DE69921202T2

DE69921202T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Erhöhung der Kapazität und Verbesserung der Übertragungsleistung in Kabelfernsehnetzwerken

Info

Publication number: DE69921202T2
Application number: DE69921202T
Authority: DE
Inventors: Mordechai Segal; Ofir Shalvi; Zvi Renzic
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1998-05-01
Filing date: 1999-05-02
Publication date: 2006-02-02
Anticipated expiration: 2019-05-03
Also published as: US7136422B2; DE69921202D1; AU3531599A; DE69909622D1; EP1078521A1; WO1999057898A1; DE69909622T2; EP1078521B1; US6647069B1; US20060008039A1

Description

Technischer Bereich
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Kommunikationsverfahren und -systeme und insbesondere auf Kommunikationsverfahren und -systeme, die unter Verwendung von CATV(Kabelfernseh)-Systemen ausgeführt sind.
Hintergrund der Erfindung
Kabelfernseh(CATV)-Systeme waren ursprünglich dazu bestimmt, analoge Fernsehsignale in einer im Wesentlichen unidirektionalen Art und Weise Haushalten zuzuleiten. Jedoch kann das zum Übertragen dieser Signale verwendete Koaxialkabel eine bidirektionale Übertragung unterstützen, d.h. eine Übertragung sowohl zum als auch vom Haushalt. Als Folge haben Kabelfernsehgesellschaften begonnen, Datenkommunikationsdienste bereitzustellen, um den steigenden Bedarf der Kunden nach einer Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung über Computernetzwerke, wie zum Beispiel über das Internet, zu erfüllen.
Es wurden die als Kabelmodems bekannten Einrichtungen entwickelt, um digitale Daten für die Übertragung in einem CATV-System in ein moduliertes Hochfrequenz(RF)-Signal umzuwandeln und umgekehrt. Diese Umwandlung wird sowohl von einem Kabelmodem im Haushalt des Teilnehmers als auch von der Kopfstationseinrichtung am anderen Ende ausgeführt, die mehrere Teilnehmer bedient. Auf diese Weise empfängt der Teilnehmer Daten von einem Computernetzwerk unter Verwendung eines Downstream[Vorwärts]-Kanals und sendet Daten zum Netzwerk unter Verwendung eines Upstream[Rück]-Kanals.
Da Computernetzwerke zunehmende Mengen von Inhalten an die Anwender liefern, ist ein Bedarf nach einem erhöhten Durchsatz und an einer Kommunikationsrobustheit entstanden. Es ist auch wesentlich, dass Kommunikationseinrichtungen über einen großen Bereich von Kanalbeeinträchtigungen arbeiten, die zum Beispiel Ingress-Noise [Störeinstrahlungen], Burst-Noise [Burst-Störungen], Impulse-Noise [Impulsstörungen], lineare Verzer rungen, nichtlineare Verzerrungen und Nachbarkanalstörungen umfassen können. Darüber hinaus führen die verschiedenen Arten von Diensten, die CATV-Systeme nutzen, zu zusätzlichen Bedürfnissen. Zum Beispiel sind ein hoher Paketdurchsatz und eine geringe Paketfehlerrate die Hauptaspekte für Datendienste, wie den Internetzugriff. Für derartige Anwendungen ist eine geringe Verzögerung kein Hauptaspekt. Für Multimediadienste, wie zum Beispiel Sprache, Video und Telefonie ist jedoch eine geringe Verzögerung der Hauptaspekt. Es ist für diese Anwendungen wünschenswert, die Perioden einer hohen Bitfehlerrate (BER) zu minimieren. Zusätzlich ist für alle Anwendungen die Kompatibilität zu existierenden Standards und Einrichtungen bedeutend.
WO-A-97 16046 offenbart ein System zur Kommunikation von Datenpaketen in Bursts variabler Länge über eine physikalische Schicht in einem Mehrschicht-Datenkommunikationssystem.
EP-A-0748124 beschreibt ein Kommunikationssystem, das ein mehrstufiges pulsamplitudenmoduliertes digitales Signal von einem bandbegrenzten Kanal empfängt. Das System umfaßt Verarbeitungsstufen, die das ankommende Signal vor der Wiederherstellung der Daten demodulieren, abtasten und filtern.
Die Erfindung ist in den unabhängigen Ansprüchen dargelegt. Dazu sind einige optionale Merkmale in den Unteransprüchen dargelegt.
Zusammenfassung der Erfindung
Die Erfindung ist in den beigefügten Ansprüchen dargelegt.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
In den Zeichnungen stellen die gleichen Bezugsziffern die gleichen Komponenten in allen verschiedenen Ansichten dar.
1 stellt ein digitales CATV-Kommunikationssystem anschaulich dar, das gemäß dem Data Over Cable Service Interface Specification (DOCSIS) [Spezifikation für Schnittstellen von Kabelmodems und dazugehörigen Peripheriegeräten] -Protokoll arbeiten kann.
2 stellt ein Frequenzraster über einem Upstream-Kanal eines CATV-Netzwerks anschaulich dar, das gemäß der MCNS-Spezifikation arbeiten kann.
3 stellt ein Frequenzraster zur reduzierten Kanalaufteilung des Upstream-Kanals anschaulich dar, das gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung in Verbindung mit der MCNS-Spezifikation verwendet werden kann.
4 stellt eine vereinfachte Blockdarstellung einer Kommunikationseinrichtung anschaulich dar, die gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung konstruiert und für Upstream-CATV-Anwendungen funktionsfähig ist.
5 stellt ein Beispiel eines adaptiven Equalizers bzw. Entzerrers anschaulich dar, der in Verbindung mit dem in 4 anschaulich dargestellten Ausführungsbeispiel verwendet werden kann.
6 stellt eine Beispieldecodiererstruktur anschaulich dar, die in Verbindung mit dem in 4 anschaulich dargestellten Ausführungsbeispiel verwendet werden kann.
7 stellt eine Beispielstruktur eines modifizierten Reed-Solomon-Decodierers anschaulich dar, der in Verbindung mit dem in 4 anschaulich dargestellten Ausführungsbeispiel verwendet werden kann.
8 stellt eine Struktur eines analogen Front-Ends anschaulich dar, das in Verbindung mit dem in 4 anschaulich dargestellten Ausführungsbeispiel verwendet werden kann.
9 stellt eine Struktur eines modifizierten Slicers [Doppelbegrenzer] anschaulich dar, der in Verbindung mit dem in 4 anschaulich dargestellten Ausführungsbeispiel verwendet werden kann.
10 stellt ein allgemeines System anschaulich dar, das Diversity [Mehrfachempfang] oder Retransmissions [Weiterübertragungs]-Techniken oder beides über verschiedene MCNS-Kanäle einsetzt.
11 stellt eine Signal-Retransmissions-Technik anschaulich dar, die in Verbindung mit dem in 10 anschaulich dargestellten Ausführungsbeispiel verwendet werden kann.
12A–12B stellen zwei Beispiel-Symbol-Mapping[Symbol-Zuordnung]-Schemata anschaulich dar, die in Verbindung mit der in 11 anschaulich dargestellten Retransmissions-Technik verwendet werden können.
13 stellt eine Beispiel-Signal-Diversity-Technik anschaulich dar, die in Verbindung mit dem in 10 anschaulich dargestellten Ausführungsbeispiel verwendet werden kann, und
14 stellt ein Symbol-Mapping-Schema anschaulich dar, das in Verbindung mit der in 13 anschaulich dargestellten Signal-Diversity-Technik verwendet werden kann.
Die Erfindung ist für verschiedene Modifikationen und alternative Formen offen. Besonderheiten wurden beispielhaft in den Zeichnungen gezeigt und werden ausführlich beschrieben werden. Es sollte jedoch verstanden werden, dass die Absicht nicht darin besteht, die Erfindung auf die beschriebenen besonderen Ausführungsbeispiele zu begrenzen. Im Gegenteil, es ist die Absicht, alle Modifikationen, Äquivalente und Alternativen abzudecken, die in den durch die beigefügten Ansprüche definierten Schutzbereich der Erfindung fallen.
Detaillierte Beschreibung
Die vorliegende Erfindung ist auf eine Vielzahl von Kommunikationsnetzwerken anwendbar, die über eine Kabelfernseh(CATV)-Infrastruktur arbeiten. Ein Verständnis der verschiedenen Aspekte der Erfindung kann durch eine Erörterung verschiedener Anwendungsbeispiele gewonnen werden, die in einer derartigen Umgebung arbeiten.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden der Durchsatz und die Kommunikationsrobustheit im Upstream- oder Rückgabekanal eines CATV-Netzwerkes erhöht. Zur Reduzierung von Interferenzen zwischen benachbarten Frequenzkanälen wird eine Filteranordnung verwendet. Damit wird die Verwendung eines durch einen reduzierten Kanalabstand charakterisierten Frequenzrasters erleichtert.
Es wird jetzt auf die Zeichnungen Bezug genommen, in denen 1 ein digitales CATV-Kommunikationssystem anschaulich darstellt, das die vorliegende Erfindung enthält und gemäß der MCNS-Spezifikation arbeitet. Für zusätzliche Informationen, die diese Spezifikation betreffen, wird auf die Data-Over-Cable-Interface-Spezifikationen Bezug genommen: Radio Frequency Interface Specification SP-RF1101-970321, veröffentlicht von MCNS Holdings, L.P. am 21 März 1997 (nachfolgend als MCNS-Spezifikation bezeichnet). Das System umfaßt ein oder mehrere Kabelmodems (CMs) 101a, 101b und ein CATV-Übertragungsmedium 102. Es sei angemerkt, dass obwohl 1 zwei CMs anschaulich darstellt, eine größere oder kleinere Anzahl von CMs im System vorhanden sein kann. Ein Kabelmodemabschlußsystem (CMTS) 103, das Teil einer CATV-Kopfstationseinrichtung 104 ist, ist an der anderen Seite des Netzwerkes vorhanden. Die Informationen werden vom CMTS 103 zu den CMs 101 unter Verwendung eines Downstream-Kanals 105 und von den CMs 101 zum CMTS 103 unter Verwendung eines Upstream-Kanals 106 übertragen.
Die CMs 101a, 101b umfassen die Upstream-Sender 107a, 107b, die die Eingangsdaten 108a, 108b empfangen und die Eingangsdaten 108a, 108b unter Verwendung eines Quadratur-Phasenumtastungs/Quadratur-Amplitudenmodulations(QPSK/16QAM)-Modulationsschemas mit einem konfigurierbaren Übertragungsimpuls, Vorverzerrungsparametern, einem Leistungspegel, einer Trägerfrequenz, einem Symboltakt und Reed-Solomon-Vorwärtsfehlerkorrektur(FEC)-Codeparametern übertragen. Die Übertragung wird mit einem Zugriffsschema im Burstmodus nach dem Frequenz-/Zeitmultiplex-Verfahren (FDMA/TDMA) ausgeführt, in dem jedes CM 101 Anforderungen für eine Bandbreitenzuteilung überträgt und in dem ein Kanal-Allocator [Zuteiler] 109 Steuerungsnachrichten an die CMs 101 über den Downstream-Kanal 105 sendet, die die Zeitperiode kennzeichnen, in der das adressierte CM 101 übertragen kann. Das CM 101 ist im Stande, seine Signalparameter, einschließlich der Übertragungsenergie, der Trägerfrequenz, des Übertragungsimpulses und der Vorverzerrungsparameter gemäß diesen Steuerungsnachrichten vom Kanal-Allocator 109 zu modifizieren.
Das CMTS 103 umfaßt einen Empfänger 110 und den Kanal-Allocator 109. Der Empfänger 110 erfaßt die in die Eingänge 108a, 108b des Upstream-Senders 107a, 107b eingegebenen Informationsbits. Der Empfänger 110 schätzt dann die Parameter der empfangenen Signale und gibt diese Parameter an den Kanal-Allocator 109 aus. Der Kanal-Allocator 109 teilt dann die Frequenzbereiche zu und konfiguriert die Übertragungsparameter der einzelnen CMs 101 in einer Art und Weise, die die Kanalbandbreite effizient nutzt und die Empfänger in die Lage versetzt, die Signale richtig zu erfassen.
2 stellt eine Frequenzkonstellation eines CATV-Netzwerks anschaulich dar, das gemäß der MCNS-Spezifikation funktionsfähig ist. Die Signale 201a-201c weisen die gleiche nominale Symbolrate auf, während das Signal 210d eine größere Symbolrate und Signal 201e eine niedrigere Symbolrate aufweist. Die Nennbandbreite jedes der Signale 201a-201e beträgt das 1.25-fache seiner entsprechenden Symbolrate.
3 stellt ein Beispiel eines Frequenzraster mit reduziertem Kanalabstand anschaulich dar, bei dem die vorliegende Erfindung verwendet werden kann. Der Kanalabstand ist kleiner als die Signalbandbreite, die das 1.25-fache der Symbolrate der Signale beträgt. Ein derartiges System verwendet ein sich überschneidendes Übertragungsschema, wie es im US-Patent 5,710,797 offenbart ist, das am 20. Januar 1998 erteilt, dem momentanen Zessionar übertragen und mit dem Titel METHOD AND APPARATUS FOR DIGITAL COMMUNICATION IN THE PRESENCE OF CLOSELY SPACED ADJACENT CHANNELS bezeichnet ist.
Es wird jetzt auf 4 Bezug genommen, in der eine vereinfachte Blockdarstellung einer Kommunikationseinrichtung anschaulich dargestellt ist, die für Upstream-CATV-Anwendungen gemäß einem besonderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung konstruiert und funktionsfähig ist. Die Einrichtung von 4 umfaßt einen Sender 401, der ein digitales Kommunikationssignal 402 über einen Upstream-Kanal 403 überträgt. Der Sender 401 weist einen Codierer 404, ein Übertragungsfilter 405 und einen Modulator 406 auf. Das Übertragungsfilter 405 weist eine Kaskadierung eines spektralen Impulsformungsfilters 407, eines Square-Root-Raised-Cosine-Filters [Quadratwurzel-Cosinus-Filters] 408, eines fixierten Formungsfilter 409 und eines trainierten Vorentzerrers 410 auf. Diese Übertragungsstruktur kann von der derzeitigen MCNS-Spezifikation unterstützt werden und kann deshalb von derzeitigen MCNS-Ausführungen unterstützt werden.
Der Codierer kann jeden Code einer fortlaufenden Fehlerkorrektur [Forward Error Correction] (FEC) umfassen, wie zum Beispiel die Reed-Solomon-Codierung. Der Codierer 404 verwendet optional einen Interleaver [Einrichtung zur Permutation des Datenstromes innerhalb langer Blöcke] innerhalb eines Datenpacketes, um Impuls-/Burststörungen entgegenzuwirken. Die Verwendung eines Interleavers auf diese Art und Weise ist jedoch mit Modifikationen verbunden, die nicht mit den existierenden DOCSIS-Spezifikationen konsistent sein können. Statt der in der MCNS-Spezifikation spezifizierten können alternative Signalkonstellationen verwendet werden. Beispiele derartiger alternativer Signalkonstellationen umfassen, sind jedoch nicht begrenzt auf pi/4-QPSK, offset-QPSK, 8PSK, 32QAM, 64QAM, 128QMA und 256QAM. Die Wahl einer bestimmten Signalkonstellation ist von den Kanalbedingungen abhängig. Die Tomlinson-Vorcodierung kann ebenfalls verwendet werden, um einen DFE am Empfänger 411 zu vermeiden. Jedoch ist diese Technik ebenfalls mit Modifikationen verbunden, die mit den existierenden DOCSIS-Spezifikationen nicht konsistent sein können.
Gemäß einer bestimmten Ausführung besteht das spektrale Impulsformungsfilter 407 aus einem Zwei-Wege-Filter [Duo-Path-Filter] (1+αz^-N, wobei α eine komplexe Zahl sein kann) oder irgendeinem anderen Vorentzerrer, der verwendet werden kann, um eine Näherung an die spektrale Water-Pouring-Dichte in Verbindung mit einem DFE-Empfänger, z.B. (1+e^-jω0z^-1) zur Eliminierung von Schmalbandstörungen bei ω₀ zu erhalten. Der Zweck der Formungsfilter 407, 408 und 409 besteht darin, Interferenzen benachbarter Kanäle (ACI) zu reduzieren, um die Verwendung eines durch einen reduzierten Kanalabstand charakterisierten Frequenzrasters zu ermöglichen.
Das fixierte Formungsfilter 409 ist für einen mehr oder weniger bekannten Pegel des Signal-Rausch-Abstandes (SNR) und des Signal-Stör-Abstandes (C/I) entworfen und kann während der Einordnung geladen werden, wenn der C/I und der SNR bewertet werden. Der trainierte Vorentzerrer 410 führt im Wesentlichen die Umkehrfunktion 1/H der Übertragungsfunktion H des Upstream-Kanals 403 aus und wird am Empfänger 411 trainiert, bei dem die den Upstream-Kanal 403 beschreibenden Parameter zum CM 101 über den Downstream-Kanal 105 von 1 übertragen werden.
Das übertragene Signal 402 wird von der linearen Verzerrung H des Upstreams-Kanals 403, von nichtlinearen Verzerrungen und von zusätzlichen Rauschquellen, die Ingress-Noise und Interferenzen benachbarter Kanäle umfassen, beeinträchtigt. Die Effekte von Ingress-Noise und den Interferenzen benachbarter Kanäle sind in 4 konzeptionell als Summationsblöcke 412 beziehungsweise 413 dargestellt.
Der Empfänger 411 umfaßt ein analoges Front-End 420, einen Demodulator 421 und ein modifiziertes angepaßtes Filter (MMF) 414, das eine Faltung eines Square-Root-Raised-Cosine-Filters 415 mit einem vorab-berechneten Filter 416 ausführt, das mit dem N-fachen der Symbolrate (z.B. N=2) arbeitet. Das MMF-Filter 414 kann gemäß dem geschätzten C/I und SNR aus einer Tabelle geladen werden. Es sei angemerkt, dass das vorabberechnete Filter 416 zusammen mit dem Übertragungsfilter 405 entworfen werden kann, um den Gesamt-SNR und C/I am Empfänger 411 zu verbessern. Die Ausgabe des MMF 414 wird an einen adaptiven Entzerrer 417 bereitgestellt, gefolgt von einem Decodierer 418, der eine zusätzliche Filterung, einen Viterbi-Decodierer und einen FEC-Decodierer umfassen kann.
Das MMF 414 kann so entworfen werden, dass es im Zeitbereich zwei schwache Nebenkeulen aufweist. Dies ist eine Abweichung von einem idealen Square-Root-Raised-Cosine-Impuls. Diese Abweichung kann durch den Vorentzerrer 410 kompensiert werden. Die Reduktion in den Nebenkeulen im Zeitbereich kann außerdem die Ausbreitung eines Impuls-Noise zu den Symbolen verhindern, die ursprünglich nicht vom Impuls betroffen waren.
8 stellt eine beispielhafte Ausführung eines analogen Front-Ends 420 anschaulich dar. Diese Ausführung umfaßt eine Filterbank 801 der Bandpaßfilter (BPFs) 801a, 801b, ..., 801n. Jedes BPF 801 ist mit einer anderen Mittenfrequenz eingestellt. Der Ausgang der BPFs 801, die in 8 mit den Bezugsziffern 804a, 804b, ..., 804n bezeichnet ist, ist die Eingabe zu einem analogen Multiplexer 802. Die Logik der Abtastraten 815 erzeugt ein Auswahlsignal 803 als Funktion der Mittenfrequenz. Das Auswahlsignal 803 wählt aus, welche der BPF-Ausgänge 804 mit einem Ausgang 805 des Multiplexers 802 gekoppelt wird.
Ein Parameter Fe, der auch von der Logik der Abtastrate 815 als Funktion der Mittenfrequenz erzeugt wurde und mit der Bezugsziffer 806 bezeichnet ist, definiert die Abtastrate eines Analog-Digital-Wandlers (ADC) 809 und wird vom Taktgenerator 810 bereitgestellt. In diesem Ausführungsbeispiel kann die Abtastrate kleiner als die Nyquist-Rate sein und kann so gewählt werden, dass ein absichtliches Aliasing die Mittenfrequenz des gewünschten Signals von ihrer ursprünglichen Frequenz F_c0, die größer als F_s/2 sein kann, zu einer neuen Frequenz F_sh verschieben wird, so dass F_ch kleiner als F_s/2 ist. Auf diese Weise ermöglicht ein absichtliches Aliasing die Verwendung diskreter ADC-Komponenten, um Signale abzutasten, die eine Frequenz größer als die Hälfte der Frequenz des ADC aufweisen. Es wird von den Fachleuten verstanden werden, dass, wenn ein Aliasing aufgrund von einer Unterabtastung auftritt, der digitale Empfänger dies ausgleichen sollte. Dementsprechend stellt die Logik der Abtastrate 815 auch eine Spektruminversions-Anzeige 820 an den digitalen Empfänger 808 bereit, um anzuzeigen, dass eine Unterabtastung aufgetreten ist.
Ein Beispiel eines adaptiven Entzerrers ist in 5 anschaulich dargestellt. Der adaptive Entzerrer von 5 ist ein adaptiver Decision-Feedback-Equalizer [Entzerrer mit quantisierter Rückkopplung] (DFE), der in einer Rauschvorhersagekonfiguration 501 arbeitet. Ihm kann ein adaptiver FSE 502 vorangestellt sein. Unter Verwendung des adaptiven FSE 502 kann die Größe der DFE-Stufen unter Verwendung von Stufenverlust[Tap Leakage]-Verfahren reduziert werden. Auf diese Weise wird die DFE-Fehlerfortpflanzung reduziert. Um überhaupt jede Fehlerfortpflanzung zu reduzieren, kann nur der adaptive FSE verwendet werden. Damit wird der DFE vollständig vermieden. Die Entzerrer-Stufen werden durch ein Linear-Mean-Square (LMS)-Verfahren [Verfahren des linearen mittleren Abweichungsquadrates] modifiziert. Es kann während der Phase der Entfernungsmessung des CMTS trainiert werden und/oder unter Verwendung der vorherigen Kenntnis des Kanalabstands und möglicherweise des C/I und SNR vorab geladen werden.
6 stellt die Struktur des Decoders anschaulich dar, wenn ein Zwei-Wege-Impuls [duo-path pulse] 1+αz^-N verwendet wird, wobei α eine komplexe Zahl sein kann. Ein Entzerrer 601 ist eingestellt, um eine Summe von zwei Symbolen an seinem Ausgang zu erhalten. Der Ausgang des Entzerrers durchläuft ein 1+αz^-N-Filter 602 und geht dann zu einer Viterbi-Erfassungseinrichtung 603. Wenn zum Beispiel die Decodiererausgabe 419 in 4 aus den QPSK-Symbolen ±[± besteht, sucht der modifizierte Slicer 604 des DFE nach den Konstellationspunkten I+jQ. Wobei I und Q Werte von 2, 0 und –2 aufweisen können. Der adaptive DFE 605 wurde trainiert, um den Fehler zwischen der Slicer-Eingabe und der Slicer-Ausgabe zu minimieren.
Die Komplexität des Viterbi beträgt 4 Zustände und 16 Zweigstellen je QPSK-Symbol und 16 Zustände und 256 Zweigstellen in 16QAM. Alternativ kann eine reduzierte 16QAM-Version von 4 Zuständen und 16 Zweigstellen je Symbol verwendet werden.
Es sei angemerkt, dass an Stelle einer DFE eine erweiterte Entzerrungs-Technik verwendet werden kann, wie zum Beispiel ein Maximum-Likelihood-Sequenzschätzer [Schätzer der größten Sequenzwahrscheinlichkeit] (MLSE). Die Idee besteht darin, unter Verwendung eines reduzierten Viterbi-Entzerrers die Rauschvorhersage und die Kompensation von einem absichtlichen ISI aufgrund von Übertragungsimpulsen auszuführen.
Unter der Annahme, dass der entsprechende Code im System verwendet wird, kann der FEC-Decodierer 606 unter Verwendung eines herkömmlichen Reed-Solomon-Decodierers ausgeführt werden. Alternativ kann man die in 7 anschaulich dargestellte Konfiguration verwenden. Auf der Grundlage von Eingaben von einem analogen Front-End (AFE) 702 und einem QPSK/16QAM-Empfänger 703 kennzeichnet darin ein Burst-Noise-Identifikator 701 einen ungewöhnlichen Datenpunkt und analysiert das Vorhandensein und die Länge der Noise-Bursts. Der Reed-Solomon-Decodierer 704 löscht die Datenbytes, bei denen es für möglich gehalten wird, durch Rauschen beeinflußt zu sein.
Die ungewöhnlichen Datenpunkte werden entweder durch Sättigungen oder sehr große Werte der Daten im Signalpfad (z.B. am Slicer-Eingang) erfaßt, eine Folge von großen Fehlerwerten am Slicer oder das Hervorbringen von verschiedenen Symbolentscheidungen für die beiden Signale im Retransmissions-Modus. Der Empfänger weist einen Automaten auf, der die Burst-Dauer gemäß der Indikation von ungewöhnlichen Datenpunkten schätzt und den Reed-Solomon-Decodierer während des Bursts in einen Löschmodus versetzt. Zusätzlich führt der Empfänger bei Signalen mit ungewöhnlich großem Betrag eine Begrenzung aus.
Die vorliegende Erfindung kann in Verbindung mit Signalkonstellationen mit reduzierten Abständen, wie die in 3 anschaulich dargestellten, ausgeführt werden und zwar gemäß den im US-Patent 5,710,797 beschriebenen Verfahren. Insbesondere können die Algorithmen wie folgt iterieren. Für eine Menge von sich überschneidenden Signalen wird das vorher verarbeitete Signal vom empfangenen Signal subtrahiert. Ein Signal wird anschließend unter Verwendung des Empfängers 410 erfaßt und neu moduliert. Der Algorithmus sollte mit dem Signal beginnen, das den besten C/I und SNR aufweist, welches üblicherweise das stärkste Signal ist, oder mit einem Signal, das nur einen statt zwei sich überschneidende ACI aufweist.
Paare stark interferierender Signale können als Teil der Iterationen eines Verfahrens unter Verwendung eines damit verbundenen codierten Maximum-Likelihood-Verfahrens gemeinsam erfaßt werden. Das allgemeine Verfahren wird im US-Patent 5,710,797 behandelt. Das damit verbundene Maximum-Likelihood-Verfahren schließt einen Viterbi-ähnlichen Algorithmus ein, für den ein Trellis-Diagramm mit einer Zweigstellenmetrik definiert ist. Die Komplexität eines derartigen Verfahrens, das auf einer Speicherbeschränkung von drei Symbolen für jedes Si gnal beruht, beträgt 16 Zustände und 256 Zweigstellen je Symbol mit QSPK und 256 Zustände und 64k Zweigstellen je Symbol in 16QAM. Die Anzahl der Übertragungen kann unter Verwendung eines Viterbi-Algorithmus mit reduzierten Zuständen signifikant reduziert werden, z.B. durch ein Verwerfen von Zuständen im Trellis-Diagramm, die für den momentanen Signalabtastwert unwahrscheinlich sind. Basierend auf der kumulativen Metrik für alle möglichen Pfade, die von den vorherigen Zuständen in den neuen Zustand eintreten, wählt der Algorithmus für jeden der verbleibenden Zustände einen fortbestehenden Pfad aus, gefolgt von der Auswahl eines Hauptpfades und der Erfassung der Informationsbits. Basierend auf den kumulativen Metriken verwirft der Algorithmus anschließend die unwahrscheinlichen neuen Zustände.
Die vorliegende Erfindung kann auch in Verbindung mit einem Frequenzsprungschema verwendet werden, das miteinander verbunden eine fortlaufende Fehlerkorrektur entlang der Frequenz-/Zeitachse und eine Verschachtelung verwendet.
Als Teil der Datenerfassungsstufe, in der die empfangenen Signalparameter geschätzt werden, verwendet der Empfänger 411 ein Präambelfeld im Datenpaket. Bei Vorhandensein von Impuls- oder Burst-Noise sollte die Präambel länger als die Dauer des längsten Fehler-Bursts sein, der vom Empfänger wiederhergestellt werden kann (d.h. mindestens 2t Bytes, wenn der Reed-Solomon-Blockcode (N-t, N) verwendet wird, wobei N die Blockgröße ist. Die Präambel wird in Abschnitte geteilt und der Empfänger kennzeichnet die verrauschten Abschnitte, zum Beispiel gemäß dem Restfehler zwischen dem ankommenden Signal und dem erwarteten Signal gemäß den bekannten Trainingsdaten und den geschätzten Parametern. Die Abschnitte, die aufgrund von Impuls- oder Burst-Noise verrauscht sind, werden vernachlässigt.
Im Fall, dass der Empfänger im Stande ist, einen sehr langen Fehlerburst wiederherzustellen, insbesondere wenn eine Verschachtelung verwendet wird, kann die Paketstruktur PDDDPDDDD...D verwendet werden, wobei P ein Präambelabschnitt und D ein Datenabschnitt ist. Der Abstand zwischen den P- Abschnitten wird größer sein, als die maximale Burstlänge, die empfangen werden kann.
Die Erfassungsleistungsfähigkeit kann durch Schmalband-Interferenzen, wie zum Beispiel Ingress-Noise, beispielsweise Schmalbandinterferenzen oder teilweise sich überschneidende Kanäle stark beeinflußt sein. Folglich ist es insbesondere vorteilhaft, eine Präambel zu verwenden, die eine geringe spektrale Dichte in den Frequenzbereichen des starken Rauschens und eine große spektrale Dichte in den Frequenzbereichen des geringen Rauschens aufweist. Dies kann unter Verwendung eines Vorentzerrers im Sender oder unter Verwendung einer nicht leeren [non-white] Symbolfolge erreicht werden. Als ein Ergebnis wird die Interferenz der übertragenen Präambel in den sich überschneidenden benachbarten Kanälen reduziert werden. Damit wird eine robuste Erfassung von sich überschneidenden Signalen ermöglicht.
9 stellt eine modifizierte Slicer-Struktur anschaulich dar, die in Verbindung mit der Kommunikationseinrichtung von 4 verwendet werden kann. In dieser modifizierten Slicer-Struktur erzeugt ein Slicer 901 eine Schätzung 902 des ursprünglich übertragenen Symbols 419 von 4. Diese Schätzung wird mit einem digitalen Filter gefiltert, dessen Impulsantwort αZ^-n ist. Das bedeutet, um n Stufen verzögert und mit α multipliziert, wobei α eine komplexe Zahl sein kann. Um eine Slicer-Eingabe 906 zu erzeugen, wird eine Ausgabe 909 des Filters 905 durch einen Subtrahierer 903 vom nächsten Eingabeabtastwert 902 subtrahiert. Die Ausgabe 909 wird außerdem durch einen Summierer 904 mit einer Slicer-Ausgabe 907 summiert, um eine modifizierte Slicer-Ausgabe 908 zu erzeugen. In Empfängern, in denen zur Adaption eine Fehlerschätzung benötigt wird, kann eine derartige Schätzung durch das Subtrahieren der Slicer-Ausgabe 907 von der Slicer-Eingabe 906 oder durch das Subtrahieren der modifizierten Slicer-Ausgabe 908 von der Schätzung 902 berechnet werden. Das letzte Berechnungsverfahren realisiert eine verbesserte Robustheit gegenüber einer Fehlerfortpflanzung.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden durch die Verwendung von Retransmissions-Techniken und/oder Diversity-Techniken der Kanaldurchsatz und die Kommunikationsrobustheit gesteigert. Diese Techniken sind insbesondere nützlich, wenn der Empfänger nicht im Stande ist, die übertragenen Daten von einer einzelnen Übertragung zu erfassen. Es gibt verschiedene MCNS-Kanäle, z.B. verschiedene Zeitfenster oder verschiedene Trägerfrequenzen.
10 stellt ein allgemeines System anschaulich dar, das gemäß diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung Diversity- und/oder Retransmissions-Techniken über verschiedene MCNS-Kanäle verwendet. Eine 1:N-Raten-Codierer 1001 reproduziert das momentane Symbol oder den momentanen FEC-Block N-mal. Jedes reproduzierte Symbol oder Block wird unter Verwendung von N MCNS-Signalen 1002 übertragen, die über N verschiedene Kanäle 1003 zum CMTS 103 von 1 zu übermitteln sind. Es sollte verstanden werden, dass die N Kanäle physikalische (z.B. verschiedene Träger) und/oder logische Kanäle repräsentieren und sich in der Frequenz überschneiden können. Die Ausgänge 1004 der N Kanäle werden an einen Empfänger 1005 bereitgestellt, der ein gewichtetes Soft-Combining [Kombinieren auf Bitebene unter Zuhilfenahme der Likelihood-Werte] der empfangenen Signale 1004 bereitstellt. Das Soft-Combining umfaßt die Schätzung der mittleren quadratischen Abweichung (MSE) und auch die Identifikation von Burst-Noise im Paket, gefolgt von einem gewichteten oder selektiven Combining, je nach Eignung. Der Empfänger kann außerdem eine damit verbundene Entzerrung der empfangenen Signale enthalten.
Das System in 10 kann auch als eine Retransmissions-Technik interpretiert werden, in der das erste, über den ersten Kanal übertragene MCNS-Signal die ursprüngliche Nachricht ist und alle nachfolgenden Nachrichten, jeweils eine oder mehrere, vom CMTS 103 von 1 zur Retransmissionszeit angefordert werden. Gemäß einem speziellen Ausführungsbeispiel wird ein Soft-Combining-Verfahren auf alle empfangenen Nachrichten angewendet.
Zum Beispiel kann eine Retransmissions-Anforderung, möglicherweise auf einem anderen Träger, vom CMTS 103 zum CM 101 von 1 über den Downstream-Kanal 105 nur dann gesendet werden, wenn ein Reed-Solomon-Block inkorrekt empfangen wurde. Wenn ein Reed-Solomon-Block inkorrekt empfangen wurde, teilt das CMTS 103 dem CM 101 mit, was empfangen wurde, anstatt eine Retransmission anzufordern, so dass das CM 101 eher eine kurze Korrekturnachricht an das CMTS 103 senden kann, als das ganze Paket erneut zu senden. Zum Beispiel kann das CMTS 103 eine Angabe des Qualitätsniveaus der erfaßten Symbole oder die erfaßten Symbole selbst zum CM 101 zurücksenden. Da der Downstream-Kanal 105 viel breiter und zuverlässiger als der Upstream-Kanal 106 ist, kann dieses Verfahren vorzuziehen sein.
11 stellt ein besonderes Retransmissions-Schema anschaulich dar, in dem für die Retransmission ein anderes Mapping für 16QAM verwendet wird. In den 12A–12B sind zwei Symbol-Mapping-Schemata dargestellt, in denen A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4, C1, C2, C3, C3, C4, D1, D2, D3, und D4 die sechzehn Kombinationen der vier Bits darstellen.
13 stellt ein Signal-Diversity-System anschaulich dar. In diesem System werden zwei, durch die Bezugsziffer 1301 bezeichnete Informationsbits [b1(n) b2(n)] je Symbol übertragen. Die Symbole sind 16QAM und werden unter Verwendung eines Signal-Mapping-Blocks 1302 als eine Funktion von [b1(n) b2(n) b1(n-D) b2(n-D)] abgebildet, wobei D eine durch einen Verzögerungsblock 1303 eingebrachte Verzögerung ist. 14 stellt ein beispielhaftes Mapping-Schema anschaulich dar.
Unter Verwendung dieser Vorgehensweise können Bursts der Länge von D Symbolen wiederhergestellt werden. Bei dieser Vorgehensweise kann sich die Trägerfrequenz zwischen zwei Übertragungen der gleichen Daten ändern. Diese Änderung der Trägerfrequenz kann verwendet werden, um sich vor Schmalbandinterferenzen zu schützen.

Claims

Ein Kommunikationssystem zum Übermitteln eines Datensignals unter Verwendung eines Kabelfernsehübertragungsmediums (102), wobei die Kommunikationsanordnung aufweist: einen Codierer (404), der so ausgebildet ist, daß er einen eingegebenen Datenstrom als Codiererausgangssignal codiert; eine auf das Codiererausgangssignal ansprechende Übertragungsfilteranordnung (405), die so ausgebildet ist, daß sie die Nachbarkanalstörung in dem Codiererausgangssignal reduziert und ein Filterausgangssignal erzeugt; einen Modulator (406), der so ausgebildet ist, daß er das Filterausgangssignal moduliert, um ein moduliertes Hochfrequenzsignal zur Übertragung unter Verwendung des Kabelfernsehübertragungsmediums zu erzeugen; eine analoge Front-End-Anordnung (420), die so ausgebildet ist, daß sie ein gewünschtes Signal aus dem modulierten Hochfrequenzsignal bei weniger als der Nyquist-Rate abtastet und dadurch eine Verschiebung einer Mittenfrequenz des gewünschten Signals von einer anfänglichen Frequenz zu einer geringeren Frequenz bewirkt; ein modifiziertes abgestimmtes Filter (414), das so ausgebildet ist, daß es eine Faltung eines Quadratwurzel-Cosinus-Filters (415) und eines vorab-berechneten Filters (416) ausführt und ein Ausgangssignal des modifizierten abgestimmten Filters erzeugt; einen adaptiven Equalizer (417), der auf das Ausgangssignal des modifizierten abgestimmten Filters anspricht und so ausgebildet ist, daß er ein Equalizerausgangssignal erzeugt; und einen Decodierer (418), der auf das Equalizerausgangssignal anspricht und so ausgebildet ist, daß er das Equalizerausgangssignal decodiert und einen Strom erfaßter Daten erzeugt.
Ein Kommunikationssystem nach Anspruch 1, enthaltend eine Empfängeranordnung (411), die so eingekoppelt ist, daß sie das modulierte Hochfrequenzsignal empfängt und einen Strom erfaßter Daten auf der Grundlage des empfangenen modulierten Hochfrequenzsignals erzeugt.
Ein Kommunikationssystem nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei die analoge Front-End-Anordnung aufweist: mehrere Bandpaßfilter, die so eingekoppelt sind, daß sie das modulierte Signal empfangen, wobei jedes der Bandpaßfilter um eine andere Frequenz herum zentriert ist; einen Multiplexer, der so eingekoppelt ist, daß er die Ausgangssignale aus den Bandpaßfiltern empfängt und ein ausgewähltes Bandpaßfilterausgangssignal an einen Ausgang des Multiplexers koppelt; einen Analog-Digital-Umsetzer, der auf das Ausgangssignal des Multiplexers und auf ein Ausgangssignal eines Taktsignalgenerators anspricht und so konfiguriert ist, daß er ein als Funktion des Ausgangssignal des Multiplexers und des Ausgangssignals des Taktsignalgenerators erzeugtes digitales Signal an einen digitalen Empfänger zur Verfügung stellt, und wobei vorzugsweise die analoge Front-End-Anordnung ferner eine Abtastratenlogik aufweist, die so ausgebildet ist, daß sie als Funktion der Mittenfrequenz ein Auswahlsignal an den Multiplexer, einen Taktratenparameter an den Taktsignalgenerator und eine Spektruminversionsanzeige an den digitalen Empfänger zur Verfügung stellt.
Ein Kommunikationssystem nach Anspruch 2, wobei der adaptive Equalizer einen adaptiven Entscheidungsrückkopplungsequalizer umfaßt und/oder wobei das vorab-berechnete Filter aufweist: einen Pre-Equalizer (601), der so ausgebildet ist, daß er eine Störung reduziert, die auf dem Kommunikationskanal zugeordnetes ISI und/oder Eindringrauschen zurückzuführen ist, und ein 1+αz^-N-Filter (602), das mit dem Ausgang des Pre-Equalizers gekoppelt und so ausgebildet ist, daß es ein Filterausgangssignal erzeugt; und wobei die Empfängeranordnung aufweist: einen Viterbi-Decodierer (603), der so ausgebildet ist, daß er ein Viterbi-Decodiererausgangssignal als Funktion des Filterausgangssignals erzeugt; und einen Vorwärtsfehlerkorrekturdecodierer, der so ausgebildet ist, daß er ein korrigiertes Decodiererausgangssignal in Abhängigkeit von dem Viterbi-Decodiererausgangssignal erzeugt.
Ein Kommunikationssystem nach Anspruch 1, ferner aufweisend eine modifizierte Slicer-Anordnung, die so ausgebildet ist, daß sie eine Abschätzung eines ursprünglich übermittelten Symbols erzeugt, und wobei die modifizierte Slicer-Anordnung vorzugsweise aufweist: einen Slicer (901), der so ausgebildet ist, daß er ein Ausgangssignal des Codierers abschätzt (902); ein Filter (905), das eine Antwort von αZ^-N aufweist; eine Summieranordnung, die so ausgebildet ist, daß sie ein Ausgangssignal des Slicers mit einem Ausgangssignal des Filters, das die Antwort αZ^-N aufweist, addiert; eine Subtrahieranordnung (903), die so ausgebildet ist, daß sie das Ausgangssignal des Filters mit der Antwort αZ^-N von einem Eingangssignal des modifizierten Slicers subtrahiert; eine Fehlerabschätzanordnung, die sowohl mit einem Eingang als auch dem Ausgang des Slicers gekoppelt ist und so ausgebildet ist, daß sie einen Empfängerfehler abschätzt; und eine modifizierte Fehlerabschätzanordnung, die sowohl mit einem Eingang als auch dem Ausgang des modifizierten Slicers gekoppelt ist und so ausgebildet ist, daß sie den Empfängerfehler abschätzt.
Ein Kommunikationsverfahren zum Übermitteln eines Datensignals unter Verwendung eines Kabelfernsehübertragungsmediums, wobei das Kommunikationsverfahren umfaßt: Codieren eines eingegebenen Datenstroms als Codiererausgangssignal; Filtern des Codiererausgangssignals, um Nachbarkanalstörungen in dem Codiererausgangssignal zu reduzieren, womit ein Filterausgangssignal erzeugt wird; Modulieren des Filterausgangssignals, um ein moduliertes Hochfrequenzsignal zur Übertragung unter Verwendung des Kabelfernsehübertragungsmediums zu erzeugen; Empfangen des modulierten Hochfrequenzsignals; Erzeugen eines Stroms erfaßter Daten auf der Grundlage des empfangenen modulierten Hochfrequenzsignals; Abtasten eines gewünschten Signals aus dem empfangenen modulierten Hochfrequenzsignal bei weniger als der Nyquist-Rate, wodurch eine Verschiebung in einer Mittenfrequenz des gewünschten Signals von einer anfänglichen Frequenz zu einer geringeren Frequenz bewirkt wird; Durchführen einer Faltung eines Quadratwurzel-Cosinus-Filters und eines vorab-berechneten Filters und Erzeugen eines Ausgangssignals eines modifizierten abgestimmten Filters; Erzeugen eines Equalizer-Ausgangssignals als Funktion des Ausgangssignals des modifizierten abgestimmten Filters; und Decodieren des Equalizer-Ausgangssignals, um den Strom erfaßter Daten zu erzeugen.
Ein Kommunikationsverfahren nach Anspruch 6, ferner umfassend: Bereitstellen eines Auswahlsignals an den Multiplexer als Funktion der Mittenfrequenz; Bereitstellen eines Taktratenparameters als Funktion der Mittenfrequenz; und Bereitstellen einer Spektruminversionsanzeige als Funktion der Mittenfrequenz.