DE69729239T2

DE69729239T2 - Verfahren und Einrichtung zur Entzerrung eines Mehrträgersignals und entsprechender Empfänger

Info

Publication number: DE69729239T2
Application number: DE69729239T
Authority: DE
Inventors: Philippe Duhamel; Philippe Madec; Marc De Courville
Original assignee: Telediffusion de France ets Public de Diffusion; France Telecom SA
Current assignee: Telediffusion de France ets Public de Diffusion; Orange SA
Priority date: 1996-03-18
Filing date: 1997-03-18
Publication date: 2005-06-23
Anticipated expiration: 2017-03-19
Also published as: EP0797333B1; FR2746238A1; EP0797333A1; DE69729239D1; FR2746238B1

Description

Die Erfindung betrifft den Empfang von Mehrfach-Frequenzträgersignalen.
Genauer gesagt betrifft die Erfindung die Entzerrung eines über einen zeitlich variierenden Übertragungskanal empfangenen Mehrfach-Frequenzträgersignals. Insbesondere betrifft die Erfindung die Annullierung oder zumindest die Einschränkung von Interferenzen zwischen Symbolen (IES), die vom Übertragungskanal verursacht werden.
Die Erfindung ist auf alle Arten von Signalen anwendbar, die eine Vielzahl von orthogonalen Trägerfrequenzen einsetzen, d. h., Signale, die nach der Multiplexierungstechnik nach Frequenzaufteilung gesendet werden (in Englisch: Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM)).
Es kann sich beispielsweise um das COFDM-System (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex (Multiplexieren von kodierten orthogonalen Frequenzen)) handeln, das insbesondere im Rahmen des europäischen Projektes Eureka 147 „DAB" (Digial Audio Broadcasting (digitale Hörfunkübertragung)) [4] (die in der vorliegenden Beschreibung angegebenen Referenzen sind im Anhang zusammengestellt), das auch für das Übertragen von Fernsehsignalen (beispielsweise das System European Digital Terrestrial TV Broadcasting (dTTb)) oder für das Übertragen von Daten über Kabel (Discrete Multitone Transmission (DMT)) vorgemerkt ist.
Bei solchen Übertragungssystemen sind die zu übertragenden Quellendaten zuerst als Symbole organisiert (die aus einer Quellenangabe oder aus mehreren Quellendaten gebildet sind), die jeweils während eines vorgegebenen Zeitintervalls eine unter einer Vielzahl von Trägerfrequenzen gewählte Trägerfrequenz modulieren. Das von der Menge der modulierten Trägerfrequenzen gebildete Signal wird einem oder mehreren Empfängern übertragen, die ein vom Übertragungskanal verzerrtes gesendetes Signal empfangen.
Die Symbole werden nach (manchmal auch OFDM-Symbole genannten) Symbolblöcken oder nach Mengen von N Symbolen wieder zusammengefügt, welche die N Trägerfrequenzen während des vorgegebenen Zeitintervalls modulieren. Die Modulierung eines Symbolblocks wird durch Anwendung einer orthogonalen Transformation über N zu übertragende Quellenwerte gesichert.
Diese Operation wird im allgemeinen durch Anwendung einer diskreten inversen Fouriertransformierten (TFDI) sichergestellt. Diese Struktur ermöglicht das Entzerren des empfangenen Signals mit sehr geringen Berechnungskosten, benötigt jedoch dafür das Vorhandensein eines Schutzintervalls am Anfang eines jeden Blocks abgetasteter Signale (oder OFDM-Symbole).
Diese Operation könnte ebenfalls für eine jede Filterbank mit perfekter Wiederherstellung gesichert sein. Die Vereinfachung des im Falle der TFDI erhaltenen Verfahrens zur Entzerrung ist dann nicht mehr möglich. Es muss ein anderes Verfahren ins Auge gefasst werden.
Das mit der TFD eingesetzte Schutzintervall (IG) ist ein redundantes Präfix, das größer ist als das Kanalgedächtnis, während dem keine Nutzinformation übertragen wird. Durch Verkettung eines Schutzintervalls mit einem jeden Block von zu übertragenden zeitlich abgetasteten Werten, lässt sich die vom Durchlauf durch den Kanal erzeugte Interferenz zwischen Symbolen (IES) leicht eliminieren [5].
Eine vernünftige Wahl des Schutzintervalls besteht in einer kreisförmigen Verdoppelung eines Teils des Blocks, so dass der Nutzteil der empfangenen Daten dann einer zyklischen Faltung der vom Kanal gesendeten Daten entspricht.
1 veranschaulicht dieses Prinzip. N zu sendende Werte X₀(n) bis X_N–1(n) speisen die TFDI 11, welche die entsprechenden transformierten Werte x₀(n) bis x_N–1(n) liefert. Diese Werte speisen einen Parallel-Serien-Wandler 12, der eine Überabtastung sicherstellt, wobei die K ersten Werte x₀(n) bis x_K–1(n) während der dem Schutzintervall entsprechenden Zeitdauer wiederholt werden.
Nach dem Übertragen über den Übertragungskanal 13, wird das Signal im Empfänger empfangen. Dieser umfasst einen zum Wandler 12 symmetrischen Serien-Parallel-Wandler 14, der einerseits die den Werten x₀(n) bis x_N–1(n) entsprechenden abgetasteten Werte r₀(n) bis r_N–1(n) und andererseits die dem Schutzintervall entsprechenden abgetasteten Werte r_N(n) bis r_N+K–1(n) liefert.
Die Interferenz zwischen den OFDM-Symbolen ist im Schutzintervall eingeschränkt (da seine Dauer größer als das Kanalgedächtnis gewählt wird) und somit auch in den abgetasteten Werten r_N(n) bis r_N+K–1(n), die nicht verwendet werden. Die anderen abgetasteten Werte werden nicht durch die Interferenz zwischen OFDM-Symbole verzerrt sondern lediglich möglicherweise durch die Interferenz innerhalb der OFDM-Symbole.
Die abgetasteten Werte r₀(n) bis r_N–1(n) werden dann mit Hilfen einer diskreten inversen Fourier-Transformation (TFD) 15 demoduliert, die Ausgangswerte R₀(n) bis R_N–1(n) liefert. Die Entzerrung erfolgt nach dem Demodulieren durch einfaches Dividieren 16₀ bis 16_N–1 eines jeden Ausgangswertes der TFD 15 durch den entsprechenden Koeffizienten G_i einer Schätzung der Frequenzantwort des Kanals.
Diese Methode ist sehr effektiv im Falle von nicht verrauschten Kanälen und bietet den Vorteil, von geringer arithmetischer Komplexität zu sein.
Sie bietet jedoch einige schwerwiegende Nachteile.
Dieses Verfahren benötigt nämlich eine Schätzung der Frequenzantwort des Kanals. Sie wird in den aktuellen Systemen durch periodisches Einfügen von den Empfängern bekannter Werte und Positionen zwischen den Nutzsignalelementen der Referenzsymbole erreicht.
Demnach verringert bei gegebenem Durchsatz beim Senden diese Technik den für die Nutzdaten verfügbaren Durchsatz in zweierlei Arten. Einerseits aufgrund der Verwendung eines Schutzintervalls (bis zu einem Viertel der Übertragungsressource) und andererseits aufgrund der Verwendung von Referenzsymbolen (bis zu einem Zehntel der verbleibenden Übertragungsressource).
Um den Durchsatz zu erhöhen, wurde eine Verkürzung der Zeitdauer des Schutzintervalls vorgeschlagen ([6, 7]). Eine derartige Technik führt demnach eine Restinterferenz zwischen Symbolen ein, aufgrund des Größenunterschiedes zwischen dem Kanalgedächtnis und der Länge des Schutzintervalls. Diese Interferenz wird durch einen kurzen Adaptivfilter (mit einer kleinen Zahl von Koeffizienten), der oberhalb des Demodulators untergebracht ist, reduziert. Seine Funktion besteht darin, die Impulsantwort des Kanals derart „einzuschränken", dass die Antwort der Entzerrer-Kanal-Kombination vom Empfänger als von kleinerer Größe angesehen wird.
Diese Lösung benötigt immer die Anwendung eines Referenzsignals zum Bestimmen der Impulsantwort des Kanals. Andererseits macht sie die Empfänger komplexer.
Ferner ist die oben im Verhältnis zur 1 beschriebene Methode sehr spezifisch für OFDM-Systeme, die eine diskrete inverse Fourier-Transformation zum Durchführen der Demodulierung benutzen, was sich stark einschränkend auswirkt. In der Tat können im Allgemeinen die OFDM-Systeme als Transmultiplexer mit perfekter Wiederherstellung dargestellt werden. In diesem Falle ermöglicht die Nutzung eines Schutzintervalls keine einfache Entzerrung mehr.
Die Erfindung soll insbesondere diese verschiedenen Nachteile des Standes der Technik entgegenwirken.
Genauer besteht ein Zweck der Erfindung im Bereitstellen eines Verfahrens und einer Vorrichtung zur Entzerrung eines OFDM-Signals sowie eines entsprechenden Empfängers, mit dem man sich von der Notwendigkeit eines Schutzintervalls (Annullierung oder Reduzierung dieses Intervalls) und/oder der Referenzsymbole befreit.
Anders ausgedrückt, bezweckt die Erfindung insbesondere das Bereitstellen einer Entzerrungstechnik, die eine bessere Nutzung der verfügbaren Ressource zu Gunsten des Nutzsignals und somit das Erhöhen des Nutzdurchsatzes mit glei chem Passband (oder das Reduzieren des erforderlichen Passbandes bei gleichem Nutzdurchsatz) ermöglicht.
Ein weiterer Zweck der Erfindung ist das Bereitstellen einer derartigen Technik, die mit den bekannten Signalen kompatibel bleiben soll. So muss die Technik der Erfindung in der Lage sein, in Gegenwart von Schutzintervallen zu arbeiten, unabhängig von deren (eventuell variabler) Größe. Sie muss ebenfalls in Gegenwart von Referenzsymbolen einsetzbar sein und gegebenenfalls daraus Vorteile nehmen.
Die Erfindung bezweckt ebenfalls das Bereitstellen einer Technik von einfachem industriellen Einsatz, welche die Realisierung von preiswerten Empfängern ermöglicht. Andererseits besteht ein anderer Zweck im Bereitstellen einer Technik, mit der die Realisierung mehrerer Qualitätsebenen des Empfängers leicht zu verwirklichen ist.
Noch ein Zweck der Erfindung ist das Bereitstellen einer Technik, die ebenfalls das Synchronisieren des Empfängers ermöglicht oder die wenigstens eine Synchronisationshilfe bietet.
Ferner bezweckt die Erfindung das Bereitstellen einer Technik, die eine Vergrößerung des Abstandes zwischen Sendern in einem durch mehrere bei gleicher Frequenz arbeitende Sender gebildeten Netzwerkes ermöglicht, wobei die Ausführung der Infrastruktur eines solchen Netzwerkes vereinfacht wird.
Ebenfalls bezweckt in einem vorhandenen Netzwerk die Erfindung das Ausdehnen der Deckung dieses Netzwerkes, ohne auf die existierenden Sender zu wirken.
Diese Zwecke sowie andere, die im Nachhinein ersichtlich werden, erreicht die Erfindung mit Hilfe einer Vorrichtung zur Entzerrung eines über einen variablen Übertragungskanal empfangenen Mehrfach-Frequenzträgersignals, wobei dieses Signal von einer Vielzahl von orthogonalen Trägerfrequenzen gebildet wird, die jeweils durch für ein zu sendendes Quellensignal repräsentative Quellensymbole moduliert werden, wobei die Vorrichtung folgendes umfasst:

– ein von dem empfangenen Signal gespeistes Adaptivfilter, das ein entzerrtes Signal liefert, das mit einem höheren Takt als der der erwähnten Symbole abgetastet wird,
– Mittel für eine inverse Transformation einer beim Senden angewandten Transformation, die vom erwähnten entzerrten Signal gespeist werden und die, wenn das Adaptivfilter konvergiert hat, einerseits einen ersten Satz von für die gesendeten Symbole repräsentativen Werten und andererseits einen zweiten Satz von Werten liefert, die im Verhältnis zum Quellensignal unbedeutend sind und,
– Steuerungsmittel des erwähnten Adaptivfilters, die als Funktion der den zweiten Wertesatz bildenden Werte wirken (beispielsweise derart, dass sie von minimaler Durchschnittsenergie sind).

Die Erfindung basiert somit auf einem ganz neuen Ansatz. Wurde nach dem Stand der Technik die Entzerrung nach der Transformation sichergestellt, erfolgt sie nach der Erfindung vorher, am empfangenen Signal.
Es ist keine besondere vom Sender gesendete Information (Referenzsymbole) erforderlich. Die Transformation produziert automatisch aufgrund der Überabtastung im Verhältnis zum Takt der Symbole, die Werte die in geeigneter Weise minimiert werden sollen. Anders ausgedrückt ist die Vorrichtung der Erfindung selbst lernend.
Wie weiter vorne ersichtlich, ermöglicht diese Technik in einigen Fällen eine vollkommene oder teilweise Befreiung vom Vorhandensein des Schutzintervalls und/oder von den Referenzelementen. Demnach ist es möglich, den Nutzdurchsatz zu erhöhen und/oder eine stärkere geographische Abdeckung der Sender zu erreichen.
Nach einer vorteilhaften Ausführung der Erfindung berücksichtigen diese Steuerungsmittel ebenfalls Werte aus dem ersten Wertesatz, welche Referenzsymbolen entsprechen, deren Wert beim Senden dem Empfänger im Voraus bekannt ist.
Diese Referenzsymbole, die beispielsweise vorhanden sind, um eine Schätzung der Frequenzantwort des Kanals durchzuführen, ermöglichen das Optimieren der Steuermittelberechnungen.
Nach einer ersten Ausführung der Erfindung weisen diese Mittel für eine inverse Transformation eine Zahl von Eingaben N_r auf, die der Eingabezahl der Mittel für eine beim Senden angewandte Transformation identisch ist, wobei diese systematisch mit einem Satz von N_r-N_u Nullwerten gespeist werden.
Anders ausgedrückt, umfasst in diesem Falle das zusendende Signal vor Transformation durch den digitalen Modulator mehrere (N_r-N_u) Werte, die systematisch Null sind. Somit muss man sie beim Empfang wiederfinden. Die Rolle der Steuerungsmittel besteht im Konfigurieren des Adaptivfilters zu diesem Zweck.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Stelle der Nullsymbole im Symbolblock gleichgültig ist und, dass diese in Gruppen zusammengefügt oder verteilt sein können. Andererseits und nach einem besonders interessanten Aspekt der Erfindung, ist es durchaus möglich, auf das Vorhandensein von Nullsymbolen beim Senden zu verzichten.
In der Tat weisen, nach einer zweiten Ausführung der Erfindung, die Mittel für eine inverse Transformation eine Zahl von Eingaben N_r auf, die größer ist als die Eingabezahl der Mittel für eine beim Senden angewandte Transformation.
Diese zweite Situation entspricht einer Überabtastung beim Empfänger N_u/N im Verhältnis zu der vom Sender durchgeführten Abtastung. Es sei darauf hingewiesen, dass diese zweite Ausführung nicht inkompatibel mit dem Vorhandensein von Nullsymbolen beim Senden ist. Diese sind jedoch keineswegs unabdingbar, es sei denn, um die Digital-/Analog-Umwandlung zu begünstigen. Dies ermögliche selbstverständlich einen Gewinn an Nutzdurchsatz.
Es ist leicht einzusehen, dass die Technik umso effizienter ist, je größer die Zahl der zu minimierenden Koeffizienten ist. Somit lassen sich mehrere Qualitätsebenen des Empfängers definieren, als Funktion der Eingangszahl von Transformationsmitteln.
Obwohl die vor dem Schutzintervall liegende Techniken nur mit einer Fourier-Transformation eingesetzt werden können, können die Transformationsmittel der Gruppe angehören, die folgendes umfasst:

– die diskreten orthogonalen, reellen oder komplexen Transformationen, wie die diskreten Fourier-Transformationen;
– die reellen oder komplexen Filterbänke.

Bevorzugterweise minimieren die Steuerungsmittel ein quadratisches Kriterium, welches eine Funktion des zweiten Wertesatzes ist.
Vorteilhafterweise umfassen die Steuerungsmittel Mittel, mit denen beim Feststellen ungünstiger Empfangsbedingungen, die Aktualisierung der Parameter des Adaptivfilters kurzzeitig unterbrochen wird oder mit denen die Konvergenzgeschwindigkeit verlangsamt werden kann.
Andererseits kann die Vorrichtung der Erfindung vorteilhafterweise eine Synchronisierungsinformation oder eine Synchronisierungshilfsinformation liefern oder sich sogar in die Synchronisierungsvorrichtung integrieren oder sie bei einigen Betriebsphasen ersetzen.
Die Erfindung betriff ebenfalls die Empfänger, welche einige der oben beschriebenen Vorrichtungen sowie das entsprechende Entzerrungsverfahren umfassen.
Ein derartiges Verfahren umfasst insbesondere die folgenden Schritte:

– eine Adaptivfilterung des empfangenen Signals, die ein entzerrtes Signal liefert, das mit einem höheren Takt als dem der erwähnten Symbole abgetastet wird,
– eine Transformation, die invers für eine beim Senden angewandte Transformation des erwähnten entzerrten Signals ist und die, wenn das Adaptivfilter konvergiert hat, einerseits einen ersten Satz von für die gesendeten Symbole repräsentativen Werten und andererseits einen zweiten Satz von Werten liefert, die im Verhältnis zum Quellensignal unbedeutend sind und,
– eine Steuerung der Parameter des erwähnten Adaptivfilters, die als Funktion der den zweiten Wertesatz bildenden Werte wirken.

Weitere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden beim Lesen der nachfolgenden Beschreibung einer als veranschaulichendes und nicht einschränkendes Beispiel vorgestellten bevorzugten Ausführung der Erfindung deutlich sowie der beigefügten Figuren, wobei:
1 eine vereinfachte Darstellung des bekannten Entzerrungsprinzips mit einem Schutzintervall innerhalb eines bereits in der Präambel diskutierten OFDM-Systems ist;
2 ein Diagramm zeigt, das die diskrete überabgetastete Modellierung eines OFDM-Modulators darstellt;
3 ein Übersichtsdiagramm einer Vorrichtung zur Entzerrung nach der Erfindung darstellt;
4 das kontinuierliche Modell eines in dem dieser Beschreibung beigefügten Anhang diskutierten OFDM-Modulators darstellt;
5 eine vereinfachte Darstellung des Entzerrungsverfahrens der Erfindung darstellt.
Die Erfindung betrifft somit die Entzerrung von OFDM-Signalen.
Um die Erfindung zu verstehen, sei darauf hingewiesen, dass die Realisierung eines Modulators mit Hilfe einer „gänzlich digitalen" Vorrichtung im allgemeinen das Bearbeiten einer überabgetasteten Version des Signals erfordert, die tatsächlich von einem entsprechenden analogen Modulator gesendet wird, um die Anwendung schneller Algorithmen zu ermöglichen, wobei sie die Digital/Analog-Umwandlung begünstigen kann.
Das OFDM-System hat eine spezifische Eigenschaft: da die (zeitlichen und kontinuierlichen) gesendeten Signale eingeschränkte Spektren aufweisen, hebt ihre diskrete Modellierung bei einem höheren Takt als dem der gesendeten Symbole die Verwendung eines größeren Modulators als der in einem klassischen digitalen Modulator verwendeten hervor, wobei zusätzliche Eingänge auf Null gesetzt werden.
Die Begründung dieser diskreten Modellierung wird auf der mathematischen Ebene im Anhang angegeben.
Das Prinzip ist in 2 dargestellt. Es entspricht zuerst dem Zufügen von N_z Nullsymbolen X_Nu(z) bis X_Nu+Nz(z) zu den N_u Nutzsymbolen X₀(z) bis X_Nu–1(z), welche die nützlichen Eingänge bilden, wodurch das abgetastete Signal X(z) erzeugt wird und dann, ausgehend von X(z), die transformierten Werte x(z) erzeugt werden.
Die N_z Nullsymbole erzeugen eine Überabtastung.
Ein Parallel-Seriell-Wandler 22 liefert dann die entsprechenden Abtastwerte x_n, um ihre Analog-/Digital-Umwandlung und dann ihr Senden sicherzustellen.
Da das Ausgangssignal der Transformierten 22 des Modulators um einen Faktor N/N_u im Verhältnis zum Signal überabgetastet ist, das mit einer Transformation der Größe N_u erzielt wäre und, da die den nicht Nullsymbolen entsprechenden Signale frequenzmäßig sehr lokalisiert sind, kann man dann eine nicht perfekte Interpolierung im Digital-/Analog-Wandler (CNA) 23 des Senders (sowie eine nicht perfekte Abtastung und Quantifizierung am Empfänger) tolerieren.
Setzt man eine ähnliche Empfängerstruktur und einen transparenten Kanal voraus, findet man die so hinzugefügten Nullsymbole an den selben Stellen nach der Demodulierung.
Dies ist jedoch nicht mehr der Fall, wenn der Kanal nicht mehr trivial ist, was allgemein zutrifft. Diese Eigenschaft geht dann verloren, aufgrund der vom Kanal zwischen mehreren OFDM-Symbolen eingeführten Interferenz.
Die Erfindung bietet eine Technik, mit der diese Eigenschaft wiedererlangt werden kann.
Die Erfinder haben nämlich nachgewiesen, dass es möglich ist, im Empfänger eine Vorrichtung zur Entzerrung so zu regeln, dass diese Nullsymbole wieder vorhanden sind und, dass das zum Entzerren des Kanals ausreicht.
Dies setzt einfach voraus, dass die vom Kanal an diesen Nullsymbolen eingebrachte Verzerrung nicht ganz vom Analogfilter des Empfängers abgelehnt wird, welches die von den benachbarten Bändern kommenden Störungen eliminieren soll.
3 stellt das Prinzip der Erfindung dar.
Die OFDM-Symbole x(n) werden, wie bereits im Zusammenhang mit 1 erläutert, erzeugt.
Es ist keine Anpassung im Modulator notwendig (aber es sind Vereinfachungen möglich).
Diese Symbole x(n) werden über den Kanal C 31 gesendet, welcher das Signal insbesondere dadurch verzerrt, dass dort Interferenz zwischen den Symbolen erzeugt wird. Dazu kommt ein Rauschen b(n) 32. Das empfangene Signal r(n) hat demnach den Wert C(n)·x(n) + b(n).
Nach der Erfindung speist dieses Signal r(n) direkt ein Adaptivfilter 33, das die Rolle einer adaptiven Entzerrungsvorrichtung spielt. Es ist durch das Minimieren eines quadratischen oder anderen Kriteriums angepasst, das die Signale der Unterbänder ins Spiel bringt. Nach dem Demodulieren muss man Nullwerte oder Werte, die genauer nur Reste des zusätzlichen Rauschens b(n) umfassen, wiederfinden. Es können weitere Minimierungskriterien selbstverständlich ins Auge gefasst werden, wobei das vorhergehende Kriterium den Vorteil hat, dass es keine Referenzangabe benötigt.
Die entzerrten Symbole y(n) speisen die N Eingänge einer Fourier-Transformierten 34. Es sei darauf hingewiesen, dass die Erfindung nicht auf Systeme beschränkt ist, die eine Fourier-Transformation anwenden. Sie lässt sich auf die meisten Techniken anwenden, die das Zerlegen eines Signals in Unterbänder ermöglichen (reelle oder komplexe orthogonale Transformationen, reelle oder komplexe Filterbänke).
Man erhält N abgetastete Werte am Ausgang, von denen N_u abgetastete Werte (39) den gesendeten Symbolen entsprechen. Diese werden dekodiert, beispielsweise durch Bildung eines Schwellenwertes 35, um die geschätzten Symbole X'₀(n) bis X'_Nu–1(n) zu liefern, die dann das Wiederherstellen des Quellensignals ermöglichen.
Statt in klassischer Weise ignoriert zu werden, speisen die N_z anderen abgetasteten Werte (36) die Steuerungsmittel 37 des Filters 33, die auf das Filter einwirken, um das oben erwähnte Kriterium zu minimieren.
Ein besonderes Beispiel, das auf der Minimierung eines quadratischen Kriteriums basiert, wird im Anhang detailliert erläutert. Dieser Anhang ist selbstverständlich insgesamt Bestandteil dieser Patentbeschreibung.
Wenn einige der Nutzsymbole vom Empfänger bekannte Referenzsymbole 38 sind, lassen sie sich vorteilhafterweise im Anpassungskriterium durch die Steuerungsmittel 37 berücksichtigen.
Die Optimierung dieses Kriteriums besteht beispielsweise in einer geeigneten Wichtung des Fehlers in jedem Unterband. Die optimale Wichtung hängt insbesondere von der Frequenzantwort des Ablehnungsfilters am Eingang des Empfängers ab.
Andererseits können die Steuerungsmittel 37 eine Information liefern, welche das Synchronisieren des Empfängers ermöglicht oder unterstützt. Diese Information besteht aus dem Wert der vom Kanal eingeführten Verzögerung und kann benutzt werden, um die Blocksynchronisierungsvorrichtung zu steuern. Tatsächlich sieht nämlich die Vorrichtung zur Entzerrung die Synchronisierungsverschiebungen als mit der Impulsantwort des Kanals zusammenhängende Verzögerungen und kompensiert sie also beim Entzerren des Kanals.
Obwohl man bisher die Erfindung mit einer Transformierten 34 vorgestellt hat, welche die selbe Zahl von Eingängen und demnach von Ausgängen aufweist, wie die beim Senden angewandte Transformierte, soll darauf hingewiesen werden, dass dies keineswegs erforderlich ist. Im Gegenteil sind die Größen dieser Transformierten vollkommen unabhängig.
So ist es möglich, die Qualität der Entzerrung zu erhöhen, indem man die Zahl Nz von Nullsymbolen (oder genauer gesagt, von annullierenden Symbolen) erhöht, die von den Steuerungsmitteln 37 berücksichtigt werden, d. h., durch Erhöhen des Taktes der Abtastung.
Somit ist es möglich, mehrere Qualitätsebenen des Empfängers in Betracht zu ziehen.
Andererseits ist es wichtig festzustellen, dass das Senden von Nullsymbolen keineswegs erforderlich ist. Diese gesendeten Symbole wurden lediglich im Detail erläutert, um das Verständnis der Erfindung zu begünstigen. Es ist jedoch eindeutig, dass eine Überabtastung am Empfänger reicht, um die zum Speisen der Steuerungsmittel 37 erforderlichen Koeffizienten 36 zu erzeugen.
Es ist demnach keine Kenntnis bezüglich der gesendeten Nutzdaten erforderlich (ausgenommen der Fall, dass die Option des Berücksichtigen von Referenzsymbolen angewandt wird) und das System ermöglicht eine autodidakte oder blinde Entzerrung.
5 ist eine vereinfachte Darstellung des Verfahrens der Erfindung, so wie sie in einem Empfänger anwendbar ist. Die erwähnten Schritte sind selbstverständlich nur zum Begünstigen des Verständnisses getrennt. In der Praxis erfolgen sie parallel zueinander.
Die Transformation 51 liefert einerseits Nutzsymbole 52, die den gesendeten Symbolen entsprechen und andererseits Symbole 53, die im Prinzip null sein müssen.
Die Nutzsymbole 52 werden dekodiert (54), um dem Quellensignal entsprechende geschätzte Symbole 55 und gegebenenfalls Referenzsymbole 56 zu liefern, die beispielsweise der Schätzung der Kanalantwort dienen sollen.
Die Symbole 53 werden bei einem Minimierungsschritt 57 berücksichtigt, der beispielsweise das im Anhang beschriebene Minimierungskriterium anwenden.
Wenn sie verfügbar sind, können die Referenzelemente 56 zum Optimieren (58) der Minimierung des quadratischen Kriteriums dienen.
Zuletzt kann ein Kontrollschritt 59 eingesetzt werden, um die ungünstigen Situationen zu orten, die sich beispielsweise in Gegenwart von sporadischen Störern hoher Intensität ergeben oder wenn eine plötzliche Änderung eintritt (insbesondere beim Starten), welche die Konvergenz des adaptiven Vorgangs stört. Eine derartige Situation kann beim Beobachten der Variationen des nach Demodulierung entzerrten Signals festgestellt werden. In diesem Falle wird die Aktualisierung der Filterungsparameter unterbrochen, diese werden auf im Voraus festgelegte Werte eingestellt, oder es wird einfach ihre Konvergenzgeschwindigkeit reduziert.
Ansonsten speisen die dem Minimierungskriterium entsprechenden Parameter den Filter, um die Entzerrung 510 sicherzustellen.
Zusammenfassend schlägt die Erfindung das Einführen einer von einer bestimmten Zahl von Parametern abhängenden Struktur (Vorkehrung zum Entzerren) vor. Wenn diese so eingestellt sind, dass die Energie der empfangenen Signale, die null sein müssen, minimiert ist, ist es möglich, das OFDM-System vollständig zu entzerren und die Nutzdaten wiederzufinden. Allgemeiner kann man jede implizite Referenz benutzen, um die Vorrichtung zur Entzerrung anzupassen, insbesondere dann, wenn aus verschiedenen Gründen Referenzsymbole bereits vorhanden sind. Das Kriterium lässt dann die Norm der Fehlersignale in den entsprechenden Unterbändern wirken, mit eventuell einer spezifischen Wichtung. Beispielsweise kann das Kriterium quadratisch sein, in welchem Falle es die Energie der Signale intervenieren lässt.
Neben den oben erwähnten Vorteilen wird darauf hingewiesen, dass die Erfindung folgendes ermöglicht:

– das Reduzieren der Größe des Schutzintervalls in einem COFDM-Netzwerk (mit einem Sender oder mit mehreren Sendern);
– das Vergrößern des Abstandes zwischen Sendern in einem aus mehreren Sendern bestehenden COFDM-Netzwerk;
– das Ausweiten des Abdeckungsbereiches eines vorhandenen COFDM-Netzwerkes;
– das Verbessern der Synchronisierungsfunktion im OFDM-System (und gegebenenfalls Eliminieren der zu diesem Zweck eingesetzten Trägerfrequenzen).

ANHANG 1. Diskrete Modellierung des Modulators
Im Nachfolgenden wird, um die Klarheit der Erläuterungen nicht entgegenzuwirken, nur der Fall eines OFDM-Systems im Detail besprochen, dessen digitale Modulierung durch die Inverse der Fourier-Transformierten erfolgt. Dagegen ist das vorgestellte Prinzip buchstäblich auf jede andere Art von Modulierung anwendbar.
Wir gehen aus von der zeitkontinuierlichen Definition des OFDM-Systems, um davon eine detaillierte Modellierung im Basisband vorzustellen.
Kontinuierliches Modell des Modulators: Sei I(n) die Folge der zu sendenden Symbole, die mit einer Abtastungsperiode T_s definiert wird. Dieser Ausgangsfluss von Daten wird in (sagen wir N_u) parallele Flüsse aufgeteilt. Es werden demnach N_u Unterfolgen X(n) = (X₀(n), ..., X_Nu–1(n))^t gebildet, wobei jede während einer größeren Zeitdauer N_uT_s erzeugt wird. Die Menge der im Vektor X(n) zusammengefassten und während der Zeitdauer N_uT_s gesendeten Symbole wird ein OFDM-Symbol genannt (das von einem Symbol der ursprünglichen Konfiguration zu unterscheiden ist).
Das aktuelle OFDM-System verteilt diese verschiedenen Folgen über verschiedene Trägerfrequenzen, deren Zusammenfügung eine orthogonale Menge bildet. Nach dem Modulieren und Formen durch die orthogonalen Filter ψ_k(t) wird die Summe x(t) der so erhaltenen kontinuierlichen Signale über den Kanal gesendet.
Das gesendete Signal x(t) kann demnach folgendermaßen ausgedrückt werden (wobei die Faltung als * bezeichnet wird, s. 4):
Übergang zu einer diskreten Modellierung: Bisher wurde nur eine kontinuierliche Modellierung des Modulators betrachtet. Die Realisierung eines derartigen Systems bedarf der Verwendung von N_u perfekt orthogonalen, parallel angeordneten analogen Filtern, was schwierig zu verwirklichen und demnach sehr kostspielig ist. Deshalb wird diese Operation eher digital durchgeführt, wobei die erhaltenen abgetasteten Werte einem Digital-Analog-Wandler (CNA) unterworfen werden. Es wird also nachfolgend eine diskrete Modellierung des Modulators im Detail betrachtet.
Hier ist es wichtig zu bemerken, dass in diesem Teil kein Schutzintervall vor dem Senden über den Kanal eingefügt wird, der gegenwärtig als ideal angenommen wird.
Das während der Zeitdauer N_uT_s über den Kanal gesendete kontinuierliche Signal x(t) wird auf der Grundlage von N_u Folgen (X_k(n))_n∈Z aufgebaut. Demnach, da die Modulierung eine lineare kausale Operation ist, müssen mindestens N ≥ N_u abgetastete Werte von x(t) während derselben Zeitdauer beobachtet werden, um in der Lage zu sein, die X_k(n) des entsprechenden Blocks wiederzufinden. Ansonsten gäbe es einen unwiderruflichen Informationsverlust. Es werde demnach eine Abtastungsperiode T_e angenommen, so dass das System eine Blockstruktur derselben zeitlichen Ausdehnung behält. Die so gewählte Zeitdauer T_e erfüllt die Gleichung: NTe = NuTs, Te ≤ Ts, N ∈ N (2)wobei N eine ganze Zahl ist. x(t) wird dann mit einer Periode T_e abgetastet, die kleiner oder gleich dem Symboltakt ist. Die Modulierungsoperation entspricht demnach der durch einen Digital-Analog-Wandler in Form gebrachten, abgetasteten-blockierten Version x(nT_e) des Signals x(t) mit dem Takt T_e in die Leitung zu senden.
Wir zeigen, dass die abgetastete Version von x(t) leicht aus den X_k(n) durch eine Transmultiplexierung abgeleitet wird. In der Tat treten bei der Berechnung der x(nT_e) nur Linearkombinationen der von den abgetasteten Versionen der Filter ψ_k(t) gewichteten Eingangswerte X_k(n) auf. Das Abtasten von x(t) wird folgendermaßen ausgedrückt:
Da andererseits die ψ_k(t) orthogonale Filter sind, sollte es möglich sein, eine kritische Abtastung (T_e = T_s) ohne Informationsverlust auszuführen. Der entsprechende CNA hätte dann eine unendliche Impulsantwort (beispielsweise sin(t)/t), was nicht durchführbar ist. Demnach, und um den Einfluss eines nicht idealen CNA zu minimieren, wählt man üblicherweise T_e < T_s, oder N_u ≤ N.
Man bezeichne mit x(n) = (x₀(n), ..., x_N–1(n))^t den Vektor der abgetasteten Werte des modulierten Signals, die während des Blocks n gesendet werden (wobei x₀(n) der letzte ist, der gesendet wird): xk(n) = x((nN – k)Te) = x(nNuTs – kTe) 0 ≤ k ≤ N – 1 (4)
Der Konstruktion nach bilden die verschiedenen Folgen x_k(n) die Mehrphasen-Komponenten vom Typ II der zu sendenden zeitlich abgetasteten Werte. Unter Bezugnahme auf den analogen Modulator (1) erhält man demnach:
Es werden zum Zwecke der Vereinfachung angenommen, dass die Modulierung des OFDM-Systems durch eine klassische Frequenzverschiebung des Filterspektrums u(t) erfolgt:
wobei u(t) auf das rechteckige Zeitfenster mit der Symboldauer (OFDM) reduziert wird:
Arbeitet man im Basisband f₀ = 0 und nimmt man an, dass die Trägerfrequenzen gleichmäßig verteilt sind:
Für 0 ≤ k ≤ N – 1 ist u((n – i)N_uT_s – kT_e) = δ_n–1,i und demnach wird (7) zum folgenden Ausdruck reduziert:
In der vorherigen Gleichung bleibt nur die diskrete inverse Fourier-Transformierte (TFDI) der mit N_z Nullen vervollständigten Folge (X_m(n – 1))_m, erhalten.
Demnach erscheint es, dass die x_n durch Kaskadieren einer TFDI der Dimension N erhalten werden, wobei diese TFDI die durch N_z = N – N_u Nullen und einem Zeitmultiplexer vervollständigte Folge X_m(i) moduliert.
Der Philosophie nach ändert das Hinzufügen von Nullen am Eingang der TFD nicht das Spektrum des Ausgangssignals im Falle einer perfekten CNA (hier verstehen wir unter einer perfekten CNA einen perfekten Interpolator). In der Tat führt das Abtasten eines selben analogen OFDM-Signals x(t) mit einem größeren Takt als dem von der Symbolzeit festgestellten nur zum Hinzufügen von Nullen am Eingang der TFDI im diskreten Modulatormodell. Aber alle diese Signalversionen entsprechen demselben Analogsignal und haben demnach das gleiche Spektrum (Interpolationsformel von Signalen mit begrenztem Band). Die Frage ist berechtigt, worauf die Wahl einer höheren Abtastfrequenz begründet ist, da eine Überabtastung die Komplexität des Senders erhöht. Dies versteht man im Falle eines nicht perfekten CNA. Dies kann in der Tat sich dann als sehr nützlich erweisen, weil das Multiplizieren der Zahl der zeitlichen Abtastwerte die Interpolation erleichtert.
In der Folge dieses Dokumentes werden wir annehmen, dass die Abtastungszeitdauer T_e kleiner als die Symbolzeit ist. So wird die Modulation als eine TFDI der Dimension N = N_u + N_z realisiert, wobei die N_z letzten Eingaben Nullsignale tragen.
Diskrete Modellierung des Demodulators: Wir wollen zeigen, wie im Falle eines idealen Kanals die Information am Empfänger wieder gefunden werden kann. Wird das Signal x(t) mit demselben Takt T_e wie beim Senden abgetastet, so gilt weiterhin Gleichung (9). X lässt sich demnach ohne Fehler als Ausgangswert des Demodulators mit der Matrix F (die TFD) wiederfinden.
2. Selbstlernende Entzerrung von OFDM-Systemen, basierend auf der Minimierung eines quadratischen Kriteriums
Kriterium: Es wurde hervorgehoben, dass das Arbeiten bei einem größeren Takt als die Inverse der Symbolzeit (T_s) dazu führt, dass die diskrete Modellierung des OFDM-Systems die Übertragung von Nullen erscheinen lässt. In Gegenwart eines nicht idealen Kanals werden diese Nullen nicht am Ausgang des Demodulators (Y_i(n)) beibehalten. Der Kanal kann dadurch entzerrt werden, dass man zwangsweise einige Ausgangswerte des Demodulators auf null setzt. Die Referenzsymbole sind nicht mehr erforderlich und der Durchsatz wird erhöht. Die Entzerrung benötigt die Wahl eines zu minimierenden Kriteriums. Das einfachste, mit den vorhergehenden Überlegungen kompatible quadratische Kriterium ist:
Es sei darauf hingewiesen, dass W(z) = 0 eine auffällige aber unerwünschte Lösung für die Minimierung von J_z in Verbindung mit der Wahl unserer Struktur ist. In der Tat würde diese Lösung das Erhalten von J_z = 0 ermöglichen. Der Vorrichtung zur Entzerrung muss demnach ein Zwang auferlegt werden, um diese triviale Lösung zu verhindern.
Struktur: In diesem Teil wird nur der Fall einer linearen Vorrichtung zur Entzerrung W(z) mit den Koeffizienten W = (w₀, ..., w_N–1)^t behandelt, die vor dem Demodulator nach dem Kanal C = (c₀, ...,c_P–1, 0, ..., 0)^t angebracht ist. Dagegen sollte es möglich sein, die vorgeschlagene Methode auf andere komplexere Strukturen zu verallgemeinern, wie beispielsweise Vorrichtungen zur Entzerrung mit Entscheidungsrückführung (DFE) [8]. Die nachfolgend genutzten Bezeichnungen sind in 3 definiert.
Da das Kriterium nur die „Trägerfrequenzen" berücksichtigt, die Nullsignale senden, ist es praktisch, die TFD-Matrix, welche die Demodulierung in zwei Teilen (
und F_T) nach der Zahl N_z der in das System eingeführten Nullsymbole sicherstellt, zu teilen.
Es werden ebenfalls die folgenden Schreibweisen angenommen: xn = (xn, ... xn–N+1)t x(n) = (x0(n), ..., xN–1(n))t = xnN = F–1X(n) χn = (xn, ..., xn–N+1)t χn 2 = (χn χn–N+1)N×2N r(n) = rn Rn = (rn, ..., rn–N+1)t bn = (bn, ...,bn–N+1)t Bn = (bn, ...,bn–N+1)t wobei b_n ein abgetasteter Wert eines weißen Gaußschen Rauschens ist.
Es ist wichtig, die in diese Schreibweisen eingefügten feinen Nuancierungen zu unterscheiden:

– a_n bezeichnet einen abgetasteten Wert;
– a_n ist ein Vektor abgetasteter Werte und a_n+1, wird von an durch Einfügen des neuen Elementes a_n+1 am Kopf abgeleitet;
– a(n) ist der „Block"-Vektor der abgetasteten Werte, so dass a(n + 1) und a(n) keinen gemeinsamen abgetasteten Wert aufweisen.

Das empfangene Signal r_n erfüllt: rn= χnC + bn
Der Vektor der Ausgangswerte y_n der Vorrichtung zur Entzerrung W wird dann wie folgt geschrieben: yn = χ2 n CW + Bn W y(n) = (y0(n), ..., yN–1(n))t = ynN
Nach dem Demodulieren erhält man somit:
Das Kriterium lässt sich demnach wie folgt ausdrücken:
Adaptive Algorithmusbildung: Es wird hier eine adaptive Einführung der Minimierung von J_z vorgestellt. Da das OFDM-System nach Blöcken arbeitet, ist der vorgeschlagene adaptive Aktualisierungsalgorithmus der Vorrichtung zur linearen Entzerrung ein Algorithmus, der ebenfalls nach Blöcken arbeitet.
Beispiel: Der „Block Least Mean Square"-Algorithmus (BLMS) [9, 10], den wir nachfolgend im Detail erläutern.
Bezeichnet man mit J ^_z(n) = Y H / T(_–n)Y_T(n) den augenblicklichen Schätzwert von J_z, so führt eine Anpassung von W des Typs LMS zu:
wobei μ der (positive) Anpassungsschritt ist, der die Konvergenz des Anpassungsprozesses steuert. Da Y_T = F_TR_nN W gilt, erhält man:
Dies ermöglicht das Aufstellen der adaptiven Gleichung des vorgeschlagenen Algorithmus: W(n + 1) = W(n) – μRH nNFH TYT(n) (13)
Wie im Falle eines jeden adaptiven, autodidakten Algorithmus, der auf einem quadratischen Kriterium basiert, muss bei jeder Iteration eine Korrektur an Gewinn und Phase erfolgen, indem ein Zwang auf den adaptiven Filter ausgeübt wird. Der Gewinn lässt sich leicht dadurch erreichen, dass man den Ausgängen des Demodulators das Aufweisen einer Durchschnittsenergie aufzwingt, die derjenigen der Konfiguration der gesendeten Symbole gleicht (s. 3). Wird vom Sender eine differentielle Kodierung verwendet, so wird die Phase in klassischer Weise so gesteuert, dass die empfangene Konfiguration dieselbe Form nach dem Empfang hat. Sonst können Referenzsymbole in einem Unterband (oder in mehreren Unterbändern) eingefügt werden, um das gleichzeitige Lösen des Problems der Unbestimmtheit von Gewinn und Phase sowie des Problems des Zwangs zum Verhindern der Konvergenz der Vorrichtung zur Entzerrung auf die Nulllösung hin zu sichern.
Die Konvergenzgeschwindigkeit des adaptiven Prozesses lässt sich durch Anwenden anderer Typen adaptiver Algorithmen erhöhen: so scheint beispielsweise das „Weighted Subband Adaptative Filter" (WSAF) [11] besonders zum Entzerren von OFDM-Systemen geeignet zu sein.
Referenzen

[1] B. R. Saltzberg. Performance of an efficient parallel data transmission system (Leistung eines effizienten parallelen Datenübertragungssystems). IEEE Tr on Comm., 15 (6): 805–811, Dezember 1967.
[2] S. B. Weinstein und P. M. Ebert. Data transmission by frequency-division multiplexing using the discrete fourier transform (Datenübertragung durch frequenzteilendes Multplexieren bei Verwendung einer diskreten Fourier-Transformierten). IEEE Tr. on Comm., 19(5): 628–634, Oktober 1971.
[3] B. Hirosaki. An orthogonally-multiplexed qam system using the discrete Fourier transform (Ein orthogonal multiplexiertes QAM-System unter Verwendung der diskreten Fourier-Transformierten). IEEE Tr. on Comm., 29(7): 982–989, Juli 1981.
[4] M. Allard und R. Lassale. Principles of modulation and channel coding for digital broadcasting for mobile receivers (Prinzipien der Modulierung und der Kanalkodierung für digitale Funkverbindungen mit mobilen Empfängern). European Broadcasting Union Review Technical, 224: 168–190, August 1987.
[5] A. Peled und A. Ruiz. Frequency domain data transmission using reduced computational complexity algorithms (Datenübertragung über Frequenzbereiche bei Verwendung von Algorithmen reduzierter Berechnungskomplexität). In Proceedings of the Int. Conf. on ASSP, Seiten 964–967, Denver, USA, April 1980.
[6] Jerry C. Tu Jacky S. Chow und John M. Cioffi. A discrete multitone transceiver system for HDSL applications (Ein diskreter Mehrton-Transceiver-System für HDSL Anwendungen). IEEE Trans. in ASSP, 9(6): 895–908, August 1991.
[7] John M. Cioffi Jacky S. Chow und John A. C. Bingham. Equalizer training algorithms for multicarrier modulation systems (Entzerrungs-Übungsalgorithmen für Mehrfachträger-Modulierungssysteme). In Proceedings of the Int. Conf. on Communications, pages II.761–II.765, Genf, Schweiz, Mai 1993.
[8] J. G. Proakis. Digital Communications. McGraw Hill, 2. Ausgabe, 1989.
[9] John McCool, Mauro Dentino und Bernard Widrow. Adaptive filtering in the frequency domain (Adaptives Filtern im Frequenzbereich). Proceedings of the IEEE, 66(12): 1658–1659, December 1978.
[10] Earl R. Ferrara. Fast implementation of LMS adaptive filters (Schnelle Ausführung von LMS-Adaptivfiltern). IEEE Trans. on ASSP, 28(4): 474–475, August 1980.
[11] M. de Courville und P. Duhamel. Adaptive fitlering in subbands using a weighted criterion (Adaptives Filtern in Unterbändern unter Verwendung eines gewichteten Kriteriums). In Proceedings of the Int. Conf. on ASSP, Seiten II.985–II.988, Detroit, USA, Mai 1995.

Claims

Vorrichtung zur Entzerrung eines über einen variablen Übertragungskanal empfangenen Mehrfach-Frequenzträgersignals, wobei dieses Signal von einer Vielzahl von orthogonalen Trägerfrequenzen gebildet wird, die jeweils durch für ein zu sendendes Quellensignal repräsentative Quellensymbole moduliert werden, dadurch gekennzeichnet, dass sie folgendes umfasst: – ein von dem empfangenen Signal gespeistes Adaptivfilter (33), das ein entzerrtes Signal liefert, das mit einem höheren Takt als der der erwähnten Symbole abgetastet wird, – Mittel (34) für eine inverse Transformation einer beim Senden angewandten Transformation (11), die vom erwähnten entzerrten Signal gespeist werden und die, wenn das Adaptivfilter (33) konvergiert hat, einerseits einen ersten Satz (39) von für die gesendeten Symbole repräsentativen Werten und andererseits einen zweiten Satz (36) von Werten liefert, die im Verhältnis zum Quellensignal unbedeutend sind und, – Steuerungsmittel (37) des erwähnten Adaptivfilters, die als Funktion der den zweiten Wertesatz bildenden Werte wirken.
Vorrichtung zur Entzerrung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsmittel (37) Werte aus dem ersten Wertesatz berücksichtigen, welche Referenzsymbolen (38) entsprechen, deren Wert beim Senden dem Empfänger im Voraus bekannt ist.
Vorrichtung zur Entzerrung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (34) für eine inverse Transformation eine Zahl von Eingaben N_r aufweisen, die der Eingabezahl der Mittel (11) für eine beim Senden angewandte Transformation identisch ist, wobei diese systematisch mit einem Satz von N_r-N_u Nullwerten gespeist werden.
Vorrichtung zur Entzerrung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (34) für eine inverse Transformation eine Zahl von Eingaben N_r aufweisen, die größer ist als die Eingabezahl der Mittel (11) für eine beim Senden angewandte Transformation.
Vorrichtung zur Entzerrung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Transformationsmittel (34) der Gruppe angehören, die folgendes umfasst: – die diskrete orthogonale, reelle oder komplexe Transformationen, wie die diskreten Fourier-Transformationen; – die reellen oder komplexen Filterbänke.
Vorrichtung zur Entzerrung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsmittel (37) angepasst sind, um ein quadratisches Kriterium zu minimieren, welches eine Funktion des zweiten Wertesatzes ist.
Vorrichtung zur Entzerrung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsmittel (37) Mittel umfassen, mit denen beim Feststellen ungünstiger Empfangsbedingungen, die Aktualisierung der Parameter des Adaptivfiliters kurzzeitig unterbrochen werden kann oder mit denen die Konvergenzgeschwindigkeit verlangsamt werden kann.
Vorrichtung zur Entzerrung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass es eine Synchronisierungsinformation oder eine Synchronisierungshilfsinformation liefert.
Empfänger eines über einen variablen Sendekanal empfangenen Mehrfach-Frequenzträgersignals, wobei dieses Signal von einer Vielzahl von orthogonalen Trägerfrequenzen gebildet wird, die jeweils durch für ein zu sendendes Quellensignal repräsentative Quellensymbole moduliert werden, dadurch gekennzeichnet, dass sie folgendes umfasst: – ein von dem empfangenen Signal gespeistes Adaptivfilter (33), das ein entzerrtes Signal liefert, das mit einem höheren Takt als der der erwähnten Symbole abgetastet wird, – Mittel (34) für eine inverse Transformation einer beim Senden angewandten Transformation (11), die vom erwähnten entzerrten Signal gespeist werden und die, wenn das Adaptivfilter (33) konvergiert hat, einerseits einen ersten Satz (39) von für die gesendeten Symbole repräsentativen Werten und andererseits einen zweiten Satz (36) von Werten liefert, die im Verhältnis zum Quellensignal unbedeutend sind und, – Steuerungsmittel (37) des erwähnten Adaptivfilters, die als Funktion der den zweiten Wertesatz bildenden Werte wirken.
Verfahren zur Entzerrung eines über einen variablen Übertragungskanal empfangenen Mehrfach-Frequenzträgersignals, wobei dieses Signal von einer Vielzahl von orthogonalen Trägerfrequenzen gebildet wird, die jeweils durch für ein zu sendendes Quellensignal repräsentative Quellensymbole moduliert werden, dadurch gekennzeichnet, dass es die folgenden Schritte umfasst: – adaptives Filtern (510) des empfangenen Signals, das ein entzerrtes Signal liefert, das mit einem höheren Takt als der der erwähnten Symbole abgetastet wird, – Transformation (51), die invers ist zu einer beim Senden angewandten Transformation, des entzerrten Signals, die, wenn das Adaptivfilter konvergiert hat, einerseits einen ersten Satz von für die gesendeten Symbole repräsentativen Werten und andererseits einen zweiten Satz von Werten liefert, die im Verhältnis zum Quellensignal unbedeutend sind und, – Steuerung (59) der Parameter des erwähnten Adaptivfilters, die als Funktion der den zweiten Wertesatz bildenden Werte wirken.