DE69909622T2

DE69909622T2 - Verfahren und vorrichtung zur erhöhung der kapazität und verbesserung der übertragungsleistung in kabelfernsehnetzwerken

Info

Publication number: DE69909622T2
Application number: DE69909622T
Authority: DE
Inventors: Mordechai Segal; Ofir Shalvi; Zvi Reznic
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1998-05-01
Filing date: 1999-05-02
Publication date: 2004-02-26
Anticipated expiration: 2019-05-03
Also published as: DE69921202T2; DE69909622D1; US20060008039A1; EP1078521B1; DE69921202D1; WO1999057898A1; US7136422B2; AU3531599A; EP1078521A1; US6647069B1

Description

BEMERKUNG/GENEHMIGUNG ZUM URHEBERRECHT
Ein Teil der Offenbarung dieses Patentdokuments enthält Material, das einem Urheberrechtschutz unterliegt. Der Eigentümer des Urheberrechts hat keine Einwände gegen eine Faksimile-Wiedergabe des Patentdokuments oder der Patentoffenbarung, wie sie in der Patentrolle oder den Aufzeichnungen des Patent and Trademark Office (Patent- und Warenzeichenamt) erscheint, behält sich jedoch anderweitig alle Urheberrechte vor. Die folgende Bemerkung gilt für die nachstehend beschriebene und in der anliegenden Zeichnung dargestellte Software und die nachstehend beschriebenen und in der anliegenden Zeichnung dargestellten Daten: Urheberrecht © 1999, Libit Signal Processing, Ltd., alle Rechte vorbehalten.
TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Kommunikationsverfahren und -systeme und insbesondere Kommunikationsverfahren und -systeme, welche unter Verwendung von CATV-Systemen (Kabelfernsehsystemen) implementiert sind.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Kabelfernsehsysteme (CATV-Systeme) waren usprünglich dafür vorgesehen, analoge Fernsehsignale im wesentlichen in einer Richtung in Wohnungen bzw. Häuser zu übermitteln. Das zum Übertragen dieser Signale verwendete Koaxialkabel kann jedoch eine bidirektionale Übertragung von Signalen, also eine Übertragung sowohl zu dem Haus bzw. der Wohnung als auch von diesem bzw. dieser, unterstützen. Daher haben Kabelfernsehgesellschaften damit begonnen, Datenkommunikationsdienste bereitzustellen, um den zunehmenden Bedarf der Verbraucher an einer schnellen Datenübertragung über Computernetze in der Art des Internets zu befriedigen.
Vorrichtungen, die als Kabelmodems bekannt sind, wurden entwickelt, um digitale Daten in ein moduliertes Funkfrequenzsignal (RF-Signal) umzuwandeln und umgekehrt, um eine Übertragung auf einem CATV-System vorzunehmen. Diese Umwandlung wird sowohl von einem Kabelmodem bei dem Teilnehmer zu Hause als auch am anderen Ende von einer Empfangsstelleneinrichtung, welche zahlreiche Teilnehmer bedient, ausgeführt. Demgemäß empfängt der Teilnehmer Daten von einem Computernetz unter Verwendung eines Abwärtskanals und sendet Daten unter Verwendung eines Aufwärtskanals zum Netz.
Weil Computernetze zunehmende Inhaltsmengen zu Benutzern übertragen, ist ein Bedarf an einem erhöhten Durchsatz und einer erhöhten Kommunikationsrobustheit entstanden. Es ist auch wesentlich, daß Kommunikationseinrichtungen über einen breiten Bereich von Kanalbeeinträchtigungen arbeiten, welche beispielsweise Eindringungsrauschen, Burst-Rauschen, Impulsrauschen, lineare Verzerrungen, nichtlineare Verzerrungen und eine Interferenz benachbarter Kanäle einschließen können. Überdies ergeben sich infolge der verschiedenen Typen von Diensten, welche CATV-Systeme verwenden, zusätzliche Anforderungen. Beispielsweise sind für Datendienste, wie einen Internetzugang, ein hoher Paketdurchsatz und eine niedrige Paketfehlerrate wesentliche Überlegungen. Bei diesen Anwendungen ist eine geringe Verzögerung keine entscheidende Überlegung. Für Multimediadienste, wie Sprache, Video und Telefonie, ist eine geringe Verzögerung jedoch die wesentliche Überlegung. Es ist wünschenswert, die Perioden einer hohen Bitfehlerrate (BER) für diese Anwendungen zu minimieren. Zusätzlich ist die Kompatibilität mit bestehenden Normen und Einrichtungen für alle Anwendungen wichtig.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung ist in den anliegenden Ansprüchen dargelegt.
Die vorliegende Erfindung kann in voller Übereinstimmung mit gegenwärtigen Netzspezifikationen und/oder aufsetzend auf bestehende Spezifikationen in einer Art implementiert werden, die eine Koexistenz gemäß der vorliegenden Er findung ausgelegter hochentwickelter Modems mit gegenwärtigen Modems zuläßt.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
In der Zeichnung, in der gleiche Bezugszahlen in den verschiedenen Ansichten gleiche Bestandteile darstellen, zeigen:
1 ein digitales CATV-Kommunikationssystem, das gemäß dem Data-Over-Cable-Service-Interface-Specification-Protokoll (DOCSIS-Protokoll) arbeiten kann,
2 ein Frequenzgitter über einem Aufwärtskanal eines CATV-Netzes, das nach der MCNS-Spezifikation arbeiten kann,
3 ein Frequenzgitter mit einem verringerten Kanalabstand des Aufwärtskanals, das in Zusammenhang mit der MCNS-Spezifikation gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann,
4 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer für Aufwärts-CATV-Anwendungen aufgebauten und damit arbeitsfähigen Kommunikationsvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
5 ein Beispiel eines adaptiven Entzerrers, der in Verbindung mit der in 4 dargestellten Ausführungsform verwendet werden kann,
6 eine als Beispiel dienende Decodiererstruktur, die in Verbindung mit der in 4 dargestellten Ausführungsform verwendet werden kann,
7 eine als Beispiel dienende Struktur eines modifizierten Reed-Solomon-Decodierers, der in Verbindung mit der in 4 dargestellten Ausführungsform verwendet werden kann,
8 eine Struktur eines analogen Vorrechners, der in Verbindung mit der in 4 dargestellten Ausführungsform verwendet werden kann,
9 eine Struktur eines modifizierten Doppelbegrenzers, der in Verbindung mit der in 4 dargestellten Ausführungsform verwendet werden kann,
10 ein allgemeines Schema, bei dem Diversity- oder Neuübertragungstechniken oder beide über verschiedene MCNS-Kanäle verwendet werden,
11 eine Signalneuübertragungstechnik, die in Verbindung mit der in 10 dargestellten Ausführungsform verwendet werden kann,
die 12A–12B zwei als Beispiel dienende Symbolzuordnungsschemata, die in Verbindung mit der in 11 dargestellten Neuübertragungstechnik verwendet werden können,
13 eine als Beispiel dienende Signal-Diversity-Technik, die in Verbindung mit der in 10 dargestellten Ausführungsform verwendet werden kann, und
14 ein Symbolzuordnungsschema, das in Verbindung mit der in 13 dargestellten Signal-Diversity-Technik verwendet werden kann.
An der Erfindung können verschiedene Modifikationen und Abänderungen vorgenommen werden. Einzelheiten davon sind in der Zeichnung beispielhaft dargestellt und werden detailliert beschrieben. Es ist jedoch zu verstehen, daß die Erfindung nicht durch die beschriebenen speziellen Ausführungsformen eingeschränkt sein soll. Es sollen vielmehr alle Modifikationen, gleichwertige Ausgestaltungen und Alternativen abgedeckt werden, die innerhalb des Gedankens und des Schutzumfangs der Erfindung gemäß den anliegenden Ansprüchen liegen.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die vorliegende Erfindung ist auf eine Vielzahl von Kommunikationsnetzwerken anwendbar, die über eine Kabelfernseh-Infrastruktur (CATV-Infrastruktur) arbeiten. Ein Verständnis verschiedener Aspekte der Erfindung kann durch eine Erörterung verschiedener in einer solchen Umgebung arbeitender Anwendungsbeispiele gewonnen werden.
Gemäß einer als Beispiel dienenden Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden der Kanaldurchsatz und die Robustheit der Kommunikation im Aufwärtskanal oder im Rückkanal eines CATV-Netzes erhöht. Es wird eine Filteranordnung zum Verringern der Interferenz zwischen benachbarten Frequenzkanälen verwendet, wodurch die Verwendung eines durch einen verringerten Kanalabstand gekennzeichneten Frequenzgitters erleichtert wird.
In 1 der Zeichnung ist ein digitales CATV-Kommunikationssystem gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt, das nach der MCNS-Spezifikation arbeitet. Für zusätzliche Informationen hinsichtlich dieser Spezifikation sei auf "Data-Over-Cable Interface Specifications: Radio Frequency Interface Specification SP-RF1101-970321", veröffentlicht von MCNS Holdings, L. P. am 21. März 1997 (nachstehend als MCNS-Spezifikation bezeichnet) verwiesen. Das System umfaßt ein oder mehrere Kabelmodems (CMs) 101a, 101b und ein CATV-Übertragungsmedium 102. Es sei bemerkt, daß, wenngleich in 1 zwei CMs dargestellt sind, eine größere oder eine kleinere Anzahl von CMs in dem System vorhanden sein kann. Ein Kabelmodem-Endsystem (CMTS) 103, das Teil einer CATV-Endstelleneinrichtung 104 ist, ist auf der anderen Seite des Netzes vorhanden. Informationen werden unter Verwendung eines Abwärtskanals 105 vom CMTS 103 zu den CMs 101 und unter Verwendung eines Aufwärtskanals 106 von den CMs 101 zum CMTS 103 übertragen.
Die CMs 101a, 101b weisen Aufwärtssender 107a, 107b auf, welche Eingangsdaten 108a, 108b empfangen und die Eingangsdaten 108a, 108b unter Verwendung eines Quadraturphasenumtastungs/Quadraturamplitudenmodulations-Modulationsschemas (QPSK/16QAM-Modulationsschemas) mit einem konfigurierbaren Übertragungsimpuls, Vorentzerrerparametern, Leistungspegelparametern, Trägerfrequenzparametern, Symboltaktparametern und Reed-Solomon-Vorwärts-Fehlerkorrektur-(FEC)-Codeparametern übertragen. Die Übertragung erfolgt in einem Frequenzmultiplex-Zugriffsschema bzw. einem Zeitmultiplex-Zugriffsschema (FDMA/TDMA-Schema) im Burst-Modus, wobei jedes CM 101 Anforderungen zur Bandbreitenzuweisung überträgt und wobei eine Kanalzuwei sungseinrichtung 109 Steuernachrichten über den Abwärtskanal 105 zu den CMs 101 sendet, welche die Zeitperiode angeben, in der das adressierte CM 101 übertragen kann. Das CM 101 ist in der Lage, seine Signalparameter einschließlich der Übertragungsleistung, der Trägerfrequenz, des Übertragungsimpulses und Vorentzerrerparametern entsprechend diesen Steuernachrichten von der Kanalzuweisungseinrichtung 109 zu modifizieren.
Das CMTS 103 weist einen Empfänger 110 und die Kanalzuweisungseinrichtung 109 auf. Der Empfänger 110 erfaßt die den Eingängen 108a, 108b der Aufwärtssender 107a, 107b zugeführten Informationsbits. Der Empfänger 110 schätzt dann die Parameter der empfangenen Signale und gibt diese Parameter an die Kanalzuweisungseinrichtung 109 aus. Die Kanalzuweisungseinrichtung 109 weist dann Frequenzbereiche in einer Weise zu und konfiguriert die Übertragungsparameter für die einzelnen CMs 101 in einer Weise, bei der eine wirksame Verwendung der Kanalbandbreite gemacht wird und ermöglicht wird, daß der Empfänger die Signale richtig erfaßt.
2 zeigt eine Frequenzkonstellation eines nach der MCNS-Spezifikation arbeitsfähigen CATV-Netzes. Die Signale 201a–201c weisen die gleiche nominelle Symbolrate auf, während ein Signal 201d eine höhere Symbolrate aufweist und ein Signal 201e eine niedrigere Symbolrate aufweist. Die nominelle Bandbreite jedes Signals 201a–201e beträgt das 1,25-fache der jeweiligen Symbolrate.
3 zeigt ein Beispiel eines Frequenzgitters mit verringertem Kanalabstand, mit dem die vorliegende Erfindung verwendet werden kann. Der Kanalabstand ist kleiner als die Signalbandbreite, welche das 1,25-fache der Symbolrate der Signale ist. Bei einem solchen System wird ein überlapptes Übertragungsschema verwendet, wie dasjenige, das in US-A-5 710 797 "METHOD AND APPARATUS FOR DIGITAL COMMUNICATION IN THE PRESENCE OF CLOSELY SPACED ADJACENT CHANNELS" offenbart ist, welches am 20. Januar 1998 erteilt und auf den Erwerber der vorliegenden Anmeldung übertragen wurde, worauf hiermit verwiesen sei.
In 4 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Kommunikationsvorrichtung dargestellt, die für Aufwärts-CATV-Anwendungen gemäß einer speziellen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufgebaut und einsatzfähig ist. Die Vorrichtung aus 4 weist einen Sender 401 auf, der ein digitales Kommunikationssignal 402 über einen Aufwärtskanal 403 überträgt. Der Sender 401 weist einen Codierer 404, ein Übertragungsfilter 405 und einen Modulator 406 auf. Das Übertragungsfilter 405 weist eine Kaskade aus einem Spektralformungsfilter 407, einem Quadratwurzel-angehobenen Kosinusfilter 408, einem Festformungsfilter 409 und einem trainierten Vorentzerrer 410 auf. Diese Übertragungsstruktur kann von der aktuellen MCNS-Spezifikation und daher von aktuellen MCNS-Implementierungen unterstützt werden.
Der Codierer 404 kann einen Vorwärtsfehlerkonektur-Code (FEC-Code) in der Art einer Reed-Solomon-Codierung aufweisen. Der Codierer 404 verwendet optional eine Verschachtelungseinrichtung innerhalb des Pakets, um Impulsrauschen bzw. Burst-Rauschen entgegenzuwirken. Die Verwendung einer Verschachtelungseinrichtung in dieser Art ist jedoch mit Modifikationen verbunden, die möglicherweise nicht mit bestehenden DOCSIS-Spezifikationen übereinstimmen. An Stelle der in der MCNS-Spezifikation spezifizierten können alternative Signalkonstellationen verwendet werden. Beispiele solcher alternativer Signalkonstellationen sind pi/4-QPSK, Offset-QPSK, 8PSK, 32QAM, 64QAM, 128QAM und 256QAM, sie sind jedoch nicht auf diese beschränkt. Die Auswahl einer speziellen Signalkonstellation hängt von den Kanalbedingungen ab. Es kann auch eine Tomlinson-Vorcodierung verwendet werden, um eine DFE am Empfänger 411 zu vermeiden, diese Technik ist jedoch auch mit Modifikationen verbunden, die möglicherweise nicht mit bestehenden DOCSIS-Spezifikationen übereinstimmen.
Gemäß einer speziellen Implementierung umfaßt das Spektralformungsfilter 407 ein Zweiwegefilter (1 + αz^–N , wobei α eine komplexe Zahl sein kann) oder einen anderen Vorentzerrer, der verwendet werden kann, um eine Näherung der Wasserfluß-Spektraldichte in Zusammenhang mit einem DFE-Empfänger, bei spielsweise
zu erreichen, um eine schmalbandige Interferenz bei ω₀ zu beseitigen. Der Zweck der Formungsfilter 407, 408 und 409 besteht darin, die Interferenz benachbater Kanäle (ACI) zu verringern, um die Verwendung eines durch einen verringerten Kanalabstand gekennzeichneten Frequenzgitters zu erleichtern.
Das Festformungsfilter 409 ist für einen mehr oder weniger bekannten Pegel des Signal-Rausch-Verhältnisses (SNR) und des Signal-Interferenz-Verhältnisses (C/I-Verhältnisses) ausgelegt und kann während der Bereichswahl geladen werden, wenn das C/I und das SNR beurteilt werden. Der trainierte Vorentzerrer 410 bildet im wesentlichen den Kehrwert 1/H der Übertragungsfunktion H des Aufwärtskanals 403 und wird am Empfänger 411 trainiert, wo die Parameter, die den Aufwärtskanal 403 beschreiben, über einen Abwärtskanal 105 aus 1 zum CM 101 übertragen werden.
Das übertragene Signal 402 wird durch die lineare Verzerrung H des Aufwärtskanals 403, durch nichtlineare Verzerrungen und durch additive Rauschquellen einschließlich Eindringungsrauschen und einer Interferenz benachbarter Kanäle, beeinträchtigt. Die Wirkungen des Eindringungsrauschens und der Interferenz benachbarter Kanäle sind in 4 schematisch als Summierungsblöcke 412 bzw. 413 dargestellt.
Der Empfänger 411 umfaßt einen analogen Vorrechner 420, einen Demodulator 421 und ein modifiziertes Anpassungsfilter (MMF) 414, das eine Faltung eines Quadratwurzel-angehobenen Kosinusfilters 415 und eines vorberechneten Filters 416, das beim N-fachen der Symbolrate (beispielsweise N = 2) arbeitet, ausführt. Das MMF-Filter 414 kann von einer Tabelle entsprechend dem geschätzten C/I und dem geschätzten SNR geladen werden. Es sei bemerkt, daß das vorberechnete Filter 416 zusammen mit dem Übertragungsfilter 405 ausgelegt werden kann, um das Gesamt-SNR und das Gesamt-C/I am Empfänger 411 zu verbessern. Die Ausgabe des MMF 414 wird einem adaptiven Entzerrer 417 zugeführt, dem ein Decodierer 418 folgt, welcher eine zusätzliche Filterung, einen Viterbi-Detektor und einen FEC-Decodierer aufweisen kann.
Das MMF 414 kann so ausgelegt sein, daß es im Zeitbereich auf der niedrigen Seite liegende Keulen aufweist. Dies ist eine Abweichung von einem idealen Quadratwurzel-angehobenen Kosinusimpuls. Diese Abweichung kann durch den Vorentzerrer 410 kompensiert werden. Die Verringerung der Seitenkeulen im Zeitbereich kann auch die Fortpflanzung von Impulsrauschen auf Symbole verhindern, die ursprünglich nicht von dem Impuls betroffen waren.
8 zeigt eine als Beispiel dienende Implementierung eines analogen Vorrechners 420. Diese Implementierung weist eine Filterbank 801 von Bandpaßfiltern (BPFs) 801a, 801b, ..., 801n auf. Jedes BPF 801 ist um eine andere Frequenz zentrtert. Die in 8 mit Bezugszahlen 804a, 804b, ..., 804n bezeichnete Ausgabe der BPFs 801 wird in einen Analogmultiplexer 802 eingegeben. Eine Abtastratenlogik 815 erzeugt ein Wählsignal 803 als Funktion der Mittenfrequenz. Das Wählsignal 803 wählt, welche der BPF-Ausgaben 804 mit einer Ausgabe 805 des Multiplexers 802 gekoppelt wird.
Ein Parameter F₁, der auch von der Abtastratenlogik 815 als Funktion der Mittenfrequenz erzeugt wird und mit einer Bezugszahl 806 bezeichnet ist, definiert die Abtastrate eines Analog-Digital-Wandlers (ADC) 809 und wird von einem Taktgenerator 810 zugeführt. Gemäß dieser Ausführungsform kann die Abtastrate kleiner sein als die Nyquist-Rate und so gewählt werden, daß die Mittenfrequenz des gewünschten Signals durch absichtliches Aliasing von der ursprünglichen Frequenz F_ca, die größer als F₁/2 sein kann, zu einer neuen Frequenz F_cb verschoben wird, so daß F_cb kleiner als F₁/2 ist. Demgemäß ermöglicht ein absichtliches Aliasing die Verwendung diskreter ADC-Komponenten zum Abtasten von Signa-len mit einer Frequenz, die größer ist als die Hälfte der Frequenz des ADC. Fachleute werden verstehen, daß wenn infolge einer Unterabtastung ein Aliasing auftritt, dieses vom digitalen Empfänger 808 kompensiert werden sollte. Dementsprechend liefert die Abtastratenlogik 815 dem digitalen Empfänger 808 auch eine Spektrumsinversionsangabe 820, um anzugeben, daß ein Unterabtasten aufgetreten ist.
Ein Beispiel eines adaptiven Entzerrers ist in 5 dargestellt. Der adaptive Entzerrer aus 5 ist ein adaptiver Entscheidungsrückkopplungsentzerrer (DFE), der in einer Rauschvorhersagekonfiguration 501 arbeitet, und ihm kann ein adaptiver FSE 502 vorhergehen. Durch die Verwendung des adaptiven FSE 502 kann der Betrag der DFE-Abgriffe unter Verwendung von Abgriffsleckprozeduren verringert werden, wodurch die DFE-Fehlerfortpflanzung verringert wird. Zum vollständigen Vermeiden jeder Fehlerfortpflanzung kann ausschließlich der adaptive FSE verwendet werden, wobei der DFE vollständig vermieden wird. Die Entzerrerabgriffe werden durch ein Verfahren linearer mittlerer Quadrate (LMS-Verfahren) modifiziert. Es kann während der Bereichswahlphase des CMTS trainiert werden und/oder unter Verwendung einer früheren Kenntnis des Kanalabstands und möglicherweise des C/I und des SNR vorgeladen werden.
6 zeigt den Aufbau des Decodieren, wenn ein Zweiwegimpuls 1 + αz^-N verwendet wird, wobei a eine komplexe Zahl sein kann. Ein Entzerrer 601 wird so eingestellt, daß eine Summe von zwei Symbolen an seinem Ausgang erreicht wird. Die Ausgabe des Entzerrers läuft durch ein (1 + αz^-N )-Filter 602 und wird dann zu einem Viterbi-Detektor 603 übertragen. Falls beispielsweise die Codiererausgabe 419 in 4 aus QPSK-Symbolen ± I ± besteht, sucht der modifizierte Doppelbegrenzer 604 des DFE nach Konstellationspunkten I + jQ, wobei I und Q Werte von 2, 0 und –2 aufweisen können. Der adaptive DFE 605 wird trainiert, um den Fehler zwischen der Eingabe und der Ausgabe des Doppelbegrenzers zu minimieren.
Die Komplexität des Viterbi-Detektors ist durch 4 Zustände und 16 Verzweigungen je QPSK-Symbol und 16 Zustände und 256 Verzweigungen in 16QAM gegeben. Alternativ kann eine reduzierte 16QAM-Version mit 4 Zuständen und 16 Verzweigungen je Symbol verwendet werden.
Es sei bemerkt, daß an Stelle eines DFE höherentwickelte Entzerrungstechniken, wie eine Maximum-Likelihood-Folge-Schätzeinrichtung (MLSE), verwendet werden können. Die Idee besteht hierbei darin, eine Rauschvorhersage und eine Kompensation eines absichtlichen ISI infolge eines Übertragungsimpulses unter Verwendung eines reduzierten Viterbi-Entzerrers zu implementieren.
Der FEC-Decodierer 606 kann unter Verwendung eines herkömmlichen Reed-Solomon-Decodierers implementiert werden, wobei angenommen wird, daß dies der im System verwendete Code ist. Alternativ kann die in 7 dargestellte Konfiguration verwendet werden, wobei der Burst-Rausch-Identifizierer 701 einen Ausnahmedatenpunkt auf der Grundlage von Eingaben von einem analogen Vorrechner (AFE) 702 und einem QPSK/16QAM-Empfänger 703 identifiziert und das Vorhandensein und die Länge des Rausch-Bursts analysiert. Der Reed-Solomon-Decodierer 704 verwendet Löschungen für die Datenbytes, bei denen vermutet wird, daß sie durch Rauschen beeinträchtigt sind.
Die Ausnahmedatenpunkte werden entweder durch Sättigungen oder sehr große Werte der Daten am Signalweg (beispielsweise am Eingang des Doppelbegrenzers), eine Folge großer Fehlerwerte am Doppelbegrenzer oder durch Erhalten verschiedener Symbolentscheidungen für die zwei Signale im Neuübertragungsmodus erfaßt. Der Empfänger hat eine Zustandsmaschine, welche die Burst-Dauer entsprechend der Angabe von Ausnahmedatenpunkten schätzt und den Reed-Solomon-Decodierer während des Bursts in einen Löschmodus versetzt. Zusätzlich führt der Empfänger ein Abschneiden von Signalen mit außerordentlich großen Beträgen aus.
Die vorliegende Erfindung kann in Zusammenhang mit Signalkonstellationen mit verringertem Abstand in der Art der in 3 dargestellten verwendet werden, indem den in US-A-5 710 797 beschriebenen Prozeduren gefolgt wird. Insbesondere kann der Algorithmus folgendermaßen iterieren. Für einen Satz überlappender Signale wird das zuvor verarbeitete Signal von dem empfangenen Signal subtrahiert. Es wird dann ein Signal unter Verwendung des Empfängers 410 erfaßt und remoduliert. Der Algorithmus sollte mit dem Signal, das das beste C/I und das beste SNR aufweist, wobei es sich typischerweise um das stärkste Signal handelt, oder mit einem Signal, das nur eine überlappende ACI statt zweier aufweist, beginnen.
Paare stark interferierender Signale können unter Verwendung eines codierten gemeinsamen Maximum-Likelihood-Ansatzes als Teil der Iterationen eines Verfahrens gemeinsam erfaßt werden, wobei die allgemeine Prozedur davon in US-A-5 710 797 umrissen ist. Die gemeinsame Maximum-Likelihood-Prozedur schließt einen Viterbi-artigen Algorithmus ein, für den ein Trellis-Diagramm mit einer Zweigmetrik definiert ist. Die Komplexität eines solchen Verfahrens, das auf einer Speicherbedingung von drei Symbolen für jedes Signal beruht, ist durch 16 Zustände und 256 Verzweigungen je QPSK-Symbol und 256 Zustände und 64K Verzweigungen je Symbol bei 16QAM gegeben. Die Anzahl der Übergänge kann unter Verwendung eines Viterbi-Algorithmus mit reduzierten Zuständen erheblich verringert werden, beispielsweise indem Zustände im Trellis-Diagramm verworfen werden, die für die aktuelle Signalprobe unwahrscheinlich sind. Der Algorithmus wählt dann für jeden der verbleibenden neuen Zustände auf der Grundlage der kumulativen Metrik für alle möglichen Wege, die von den vorhergehenden Zuständen in den neuen Zustand eintreten, gefolgt von der Auswahl des führenden Wegs und der Erfassung der Informationsbits, einen Überlebensweg aus. Der Al-gorithmus verwirft dann unwahrscheinliche neue Zustände auf der Grundlage der kumulativen Metrik.
Die vorliegende Erfindung kann auch in Zusammenhang mit einem Frequenzsprungschema unter Verwendung einer gemeinsamen Vorwärtsfehlerkorrektur und Verschachtelung für die Frequenzachse und die Zeitachse verwendet werden.
Als Teil der Signalerfassungsstufe, in der die empfangenen Signalparameter geschätzt werden, verwendet der Empfänger 411 ein Vorspannfeld in einem Datenpaket. Bei Vorhandensein von Impuls- und Burst-Rauschen sollte der Vorspann länger sein als die Dauer des längsten Fehler-Bursts, der von dem Empfänger wiedergewonnen werden kann (also wenigstens 2t Bytes, falls ein Reed-Solomon-Blockcode (N – t, N) verwendet wird, wobei N die Blockgröße ist). Der Vorspann ist in zwei Abschnitte unterteilt, und der Empfänger identifiziert Abschnitte, welche rauschbehaftet sind, beispielsweise entsprechend dem Restfehler zwischen dem ankommenden Signal und dem erwarteten Signal entsprechend den bekannten Training-Daten und geschätzten Parametern. Abschnitte, welche infolge von Impuls- oder Burst-Rauschen rauschbehaftet sind, werden vernachlässigt.
In einem Fall, in dem der Empfänger in der Lage ist, einen sehr langen Fehler-Burst wiederherzustellen, insbesondere falls eine Verschachtelung verwendet wird, kann die Paketstruktur PDDDPDDDD...D verwendet werden, wobei P ein Vorspannabschnitt ist und D ein Datenabschnitt ist. Der Abstand zwischen P-Abschnitten ist größer als die maximale Burst-Länge, die empfangen werden kann.
Die Erfassungsleistung kann durch eine Schmalbandinterferenz in der Art von Eindringungsrauschen oder teilweise überlappende Kanäle stark beeinträchtigt werden. Es ist demgemäß besonders vorteilhaft, einen Vorspann zu verwenden, der in Frequenzbereichen hohen Rauschens eine geringe spektrale Dichte hat und der in Frequenzbereichen geringen Rauschens eine hohe spektrale Dichte hat. Dies kann unter Verwendung eines Vorentzerrers im Sender oder unter Verwendung einer nicht-weißen Folge von Symbolen erreicht werden. Dadurch wird die Interferenz des übertragenen Vorspanns in überlappende, benachbarte Kanäle verringert, wodurch eine robuste Erfassung überlappender Signale ermöglicht wird.
9 zeigt eine modifizierte Doppelbegrenzerstruktur, die in Zusammenhang mit der Kommunikationsvorrichtung aus 4 verwendet werden kann. Bei dieser modifizierten Doppelbegrenzerstruktur erzeugt ein Doppelbegrenzer 901 eine Schätzung 902 des ursprünglichen übertragenen Symbols 419 aus 4. Diese Schätzung wird durch ein Digitalfilter gefiltert, dessen Ansprechen αZ^-N ist, das also durch n Abgriffe verzögert ist und mit α multipliziert ist, wobei α eine komplexe Zahl sein kann. Eine Ausgabe 909 des Filters 905 wird durch einen Subtrahierer 903 von dem nächsten eingegebenen Abtastwert 902 subtrahiert, um eine Doppelbegrenzereingabe 906 zu erzeugen. Die Ausgabe 909 wird auch durch einen Summierer 904 mit einer Doppelbegrenzerausgabe 907 summiert, um eine modifizierte Doppelbegrenzerausgabe 908 zu erzeugen. Bei Empfängern, bei denen eine Fehlerschätzung zur Adaptation erforderlich ist, kann eine solche Schätzung durch Subtrahieren der Doppelbegrenzerausgabe 907 von der Doppelbegrenzereingabe 906 oder durch Subtrahieren der modifizierten Doppelbegrenzerausgabe 908 von der Schätzung 902 berechnet werden. Beim letztgenannten Berechnungsverfahren wird eine verbesserte Robustheit zur Fehlerfortpflanzung verwirklicht.
Gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden der Kanaldurchsatz und die Kommunikationsrobustheit unter Verwendung von Neuübertragungstechniken und/oder Diversity-Techniken erhöht. Diese Techniken sind besonders nützlich, wenn der Empfänger nicht in der Lage ist, die übertragenen Daten von einer einzigen Übertragung zu erfassen. Es gibt verschiedene MCNS-Kanäle, beispielsweise verschiedene Zeitschlitze oder verschiedene Trägerfrequenzen.
10 zeigt ein allgemeines Schema, bei dem Diversity- und/oder Neuübertragungstechniken über verschiedene MCNS-Kanäle gemäß dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Ein 1 : N-Ratencodierer 1001 reproduziert das aktuelle Symbol oder den aktuellen FEC-Block N Mal. Jedes reproduzierte Symbol oder jeder reproduzierte Block wird unter Verwendung von N MCNS-Signalen 1002 übertragen, die über N verschiedene Kanäle 1003 zum CMTS 103 aus 1 zu übermitteln sind. Es sei bemerkt, daß die N Kanäle physikalische Kanäle (beispielsweise mit verschiedenen Trägern) und/oder logische Kanäle repräsentieren, die einander in der Frequenz überlagern können. Die Ausgaben 1004 der N Kanäle werden einem Empfänger 1005 zugeführt, der ein gewichtetes weiches Kombinieren der empfangenen Signale 1004 ausführt. Das weiche Kombinieren umfaßt eine Schätzung mittlerer quadratischer Fehler (MSE-Schätzung) sowie eine Identifikation von Burst-Rauschen innerhalb des Pakets, gefolgt von einem gewichteten oder selektiven Kombinieren, je nach dem, was geeignet ist. Der Empfänger kann auch eine gemeinsame Entzerrung der empfangenen Signale vornehmen.
Das System in 10 kann auch als eine Neuübertragungstechnik interpretiert werden, wobei das über den ersten Kanal übertragene erste MCNS-Signal die ursprüngliche Nachricht ist und alle folgenden Nachrichten vom CMTS 103 aus
1 zu einer Neuübertragungszeit einfach oder mehrfach angefordert werden. Gemäß einer spezifischen Ausführungsform wird ein weiches Kombinierverfahren auf alle empfangenen Nachrichten angewendet.
Beispielsweise kann eine Neuübertragungsanforderung, möglicherweise bei einem anderen Träger, nur dann, wenn ein Reed-Solomon-Block inkorrekt empfangen wird, über den Abwärtskanal 105 vom CMTS 103 zum CM 101 aus 1 gesendet werden. Falls ein Reed-Solomon-Block inkorrekt empfangen wird, teilt das CMTS 103 dem CM 101, statt eine Neuübertragung anzufordern, mit, was es empfangen hat, so daß das CM 101 dem CMTS 103 eine kurze Korrekturnachricht senden kann, statt das ganze Paket erneut zu senden. Beispielsweise kann das CMTS 103 dem CM 101 eine Angabe des Qualitätsniveaus der erfaßten Symbole oder die erfaßten Symbole selbst zurücksenden. Weil der Abwärtskanal 105 viel breiter und zuverlässiger ist als der Aufwärtskanal 106, kann dieses Verfahren bevorzugt sein.
11 zeigt ein spezielles Neuübertragungsschema, wobei eine andere Zuordnung für 16QAM zur Neuübertragung verwendet wird. Zwei Symbolzuordnungsschemata sind in den 12A–12B dargestellt, wobei A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4, C1, C2, C3, C4, D1, D2, D3 und D4 die sechzehn Kombinationen von vier Bits darstellen.
13 zeigt ein Signal-Diversity-System. Bei diesem System werden zwei mit einer Bezugszahl 1301 bezeichnete Informationsbits [b1(n) b2(n)] je Symbol übertragen. Die Symbole sind 16QAM und werden unter Verwendung eines Signalzuordnungsblocks 1302 als Funktion von [b1(n) b2(n) b1(n – D) b2(n – D)] zugeordnet, wobei D eine durch einen Verzögerungsblock 1303 herbeigeführte Verzögerung ist. 14 zeigt ein als Beispiel dienendes Zuordnungsschema.
Unter Verwendung dieses Verfahrens können Burst-Symbole der Länge D wiederhergestellt werden. Bei diesem Verfahren kann sich die Trägerfrequenz zwischen zwei Übertragungen derselben Daten ändern. Diese Änderung der Trä gerfrequenz kann zum Schutz vor einer Schmalbandinterferenz verwendet werden.
SCHLUSS
Wenngleich hier spezielle Ausführungsformen dargestellt und beschrieben wurden, werden Durchschnittsfachleute verstehen, daß jede Anordnung, die dafür berechnet ist, den gleichen Zweck zu erreichen, die dargestellten spezifischen Ausführungsformen ersetzen kann. Viele Adaptationen der Erfindung werden Durchschnittsfachleuten verständlich sein. Demgemäß soll diese Anmeldung jegliche Adaptationen oder Variationen der Erfindung abdecken. Es ist ausdrücklich vorgesehen, daß diese Erfindung nur durch die folgenden Ansprüche und gleichwertige Ausgestaltungen eingeschränkt ist.

Claims

Kommunikationseinrichtung zum Übermitteln eines Datensignals unter Verwendung eines Kabelfernseh-Übertragungsmediums, wobei die Kommunikationseinrichtung aufweist: einen 1 : N-Ratencodierer (1001), der mit einem Eingangsdatenstrom gekoppelt ist und dafür konfiguriert ist, ein durch ein Segment des Eingangsdatenstroms repräsentiertes Symbol oder einen dadurch repräsentierten FEC-Block N mal zu reproduzieren, eine Übertragungseinrichtung, die dafür konfiguriert ist, mehrere Ausgaben (1004) zu verwenden, um jedes reproduzierte Symbol oder jeden reproduzierten FEC-Block unter Verwendung eines gesonderten Übertragungskanals (1003) zu übertragen, und einen Empfänger (1005), der mit den Ausgaben der Übertragungseinrichtung gekoppelt ist und dafür konfiguriert ist, ein weiches Kombinieren von den Ausgaben der Übertragungseinrichtung empfangener Signale auszuführen und eine Schätzung des Symbols oder des FEC-Blocks auszugeben.
Kommunikationseinrichtung nach Anspruch 1, wobei das weiche Kombinieren wenigstens eine der folgenden Maßnahmen umfaßt: mittlere quadratische Fehlerschätzung, eine Identifikation von Burst-Rauschen innerhalb eines Datenpakets, ein gewichtetes Kombinieren und ein selektives Kombinieren.
Kommunikationseinrichtung nach Anspruch 1, wobei einer der Übertragungskanäle (1003) verwendet wird, um eine ursprüngliche Nachricht zu übertragen, und die restlichen Übertragungskanäle verwendet werden, um eine Neuübertragung auszuführen.
Kommunikationseinrichtung nach Anspruch 1, wobei mehrere Informationsbits verwendet werden, um ein zu übertragendes Signal darzustellen und wobei die Übertragungskanäle (1003) verwendet werden, um die Informationsbits unter Verwendung eines Verzögerungs-codierten Zuordnungsschemas zu übertragen.
Kommunikationsverfahren zum Übermitteln eines Datensignals unter Verwendung eines Kabelfernseh-Übertragungsmediums, welches die folgenden Schritte aufweist: Reproduzieren eines durch ein Segment eines Eingangsdatenstroms repräsentierten Symbols oder eines dadurch repräsentierten FEC-Blocks in einer vorgewählten Anzahl von Malen, Verwenden mehrerer Übertragungskanäle (1003) zum Übertragen jedes reproduzierten Symbols oder FEC-Blocks unter Verwendung eines gesonderten Übertragungskanals und Ausführen eines weichen Kombinierens von den Übertragungskanälen (1003) empfangener Signale.
Kommunikationsverfahren nach Anspruch 5, wobei das weiche Kombinieren wenigstens eine der folgenden Maßnahmen umfaßt: mittlere quadratische Fehlerschätzung, eine Identifikation von Burst-Rauschen innerhalb eines Datenpakets, ein gewichtetes Kombinieren und ein selektives Kombinieren.
Kommunikationsverfahren nach Anspruch 5, welches die weiteren Schritte aufweist: Übertragen einer ursprünglichen Nachricht unter Verwendung von einem der Übertragungskanäle (1003) und Ausführen einer Neuübertragung unter Verwendung der restlichen Übertragungskanäle.
Kommunikationsverfahren nach Anspruch 5, welches die weiteren Schritte aufweist: Verwenden mehrerer Informationsbits zum Darstellen eines zu übertragenden Symbols und Verwenden der Übertragungskanäle (1003) zum Übertragen der Informationsbits unter Verwendung eines Verzögerungs-codierten Zuordnungsschemas