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Gebiet und
Hintergrund der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren für die schnelle Synchronisierung
eines Punkt-zu-Multipunkt-Modem-Systems und insbesondere ein Verfahren
zum Erhöhen
der Verarbeitungswirksamkeit eines empfangenen Signals durch das
Speichern der Trägerfrequenzverschiebung
und der Entzerrer-Abgriffe zwischen der Verarbeitung der Burst-Übertragungen.
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Viele
verschiedene Arten von Kommunikationssystemen weisen ein Master-Modem
an einer Basisstation auf, das dann die Übertragung mehrerer Slave-Modems
an Endstellen steuert. Ein solches Kommunikationssystem wird z.B.
häufig
für die
drahtlose Kommunikation nach einem TDM-(Zeitmultiplex)-Protokoll,
einem FDD-(Frequenzmultiplex)-Protokoll
und einem TDMA-(Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex)-Protokoll verwendet. Die Übertragung
von der Basisstation an die Endstellen für die stromabwärtigen Übertragungen
wird bei einer Trägerfrequenz
durchgeführt,
und die Übertragungen
von den Endstellen zur Basisstation, bzw. die stromaufwärtigen Übertragungen,
werden bei einer anderen Frequenz durchgeführt, und zwar derart, dass
die stromabwärtigen
und stromaufwärtigen Übertragungen
nicht interferieren werden. Für
stromaufwärtige Übertragungen
von den Endstellen zur Basisstation folgt die Kommunikation dem
TDMA-Protokoll. Stromabwärtige Übertragungen
sind jedoch andauernd und werden z.B. gemäß dem TDM-Protokoll durchgeführt. Die
Basisstation bestimmt die Taktung der Übertragungen durch die Endstellen.
Damit die Kommunikation erfolgt, muss ein übertragenes Signal für die genaue
Rückgewinnung
der im Signal enthaltenen Information genau durch den Empfänger verarbeitet
werden.
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Hochfrequenz-Signale
sind z.B. einer Verzerrung wie beispielsweise Amplituden- und Phasenverzerrungen,
Trägerfrequenzverschiebungen
und Phasenrauschen unterworfen. Die Amplituden- und Phasenverzerrung, die Zeitdispersion
verursachen, sind als Kanalantwort bekannt. Der Übertragungsrahmen kann Sychronisationsfelder
einschließen,
die für
die richtige Verarbeitung des Rahmens erforderlich sind, damit die oben
erwähnten
Verzerrungen überwunden
werden, die jedoch so gering wie möglich gehalten werden müssen, um
die verfügbare
Bandbreite zu maximieren. In der stromaufwärtigen Richtung kann jedes
Burst infolge der Burstnatur der Übertragung Synchronisationsfelder
einschließen.
Diese Felder können
z.B. zu Beginn des Bursts erscheinen und bilden dann die Kopfzeile.
Wenn Bursts relativ kurz sind, muss das Synchronisations-Overhead
so weit wie möglich
reduziert werden, so dass die Synchronisationsfelder so kurz sind
wie es praktisch ist.
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Eine
typische Methode zum Kompensieren der Kanalantwort (Amplituden-
und Phasenverzerrung und Zeitdispersion des Signals) in einem Empfänger ist
ein Entzerrer. Der Entzerrer schließt mehrere "Abgriffe" ein, die jeweils einen dazugehörigen Entzerrer-Koeffizient
haben, mit einer jeden Abgriff trennenden Verzögerung. Die Entzerrer-Koeffizienten
können
mittels Verwendung einer iterativen Methode berechnet werden, worin
die Koeffizienten eingestellt werden, bis die Koeffizienten gemäß irgendeinem
Algorithmus wie beispielsweise dem LMS (mittleren quadratischen
Fehler) eingestellt werden (s. z.B. Kapitel 6 von Adaptive Signal
Processing, von B. Widrow und S. D. Stearns, Prentice-Hall, Inc.,
Englewood Cliffs, New Jersey, USA, 1985). Da die Kanalantwort für die drahtlose
Kommunikation für
gewöhnlich
zeit-veränderlich
ist, sind Entzerrer für
gewöhnlich
adaptiv, so dass die Entzerrer-Koeffizienten mit der Zeit geändert werden,
um zu erlauben, den Änderungen
in der Kanalantwort nachzugehen. Die Rate, bei der die Entzerrer-Koeffizienten
eingestellt werden, hängt von
der Rate ab, mit der sich die Kanalantwort mit der Zeit ändert. Für gewöhnlich werden
für Entzerrer
für die drahtlose
Kommunikation nach dem TDMA aus dem Stand der Technik die Entzerrer-Koeffizienten
alleine für das
jeweilige Burst, ohne Bezugnahme auf irgendein vorheriges Burst
eingestellt, was längere
Synchronisationsfelder und längere
Berechnungen erfordert.
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Ein
Beispiel für
ein System, das versucht, die Geschwindigkeit für die Signalverarbeitung zu
erhöhen, wird
im U.S.-Patent Nr.
4.847.880 offenbart. Das offenbarte System speichert bestimmte Entzerrer-Koeffizienten
für eine
anfängliche Übungssitzung
und verwendet daraufhin diese gespeicherten Koeffizienten für alle anschließenden Entzerrungen
des Signals. Die Entzerrer-Koeffizienten werden zu keinem späteren Zeitpunkt
aktualisiert. Diese Methode ist nur für einen Kanal geeignet, der
sich nicht ändert.
Solchermaßen
wird die Speicherung dieser Koeffizienten verwendet, um die Verarbeitungswirksamkeit
zu erhöhen;
sie ist jedoch für
einen zeit-veränderlichen
Kanal wie beispielsweise für
die drahtlose Kommunikation nicht zu gebrauchen.
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Jedoch ändern sich
für bestimmte
Anwendungsarten verschiedene während
der Signalverarbeitung berechneten Werte in bestimmten ortsfesten
Systemen, in denen sowohl Basisstation als auch die Endstellen ortsfest
sind, zwischen sequentiellen Bursts relativ langsam; jedoch sind
diese Werte dennoch zeitveränderlich.
Die Entzerrer-Koeffizienten ändern
sich für
gewöhnlich
zwischen den Bursts nicht in bedeutsamen Maße. Die Verwendung der aus
der Berechnung der Entzerrer-Koeffizienten für eine vorherige Burst-Übertragung
als Grundlage für
die Berechnung für
ein anschließendes
sequentielles Burst aus derselben Endstelle erhaltenen Werte könnte daher
in bedeutendem Maße
die Wirksamkeit der Entzerrer-Koeffizient-Anpassung verbessern, anstatt
von einem zufälligen
oder einem anderen in keinem Verhältnis stehenden Wert zu beginnen.
Leider nutzt kein aktuell erhältliches
System diese Empfänger-Parameter,
die sich relativ langsam ändern.
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WO-A-96/34481
(Rudkin) offenbart einen Demodulator, der die für ein empfangenes Datenpaket
berechneten Entzerrer-Koeffizienten für den Wiedergebrauch mit dem
nächsten
Datenpaket speichert. Abweichend von der vorliegenden Erfindung,
speichert die phasenverriegelte Schliefe, die Rudkin für die Trägerfrequenz
und Phasenverfolgung verendet, nicht die Frequenzverschiebung, die
für ein
empfangenes Datenpaket zum Wiedergebrauch mit einem anschließenden Datenpaket
berechnet wird.
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Es
besteht somit ein allgemein anerkannter Bedarf (und es wäre sehr
vorteilhaft, es zu besitzen) nach einem System und Verfahren zum
Speichern bestimmter, sich relativ langsam ändernder Empfänger-Parameter
zwischen Übertragungen
für die
Signalverarbeitung wie beispielsweise Entzerrer-Koeffizienten und
die Trägerfrequenzverschiebung,
um den Wirkungsgrad der Signalverarbeitung zu erhöhen und
die Länge
der Synchronisationsfelder zu kürzen,
wodurch die verfügbare
Bandbreite maximiert wird.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Ein
System und Verfahren, die diese Aufgabe erfüllen, werden jeweils in den
anhängenden
unabhängigen
Ansprüchen
1 und 8 bestimmt. Die abhängigen
Ansprüche
bestimmen bevorzugte Ausführungsformen des
Systems und Verfahrens.
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Hiernach
wird ein Signal, das einem besonderen Burst Si (i ist eine Ganzzahl)
entspricht, bestimmt, wobei es durch die Verarbeitung von mindestens
einem Abschnitt des Bursts Si erzeugt wird, indem z.B. ein vom empfangenen
Burst Si erhaltenes Analogsignal abgetastet wird, um ein "entsprechendes" abgetastetes Digitalsignal
zu erzeugen.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Die
Erfindung wird hierin nur über
Beispiele unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben,
in denen:
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1 ein
schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Systems der Basis-
und Endstellen gemäß dem Stand
der Technik zeigt;
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2 ein
schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Sender-Empfängers gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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3A ein
schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Entzerrers gemäß der vorliegenden Erfindung
zeigt, während
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3B eine
Darstellung eines beispielhaften stromaufwärtigen Burst-Aufbaus gemäß der vorliegenden
Erfindung ist;
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die 4A–4D verschiedene
bevorzugte Ausführungsformen
der Symbol-Taktung gemäß der vorliegenden
Erfindung, die auf die Schleifentaktung basiert, darstellen; und
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die 5A und 5B ein
schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Frequenzsteuersystems
(AFC) gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigen.
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Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen
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Die
vorliegende Erfindung ist ein Verfahren für die genaue und schnelle Synchronisierung
eines Kommunikationssystems, das eine Basis- bzw. Hauptstation und
mehrere End- bzw. Nebenstellen einschließt. Das Verfahren der vorliegenden
Erfindung verwendet zuvor erhaltene Werte für die Entzerrer-Koeffizienten
und für die
Frequenzverschiebung, um das Signal schneller zu verarbeiten, indem
das Schätzungsverfahren
mit Werten gestartet wird, die aus bekannten Werten und nicht aus
willkürlich
ausgewählten
Werten genommen werden.
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Die
Grundsätze
und der Betrieb eines Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung
können
besser mit Bezug auf die Zeichnungen und die begleitende Beschreibung
verstanden werden.
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Nimmt
man jetzt auf die Zeichnungen Bezug, zeigt 1 ein beispielhaftes
System für
die Kommunikation gemäß dem Stand
der Technik. Ein System 10 hat eine Basisstation 12 zum
Merkmal, die die Übertragungen
mehrerer Endstellen 14 steuert. Die Basisstation 12 hat
einen Basisstation-Sender-Empfänger 16 zum Merkmal,
der ein Basisstation-Modem 18 einschließt, wie es detaillierter mit
Bezug auf 2 gezeigt wird. Die Endstellen 14 haben
jeweils einen Endstellen-Sender-Empfänger 20 zum Merkmal,
der ein Endstellen-Modem 22 einschließt. Die Hochfrequenz-Signale
werden gemäß der Taktung,
die von der Basisstation 12 eingestellt wird, zwischen
der Basisstation 12 und den Endstellen 14 ausgetauscht,
obwohl natürlich
auch andere Signalarten ausgetauscht werden könnten. Um der Klarheit willen
konzentriert sich die folgende Erörterung jedoch auf Hochfrequenz-Signale,
ohne die Absicht zu haben, auf irgendeine Weise einschränkend zu
sein.
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Die Übertragung
von der Basisstation 12 zu den Endstellen 14 für die stromabwärtigen Übertragungen wird
bei einer Trägerfrequenz
durchgeführt,
und die Übertragungen
von der Endstelle 14 zur Basisstation 12, bzw.
die stromaufwärtigen Übertragungen,
werden bei einer anderen Frequenz durchgeführt, so dass sich die stromabwärtigen und
stromaufwärtigen Übertragungen
nicht stören.
Für die Übertragung
eines Signals von der Basisstation 12 zu den Endstellen 14,
bzw. für
stromabwärtige Übertragungen,
wird die Kommunikation nach einem TDM-(Zeitmultiplex)-Protokoll
durchgeführt.
Für stromaufwärtige Übertragungen
von den Endstellen 14 zur Basisstation 12 folgt
die Kommunikation dem TDMA-(Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex)-Protokoll.
Die Basisstation 12 bestimmt die Taktung der Übertragungen
durch die Endstellen 14.
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Das
Signal entsteht als ein Digitalsignal, das vom Basisstation-Modem 18 verarbeitet
wird, um vor der Übertragung
ein analoges Hochfrequenz-Signal zu liefern (umgekehrt kann jede
Endstelle 14 nur zu einem bestimmten Zeitpunkt an die Basisstation 12 übertragen,
obwohl eine ähnliche
Verarbeitung durchgeführt
werden muss, bevor das Digitalsignal konvertiert und als ein analoges
Hochfrequenz-Signal übertragen
werden kann). Wie unten detaillierter beschrieben, schließt diese
Verarbeitung das Codieren, die Digital/Analog-Wandlung, das Modulieren
und dann die Aufwärtsumwandlung
auf die Frequenz des übertragenen
Signals ein.
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Der
Endstellen-Sender-Empfänger 20 einer
jeden Endstelle 14 hat eine Hochfrequenz-Empfängereinheit 24 zum
Merkmal, die dieses Analogsignal empfängt und dann das Signal abwärtsumwandelt
und demoduliert (die Hochfrequenz-Empfängereinheit 24 ist
auch ein Merkmal des Basisstation-Sender-Empfängers 16). Dieses
demodulierte Signal wird dann vom Endstellen-Modem 22 verarbeitet,
um eine digitale Signalausgabe zu erhalten. Die Schritte zum Verarbeiten
des demodulierten Signals versuchen, eine Digitalsignalausgabe zu
erhalten, die der ursprünglichen
Digitalsignaleingabe an der Basisstation 12 so ähnlich wie
möglich ist.
Wie detaillierter unten beschrieben, schließt diese Verarbeitung wieder
die Abwärtsumwandlung,
Demodulation, Analog/Digital-Wandlung, die weitere Verarbeitung
und dann die Decodierung ein. Die weitere Verarbeitung ist erforderlich,
da das Analogsignal, das vom Endstellen-Sender-Empfänger 20 der
Endstelle 14 empfangen wird, nicht mit dem Analogsignal
identisch ist, das vom Basisstation-Sender-Empfänger 16 übertragen wurde.
Als Ergebnis von Interferenzen, Hochfrequenz-Trägerverschiebungen und Kanalantworten
entstehen Änderungen
am Analogsignal.
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Übertragungen
vom Endstellen-Sender-Empfänger 20 zum
Basisstation-Sender-Empfänger 16 müssen eine ähnliche
Verarbeitung unterlaufen. Jedoch hat die Verarbeitung dieser Übertragungen
eine zusätzliche
Komplikation. Da die Übertragungen
von der Endstelle 14 zur Basisstation 12, wie
zuvor beschrieben, gemäß dem TDMA-Protokoll
durchgeführt
werden, muss die Basisstation 12 für den Empfang von einer bestimmten
Endstelle 14 jene Parameter wählen, die sich langsam geändert haben,
und muss dann diese Parameter, wie detaillierter unten beschrieben,
für die
neue Übertragung
von dieser Endstelle 14 anpassen.
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Wie
mit Bezug auf 2 gezeigt, wird eine Anzahl
an unterschiedlichen Komponenten für die Verarbeitung des empfangenen
Analogsignals benötigt.
Diese Komponenten werden um der Deutlichkeit willen mit Bezug auf 2 und
den Basisstation-Sender-Empfänger 16 beschrieben,
wobei es klar ist, dass Komponenten mit den identischen Bezugsziffern
für die
Endstelle 14 allgemein identische Funktionen haben, sofern
sie nicht anders angezeigt sind.
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Das
Basisstation-Modem 18 hat zwei Abschnitte: einen Sendeabschnitt 26 und
einen Empfangsabschnitt 28. Ein Sendeabschnitt 26 beginnt
mit einer Digitaleingabe, die von einem Codierer 30 empfangen
wird. Der Codierer 30 bildet den digitalen Bitstrom in
Symbolen ab. Ein "Symbol" ist ein k-bit großes Stück, in das das Übertragungssignal
aufgeteilt wird. Zusätzlich
fügt der
Codierer 30 vorzugsweise redundante Bits zur Digitaleingabe
hinzu, um die Fehlerkorrektur des Signals zu erlauben. Das Digitalsignal
wird dann in zwei Signal-Komponenten aufgeteilt, die als "I" (in Phase) und "Q" (Quadratur)
bezeichnet werden. Jede Digitalsignal-Komponente wird vorzugsweise
von einem von zwei Digitalsendefiltern 32 gefiltert. Digitalsendefilter 32 formen
das Leistungsspektrum des Digitalsignals, um die Interferenz in
der Frequenzdomäne
zwischen angrenzenden Trägerfrequenzen
zu reduzieren, die von anderen Systemen verwendet werden. Als nächstes wird das
gebildete Digitalsignal von einem von zwei Digital/Analog-Wandlern 34 in
ein Analogsignal konvertiert. Das Analogsignal wird dann von einem
von zwei analogen Tiefpaßfiltern 36 (als "LPF" bezeichnet) gefiltert.
Analoge Tiefpaßfilter 36 sind
Antialiasing-Filter, die Bilder vom Signal reduzieren. Alternativ
könnte
das Verfahren zum Formen nur von Analog-Tiefpaßfiltern 36 durchgeführt werden.
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Die
zwei Komponenten des gebildeten Analogsignals werden an eine Hochfrequenz-Sendereinheit 38 weitergereicht.
Es sollte angemerkt werden, dass für den Sendeabschnitt 26 und
die Hochfrequenz-Sendereinheit 38 kollektiv ein Sender 39 bestimmt
werden könnte.
Die Hochfrequenz-Sendereinheit 38 schließt einen Modulator 40 und
einen Hochfrequenz-Aufwärtsumwandler 42 ein.
Der Modulator 40 kombiniert die "I"-
und "Q"-Komponenten zusammen
und moduliert diese Komponenten auf einem ausgesuchten Träger, so
dass das Signal jetzt ein Zwischenfrequenz-Signal ist. Der Hochfrequenz-Aufwärtsumwandler 42 ist
erforderlich, um das Zwischenfrequenz-Signal auf die Frequenz des übertragenen
Hochfrequenz-Signals zu konvertieren, das für gewöhnlich ein höherer Wert
als die Frequenz des Zwischenfrequenz-Signals ist.
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Kehrt
man jetzt auf den Empfangsabschnitt 28 zurück, wird
das Analog-Hochfrequenz-Signal von der Hochfrequenz-Empfängereinheit 24 empfangen.
Die Hochfrequenz-Empfängereinheit 24 schließt einen
Hochfrequenz-Abwärtsumwandler 44 und
einen Demodulator 46 ein. Der Hochfrequenz-Abwärtsumwandler 44 ist erforderlich,
um die Frequenz des übertragenen
Hochfrequenz-Signals
zu einem Zwischenfrequenz-Signal zu konvertieren. Als nächstes geht
das Zwischenfrequenz-Signal an den Demodulator 46, der
das Signal in die zwei Komponenten "I" und "Q" aufteilt.
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Diese
zwei Signal-Komponenten werden getrennt von einem von zwei analogen
Tiefpaßfiltern 48 verarbeitet,
die als "LPF" benannt werden.
Als nächstes
werden die Tiefpaß-gefilterten Signale
für "I" und "Q" von einem
von zwei Analog/Digital-Wandlern 50 von
Analogsignalen zu Digitalsignalen konvertiert. Digital/Analog-Wandler 34 und
Analog/Digital-Wandler 50 müssen beide genau getaktet sein,
damit Abtastwerte zu den richtigen Zeitpunkten genommen werden.
Die Taktung wird entweder vom Basisstation-Modem 18 außen eingestellt,
und zwar z.B. mittels der Rückgewinnung
eines externen Takts, der von einer öffentlichen Fernsprechvermittlungsstelle
zugeführt
werden könnte,
oder sie wird andernfalls beispielsweise von einem internen Oszillator
intern bestimmt.
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Die
Digitalsignale werden dann vorzugsweise an einen von zwei digitalen
Empfangsfiltern 52 weitergereicht. Vorzugsweise filtrieren
digitale Empfangsfilter 52 das Rauschen aus, um den Rauschabstand
des Signals zu verbessern, und werden für einen Kanal mit keiner Phasenverzerrung
oder Amplitudenverzerrung angepaßt. Es sollte angemerkt werden,
dass der Analog/Digital-Wandler 50 und
der digitale Empfangsfilter 52 gemeinsam als "Analog/Digital-Verarbeitungseinheit 53" benannt werden.
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In
jedem Fall wird das Digitalsignal dann an einen Entzerrer 54 weitergereicht,
der von einem Entzerrer-Controller 56 gesteuert wird. Der
Entzerrer 54 ist ein adaptiver Entzerrer, da die Zeitdispersionen
der Symbole variieren. Wahlweise und vorzugsweise ist der Entzerrer 54 ein
geringfügig
beabstandeter Entzerrer (fractionally spaced equalizer) und noch
bevorzugter ein linearer Entzerrer. Der Entzerrer 54 könnte wahlweise auch
ein Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer
(DFE) sein. Wahlweise und bevorzugter kann die Verarbeitung, die
von der Analog/Digital-Verarbeitungseinheit 53 und, falls
vorhanden, vom Entzerrer 54 durchgeführt wird, beschrieben werden,
als sei sie von einer "digitalen
Empfanger-Vorverarbeitungseinheit 55" durchgeführt worden.
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Der
Entzerrer 54 verarbeitet das Digitalsignal, um eine ISI
(Zwischensymbol-Interferenz) zu kompensieren, die erfolgt, wenn
sich zwei oder mehr Symbole des Übertragungssignals
stören,
und um Phasen- und Amplitudenverzerrungen zu kompensieren (s. z.B.
S. Qureshi, "Adaptive
Equalization", Proceedings
of the IEEE, 73: 1349–1387,
1985). Der Entzerrer 54 muss eine Übungssequenz bekannter Werte
aus dem übertragenden
Modem empfangen. Für
das Basisstation-Modem 18 ist das übertragende Modem z.B. ein
Endstellen-Modem 22. Der Entzerrer-Controller 56 verwendet
die empfangene Übungssequenz,
um die Koeffizienten des Entzerrers 54 zu aktualisieren.
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Diese
Einstellungen werden rekursiv durch die Verwendung eines Algorithmus
wie beispielsweise eines LMS (mittlerer quadratischer Fehler) gemacht,
um zu versuchen, die Entzerrer-Koeffizienten
auf die optimalen Werte konvergieren zu lassen. Entzerrer-Controller
aus dem Stand der Technik beginnen das Verfahren für jedes
Burst unabhängig,
ohne Bezug auf irgendein vorheriges Burst, so dass das Verfahren
zum Konvergieren einen übermäßig langen
Zeitraum und eine längere Übungssequenz
in Anspruch nimmt.
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Im
Gegensatz dazu speichert der Entzerrer-Controller 56 der
vorliegenden Erfindung die Werte für die Entzerrer-Koeffizienten
und verwendet dann diese Werte wieder als einen anfänglichen
Schätzwert,
wenn ein neues Signal empfangen wird. Vor allem für bestimmte
Applikationen, in denen sich weder die Basisstation 12 noch
die Endstelle 14 in Bezug aufeinander bewegen, wird nicht
erwartet, dass sich die Entzerrer-Koeffizienten schnell ändern. Darüber hinaus
wird für
das Basisstation-Modem 18 eine zusätzliche Wirksamkeit erzielt,
da erwartet wird, dass sich die Entzerrer-Koeffizienten zwischen Übertragungen
aus verschiedenen Endstellen-Modems 22 unterscheiden, so
dass die Entzerrer-Koeffizienten eigens für jede Endstelle 14 gespeichert und
dann wiederverwendet werden können,
wenn diese Endstelle 14 wieder überträgt. Solchermaßen ermöglicht die
Wiederverwendung dieser Werte dem Entzerrer 54, die Verarbeitung
an einem Punkt anzufangen, der der Konvergenz viel näher ist,
als wenn man bei irgendeinem willkürlichen Punkt beginnen würde.
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Bevorzugter
wird das entzerrte Digitalsignal in "I"-
und "Q"-Komponenten aufgeteilt,
die dann an eine von zwei Digitalverstärkungen 58 weitergeleitet
werden, die jeweils von einem Verstärkungscontroller 60 gesteuert
werden. Wie unten detaillierter beschrieben, haben Digitalverstärkungen 58 den
Vorteil, schnell die Verstärkung
des Digitalsignals einstellen zu können, um z.B. ein schnelles
Schwinden zu überwinden.
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Das
Digitalsignal wird dann an eine als "AFC" benannte
automatische Trägerfrequenz-Steuerung 62 geleitet,
die einen digitalen Demodulator 64 und eine PLL 66 (phasenverriegelte
Schleife) zum Merkmal hat. Die Phase des digitalen Demodulators 64 wird
vom PLL 66 bestimmt. Die automatische Trägerfrequenz-Steuerung 62 kompensiert
sowohl die Trägerfrequenzverschiebung
als auch die Phasenverschiebung. Wiederum wiederverwenden die phasenverriegelten
Schleifen gemäß dem Stand
der Technik zu Beginn eines Bursts nicht vorherige Werte, so dass
das Konvergenzverfahren keinen Vorteil aus den sich langsam ändernden
Werten beziehen kann, um schneller zu einem optimalen Wert zu konvergieren.
Wie detaillierter unten mit Bezug auf die 5A und 5B gezeigt,
speichert und wiederverwendet der PLL 66 im Gegensatz dazu
am Basisstation-Modem 18 die Werte für die Trägerfrequenzverschiebung, so
dass das Konvergenzverfahren zu Beginn eines Bursts in der Lage
ist, viel schneller zu erfolgen.
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Aus
dem digitalen Demodulator 64 geht das Digitalsignal an
einen als "DEC" benannten abschließenden Digital-Decoder 68,
der das Digitalsignal in eine digitale Bitstromausgabe umsetzt.
Diese digitale Bitstromausgabe wird dann aus dem Empfangsabschnitt 28 heraus
gesendet, und die Verarbeitung des Signals durch das Basisstation-Modem 18 ist
abgeschlossen.
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Das
Endstellen-Modem 22 ähnelt
stark dem Basisstation-Modem 18 und wird nicht eigens gezeigt.
Jedoch sollte angemerkt werden, dass sich die Funktion des Entzerrer-Controllers
für das
Endstellen-Modem 22 bedeutend von der Funktion des Entzerrer-Controllers für das Basisstation-Modem 18 unterscheidet.
Da das Endstellen-Modem 22 fortwährend Übertragungssignale vom Basisstation-Sender-Empfänger 16 empfängt, müssen die
Koeffizienten für
den Entzerrer 54 am Endstellen-Modem 22 nicht
für jedes
Burst neu initialisiert werden. Im Gegensatz dazu müssen die
Koeffizienten für
den Entzerrer 54 des Basisstation-Modems 18 für jedes
Burst aus einem bestimmten Endstellen-Sender-Empfänger 20 vorzugsweise
gemäß dem unten
mit Bezug auf 3A beschriebenen Verfahren der
vorliegenden Erfindung neu initialisiert werden.
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3A zeigt
den Aufbau eines bevorzugten Mitkopplungsentzerrers 54.
Der Entzerrer 54 könnte wahlweise
auch ein Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer
(DFE) sein. Der Entzerrer 54 hat mehrere Verzögerungselemente 68 und
mehrere Koeffizienten 70 zum Merkmal. Jeder Pfeil stellt
eine komplexe Zahl dar, obwohl um der Einfachheit willen einzelne
Linien verwendet werden, um beide Komponenten einer solchen Zahl
darzustellen. Ein Eingabesignal 72 wird an die Verzögerungselemente 68 gespeist.
Das Eingabesignal 72 und die verzögerten Werte 73 des
Eingabesignals 72 werden dann durch Vervielfacher 70 mit
Entzerrer-Koeffizienten 71 mit komplexen Werten multipliziert,
die als Koeffizienten 71 C1 bis C8 dargestellt werden.
Die Anzahl der Entzerrer-Koeffizienten 71 könnte deutlich
größer oder
kleiner sein als die nur zu Veranschaulichungszwecken gezeigten
sieben Koeffizienten 71, ohne sie auf irgendeine Weise
einschränken
zu wollen. Die Ausgaben 74 der Vervielfacher 70 wird
dann an einen Summierer 76 gespeist.
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Mit
Bezug auf 3B schließt jedes Burst einen Synchronisationsabschnitt 78 und
einen Verkehrsabschnitt 79 ein. Der Zweck des Synchronisationsabschnitts 78 ist
es, die schnelle und wirksame Synchronisation des Basisstation-Empfängers zu
ermöglichen,
damit der Verkehrsabschnitt 79 des Bursts richtig abgewickelt werden
kann. Der Synchronisationsabschnitt 78 erscheint vorzugsweise
zu Beginn des Bursts, wobei in diesem Fall der Synchronisationsabschnitt 78 die "Kopfzeile" des Bursts ist.
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Der
Synchronisationsabschnitt 78 wird wahlweise in zwei Unterabschnitte
aufgeteilt, in denen ein erster Unterabschnitt für das Auswerten der Trägerphase
zum Initialisieren des PLL 66 und ein zweiter Unterabschnitt
für das
Aktualisieren der Entzerrer-Koeffizienten 71 verwendet
wird. Alternativ dazu kann der Synchronisationsabschnitt 78 nur
ein einziges Feld haben, das sowohl für die Trägerphasenauswertung als auch
das Aktualisieren der Entzerrer-Koeffizienten verwendet wird. Der
Vorteil der letzteren Methode liegt darin, dass kürzere Sychronisationsabschnitte 78 verwendet
werden können,
um die verfügbare
Bandbreite des Verkehrs zu maximieren. Ohne auf irgendeine Weise
einschränkend
sein zu wollen, wird sich die folgende Beschrei bung für die Zwecke
der Erörterung
nur auf eine bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung konzentrieren, in der der Sychronisationsabschnitt 78 ein
einziges Feld hat und die Kopfzeile des Bursts darstellt.
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Der
Entzerrer 54 und der Entzerrer-Controller 56 für das Basisstation-Modem 18 führen das
Verfahren der vorliegenden Erfindung wie folgt durch. Das zugrundeliegende
Prinzip des Verfahrens der vorliegenden Erfindung ist dasjenige
für bestimmte
Applikationen, vor allem für
ein orstfestes System von Endstellen und einer Basisstation, in
denen sich bestimmte Kanalmerkmale langsamer als andere ändern, insbesondere
die Kanalantwort. Die Entzerrer-Koeffizienten 71 müssen daher
nur einmal je Burst angepaßt
werden. Darüber
hinaus werden Werte aus einem vorherigen Burst als Grundlage für die Anpassung
verwendet, was die Verarbeitungszeit sichert und ermöglicht,
dass die Übung
mit einer kürzeren
Kopfzeilenlänge
wirksamer erfolgt.
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Die
Entzerrer-Koeffizienten 71 des Entzerrers 54 werden
gemäß irgendeinem
adaptiven Algorithmus berechnet, der irgendeinem Fachmann auf dem
Gebiet bekannt ist, wie beispielsweise der LMS-(mittlere quadratische
Fehler)-Algorithmus, obwohl auch andere Algorithmen ausgewählt werden
könnten.
Ein besonders geeigneter Algorithmus könnte von einem Durchschnittsfachmann
auf dem Gebiet implementiert werden. Jedoch wird sich die anschließende Erörterung
zur Erleichterung der Beschreibung auf die Berechnung der Entzerrer-Koeffizienten
mit dem LMS konzentrieren, wobei klar ist, dass dies nur für Beschreibungszwecke
geschieht und nicht als in irgendeiner Weise einschränkend gedacht
ist.
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Mit
Bezug auf den Entzerrer 54 des Basisstation-Modems 18 werden
die Koeffizienten 71 aktualisiert, indem der ausgewählte Anpassungsalgorithmus
wie beispielsweise der LMS vorzugsweise bei jedem Symbol des Sychronisationsabschnitts
des Bursts verwendet wird (s. z.B. Kapitel 6 aus Adaptive Signal
Processing, von B. Widrow und S. D. Stearns, Prentice-Hall, Inc.,
Engelwood Cliffs, New Jersey, USA, 1985). Formeln für den beispielhaften
LMS-Algorithmus für
die Entzerreranpassung werden unten gezeigt.
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Die
folgende Anmerkung wird für
diese Formeln benutzt. Der fettgedruckte Schrifttyp deutet auf Spaltenvektoren,
während Elemente
eines Vektors einen normalen Schrifttyp mit einem teifgestellten
Index haben.
- Z
- – Digital-Demodulatorausgabe
für Kopfzeile
(Spaltenvektor)
- a
- – Übungssymbole (Spaltenvektor)
- Y
- – Entzerrereingaben, die in
der abgegriffenen Verzögerungsleitung
gespeichert sind (Spaltenvektor)
- W
- – Entzerrer-Koeffizienten (Spaltenvektor)
- μ
- – Stufengröße
- ψ
- – mittlerer Phasenfehler des
Beginns der Kopfzeile nach dem Digital-Demodulator
- Φ
- – Vektor der Phasen des Digital-Demodulators
- r
- – gedrehte Übungssequenz
- p
- – Ausgabe des Entzerrers
- e
- – Entzerrerfehler
- j
- – Quadratwurzel von –1
- i
- – tiefgestellter Index, der
die Zeit in Symbolen bezeichnet.
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Die
Schritte des Verfahrens für
jedes Burst lauten wie folgt. Bevor der Synchronisationsabschnitt
des Bursts verarbeitet wird, werden als erstes die Koeffizienten 71 des
Entzerrers 54 auf zuvor gespeicherte Werte vom Entzerrer-Controller 56 formatiert,
der irgendeine Art eines aufschreibenden Speichers zum Speichern dieser
Werte gemäß einem
formatierten Koeffizienteinstellungsverfahren einschließt. Als
zweites wird die Trägerfrequenzverschiebung
des PLL 66, wie mit Bezug auf die 5A und 5B gezeigt,
auf die zuvor gespeicherten Werte formatiert.
-
Als
nächstes
wird die Kopfzeile des Bursts vom Digital-Demodulator 64 verarbeitet,
um mit Z bezeichnete Ausgabe zu erzeugen.
-
Der
Trägerphasenfehler
für die
Kopfzeile wird dann gemäß der folgenden
Gleichung ausgewertet:
worin L die Länge der
Kopfzeile und worin a
i* die komplexe Konjugierte
von a
i ist.
-
Als
nächstes
wird der Phasenvektor Φ,
der der Vektor der Phasen ist, die während der Verarbeitung des
Phasenabschnitts der Kopfzeile vom Digital-Demodulator 64 verwendet
werden, für
den Trägerphasenfehler
wie folgt korrigiert: Φ1 = Φ2 + ψ,
für 1 ≤ i ≤ L (Gleichung 2)
-
Der
Wert der im Phasen-Register vom PLL 66 (in den 5A und 5B unten)
gespeicherten Phase wird durch das Addieren von ψ zum aktuellen Wert korrigiert.
-
Dann
wird a gemäß der folgenden
Gleichung mit Φ gedreht: ri =
ai·exp(j·Φi) für
1 ≤ i ≤ L (Gleichung 3)
-
Als
nächstes
wird eine Anzahl der Koeffizient-Aktualisierungen für alle i,
1 ≤ i ≤ L wie folgt
durchgeführt. Als
erstes wird vom Entzerrer 54 oder vom Entzerrer-Controller 56 gemäß der folgenden
Gleichung ein Symbol gefiltert: pi = Yi TWi-1 (Gleichung 4)was
das Produkt des übertragenen
Entzerrer-Eingabevektors und des Entzerrer-Koeffizienten-Vektors
ist.
-
Als
nächstes
wird der Fehler gemäß der folgenden
Gleichung berechnet: ei = ri – pi (Gleichung
5)was die Differenz zwischen dem
erwarteten Wert der Ausgabe des Entzerrers 54 und des Entzerrer-Ausgabewerts
für jedes
Symbol darstellt. Die Entzerrer-Koeffizienten werden dann gemäß dem berechneten
Fehler und der folgenden Gleichung eingestellt: Wi =
Wi-1 + μf(Yi)ei (Gleichung 6) worin
f(Yi) das element-weise komplexe Konjugierte
für alle
Elemente von Y ist und die Stufengröße μ als Kompromiß zwischen
der Nachlaufgeschwindigkeit und dem Restfehler bestimmt wird, die
gemäß den folgenden Faktoren
berechnet werden: die mittlere Energie des Signals; die Anzahl der
Koeffizienten 71 im Entzerrer 54; die Merkmale
des Kanals; die Rate, bei der sich der Kanal ändert; und der tolerierbare
Nachlauffehler. Das Verfahren wird für die Gleichungen 3, 4, 5 und
6 für alle
i, 1 ≤ i ≤L wiederholt.
Die aktualisierten Entzerrer-Koeffizienten 71 werden dann
vom Entzerrer 54 verwendet, um das ankommende Signal während der
eingeschwungenen Verarbeitung des Verkehrsabschnitts des empfangenen
Bursts zu entzerren, nachdem die Kopfzeile für die Synchronisation und die
Entzerrer-Koeffizient-Aktualisierung verwendet wurde.
-
In
diesem Verfahren werden die Koeffizienten 71 aktualisiert
und dann vom Entzerrer-Controller 56 gespeichert. Wenn
mehrere übertragene
Bursts von einer mit Si benannten speziellen
Endstelle 14 empfangen werden, die mindestens Bursts Sm, Sn und Sq aus einer einzigen Endstelle einschließt, wobei
m, n und q Ganzzahlen sind, m < n < q, dann werden
die Koeffizienten 71 vorzugsweise wie folgt berechnet.
Der Entzerrer-Controller 56 bestimmt jede Reihe an Koeffizienten,
indem ein Abschnitt eines entzerrten Signals, der dem Synchronisationsabschnitt
eines Bursts Si entspricht, gemäß einem
eingeleiteten Koeffizient-Einstellungsverfahrens
verarbeitet wird, so dass für
die Verarbeitung eines Abschnitts eines entzerrten Signals, der
dem Synchronisationsabschnitt des Bursts Sn entspricht, das initialisierte
Koeffizient-Einstellungsverfahren eingeleitet wird, indem eine Reihe
an Koeffizienten zumindest teilweise durch die Verarbeitung eines
Abschnitts eines entzerrten Signals, der dem Synchronisationsabschnitt
des Bursts Sm entspricht, verarbeitet wird. Für diese bevorzugte Ausführungsform
wird der zuletzt berechnete Wert der Koeffizienten 71 am
Ende der Verarbeitung des Bursts Sm in den Gleichungen 3 und 5 oben
als Wert von Wi-1 für den Beginn des Bursts Sn
verwendet, was die Initialisierung des Koeffizient-Einstellungsverfahrens
bildet.
-
Wahlweise
und vorzugsweise ist n = m + 1, und das entzerrte Signal, das dem
Burst Sn entspricht, wird gemäß der Reihe
an Koeffizienten entzerrt, die durch die Verarbeitung des Abschnitts
des entzerrten Signals, der dem Synchronisationsabschnitt des Bursts
Sn entspricht, erzeugt werden.
-
Alternativ
und vorzugsweise wird ein entzerrtes Signal, das dem Burst Sq entspricht,
gemäß der Reihe an
Koeffizienten entzerrt, die durch die Verarbeitung des Abschnitts
des entzerrten Signals, der dem Synchronisationsabschnitt des Bursts
Sn entspricht, erzeugt werden. Diese Alternative wird bevorzugt,
da diese Schritte zum Berechnen der Koeffizienten eine längere Verarbeitungszeit
erfordern, als vor der Verarbeitung des Verkehrsabschnitts des Bursts
Sn einfach untergebracht werden kann.
-
In
der in 2 gezeigten besonders bevorzugten Ausführungsform
sind vorzugsweise zwei Digitalverstärkungen 58 als Hauptmerkmal
vorhanden. Langsame Änderungen
im Kanal werden durch das Ändern
der Endstellen-Hochfrequenzleistung korrigiert, indem die einstellbaren
Verstärkungen
innerhalb der Hochfrequenz-Sendeeinheit 40 verwendet werden.
Für gewöhnlich kann
jedoch die Verstärkung
selbst im oben beschriebenen System, in dem sich bestimmte Kanalmerkmale
langsam ändern,
schnell wechseln. Das Signal könnte
z.B. sowohl ein schnelles Schwinden für flache Schwunde und ein langsames
Schwinden für
selektive Schwunde erleben. Obwohl langsame flache SchwUNDE durch
die Analogverstärkungssteuerung
ausgeglichen werden könnten,
haben Digitalverstärkungen 58 den
Vorteil, die Verstärkung
des Digitalsignals schnell und genau einzustellen, um das schnelle
Schwinden zu überwinden.
-
Das
Einsetzen dieser Digitalverstärkungen 58 ist
flexibel und könnte
ohne weiteres von einem Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet bestimmt
werden. Zum Beispiel könnten
die Digitalverstärkungen 58 vor dem
Entzerrer 54 oder nach dem Entzerrer 54 eingesetzt
werden. Wie gezeigt, werden die Digitalverstärkungen 58 vorzugsweise
nach dem Entzerrer 54 eingesetzt, um die Rechenkomplexität zu reduzieren.
-
Wie
mit Bezug auf 2 und detaillierter mit Bezug
auf die 4A–4D gezeigt,
ist die genaue Symbol-Taktung für
die genaue Verarbeitung des empfangenen Analogsignals sehr wichtig, um
das Digitalsignal zu korrigieren. Das empfangene Analogsignal muss
zu Zeitpunkten abgetastet werden, die vorzugsweise sowohl fest als
auch passend sind, um den Wert für
das Symbol richtig zu bestimmen. Jedoch ist das Abtasten zu festen
Zeitpunkten wichtiger als das Abtasten zu Zeitpunkten, die für das Analogsignal
selbst passend sind, da Ungenauigkeiten, die vom Fehler des letzteren
eingeführt
werden, Korrektur-zugängig
sind, und zwar vorzugsweise durch den Entzerrer 54. Ohne
eine konsequente Taktung, so dass diese Abtastung zu festen bekannten
Zeitpunkten stattfindet, sind Ungenauigkeiten wie beispielsweise
eine ISI (Zwischen-Symbol-Interferenz) schwer zu korrigieren.
-
Wie
in den 2 und 4A–4D dargestellt,
wird die Taktung für
das gesamte System von einem Basisstation-Übertragungstakt 84 eingestellt,
da die Basisstation 12 die Taktung der Übertragungen an die und von
den Endstellen 14 steuert. Die Taktung für den Basisstation-Übertragungstakt 84 wird
vorzugsweise von einem Oszillator 86 eingestellt, der als
Teil eines Takts 88 gezeigt wird. Der Oszillator 86 könnte z.B.
ein freischwingender Kristalloszillator sein. Alternativ und vorzugsweise
könnte
der Oszillator 86 ein Spannungs-gesteuerter Kristalloszillator
(VCXO) mit einer festen Spannung am Eingang oder ein einen externen
Takt verfolgender VCXO sein.
-
Wie
mit Bezug auf 4B gezeigt, bestimmt der Takt 88 die
Taktung des Digital/Analog-Wandlers 34 und die Taktung
des Analog/Digital-Wandlers 50, so dass der Basisstation-Empfangstakt 92 mit
dem Basisstation-Übertragungstakt 84 synchronisiert
wird.
-
Der
Basisstation-Übertragungstakt 84 stellt
auch die Taktung für
den Endstellen-Empfangstakt 94 ein, da das Endstellen-Modem den Takt vom
empfangenen Signal durch eine Symbol-Taktung-Rückgewinnung-Einheit 98 rückgewinnen
kann, wie detaillierter unten mit Bezug auf die 4C und 4D beschrieben wird.
Da der Takt vom empfangenen Signal wiedergewonnen wird, und zwar
vorzugsweise kontinuierlich, ist solchermaßen die Taktung des Endstellen-Empfangstakts 94 mit
dem rückgewonnenen
Takt konsistent und ist daher auch zum Basisstation-Übertragungstakt 84 konsistent.
-
Eine
Analog/Digital-Verarbeitungseinheit 53 verarbeitet das Analogsignal
gemäß dem rückgewonnenen
Takt zu einem verarbeiteten Digitalsignal. In einer unten beschriebenen
Ausführungsform
schließt
die Analog/Digital-Verarbeitungseinheit 53 einen Analog/Digital-Wandler 50 ein,
wobei die Abtast-Taktung direkt an den rückgewonnenen Takt gebunden
ist. Alternativ und vorzugsweise ist der Analog/Digital-Wandler 50 an
einen freischwingenden Oszillator gebunden, und die Analog/Digital-Verarbeitungseinheit 53 schließt auch
mindestens einen digitalen Empfangsfilter 52 ein, der ein
interpolierender Empfangsfilter ist. Der digitale Empfangsfilter 52 filtert
dann das abgetastete Digitalsignal gemäß dem rückgewonnenen Takt.
-
Der
Endstellen-Empfangstakt 94 stellt wiederum die Taktung
für den
Endstellen-Übertragungstakt 96 so
ein, dass der Endstellen-Übertragungstakt 96 und
der Basisstation-Empfangstakt 92 im Wesentlichen identisch getaktet
sein sollten. Jedoch ist der Endstellen-Übertragungstakt 96 nicht
direkt an den Basisstation-Empfangstakt gebunden 92. Stattdessen
existiert eine willkürliche
feste Phasenverschiebung zwischen diesen zwei Takten, obwohl die
Frequenz fest ist. Die Abtastung am Basisstation-Sender-Empfänger ist willkürlich, jedoch
für jede
spezielle Endstelle 14 passend. Die Korrektur für die nicht
optimale Phase an der Basisstation kann vom Entzerrer durchgeführt werden,
indem die gespeicherten Entzerrer-Koeffizienten verwendet werden
können,
so dass an der Basisstation 12 keine Symbol-Taktung-Rückgewinnung erforderlich ist,
wodurch ermöglicht
wird, dass der Empfänger
sofort mit dem Kompensieren der Symbol-Taktungsphase beginnt, ohne
auf die Taktung-Rückgewinnung
zu warten. Solchermaßen
müssen
nicht Zeit und Anstrengung innerhalb eines jeden Bursts verschwendet
werden, um einen Taktung-Rückgewinnung-Regelkreis
an der Basisstation einzustellen (s. z.B. The Theory and Practice
of Modem Design, Kapitel 7, von J. A. C. Bingham, John Wiley & Sons, 1988; und
D. Godard, "Pass-Band
Timing Recovery in an All-Digital Modem Receiver", IEEE Trans. Commun., COM-26: 517–523, 1978).
-
Wie
in 4C schließt
die Symbol-Taktung-Rückgewinnung-Einheit 98 der
Endstelle einen Symbol-Taktung-Phasendetektor 100 ein,
der die Eingabe von digitalen Empfangsfiltern 52 empfängt.
-
Der
Symbol-Taktung-Phasendetektor 100 erfaßt die Phase der Eingabe und
speist die Phase an einen Symbol-Taktung-Regelkreisfilter 102.
Der Symbol-Taktung-Schleifenfilter 102 bestimmt die Taktungsfrequenzverschiebung,
die dann an einen VCXO 104 gespeist wird. Das schwingende
Signal wird vom VCXO 104 ausgegeben und vorzugsweise an
einen Teiler 106 gespeist. Die Ausgabe des Teilers 106 wird
als ein Taktsignal für
die Analog/Digital-Wandler 50 und Digital/Analog-Wandler 34 zusammen
verwendet. Solchermaßen
werden die Analog/Digital-Wandler 50 und die Digital/Analog-Wandler 34 direkt
zusammen mit dem zurückgewonnenen
Takt synchronisiert, so dass die beiden Takte direkt aneinander
gebunden sind.
-
In
einer Alternative, wie in 4D gezeigt,
synchronisiert die Symbol-Taktung-Rückgewinnung-Einheit 98 die
Analog/Digital-Wandler 50 und Digital/Analog-Wandler 34 nicht
direkt an den zurückgewonnenen
Takt. Stattdessen steuert ein freischwingender Oszillator 108 die
Taktung der Analog/Digital-Wandler 50 und Digital/Analog-Wandler 34.
Wieder hat die Symbol-Taktung-Rückgewinnung-Einheit 98 den
Symbol-Taktung-Phasendetektor 100 und den Symbol-Taktung-Schleifenfilter 102 zum
Merkmal. Jedoch wird die Symbol-Taktung-Frequenzverschiebung jetzt
an einen Integrator 110 gespeist, der die Phase bestimmt.
Diese Phase wird dann in einem Phasen-Register 112 gespeichert.
-
Nach
diesem Beispiel sind die digitalen Empfangsfilter 52 jetzt
interpolierende Empfangsfilter und die digitalen Übertragungsfilter 32 interpolierende Übertragungsfilter.
Der interpolierende Filter ist eine abgegriffene Verzögerungsleitung
mit zeitveränderlichen
Filterkoeffizienten. Diese Koeffizienten werden entweder fliegend
berechnet oder alternativ vorberechnet. Bevorzugtermaßen werden,
wenn die Koeffizienten vorberechnet werden, mehrere unterschiedliche
Reihen an Koeffizienten gemäß der Phase
im Phasen-Register 112 vorberechnet und ausgewählt. Die
Interpolation wird durchgeführt,
um den Unterschied zwischen der erwarteten Phase und der eigentlichen
Phase zu bewältigen,
so dass die Taktung gemäß der Phasenverschiebung
eingestellt wird. Solchermaßen
führen
die digitalen Empfangsfilter 52 ein Interpolierungsverfahren
gemäß der Phasenverschiebung
durch, um das Analogsignal zu verarbeiten, damit ein verarbeitetes
Digitalsignal gebildet wird. Ähnlich
führen
die digitalen Übertragungsfilter 32 ein
Interpolierungsverfahren gemäß der Phasenverschiebung
durch, die auch für
die digitalen Empfangsfilter 52 bestimmt wird, so dass
das codierte Digitalsignal die Phase des Signals filtert und einstellt.
-
Wie
in den 5A und 5B gezeigt,
hat das Basisstation-Modem
vorzugsweise eine als "AFC" benannte automatische
Trägerfrequenz-Steuerung 62 zum
Merkmal, die den PLL 66 und den digitalen Demodulator 64 zum
Merkmal hat. Die automatische Trägerfrequenz-Steuerung 62 kompensiert
sowohl Frequenz- als auch Phasenverschiebungen. Zu Beginn eines
jeden Bursts gibt es ein Erfordernis zum Konvergieren des PLL 66,
indem z.B. der Synchronisationsabschnitt des Bursts verarbeitet
wird, da die verschiedenen Endstellen verschiedene Trägerverschiebungen
haben. Gemäß dem Stand
der Technik verwenden automatische Frequenz-Controller im allgemeinen
nicht wieder vorherige Werte, so dass das Verfahren zum Konvergieren
keinen Vorteil aus der langsamen Änderung von Werten ziehen kann,
um schneller auf den optimalen Wert zu konvergieren. Wie detaillierter
mit Bezug auf die 5A und 5B gezeigt,
speichert und wiederverwendet die automatische Trägerfrequenz-Steuerung 62 im
Gegensatz dazu die Werte für
die Frequenzverschiebung, so dass das Verfahren zum Konvergieren
in der Lage ist, schneller zu erfolgen.
-
Die
automatische Trägerfrequenz-Steuerung 62 wird
detaillierter in 5A gezeigt. Die Signal-Komponenten "I" und "Q" werden
aus den Digitalverstärkungen 58 empfangen
und an den digitalen Demodulator 64 gespeist. Der digitale
Demodulator 64 dreht "I" und "Q" gemäß der Phasenverschiebung,
um I' und Q' gemäß der folgenden
Gleichungen zu erzeugen: I' = IcosΦ + QsinΦ Q' = QcosΦ + IsinΦworin Φ die Phasenverschiebung
ist. Die korrigierten Signal-Komponenten
I' und Q', die für die Phasenverschiebung
korrigiert wurden, werden jetzt an den digitalen Demodulator 68 gespeist, und
das Verfahren fährt im
Wesentlichen wie für
die 2 oben beschrieben fort.
-
Zusätzlich werden
die gedrehten Signal-Komponenten I' und Q' auch als Ausgangspunkt verwendet, um
die richtige Phasenverschiebung zu bestimmen, die vom digitalen
Demodulator 64 benutzt werden soll. Diese gedrehten Signal-Komponenten
werden an einen Trägerphasenfehler-Detektor 114 gespeist,
der den Trägerphasenfehler
im Signal auswertet. Als nächstes
wird das ausgewertete Fehlersignal an einen Schleifenfilter 116 gespeist,
der die zwischen Bursts gesicherte ausgewertete Frequenzverschiebung
verwendet, um zu Beginn des Bursts den Schleifenfilter 116 zu
initialisieren. Die Frequenzen, mit der das Signal moduliert, aufwärt-umwandelt,
abwärts-umwandelt
und demoduliert werden, werden einige Abweichungen von ihren idealen Werten
haben. Die Summe all dieser Abweichungen ist die Trägerfrequenzverschiebung.
-
Eine
bevorzugte Ausführungsform
des Schleifenfilters 116 wird detaillierter in 5B gezeigt.
Wie gezeigt, wird das ausgewertete Phasenfehlersignal zu einer ersten
Verstärkung 118 gegeben.
Das Ergebnis wird an eine zweite Verstärkung 120 geführt und
auch an einen Summierer 122 geführt. Die zweite Verstärkung 120 führt das
Signal dann zu einem Integrator 124. Der Integrator 124 hat
einen Summierer 126 zum Merkmal, der die vorherige Wertausgabe
vom Integrator 124 zum Signal addiert. Als nächstes wird
ein Signal zu einer Verzögerung 128 geführt, um
die Frequenz zu bestimmen. Die Frequenz wird dann in einem Frequenzregister 130 gespeichert
und dann aus dem Integrator 124 ausgegeben. Das Ausgabesignal
wird auch zurück
an den Summierer 126 innerhalb des Integrators 124 geführt. Aus
dem Integrator 124 geht das Signal an den Summierer 122.
Alternative Ausführungsformen
des Schleifenfilters 116 könnten von einem Durchschnittsfachmann
auf dem Gebiet ebenfalls ausgewählt
werden.
-
Für jede dieser
Ausführungsformen
wird die Ausgabe des Summierers 122, die Trägerfrequenzverschiebung,
an einen zweiten Integrator 132 gespeist. Der zweite Integrator 132 hat, ähnlich wie
der erste Integrator 124, auch einen Summierer 134 und
eine Verzögerung 136 zum
Merkmal. Der zweite Integrator 132 berechnet die Phasenverschiebung,
die in einem Phasen-Register 138 innerhalb des zweiten
Integrators 132 gespeichert wird. Nachdem die Phasenverschiebung
berechnet ist, wird als nächstes
die Phasenverschiebung an einen Kosinus-Rechner 140 und
einen Sinus-Rechner 142 gegeben,
um die richtigen Werte für
cosΦ und sinΦ zu bestimmen.
Diese Werte werden dann allgemein wie zuvor beschrieben an den digitalen
Demodulator 64 geführt.
-
Wahlweise
und vorzugsweise korrigiert der digitale Demodulator 64 sowohl
die Trägerfrequenz-
als auch die Phasenverschiebung nur, nachdem die Kopfzeile verarbeitet
wurde, um einen anfänglichen
Wert für den
Phasen-Register auszuwerten. Vorzugsweise korrigiert der digitale
Demodulator 64 nur die Trägerfrequenzverschiebung während der
Verarbeitung der Kopfzeile, und korrigiert dann nach der Verarbeitung
der Kopfzeile sowohl die Trägerfrequenz-
als auch die Phasenverschiebung. Der digitale Demodulator 64 ist
in der Lage, die Trägerfrequenzverschiebung
während
der Verarbeitung der Kopfzeile zu korrigieren, da der digitale Demodulator 64 in
der Lage ist, die während
des vorherigen Bursts von der besonderen Endstelle berechnete Trägerfrequenzverschiebung
zu verwenden.
-
Man
nehme z.B. an, dass mehrere übertragene
Bursts von der als Si benannten Endstelle 14 empfangen
werden, die zumindest die Bursts Sm, Sn und Sq aus einer einzigen
Endstelle einschließt,
wobei m, n und q Ganzzahlen sind und m < n < q,
und dass ein entzerrtes Signal, das einem speziellen Burst Sn entspricht, ein
Sn-entsprechendes entzerrtes Signal ist. Dann wird die Trägerfrequenzverschiebung
des Sn-entsprechenden entzerrten Signals vom Schleifenfilter 116 bestimmt,
indem die Trägerfrequenzverschiebung
des Sn-entsprechenden entzerrten Signals aus einer Trägerfrequenzverschiebung
angepaßt
wird, die mindestens teilweise aus einem entzerrten Signal bestimmt
wird, das dem Burst Sm entspricht.
-
Noch
bevorzugter: wenn eine anfängliche
Trägerphase
zu Beginn der Verarbeitung des Abschnitts eines jeden entzerrten
Signals, der dem Synchronisationsabschnitt eines jeden Bursts Si
entspricht, vorausgesetzt wird, dann hat die automatische Trägerfrequenz-Steuerung 62 auch
einen Phaseninitialisierer 131 zum Merkmal. Der Phaseninitialisierer 131 bestimmt
einen Phasenfehler gemäß dem Synchronisationsabschnitt des
Sn-entsprechenden entzerrten Signals und korrigiert dann die anfängliche
Trägerphase
gemäß dem Phasenfehler,
um eine richtige Phase zu bestimmen, so dass eine Reihe an Entzerrer-Koeffizienten,
die gemäß dem Synchronisationsabschnitt
verarbeitet werden, der dem Burst Sn entspricht, durch das eingeleitete
Koeffizienteinstellungsverfahren (zuvor mit Bezug auf die 3A und 3B beschrieben)
ebenfalls gemäß der richtigen
Phase verarbeitet wird.
-
Die
Trägerfrequenzverschiebung ändert sich
nur etwas zwischen den Bursts von derselben Endstelle, während sich
die Trägerphasenverschiebung
zu stark ändert,
um nur aus dem gespeicherten Speicher genommen zu werden. Zu Beginn
des Bursts wird das Phasen-Register von einem willkürlichen
Wert, bevorzugt 0, initialisiert. Am Ende der Kopfzeile kann die
Verschiebung dieses willkürlichen
Werts ausgewertet werden, und das Phasen-Register wird entsprechend eingestellt.
Am Ende der Verarbeitung der Kopfzeile kann die Differenz zwischen
der willkürlichen
Phasenverschiebung und der richtigen Phasenverschiebung berechnet
werden.
-
Der
gesamte Betrieb vom AFC 62 vollzieht sich wie folgt. Während der
Verarbeitung des Beginns der Kopfzeile wird der Wert des Frequenzregisters 130 aus
dem gespeicherten Speicher geladen, worin der berechnete Wert dieses
Frequenzregisters für
diese besondere Endstelle während
eines vorherigen Bursts gespeichert wurde, und das Phasen-Register 138 wird
auf einen willkürlichen
Wert, bevorzugt 0, gesetzt. Während
der Verarbeitung der Kopfzeile ist als nächstes der Trägerphasenfehler-Detektor 114 nicht
operativ. Die Eingabe an den Schleifenfilter 116 ist daher
jederzeit 0, und der Integrator 132 erzeugt nur feste Werte.
Am Ende der Kopfzeile wird die Trägerphasenverschiebung ausgewertet
und der im Phasen-Register 138 gespeicherte Wert entsprechend
korrigiert. Für
den Rest des Bursts arbeitet der Trägerphasenfehler-Detektor 114. Am
Ende des Bursts speichert das Frequenzregister 130 den
letzten berechneten Wert des Frequenzregisters 130 bis
zur nächsten
Burst-Übertragung
von dieser speziellen Endstelle.
-
Obwohl
die Erfindung mit Bezug auf eine begrenzte Zahl an Ausführungsformen
beschrieben wurde, wird man würdigen,
dass viele Änderungen,
Modifikationen und weitere Anwendungen der Erfindung vorgenommen
werden können.
