DE60028983T2 - Doppelte automatische verstärkungsregelung in einem qam-demodulator - Google Patents

Doppelte automatische verstärkungsregelung in einem qam-demodulator Download PDF

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Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen Demodulator vom Quadraturamplitudenmodulations- (QAM) Typ zum Demodulieren von Signalen, die gemäß dem QAM-Schema moduliert sind.
  • STAND DER TECHNIK
  • Die Quadraturamplitudenmodulation (QAM) ist ein Zwischenfrequenz- (ZF) Modulationsschema, bei dem ein QAM-Signal durch Amplitudenmodulation von zwei unabhängig voneinander erzeugten Basisbandsignalen mit jeweils zwei Quadraturträgern und Addieren der resultierenden Signale erzeugt wird. Die QAM-Modulation wird verwendet, um eine digitale Information in ein zweckmäßiges Frequenzband zu modulieren. Dies kann darin bestehen, das von einem Signal belegte Spektralband auf den Durchlassbereich einer Übertragungsleitung abzugleichen, um ein Frequenzmultiplexverfahren von Signalen zu ermöglichen oder um zu ermöglichen, dass Signale durch kleinere Antennen abgestrahlt werden können. QAM wurde von den Standardisierungsorganen Digital Video Broadcasting (DVB) und Digital Audio Visual Council (DAVIC) und vom Multimedia Gable Network System (MCNS) für die Übertragung von digitalen TV-Signalen über Koaxial-, hybride Glasfaser-/Koaxial- (HFC) und drahtlose Mikrowellen-Mehrkanal-Verteilungssystem- (MMDS) TV-Netzwerke übernommen.
  • Das QAM-Modulationsschema existiert mit einer variablen Anzahl von Pegeln (4, 16, 32, 64, 128, 256, 512, 1024), die 2, 4, 5, 6, 7, 8, 9 und 10 MBit/s/MHz bereitstellen. Dies bietet bis zu etwa 42 MBit/s (QAM-256) über einen amerikanischen CATV-Kanal mit 6 MHz und 56 MBit/s über einen europäischen CATV-Kanal mit 8 MHz. Dies stellt das Äquivalent von 10 PAL- oder SECAM-TV-Kanälen dar, die über die äquivalente Bandbreite eines einzelnen analogen TV-Programms und ungefähr 2 bis 3 Programme von hochauflösendem Fernsehen (HDTV) übertragen werden. Audio- und Videoströme werden digital codiert und in MPEG2-Transportdatenstrompakete abgebildet, die aus 188 Bytes bestehen.
  • Der Bitstrom wird in n Bitpakete zerlegt. Jedes Paket wird in ein QAM-Symbol abgebildet, das durch zwei Komponenten I und Q dargestellt wird (z.B. n = 4 Bits werden in ein 16-QAM-Symbol abgebildet, n = 8 Bits werden in ein 256-QAM-Symbol abgebildet). Die I- und Q-Komponenten werden gefiltert und unter Verwendung einer Sinus- und einer Cosinuswelle (Träger) moduliert, was zu einem eindeutigen Hochfrequenz(HF) Spektrum führt. Die I- und Q-Komponenten werden gewöhnlich als Konstellation dargestellt, die die möglichen diskreten Werte darstellt, die als phasengleiche und Quadraturkoordinaten übernommen werden. Das übertragene Signal s(t) ist gegeben durch: s(t) = Icos(2πf0t) – Qsin(2πf0t)wobei f0 die Mittenfrequenz des HF-Signals ist. Die I- und Q-Komponenten sind gewöhnlich unter Verwendung von Raised-Cosine-Filterung am Sender und am Empfänger gefilterte Wellenformen. Folglich ist das resultierende HF-Spektrum um f0 zentriert und weist eine Bandbreite von R(1 + α) auf, wobei R die Symbolübertragungsrate ist und α der Abfallfaktor des Raised-Cosine-Filters ist. Die Symbolübertragungsrate ist 1/n der Übertragungsbitrate, da n Bits auf ein QAM-Symbol pro Zeiteinheit 1/R abgebildet werden.
  • Um die Basisbandsignale aus dem modulierten Träger zurückzugewinnen, wird am Empfangsende der Übertragungsleitung ein Demodulator verwendet. Der Empfänger muss die Verstärkung des Eingangsverstärkers, der das Signal empfängt, regeln, die Symbolfrequenz des Signals zurückgewinnen und die Trägerfrequenz des HF-Signals zurückgewinnen. Nach diesen Hauptfunktionen wird ein Punkt in der I/Q-Konstellation empfangen, der die Summe des übertragenen QAM-Symbols und von Rauschen, das über die Übertragung addiert wurde, ist. Der Empfänger führt dann eine Schwellenentscheidung auf der Basis von Linien aus, die sich auf dem halben Abstand zwischen den QAM-Symbolen befinden, um sich für das am wahrscheinlichsten gesandte QAM-Symbol zu entscheiden. Aus diesem Symbol werden die Bits unter Verwendung derselben Abbildung wie im Modulator zurück abgebildet. Gewöhnlich durchlaufen die Bits dann einen Vorwärtsfehlerdecodierer, der mögliche fehlerhafte Entscheidungen am tatsächlichen übertragenen QAM-Symbol korrigiert. Der Vorwärtsfehlerdecodierer enthält gewöhnlich eine Entschachtelungseinrichtung, deren Funktion darin besteht, Fehler zu streuen, die in Bursts passiert sein könnten und ansonsten schwieriger zu korrigieren gewesen wären.
  • Im Allgemeinen wurde bei der Übertragung eines modulierten Signals das empfangene Signal am Demodulator um einen geeigneten Verstärkungsfaktor verstärkt, um die Dämpfung im empfangenen Signal aufgrund eines Übertragungsweges oder anderer Faktoren zu kompensieren. Daher ist es erforderlich, die Verstärkung des Signals zu regeln, um den empfangenen Pegel des Signals zu regeln. Um den Pegel des Signals zu regeln, wird häufig eine Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR), die die Verstärkung des Verstärkers, der den Demodulator versorgt, regelt, verwendet. Das US-Patent Nr. 5 729 173, Sato, offenbart beispielsweise einen QAM-Demodulator zum Empfangen eines QAM-Signals mit einem unterdrückten Leitsignal. (Leitsignale existieren in VSB-Modulationen, aber in der QAM-Modulation ist kein Leitsignal erforderlich, und im Allgemeinen werden sie nicht verwendet.) Der Demodulator umfasst einen Verstärkungsfaktorregler, in dem die Regelung des Verstärkungsfaktors getrennt von der Regelung der Abtastzeitsteuerung für ein empfangenes Signal durchgeführt wird. Das US-Patent Nr. 5 761 251, Wender, offenbart auch eine Schaltungsanordnung zum Erreichen sowohl einer Gleichspannungsversatzkorrektur als auch einer automatischen Verstärkungsregelung für die QAM-Modulation. Ein Artikel von M. Koya et al. mit dem Titel "High Speed Modem Using Digital Signal Processor" (International Conference on Communications, US, New York, IEEE, Juni 1981, Seiten 14.7.1–14.7.5) offenbart ein digitales Modem mit einem Digitalsignalprozessor mit einem Hochgeschwindigkeitsmultiplizierer. Das US-Patent Nr. 4 355 402 offenbart auch eine Schaltung zum Erfassen und Korrigieren von falschen Gleichgewichtsbedingungen, die in Datenmodems durch plötzliche Änderungen der Verstärkung eines zugehörigen Übertragungssystems erzeugt werden. In vielen der Konstruktionen des Standes der Technik basiert die Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR) nur auf dem QAM-Signal, aber mit einer Rückkopplung zu anderen analogen Schaltungen. Dies kann das Problem der Sättigung der Analog-Digital-Umsetzerschaltung, die am Eingang des Demodulators verwendet wird, verursachen. Alternativ verwenden andere Konstruktionen des Standes der Technik eine AVR-Schaltung, die nur auf dem vollen Eingangssignal basiert. Dies erfordert jedoch, dass das Eingangssignal von benachbarten Kanälen vollkommen gefiltert werden musste, bevor es in den Demodulator eingegeben wird.
  • Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen QAM-Demodulator bereitzustellen, der eine Verstärkungsregelung sowohl vor dem Demodulator zum Verhindern einer durch eine Verstärker-Nicht-Linearität und A/D-Sättigung verursachten Signalverzerrung als auch innerhalb des Demodulators zur Anpassung des Pegels des QAM-Signals an den korrekten Pegel mit der digitalen Verstärkung bereitstellt.
  • Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen QAM-Demodulator bereitzustellen, bei dem die Verstärkungsregelung in Bezug auf benachbarte Kanäle unabhängig ist und daher in Bezug auf die Symbolrate des Eingangssignals unabhängig ist.
  • Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen QAM-Demodulator mit Verstärkungsregelung bereitzustellen, der den A/D-Umsetzer nicht sättigt.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die obigen Aufgaben wurden durch einen QAM-Demodulator gemäß Anspruch 1 gelöst, der eine erste Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung, die ein erstes Signal ausgibt, das eine Funktion des empfangenen Signals ist, wobei das erste Signal verwendet wird, um die Verstärkung eines Verstärkers zu regeln, der den Eingang eines A/D-Umsetzers versorgt; und eine zweite Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung aufweist, die ein zweites Signal ausgibt, das vom QAM-Signal nach dem Filtern abgeleitet ist. Das zweite Signal regelt die Verstärkung eines digitalen Multiplizierers, der ein Signal erzeugt, das durch ein Empfangsfilter in einen Entzerrer eingespeist wird. Die doppelten Schaltungen zur automatischen Verstärkungsregelung, die sich vor und nach den Empfangsfiltern befinden, ermöglichen eine bessere Beständigkeit gegen Nicht-Linearitäten, die durch Signale in benachbarten Kanälen verursacht werden.
  • Die erste Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR) regelt die gesamte Leistung des Signals, das in den A/D-Umsetzer eintritt, welches das gewünschte Spektrum, aber auch benachbarte Kanäle umfasst, die vor dem Eintritt in den Demodulator nicht vollständig ausgefiltert wurden. Dies ermöglicht, dass der maximale Bereich des A/D-Umsetzers verwendet wird, und stellt sicher, dass keine analoge Sättigung aufgrund der AVR-Rückkopplung auftreten kann. Die zweite AVR-Schaltung ist nach dem Empfangsfilter angeordnet und muss daher nur das Signal selbst berücksichtigen. Die zweite AVR-Schaltung passt den internen Verstärkungspegel an die exakte Entscheidungsschwelle der QAM-Signalpegel an und kompensiert die Dämpfung, die durch die Anwesenheit von benachbarten Kanälen in der ersten AVR-Schaltung verursacht wird.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein Blockdiagramm einer Netzwerkschnittstelleneinheit, in der der Demodulator der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
  • 2 ist ein Blockdiagramm des Demodulators der vorliegenden Erfindung.
  • 3 ist ein Blockdiagramm der ersten AVR-Einheit des in 2 gezeigten Demodulators.
  • 4 ist ein Blockdiagramm der zweiten AVR-Einheit des in 2 gezeigten Demodulators.
  • 5 ist ein Blockdiagramm eines Abschnitts des in 2 gezeigten Demodulators.
  • 6 ist ein Blockdiagramm des direkten digitalen Synthesizers des in 2 gezeigten Demodulators.
  • 7 ist ein Blockdiagramm der digitalen Taktrückgewinnungsschaltung des in 2 gezeigten Demodulators.
  • 8 ist ein Blockdiagramm eines im Allgemeinen bekannten Interpolationsmodells.
  • 9 ist ein Blockdiagramm eines Interpolationsmodells, das in der digitalen Taktrückgewinnungsschaltung von 7 verwendet wird.
  • 10 ist ein Blockdiagramm einer Abschätzeinrichtung für Phasenrauschen und additives Rauschen, die in der Symbolerfassungsschaltung des Demodulators von 2 verwendet wird.
  • 11 ist ein Blockdiagramm der Doppel-Bitfehlerraten-Abschätzeinrichtung, die im Demodulator von 2 verwendet wird.
  • BESTE ART ZUR AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG
  • Mit Bezug auf 1 würde der QAM-Demodulator 99 der vorliegenden Erfindung typischerweise als Teil einer Netzwerkschnittstelleneinheit 92 verwendet werden. Die Netzwerkschnittstelleneinheit 92 ist als Schnittstellenblock zwischen einem Signal, 95, das von einem Kabelnetzwerk empfangen wird, und dem Eingangssignal 93 eines Demultiplexers definiert. Das Signal 95 vom Kabelnetzwerk wird in einen Tuner bzw. eine Abstimmeinrichtung 96 eingegeben. Die Abstimmeinrichtung nimmt Frequenzen im Bereich von 47 MHz bis 862 MHz an ihrem Eingang an und setzt die ausgewählte Frequenz auf eine Zwischenfrequenz (ZF) abwärts um. Diese ZF-Frequenz hängt von der Kanalbandbreite hinsichtlich des geographischen Orts ab. NTSC, USA und JAPAN haben beispielsweise einen Kanal von 6 MHz mit einer ZF um 44 MHz, während PAL/SECAM und EUROPE einen Kanal von 8 MHz mit einer ZF um 36 MHz haben. Das Ausgangssignal der Abstimmeinrichtung wird in ein Oberflächenwellen- (SAW) Filter 97 eingegeben, wobei die ZF-Frequenz gleich der SAW-Filter-Mittenfrequenz ist. Das Ausgangssignal des SAW-Filters 97 wird zu einem Verstärker 98 geliefert, der verwendet wird, um die SAW-Filter-Dämpfung zu kompensieren, und dann wird das Ausgangssignal des Verstärkers 98 zum QAM-Demodulator 99 geliefert. Der Verstärker 98 kann auch eine variable Verstärkung aufweisen, die durch ein Signal 94 zur automatischen Verstärkungsregelung des QAM-Demodulators 99 geregelt wird. Es ist auch möglich, dass der QAM-Demodulator 99 in verschiedenen anderen digitalen Übertragungssystemen, die eine QAM- oder QPSK-Demodulation verwenden, wie z.B. Funkverbindungen, drahtlosen lokalen Schleifen oder hausinternen Netzwerken, verwendet wird.
  • Mit Bezug auf 2 umfasst der QAM-Demodulator 99 der vorliegenden Erfindung einen Analog-Digital- (A/D) Umsetzer 25, der das Z-Eingangssignal 12 empfängt. Der A/D-Umsetzer 25 tastet das ZF-Signal 12 ab und erzeugt ein digitales Spektrum um die Mittenfrequenz F0 des ZF-Signals 12. Das Ausgangssignal 14 des A/D-Umsetzers 25 wird zu einer Basisband-Umsetzungschaltung geliefert, die einen direkten digitalen Synthesizer 30 umfasst, um das ZF-Signal auf ein Basisband umzusetzen. Das Ausgangssignal 14 des A/D-Umsetzers 25 wird auch zur ersten Schaltung 10 zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR1) zur Regelung der analogen Verstärkung des Eingangssignals 12 des A/D-Umsetzers 25 geliefert.
  • Nachdem das Signal auf ein Basisbandsignal mit den Signalkomponenten I (phasengleich) und Q (Quadratur) umgesetzt wurde, wird das Basisbandsignal einer Taktrückgewinnungsschaltung 35 zugeführt, die verwendet wird, um die Zeitsteuerung der Demodulatorschaltung mit den Symbolen der eingehenden Signale zu synchronisieren. Die Taktrückgewinnungsschaltung 35 verwendet ein kontinuierlich variables Interpolationsfilter zum Abtasten des Eingangssignals, was ermöglicht, dass die Schaltung einen sehr großen Bereich von Symbolraten zurückgewinnt, wie nachstehend weiter erläutert wird. Das Signal wird dann zu einem digitalen Multiplizierer 210 geliefert, der ein Teil einer zweiten Schaltung 20 zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR2) ist. Dann geht das Signal durch ein Empfangsfilter 40 und dann zu einem Entzerrer 45. Die AVR2-Schaltung 20 ist eine digitale AVR-Schaltung und führt eine Feineinstellung des Signalpegels am Eingang des Entzerrers 45 durch. Die digitale AVR-Schaltung 20 berücksichtigt nur das Signal selbst, da benachbarte Kanäle durch das Empfangsfilter 40 ausgefiltert wurden, und kompensiert somit die analoge AVR1-Schaltung 10 digital, die aufgrund der benachbarten Kanäle die Eingangsleistung verringert haben kann. Das Empfangsfilter 40 ist ein Square-Root-Raised-Cosine-Typ, der Abfallfaktoren von 0,11 bis 0,30 unterstützt und der das Taktrückgewinnungsschaltungs-Ausgangssignal annimmt und eine Sperrdämpfung, die höher ist als 43 dB, sicherstellt. Diese signifikante Dämpfung erhöht die Abfalltoleranz der Netzwerkschnittstelleneinheit gegen benachbarte Kanäle. Der Entzerrer 45 kompensiert verschiedene Beeinträchtigungen, die im Netzwerk angetroffen werden, wie z.B. einen unerwünschten Amplituden-Frequenz- oder Phasen-Frequenz-Gang. Zwei Entzerrerstrukturen können ausgewählt werden, Transversal- oder Entscheidungsrückkopplung mit auswählbarer Mittelabgriffsposition.
  • Die Ausgangssignale des Entzerrers 45 werden der Trägerrückgewinnungsschaltung 50 zugeführt, um das Trägersignal zurückzugewinnen. Die Trägerrückgewinnungsschaltung 50 ermöglicht die Erfassung und Verfolgung eines Frequenzversatzes, der nicht niedriger als 12 Prozent der Symbolrate ist. Der zurückgewonnene Frequenzversatz kann durch eine I2C-Schnittstelle überwacht werden. Diese Information kann verwendet werden, um die Abstimmeinrichtung oder die Demodulatorfrequenz neu einzustellen, um die Filterverschlechterung des Signals zu verringern, was hilft, die Bitfehlerrate zu verbessern. Das Ausgangssignal 52 der Trägerrückgewinnungsschaltung 50 wird einer Symbolentscheidungsschaltung 55 zugeführt und wird auch einer Leistungsvergleicherschaltung 230 und einem digitalen Schleifenfilter 220 innerhalb der digitalen AVR2-Schaltung 20 zugeführt, um ein Verstärkungsregelsignal 225 zum Multiplizierer 210 zu liefern. Innerhalb der Symbolentscheidungsschaltung 55 wird das Signal zu einem Symbolschwellendetektor, dann zu einem Differenzdecodierer und schließlich zu einer DVB- oder DAVIC-Rückabbildungseinrichtung geliefert, die den zurückgewonnenen Bitstrom 57 erzeugt, der zur Vorwärtsfehlerkorrektur-Schaltung 60 gesandt wird. Das Ausgangssignal 57 der Symbolentscheidungsschaltung wird auch einer Leistungsvergleicherschaltung 230 zugeleitet.
  • Die Vorwärtsfehlerkorrektur- (FEC) Schaltung 60 führt zuerst eine Rahmensynchronisation 61 durch, bei der der Bitstrom am Ausgang in Pakete von 204 Bytes zerlegt wird. Die Pakete werden dann zu einer Entschachtelungseinrichtung und einem Reed-Solomon- (RS) Decodierer 65 geliefert, wo die Pakete entschachtelt werden und dann eine Korrektur vom RS-Decodierer mit einem Maximum von 8 Fehlern (Bytes) pro Paket durchgeführt wird. Der RS-Decodierer stellt auch eine weitere Information hinsichtlich der unkorrigierten Pakete und der Position der korrigierten Bytes im Paket bereit, wenn welche vorhanden sind. Zwei Tiefen können für die Verschachtelungseinrichtung ausgewählt werden: 12 (DVB/DAVIC) und 17. Die Tiefe 17 erhöht den Wirkungsgrad des Systems gegen Impulsrauschen, nimmt jedoch an, dass das Signal mit demselben Wert an der Überwachungseinrichtung verschachtelt wurde. Nach der RS-Decodierung werden die Pakete für die Energiestreuungsentfernung entwürfelt. Die Datenausgabe 93 der FEC-Schaltung 60 besteht aus den MPEG2-Transportsystem- (TS) Paketen und ist das Ausgangssignal des Demodulators 99. Außerdem werden Bitfehlerratensignale 68, 69 zu einer Doppel-Bitfehlerraten-Abschätzschaltung 70 übertragen, die niedrige und hohe Bitfehlerraten auf der Basis der Fehlerkorrektur und Rahmenmustererkennung abschätzt und ein Bitfehlerratensignal 72 erzeugt.
  • Wie vorstehend erläutert, befinden sich die doppelten Schaltungen zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR) vor und nach den Empfangsfiltern, um den empfangenen Pegel des Signals zu regeln. Die erste AVR-Schaltung 10 regelt die analoge Verstärkung des Eingangssignals des A/D-Umsetzers. Mit Bezug auf 3 wird das Ausgangssignal 14 des A/D-Umsetzers 25 zu einer Leistungsabschätzschaltung 110 der AVR1 10 geliefert, um den Signalpegel des empfangenen Signals 14 abzuschätzen und ihn mit einem vorbestimmten Signalpegel zu vergleichen. Die Leistungsabschätzschaltung 110 umfasst ein Rechteckmodul 130 zum Umsetzen des Signals 14 in eine Rechteckwelle, die in einen Vergleicher 140 eingegeben werden soll. Der Vergleicher 140 vergleicht das Eingangssignal mit einer vorbestimmten Bezugsspannung oder Vergleicherschwellenspannung und erzeugt ein Ausgangssignal, wenn der Pegel des Eingangssignals dem Pegel der Vergleicherschwellenspannung entspricht. Die Vergleicherschwellenspannung oder Bezugsspannung kann durch eine Modifikationsschaltung 120 angepasst werden. Die Modifikationsschaltung 120 überwacht die Anwesenheit von Signalen von benachbarten Kanälen 125 und passt die Bezugsspannung dementsprechend an. Außerdem stellt ein Sättigungserfassungszähler 115 fest, ob irgendeine Sättigung im A/D-Umsetzer besteht und sendet, wenn ja, ein Signal zur Modifikationsschaltung 120, um die Bezugs-spannung so einzustellen, dass die Sättigung beseitigt wird. Nachdem das Signal durch den Vergleicher 140 läuft, wird das Ausgangssignal der Leistungsabschätzschaltung 110 einem digitalen Schleifenfilter 150 zugeführt, das die Trägerfrequenzkomponenten und Oberwellen vom Signal entfernt, aber die ursprünglichen Modulationsfrequenzen des Signals durchlässt. Das digitale Schleifenfilter 150 empfängt ein Konfigurationssignal 152, das die maximale Verstärkungskonfiguration des Verstärkers zum Begrenzen von Nicht-Linearitäten festlegt. Das Ausgangssignal 162 des digitalen Schleifenfilters 150 wird in ein impulsbreitenmoduliertes (PBM) Signal 160 umgewandelt, das einem RC-Filter 170 zugeführt wird, das ein Signal 167 erzeugt, das die analoge Verstärkung des Verstärkers des A/D-Umsetzers regelt. Ein weiter Ausgang des digitalen Schleifenfilters liefert ein Signal 155 zum Überwachen des Verstärkungswerts des digitalen Schleifenfilters. Da die Leistungsabschätzung durch die digitale Schleifenregelung erfolgt, erzeugt das PBM-Signal, das die analoge Verstärkung regelt, eine sehr stabile Regelung.
  • Die zweite AVR-Schaltung 20 ist nach dem Empfangsfilter 40 angeornet, wobei sie daher nur die empfangene Leistung des QAM-Signals selbst berücksichtigen muss, und den internen Verstärkungspegel an den korrekten Pegel vor der Schwellenentscheidung anpasst. Die zweite AVR-Schaltung 20 kompensiert die Dämpfung der ersten AVR-Schaltung 10, die durch die Anwesenheit von benachbarten Kanälen verursacht wird, und passt auch den Signalpegel exakt an die Entscheidungsschwellenpegel des QAM-Signals an. Mit Bezug auf 4 wird das Ausgangssignal 42 der Taktrückgewinnungsschaltung dem digitalen Multiplizierer 210 der zweiten AVR-Schaltung 20 zugeführt. Der digitale Multiplizierer 210 multipliziert das Signal, das dann zur Empfangsfilterschaltung 40, zur Entzerrerschaltung 45 und zur Trägerrückgewinnungsschaltung 50 geliefert wird, wie vorstehend erläutert. Das Ausgangssignal der Trägerrückgewinnungsschaltung 50 wird in eine Leistungsvergleicherschaltung 230 der zweiten AVR-Schaltung 20 zurückgeführt, die das Ausgangssignal 52 von der Trägerrückgewinnungsschaltung mit einem Satz von QAM-Werten vergleicht. Ein digitales Schleifenfilter 220 filtert jegliche Fehlersignale aus und liefert ein Verstärkungsregelsignal 225 zum digitalen Multiplizierer 210. Außerdem kann ein Signal 227 vom digitalen Schleifenfilter geliefert werden, um das Ausmaß an Verstärkung zu überwachen.
  • Mit Bezug auf 5 und 6 stimmt der vorstehend erwähnte direkte digitale Synthesizer (DDS) 30 das Signal 14 vom A/D-Umsetzer 25 so digital ab, dass es selbst im Fall eines großen Frequenzversatzes des Empfängers innerhalb der Bandbreite des Empfangsfilters 40 liegt und mehr Flexibilität in den vom Eingangssignal verwendeten Frequenzwerten bereitstellt. Die Signalumsetzung von der Zwischenfrequenz (ZF) auf das Basisband wird unter Verwendung einer Kombination eines ersten DDS 30 vor dem Empfangsfilter 40, um das Signal innerhalb der Empfangsfilterbandbreite digital abzustimmen, und eines zweiten DDS 545 innerhalb der Trägerrückgewinnungsschaltung 50, um die Signalphase nach der Taktrückgewinnungsschaltung 35 und der Entzerrerschaltung 45 fein abzustimmen, durchgeführt.
  • Mit Bezug auf 6 wird, nachdem das ZF-Signal 12 durch den A/D-Umsetzer 25 läuft, das digitale Ausgangssignal 14 des A/D-Umsetzers einem Multiplizierer 304 zugeführt, der ein Teil des DDS1 30 ist. Der Multiplizierer 304 wandelt das digitale Signal 14 in zwei parallele Komponenten, I (phasengleich) und Q (Quadratur), um, die ein QAM-Symbol bilden. Diese Signalkomponenten laufen durch die Empfangsfilterschaltung 40, die Entzerrerschaltung 45 und die Trägerrückgewinnungsschaltung 50, wie vorstehend erläutert. Mit Bezug auf 5 umfasst die Trägerrückgewinnungsschaltung 50 eine Frequenzversatz- Erfassungsschaltung 525 und eine Phasenversatz-Erfassungsschaltung 535 zum Zurückgewinnen der zur digitalen AVR2-Schaltung 20 und zur Symbolerfassungsschaltung 55 zu sendenden Trägersignale. Der zurückgewonnene Frequenzversatz kann durch eine I2C-Schnittstelle überwacht werden und die Information kann verwendet werden, um die Abstimmeinrichtungsfrequenz neu einzustellen, um die Filterverschlechterung am Signal zu verringern und folglich die Bitfehlerrate zu verbessern. Diese Information kann auch als Signal 527 zur DDS1-Schaltunσ 30 gesandt werden, um die Frequenz mit vollständiger Genauigkeit vor dem Empfangsfilter 40 zurückzugewinnen. Die Phasenerfassungsschaltung 535 sendet ein Signal 537 zur DDS2-Schaltung 545. Die Verwendung einer doppelten DDS-Struktur, um die Abwärtsumsetzung des ZF-Signals auf ein Basisbandsignal zu steuern, ist insofern vorteilhaft, als die lange Schleifenfrequenz-Abwärtsumsetzung für die Frequenzrückgewinnung optimal ist, da sie vor dem Empfangsfilter 40 durchgeführt wird, um die maximale Signalenergie vor der Entzerrung und Trägerfrequenzabschätzung aufrechtzuerhalten, während die kurze Schleifenträgerphasen-Rückgewinnung für die Phasenverfolgung insbesondere im Fall von Phasenrauschen am Signal optimal ist.
  • Mit Bezug auf 6 wird das Trägerrückgewinnungsfreguenz-Rückführungssignal 527 einer Addiererschaltung 306 innerhalb der DDS1-Schaltung 30 zugeführt. Die Addiererschaltung 306 addiert das Frequenzrückführungssignal 527 zur konfigurierten ZF-Frequenz 27 und das resultierende Signal wird zu einer Phasenakkumulationsschaltung 305 geliefert, die Frequenzelemente akkumuliert, die durch das Frequenzrückführungssignal 527 festgelegt werden. Das Signal wird zu einer Konstantentabelle 303 geliefert, die Sinuswerte enthält und die das Signal synthetisiert. Das synthetisierte Signal 316 wird in den Multiplizierer 304 zurückgeliefert. Mit Rückbezug auf 5 arbeitet die zweite DDS2-Schaltung 545 auf dieselbe Weise, außer dass sie das Ausgangssignal 537 der Phasenerfassungsschaltung 535 synthetisiert. Die rein digitale Trägerrückgewinnung beseitigt den Bedarf, dass ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) verwendet wird, und sieht eine bessere Trägerrückgewinnung hinsichtlich der Genauigkeit und des restlichen Phasenrauschens des Signals vor.
  • Mit Bezug auf 7 verwendet die Taktrückgewinnungsschaltung 35 ein kontinuierlich anpassbares Symbolraten-Interpolationsfilter 352 zum erneuten Abtasten des Eingangssignals. Im Gegensatz zu Interpolationsverfahren des Standes der Technik, die interpolationsfunktionen verwenden, die als Funktion von t/Ts (Zeit/Abtastintervall) definiert sind, ist das in der Taktrückgewinnungsschaltung 35 verwendete Interpolationsverfahren als Funktion von t/Ti (Zeit/Interpolationsintervall) definiert. Dies ermöglicht, dass die Interpolationsfilterung hinsichtlich der Leistung und Komplexität vollständig von der Symbolrate unabhängig ist, und stellt eine bessere Unterdrückung von benachbarten Kanälen bereit, da der Interpolator das meiste des Signals außerhalb der Bandbreite des empfangenen Kanals unterdrückt.
  • Das Ziel der Interpolation in Modemanwendungen besteht darin, digitale Abtastwerte x(kTs) 325, die durch einen Analog-Digital-Umsetzer mit der Rate 1/Ts erzeugt werden, zu verarbeiten, um "Interpolanten" y(kTi) 365 mit der Rate 1/Ti zu erzeugen, wobei 1/Ti ein Vielfaches der Übertragungs-Baud-Rate 1/T ist.
  • Das Folgende beschreibt eine Interpolation mit einem zeitkontinuierlichen Filter. Das mathematische Modell wird mit Bezug auf 8 beschrieben. Es umfasst einen fiktiven Digital-Analog-Umsetzer 802, der analoge Impulse 814 erzeugt, gefolgt von einem zeitkontinuierlichen Filter h(t) 804 und einer Abtastratenänderungseinrichtung 806 zur Zeit t = kTi. Die Ausgangsinterpolanten 820 werden dargestellt durch
    Figure 00170001
  • Mit Rückbezug auf 7 werden die Abtastratenänderungsmomente t = kTi von einem numerisch gesteuerten Oszillator 358 geliefert. Der numerisch gesteuerte Oszillator 358 erzeugt zwei Signale zu jeder Zeit mTs. Das erste Signal 361 ist ein Überlaufsignal ζ, das angibt, dass der Abtastratenänderungsmoment (t = kTi) während der letzten Ts-Periode vorgekommen ist. Das zweite Signal 362 ist ein Ti-Bruchsignal η, so dass ηTi die Zeit seit dem letzten Abtastratenänderungsmoment darstellt.
  • Der numerisch gesteuerte Oszillator 358 wird durch ein Signal W(m) gesteuert, das das Verhältnis Ts/Ti abschätzt. Bei praktischen Modemanwendungen wird W(m) von einem Schleifenfilter 356 geliefert, das durch eine Phasenfehler-Abschätzeinrichtung oder einen Taktfehlerdetektor 354 angesteuert wird.
  • Die mathematische Beschreibung dessen kann mit Formeln geschrieben werden: η(m) _ [η(m – 1) – W(m)] mod-1 ζ(m) = 1, wenn η(m – 1) – W(m) < 0 (2) ζ(m) = 0, wenn η(m – 1) – W(m) ≥ 0
  • Frühere Interpolationsverfahren, die ein Filter h(t) verwenden, das durch die Abtastperiode Ts normiert ist, führen einen Ts-Basispunktindex und ein Ts-Bruchintervall ein. Bei dem von der vorliegenden Erfindung verwendeten Interpolationsverfahren wird die obige Formel (1) umgeschrieben, wobei h eine Funktion einer Variable X·Ti ist. Diese Eigenschaft der Funktion h ermöglicht, dass die Zeitsteuerung und der Frequenzgang der Interpolation in Bezug auf die Interpolantenrate und folglich in Bezug auf die Baud-Rate unveränderlich sind. Um dies zu erreichen, beachte man zuerst, dass die Abtastmomente mTs folgendermaßen geschrieben werden können: mTs = lmTi – η(m)Ti wobei η(m) das direkte Ausgangssignal des NCO ist und (lm–1) die Anzahl von Überläufen (ζ = 1) seit t = 0 bis zur Zeit t = mTs ist. Durch Einführen des ganzzahligen Intervalls I1, das alle m enthält, so dass lm = l, kann die Formel (1) nun folgendermaßen geschrieben werden:
    Figure 00180001
  • Unter der Annahme, dass h(t) eine Impulsantwort mit endlicher Länge über das Intervall [I1Ti, I2Ti] ist, wird die Formel (3) mit dem Index j = k – 1 umgeordnet:
    Figure 00180002
    mit:
    Figure 00190001
  • Die letzte Formel zeigt, dass die Interpolanten durch Summieren und Verzögern von (I1 + I2 + 1) Termen aj (lTi) berechnet werden, wobei aj(lti) die Akkumulation über das Zeitintervall [l – 1)Ti, lTi] der Multiplikation von Eingangsabtastwerten x(mTs) mit den Koeffizienten h[(j + η(m))Ti] ist.
  • Mit Bezug auf 9 wird aj praktisch mit einem Multiplikator-Akkumulator-Operator 908 implementiert, der zurückgesetzt wird, wenn das Überlaufsignal ζ(m) = 1. Ein Koeffizient h [(j + η(m))Ti] wird von einem Koeffizientenberechnungsblock 909 geliefert, wobei ein Eingangssignal η(m) vom numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) 910 ausgegeben wird.
  • Es wird angemerkt, dass die Multiplizierer-Akkumulatoren mit der Frequenz 1/Ts arbeiten und dass die Summe von aj mit der Frequenz 1/Ti berechnet wird. Für ein niedriges Verhältnis Ts/Ti wird eine hohe Anzahl von Multiplikations-Akkumulationen während einer langen Ti-Periode verarbeitet. Dies ermöglicht, dass der Ti-Interpolator eine längere Zeitimpulsantwort hinsichtlich Ts und eine schmälere Frequenzbandbreite hinsichtlich der Abtastfrequenz aufweist.
  • Aus praktischen Gründen kann h[(j + η)Ti] eine Polynomfunktion von η über das Intervall [0,1] und h[(j + η)Ti] = pj(η) sein. Polynome des Grades 3 wurden für eine praktische Implementierung gewählt, da dies eine verringerte Rechenkomplexität aufweist und sehr gute Leistungen für die Impulsantwort h(t) mit nur wenigen Intervallen Ti (typischerweise 4 bis 8) ermöglicht. Eine spezielle Form der Polynome kann auch verwendet werden, um die Rechenkomplexität weiter zu verringern. Sobald der Grad, die Form und die Anzahl (I1 + I2 + 1) von Polynomen gewählt sind, werden die Parameter der Polynome durch Minimieren einer Kostenfunktion, die die Spektraleinschränkungen für die Impulsantwort h(t) darstellt, berechnet.
  • Es wird auch angemerkt, dass die Variable η, die zum Berechnen des Koeffizienten h[(j + η(m))Ti] verwendet wird, keine zusätzliche Berechnung und Näherung benötigt, wie es für Ts-Interpolationsverfahren des Standes der Technik der Fall ist.
  • Mit Bezug auf 10 umfasst die vorher beschriebene Trägerrückgewinnungsschaltung 50 eine Abschätzschaltung 506 für das Phasenrauschen und eine Abschätzschaltung 507 für das additive Rauschen, die eine Abschätzung des restlichen Phasenrauschens und additiven Rauschens, das vom QAM-Demodulator gesehen wird, erzeugt. Diese Abschätzung ermöglicht, dass der Benutzer die Trägerschleifenbandbreite optimiert, um den besten Kompromiss zwischen dem Phasenrauschen und dem additiven Rauschen zu erreichen. Das empfangene QAM-Symbol 504 wird einem Symbolerfassungs- oder Entscheidungsblock 508 zugeführt. Das empfangene QAM-Symbol 504 ist ein Punkt in I/Q-Koordinaten, der hinsichtlich des Abstandes zu einem möglichen übertragenen QAM-Symbol nahe liegt, aber aufgrund von Rauschen anders ist. Der Symbolerfassungsblock 508 entscheidet sich für das am wahrscheinlichsten übertragene QAM-Symbol durch Suchen nach dem minimalen Abstand zwischen dem empfangenen QAM-Symbol und möglichen übertragenen QAM-Symbolen (Schwellensymbole). Auf diese Weise ermittelt der Symbolerfassungsblock 508, welches QAM-Symbol übertragen wurde. Der mittlere quadratische (LMS) Fehler zwischen dem bestimmten QAM-Symbol 509 und dem empfangenen QAM-Symbol 504 wird durch das LMS-Fehlerverfahren 505 ermittelt, wie auf dem Fachgebiet bekannt, und das LMS-Fehlersignal 512 wird mit dem bestimmten QAM-Symbol 509 jeweils der Abschätzeinrichtungen für das Phasenrauschen 506 und der Abschätzeinrichtung für additive Rauschen 507 zugeführt.
  • Die Abschätzung des Phasenrauschens basiert auf dem mittleren quadratischen Fehler (dx + jdy), wobei dx + jdy = (empfangener Punkt – bestimmtes QAM-Symbol). Dieser Fehler wird nur für QAM-Symbole mit der maximalen und gleichen Amplitude an I und Q (|a| + j|a|) betrachtet. Das mittlere Phasenrauschen ist dann durch E[dx·dy] = – |a|2E(ph2) gegeben, wobei E den Mittelwert darstellt und ph das restliche Phasenrauschen ist. Das Ergebnis 518 der Abschätzeinrichtung für das Phasenrauschen hängt nicht vom additiven Rauschen ab.
  • Die Abschätzung des additiven Rauschens basiert auf demselben Fehlersignal 512 wie bei der Abschätzung des Phasenrauschens, aber der Fehler im Fall der Rauschabschätzung basiert nur auf QAM-Symbolen mit der minimalen Amplitude (|a| = 1) an I und Q. Das mittlere additive Rauschen ist durch E[dx·sgn(I)·I + dy·sgn(Q)·Q)2]= E[n2] gegeben, wobei n das komplexe additive Rauschen bedeutet. Das Ergebnis der Abschätzeinrichtung für das additive Rauschen hängt nicht von der Phase des Signals ab.
  • Mit Bezug auf 11 wird der zurückgewonnene Bitstrom 57 von der vorstehend erwähnten Symbolerfassungsschaltung einer Rahmensynchronisationsrückgewinnungs- (FSR) Schaltung 61 innerhalb des Vorwärtsfehlerkorrektur- (FEC) Decodierers 60 zugeführt. Die FSR-Schaltung 61 zerlegt den Bitstrom in Pakete von 204 Bytes am Ausgang. Dann werden die Pakete zu einem Rahmenmusterzähler 62 geliefert, der einen Zählwert von erkennbaren Mustern des Rahmens über eine ausreichend große Anzahl von Rahmen aufrechterhält, um eine zusätzliche Information, wie z.B. Synchronisationsmuster, die vom FEC-Codierer nicht codiert wird, zu erhalten. Diese Information wird in eine erste Bitfehlerraten-Abschätzeinrichtung 715 der Doppel-BER-Einheit 70 eingegeben. Die Bitstrompakete werden dann der Entschachtelungseinrichtung und FEC-Decodierereinheit 65 zugeführt, die das MPEG-TS-Datenausgangssignal 93 auf die vorstehend beschriebene Weise erzeugt. Die korrigierbaren Fehler 69 werden zu einem Zähler 705 innerhalb der Doppel-BER-Einheit 70 und dann zu einer zweiten Bitfehlerraten-Abschätzeinrichtung 716 geliefert. Die Ausgangssignale der ersten BER-Abschätzeinheit 715 und der zweiten BER-Abschätzeinheit 716 laufen zu einer Software-Verarbeitungseinheit 710, die die zwei BER-Ausgangssignale vergleicht. Dies gibt zusätzliche Informationen über die Art von Rauschen, wie z.B., ob es durch ein Burst oder durch einen Verteilungsfehler verursacht wird. Für niedrige Bitfehlerraten, wie z.B. geringer als 10–3, erzeugt die zweite Bitfehlerraten-Abschätzeinrichtung 716 den genaueren Wert. Für eine hohe BER oder im Fall von Burst-Fehlern ist die zweite BER-Abschätzeinrichtung 716 nicht genau, da die Korrekturkapazität des Codes überschritten wird. In diesem Fall wäre die erste BER-Abschätzeinrichtung 715 genauer.
  • Die Doppel-Bitfehlerraten-Abschätzschaltung ermöglicht, dass die Qualität einer Übertragungsstrecke selbst im Fall eines stark verzerrten oder rauschbehafteten Kanals ausgewertet werden kann, was helfen kann, die Ursache für den schlechten Empfang zu identifizieren. Insbesondere gibt der FEC-Decodierer 65 eine sehr genaue Information, wenn die Wirkung der Verschachtelungseinrichtung eine ausreichende Fehlerstreuung bereitstellt, um Fehler gleichmäßig über den Rahmen und unter der Korrekturfähigkeit des Fehlerkorrekturcodes zu verteilen, aber eine sehr ungenaue Information im Fall von langen Burst-Fehlern.
  • Ein Vergleich zwischen den zwei Arten von Information stellt einen Weg zum Erfassen der Art von Rauschfehlern bereit, die im Netzwerk vorkommen können. Dies ermöglicht beispielsweise die Erfassung dessen, ob ein schlechter Empfang an Burst-Rauschen oder anderen Problemen wie z.B. Phasenrauschen, Abschwächung usw. liegt. Bei einigen Fällen von sehr großem Burst-Rauschen kann der FEC-Decodierer eine relativ niedrige Fehlerbitrate aufzeigen, obwohl alle Fehler in einem speziellen Moment der Übertragung aufgetreten sein können, was den von der Übertragungsstrecke übertragenen Informationsgehalt, z.B. TV-Bilder, Audioton usw., vollständig geändert haben kann. Die Doppel-BER-Abschätzschaltung macht es leichter, die Ursache der schlechten Übertragung festzustellen und folglich das Problem zu lösen.

Claims (10)

  1. Quadraturamplitudenmodulations-QAM-Demodulator mit: einer ersten Schaltung (10) zur automatischen Verstärkungsregelung AVR, die dazu ausgelegt ist, ein erstes Signal (94) auszugeben, wobei das erste Signal eine Funktion eines zweiten Signals (14) von einem Analog-Digital-Umsetzer (25) ist und verwendet wird, um das Verstärkungsmaß eines Verstärkers (98) zu steuern, wobei der Verstärker mit dem Analog-Digital-Umsetzer elektrisch gekoppelt ist und ein Eingangssignal (12) diesem zuführt, einer Basisband-Umsetzungsschaltung (30), die mit dem Analog-Digital-Umsetzer elektrisch gekoppelt ist, gekennzeichnet durch eine zweite Schaltung (20) zur automatischen Verstärkungsregelung AVR mit einem digitalen Multiplizierer (210), wobei die zweite AVR-Schaltung mit der Basisband-Umsetzungsschaltung elektrisch gekoppelt ist und dazu ausgelegt ist, ein drittes Signal (225) auszugeben, wobei das dritte Signal von einem QAM-Signal nach dem Filtern und Steuern des Verstärkungsmaßes des digitalen Multiplizierers abgeleitet wird, ein Empfangsfilter (40), das mit dem digitalen Multiplizierer elektrisch gekoppelt ist, eine Trägerrückgewinnungsschaltung (50), die mit dem Empfangsfilter elektrisch gekoppelt ist und dazu ausgelegt ist, ein viertes Signal (52) zu erzeugen, das das QAM-Signal nach dem Filtern ist, wobei das vierte Signal der zweiten AVR-Schaltung zugeführt wird, und eine Symbolerfassungsschaltung (55), die mit der Trägerrückgewinnungsschaltung elektrisch gekoppelt ist und das vierte Signal empfängt, wobei ein fünftes Signal (93) auf der Ausgangsseite der Symbolerfassungsschaltung ein demoduliertes Datenausgangssignal ist.
  2. Demodulator nach Anspruch 1, wobei die erste AVR-Schaltung ferner aufweist: eine Leistungsabschätzschaltung (110) zum Abschätzen eines Signalpegels des zweiten Signals und zum Vergleichen des Signalpegels des zweiten Signals mit einem Bezugssignalpegel, einen Sättigungserfassungszählers (115) innerhalb der Leistungsabschätzschaltung zum Erfassen eines Sättigungspegels des zweiten Signals und zum Einstellen des Pegels des Bezugssignals, ein digitales Schleifenfilter (152), das mit einem Ausgang der Leistungsabschätzschaltung elektrisch gekoppelt ist, und einen Impulsbreitenmodulations-PBM-Generator (160), der mit einem Ausgang des digitalen Schleifenfilters zum Erzeugen des ersten Signals in einem PBM-Format elektrisch gekoppelt ist.
  3. Demodulator nach Anspruch 2, wobei die Leistungsabschätzschaltung dazu ausgelegt ist, einen gesamten Bereich des zweiten Signals, einschließlich benachbarter Kanäle, abzuschätzen.
  4. Demodulator nach Anspruch 1, wobei die zweite AVR-Schaltung eine Leistungsvergleichsschaltung (230) umfasst, die mit der Trägerrückgewinnungsschaltung elektrisch gekoppelt ist, um das von der Trägerrückgewinnungsschaltung empfangene vierte Signal mit einem Satz von optimalen QAM-Werten zu vergleichen.
  5. Demodulator nach Anspruch 4, wobei die zweite AVR-Schaltung ein digitales Schleifenfilter (220) umfasst, das mit einem Ausgang der Leistungsvergleichsschaltung elektrisch gekoppelt ist.
  6. Demodulator nach Anspruch 1, welcher ferner eine Taktrückgewinnungsschaltung (35) umfasst, die zwischen die Basisband-Umsetzungsschaltung, wobei sie dazu ausgelegt ist, ein Signal von dieser zu empfangen, und die zweite AVR-Schaltung, wobei sie dazu ausgelegt ist, ein Signal auf der Basis von interpolierten Abtastwerten des empfangenen Signals zu dieser zu liefern, elektrisch gekoppelt ist.
  7. Demodulator nach Anspruch 1, welcher ferner einen Entzerrer (45) umfasst, der zwischen das Empfangsfilter und die Trägerrückgewinnungsschaltung elektrisch gekoppelt ist.
  8. Demodulator nach Anspruch 1, welcher ferner eine Vorwärtsfehlerkorrektur-Schaltung (60) umfasst, die mit der Symbolerfassungsschaltung elektrisch gekoppelt ist, um ein Ausgangssignal von dieser zu empfangen, wobei die Vorwärtsfehlerkorrektur-Schaltung dazu ausgelegt ist, das fünfte Signal zu erzeugen.
  9. Demodulator nach Anspruch 1, wobei das Empfangsfilter dazu ausgelegt ist, benachbarte Kanäle aus dem dritten Signal auszufiltern.
  10. Demodulator nach Anspruch 1, wobei das Datenausgangssignal in einem MPEG2-Transportdatenstromformat vorliegt.
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