereich, gewählt werden.
Zusammenfassend werden somit bei der erfindungsgemäßen Technik zur Verringerung des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses einzelne Träger nicht mit Daten belegt, und diese Träger werden stattdessen zur Definition Dirac-ähnlicher Zei funktionen verwendet. Hierbei werden Paare von solchen Zeitfunktionen verwendet, wobei jeweils eine Funktion überabgetastet eine real existierende Filterfunktion mit einbezieht, wogegen die andere Funktion die zugehörige nicht-überabgetastete Zeitfunktion ohne Filterung darstellt. Es werden Funktionensätze abgespeichert, die im überabgetasteten Raster benachbarte Maxima aufweisen, und in einem iterativen Verfahren werden parallel überabgetastete und nicht-überabgetastete Zeitfunktionen, die zunächst durch die belegten Datenträger nach der IFFT-Transfor ation mit und ohne Filterung initialisiert werden, durch Subtraktion der gespeicherten gewichteten Dirac-ähnlichen Funktionen modifiziert. Dabei wird durch zyklische Verschiebung das Maximum der Dirac-ähnlichen Funktion mit einer zu reduzierenden Spitze des Zeitsignals zur Deckung gebracht. Bei der Subtraktion wird eines der Dirac-ähnlichen Funktionenpaare ausgewählt und mit einer Schrittweite und der Überschreitung einer vorgegebenen Amplitudenschwelle gewichtet. Nach Beendigung des iterativen Ablaufs wird das nicht überabgetastete Signal an die folgenden Sendestufen, insbesondere die realen Filter, ausgegeben.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbei- spielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung noch weiter erläutert, es zeigen:
Fig.l ein Blockschaltbild einer Übertragungseinrichtung mit einem Sender (Fig.la) und Empfänger (Fig.lb) zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens;
Fig.2 in einem Schema die Erzeugung der beiden beim erfindungsgemäßen Verfahren verwendeten Funktionensätze, nämlich von Dirac-ähnlichen Speisefunktionen und von entsprechenden überabgetasteten Zeitfunktionen;
Fig.3 in einem vergleichbaren Schema die beim erfindungsgemäßen Verfahren vorgesehene parallele Signalverarbeitung, nämlich der nicht-überabgetasteten Zeitfunktion sowie der überabgetasteten Zeitfunktion; Fig.4 in einem Diagramm die relative Häufigkeitsverteilung (bzw. Dichte) über einer normierten Spannung bei Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens im Vergleich zu bekannten Techniken;
Fig.5 ein Diagramm einer Dirac-ähnlichen Funktion; und
Fig.6 ein Diagramm einer Dirac-ähnlichen Zeitfunktion mit Maximum an benachbarten Stellen in einer überabgetasteten Zeitauflösung.
In Fig.l ist die prinzipielle Anordnung von Sender 2 und Empfänger 3 einer DMT-Übertragungseinrichtung 1 dargestellt, wobei unwesentliche Bestandteile nicht dargestellt wurden. Da die Erweiterung um das Guard-Intervall, wie erwähnt, für die erfindungsgemäße Technik keine Rolle spielt, ist diese ebenfalls in Fig.l weggelassen.
Bei der in Fig.l gezeigten Übertragungseinrichtung 1 weist der Sender 2 einen Seriell-Parallel-Wandler 4; ein Bitallokations-Modul 5 zur BitZuordnung zu den Trägern, wobei für das erfindungsgemäße Verfahren einzelne Träger mit Null belegt werden; ein QAM-Mapping-Modul 6 zur Zuordnung der QAM-Punkte, wobei die reservierten Träger wieder mit Null besetzt werden; ein IFFT-Mo- dul, der die eigentliche Modulation darstellt; ein PAR-Redukti- ons-Modul 8; einen Parallel-Seriell-Wandler 9; und eine Ausgabe- Einheit 10 mit Filterfunktion auf.
Der Empfänger 3 enthält umgekehrt: ein Empfangsfilter 11; einen Parallel-Seriell-Wandler 12; ein FFT-Modul 13 zur Demodu- lation; ein QAM-Demapping-Modul 14 zur rückwärtigen Zuordnung der QAM-Punkte zu Bits, wobei die nicht belegten Träger nicht ausgewertet werden; und einen Seriell-Parallel-Wandler 15 zur Ausgabe der Daten.
Die in Fig.l ersichtlichen Komponenten 4 bis 15 sind dabei im Prinzip herkömmliche Komponenten, die auch Software-mäßig realisiert sein können, und die für die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens entsprechend eingerichtet sind; dies betrifft insbesondere das PAR-Reduktions-Modul 8, dessen Funktion nachfolgend im Detail erläutert wird.
Beim erfindungsgemäßen Übertragungs-Verfahren werden im Unterschied zum Stand der Technik (beliebige) Filterfunktionen einbezogen, ohne dass die Reduktion des Crest-Faktors wesentlich beeinträchtigt wurde. Zu diesem Zweck wird bei der Initialisierung des iterativ zu verändernden Zeitbereichsvektors x eine längere IDFT-Transformation verwendet, die eine genauere zeitliche Auflösung erlaubt. Die verwendete IDFT-Länge sei LN, wobei N die ursprüngliche Transformationslänge ist. Anstelle nur einer Dirac-ähnlichen Funktion p werden beim erfindungsgemäßen Verfahren L solche Funktionen verwendet, die möglichst in der höheren zeitlichen Auflösung direkt benachbarte Spitzenwerte aufweisen. Dabei wird bei der Festlegung dieser Dirac-ähnlichen Funktionen bereits die Filterfunktion berücksichtigt. Es werden dazu im DFT- Bereich die reservierten Stellen einer Dirac-ähnlichen Funktion so festgelegt, dass nach dem Filter (10 in Fig.l) - nicht notwendigerweise auch vor dem Filter - die gewünschte Dirac-ähnliche Form vorliegt. Die weiteren L-l verschobenen Dirac-ähnlichen Funktionen erhält man beispielsweise durch Verwendung des Verschiebungssatzes, wobei trotz zeitlich höherer Auflösung dies immer noch durch die reservierten Träger realisiert werden kann. Durch IFFT-Transformationen der ursprünglichen Länge N werden dann beim erfindungsgemäßen Verfahren ein Satz von Dirac-ähnlichen Speisefunktionen und gleichzeitig - durch IFFT-Transforma- tionen der Länge LN nach Einrechnen der Filterfunktion im DFT- Bereich - die korrespondierenden überabgetasteten Zeitfunktionen am Filterausgang berechnet. Beide Sätze von Funktionen werden in dem vorliegenden iterativen Verfahren parallel verarbeitet. Damit erhält man neben den Signalverläufen nach der Filterung gleichzeitig auch die Sendeverläufe im ursprünglichen Abtastraster, die nachher das real vorhandene Filter 10 durchlaufen, wenn die - im Modul 8 von Fig.l durchgeführte - Iterationen abgeschlossen sind. Fig.2 zeigt die Erzeugung der beiden Funktionensätze im Detail. Die Auswahl der reservierten Träger (-frequenzen) für eine Dirac-ähnliche Funktion im überabgetasteten Zeitbereich ist bei Block 20 zusammengefasst. Der obere Zweig 21 mit einem die Über- abtastung um L veranschaulichenden Block 22, der Filternachbildung (LP) bei Block 23, der erweiterten IFFT der Länge LN bei Block 24 und der Suche des Maximums bei Block 25 dient dazu, die Maximumposition im überabgetasteten Zeitbereich zu bestimmen, um dann in der mit Block 26 gezeigten Schiebeoperation im DFT-Bereich (Anwendung des Verschiebungssatzes) zunächst das Maximum auf die Nullposition zu schieben und dann - bei 27 - auch die L zweitverschobenen Dirac-ähnlichen Funktionen zu erzeugen. Dies erfolgt im DFT-Bereich und beeinflusst lediglich die reservierten Träger. Die Division durch |pm| bei Block 26 dient der Normali- sierung. Bei Block 28 ist weiters eine IFFT der ursprünglichen Länge (IFFT) N gezeigt, die die Speisefunktionen im Originaltakt Pd), mit 1=0,...,L-1, erzeugt, die dann im weiter unten beschriebenen iterativen Algorithmus benötigt werden, um das zum Schluss in das reale Filter eingespeiste Zeitsignal zu bilden. Die zugehörigen überabgetasteten Dirac-ähnlichen Signale pu», mit 1=0,..., L-l, werden durch die Überabtastung (L) bei Block 29, die bei Block 30 gezeigte Filternachbildung im DFT-Bereich (LP) und schließlich durch die bei Block 31 gezeigte erweiterte IFFT- Transformation der Länge LN berechnet.
Beim erfindungsgemäßen Verfahren wird wie bei der Methode nach Tellado die Maximalstelle m gesucht, allerdings wird dies in der überabgetasteten höheren Zeitauflösung getan. Die Modulo- Operation m mod L dient dann der Auswahl der Dirac-ähnlichen Funktionen parallel in der überabgetasteten Version und in der Version im ursprünglichen Abtastraster. Nach Auswahl des Funktionenpaares erfolgt beim erfindungsgemäßen Verfahren eine Verschiebung um [m/Lj im ursprünglichen Abtastraster und um L- [m/Lj im überabgetasteten Raster, um das Maximum der Dirac-ähnlichen Funktionen an die gewünschte Position zu verschieben. (Mit [ J sind die sogenannten Gauß-Klammern bezeichnet, die ein Abrunden bedeuten) . Die Modifikation durch die ausgewählten und verschobenen Dirac-ähnlichen Funktionen erfolgt parallel im überabgetasteten und normalem Abtastraster. Dabei werden wie beim Verfahren nach Tellado die Funktionen mit einer Schrittweite und der Größe der Schwellüberschreitung gewichtet.
Fig.3 zeigt die parallele Verarbeitung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Der obere Zweig 32, bestehend aus Schaltern 33 (START) , 34 (STOP) , einer Addition 35 und einer Multiplikation 36, zeigt die iterative Veränderung der nicht überabgetasteten Zeitfunktion, während der untere Zweig 37 mit Schaltern 38 (START) , 39 (STOP) , einer Addition 40 und einer Multiplikation 41 die zugehörige Modifikation im überabgetasteten Zeitraster durchführt. Die bei Block 42 durchgeführte Überabtastung (L) der ursprünglichen, von den Nutzerdaten gebildeten Zeitfunktionen ist gefolgt von der bei Block 43 gezeigten Nachbildung eines real vorhandenen Filters (LP) . Diese Nachbildung kann jedoch auch bereits alternativ im DFT-Bereich erfolgen, womit dann parallel mit IFFT-Transformationen der Längen N und LN die beiden Zeitfunktionen x(0) und je <0) erzeugt werden können. In Fig.3 ist nur die Zeitbereichsnachbildung des Filters gezeigt. Die bei Block 44 gezeigte Suche der Maximalstelle und die bei Block 45 veranschaulichte Wichtung entsprechen im erfindungsgemäßen Verfahren weitgehend den oben beschriebenen Schritten Nr. 3 und Nr. 5 der Methode nach Tellado, allerdings erfolgen diese Schritte im erfindungsgemäßen Verfahren im überabgetasteten Zeittakt. Die bei 46 gezeigte Abfrage des erfindungsgemäßen Verfahrens entspricht dem Schritt Nr. 4 der Methode nach Tellado. Die durch den anhand von Fig.2 beschriebenen Verfahrensteil bestimmten Paare von Dirac-ähnlichen Musterfunktionen werden in einem Speicher gehalten, vgl. Block 47 in Fig.3, und gesteuert von der Verzweigung, d.h. Abfrage 46 je nach der bestimmten Maximalposition m gemäß m mod L ausgewählt und um [m/Lj bzw. L [m/LJ verschoben.
Legt man praktische Beispiele aus dem Bereich der leitergebundenen Übertragungstechnik zugrunde, so ist bei ADSL (Asymme- trical Digital Subscriber Line) eine FFT-Länge von N=512 und bei VDSL (Very high-speed Digital Subscriber Line) eine FFT-Länge von N=8192 üblich. Als Überabtastung hat sich bei praktischen Versuchen L=4 als ausreichend erwiesen. Entsprechende Beispiele im Funkbereich sind DAB (Digital Audio Broadcasting) , DVB (Digital Video Broadcasting) , HIPERLAN 2 (Wireless LAN) , wobei insbesondere die ersten beiden Verfahren wegen der höheren Trägerzahl von mehreren Tausend interessant sind. Auch wenn Beispiele aus der leitergebundenen Übertragungstechnik gewählt wurden, ist das Verfahren sehr wohl auch für Anwendungen im Funkbereich denkbar. Unterschiede zwischen der Kabel- und der Funkanwendung bestehen darin, dass es sich beim Kabel um eine Basisbandübertragung handelt, bei der immer konjugiert-komplexe Paare im DFT-Bereich zu betrachten sind, während dies im Funkbereich nicht der Fall ist. Dies bedeutet insbesondere auch, dass bei der Kabelanwendung die für das erfindungsgemäße Verfahren reservierten Träger paarweise zu wählen sind (Schritt 20 in Fig.l). Der benötigte Anteil an reservierten Trägern beträgt ca. 5%. Die größte PAR-Reduktion ist bei den ersten Iterationen gegeben. Über 20 Iterationen sind kaum sinnvoll, oft werden 10 Iterationen genügen.
Fig.4 zeigt die relativen Häufigkeitsverteilungen der Sendespannungen, die hier als normierte Spannungen u dargestellt sind, bei Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens beispielhaft bei zwei verschiedenen Parametersätzen xtarget und α, nämlich (1) : Xtarget=8, α=0 , 5 (Kurve 50) und (2): xtarget=9,5, α=0,7 (Kurve 51) im Vergleich zu den Ergebnissen ohne jegliche Spitzenwertbegrenzung und bei Anwendung der ursprünglichen Methode nach Tellado, d.h. ohne Überabtastung. Dabei zeigen die Kurven 52 die Parabel der Gauß-förmigen Häufigkeitsverteilung ohne Anwendung einer Spitzenwertbegrenzung, und die Kurven 53 bzw. 54 die Ergebnisse beim Tellado-Verfahren bei nachfolgender Filterung mit einer recht- eckförmigen bzw. ADSL-ähnlichen (ITU-T G.996.1) Übertragungsfunktion. Die Ergebnisse mit dem erfindungsgemäßen Verfahren gemäß den Kurven 50 und 51 unterscheiden sich nur durch die Wahl der Parameter xtarge und α. Die Kurve 55 zeigt schließlich Ergebnisse mit der Methode nach Tellado, also ohne Überabtastung, ohne jegliche Filterung. Dieses Ergebnis gibt damit eine untere Grenze des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses wieder, die praktisch bei existierender nachfolgender Filterung nicht erreichbar ist. Wie ersichtlich kommen aber die erfindungsgemäß erzielten Ergebnisse, gemäß der Kurven 50,51, diesem Ergebnis doch ziemlich nahe.
Beispielhaft ist schließlich in Fig.5 ein Ausschnitt aus einer Dirac-ähnlichen Funktion veranschaulicht, wobei ein dominanter Impuls D vorhanden ist, der deutlich größer ist als (z.B. mehr als doppelt so groß ist wie) Nebenmaxima in der Funktion.
In Fig.6 ist schließlich ein Funktionsverlauf für die nach der Filterung erhaltenen Dirac-ähnlichen Zeitfunktionen veranschaulicht, bei dem normalisierte Abtastwerte über den Nummern der Abtastwerte (als Maß für die Zeit) aufgetragen sind, wobei die Maxima (in der überabgetasteten Zeitauflösung) an benachbarten Stellen vorliegen.
Beim beschriebenen Verfahren zur Datenübertragung durch Mehrträger-Modulation werden somit, kurz zusammengefasst, zur Verringerung des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses einzelne Träger nicht mit Daten belegt und stattdessen zur Definition Dirac-ähn- licher Zeitfunktionen verwendet werden, wobei Paare von solchen Zeitfunktionen verwendet werden, und jeweils eine Funktion überabgetastet eine real existierende Filterfunktion mit einbezieht, wogegen die andere Funktion die zugehörige nicht-überabgetastete Zeitfunktion ohne Filterung darstellt. Es werden Funktionensätze abgespeichert, die im überabgetasteten Raster benachbarte Maxima aufweisen, und in einem iterativen Verfahren werden parallel überabgetastete und nicht-überabgetastete Zeitfunktionen ( x ,x) , die zunächst durch die belegten Datenträger nach IFFT mit und ohne Filterung initialisiert werden, durch Subtraktion der ge- speicherten gewichteten Dirac-ähnlichen Funktionen modifiziert. Dabei wird durch zyklische Verschiebung das Maximum der Dirac- ähnlichen Funktion p m mit einer zu reduzierenden Spitze an der Stelle m des Zeitsignals x (1) zur Deckung gebracht. Bei der Subtraktion wird eines der Dirac-ähnlichen Funktionenpaare ausgewählt und mit einer Schrittweite («) und der Überschreitung einer vorgegebenen Amplitudenschwelle gewichtet. Nach Beendigung des iterativen Ablaufs wird das nicht überabgetastete Signal an die folgenden Sendestufen, insbesondere die realen Filter, ausgegeben.

Claims

Patentansprüche :
1. Verfahren zum Übertragen von Daten durch Mehrträger-Modulation, wobei die Daten senderseitig zu Blöcken zusammengefasst und durch Inverse Diskrete Fourier-Transformation (IDFT) blockweise moduliert werden, und wobei mehrere Träger, d.h. Komponenten der DFT-Blöcke, reserviert werden, die nicht mit Daten belegt werden, und diese Träger so belegt werden, dass damit eine Menge von Zeitfunktionen generiert wird, die nach einer Filterung Dirac- ähnliche Eigenschaften aufweisen, dadurch gekennzeichnet,
— dass die Zeitfunktionen so generiert werden, dass die nach der Filterung erhaltenen Dirac-ähnlichen Zeitfunktionen ihre Maxima in einer überabgetasteten Zeitauflösung an verschiedenen, vorzugsweise benachbarten Stellen besitzen,
— dass sowohl die überabgetasteten Dirac-ähnlichen Zeitfunktionen nach der Filterung als auch die zugehörigen nicht-überabgetasteten Filter-Eingangsfunktionen gespeichert werden, und
— dass aus den Paaren der gespeicherten Zeitfunktionen bzw. Filter-Eingangsfunktionen iterativ ein Paar ausgewählt wird, das durch Anwenden des Verschiebungssatzes an die Stelle eines durch eine Datenbelegung der verbleibenden Träger, inklusive bereits erfolgter interativer Modfikationen, hervorgerufenen Spitzenwertes verschoben und anschließend gewichtet mit einem Faktor von dem Zeitsignal abgezogen wird,
— wobei die iterativen Modifikationen parallel auf das Zeitsignal im überabgetasteten Raster nach Filterung und auf das zugehörige Zeitsignal ohne Überabtastung und ohne Filterung angewendet werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Daten nach Überschreiten einer maximalen Anzahl von Iterationen durch alle Werte der übergetasteten Zeitfunktionen oder Unterschreiten einer vorgegebenen Schwelle durch Übertragen der nicht- überabgetasteten Zeitfunktion über reale Filteranordnungen abgegeben werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Menge der überabgetasteten Dirac-ähnlichen Zeitfunktionen zeitlich benachbarte Maxima aufweisen, während der iterativen Verarbeitung durch m mod L ausgewählt und um [m/LJ Takteinhei- ten (normales Abtastraster) bzw. L- [m/L] Takteinheiten (überabgetastet) zyklisch verschoben werden, wobei m die Maximalposition im überabgetasteten Takt und L die Überabtastung angibt.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Faktor, mit dem bei der iterativen Verarbeitung das verschobene Funktionen-Paar gewichtet wird, durch eine Schrittweite (α) gebildet wird und die Überschreitung einer vorgegebenen Schwelle (xtarget) durch das überabgetastete Zeitsignal ( m(i)) definiert wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass für eine leitungsgebundene Übertragung der Daten die reservierten Träger paarweise, entsprechend konjugiert-kom- plexen Paaren im DFT-Bereich, gewählt werden.
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