DE69723563T2

DE69723563T2 - Verbesserungen bei, oder in bezug auf mehrträgerübertragungssysteme

Info

Publication number: DE69723563T2
Application number: DE69723563T
Authority: DE
Inventors: Mikael Isaksson; Magnus Johansson; Harry Tonvall; Lennart Olsson; Tomas Stefansson; Hans Öhman; Gunnar Bahlenberg; Anders Isaksson; Göran ÖKVIST; Lis-Marie Ljunggren; Tomas NORDSTRÖM; Lars-Ake Isaksson; Daniel Bengtsson; Siwert Hakansson; Ye Wen
Original assignee: STMicroelectronics NV
Current assignee: STMicroelectronics NV
Priority date: 1996-09-02
Filing date: 1997-09-01
Publication date: 2004-05-13
Anticipated expiration: 2017-09-02
Also published as: US6320903B1; EP0922346A2; JP4130997B2; NO990777D0; JP2002513521A; NO990777L; DE69723563D1; WO1998010555A3; WO1998010555A2; EP0922346B1; ATE245324T1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum adaptiven Aktualisieren von Frequenzdomänenentzerrerparametern in einem Mehrträgersystem, ein Kanalschätz- und – entzerrsystem, das sich des Verfahrens bedient, ein Modem und einen Transceiver, die ein derartiges Kanalschätz- und -entzerrsystem enthalten, und ein Mehrträger-Übertragungssystem, das derartige Transceiver enthält.
Der Bedarf an der Bereitstellung von Multimediadiensten und Diensten mit anderer Bandbreite über Fernmeldenetze hat die Notwendigkeit mit sich gebracht, Verkehr mit hohen Bitraten über Kupferpaare zu übertragen. Dieses Erfordernis hatte die Entwicklung einer Reihe verschiedener Übertragungsmethoden, beispielsweise ADSL und VDSL, zur Folge. Eines der geeigneteren Modulationssysteme für all diese Übertragungsverfahren ist ein als DMT (diskrete Mehrträger-Übertragung) bekannter Leitungscode, der eine gewisse Ähnlichkeit mit dem orthogonalen Frequenzmultiplexen hat und ein Spread-Spektrum-Übertragungsverfahren ist.
Bei der diskreten Mehrträger-Übertragung wird die verfügbare Bandbreite in eine Mehrzahl von Unterkanälen geteilt, wobei jeder eine kleine Bandbreite, beispielsweise etwa 4 kHz, aufweist. Der Verkehr wird den verschiedenen Unterkanälen in Abhängigkeit von Rauschleistung und Übertragungsverlust in jedem Unterkanal zugewiesen. Jeder Kanal führt mehrstufige Impulse, welche in der Lage sind, bis zu 11 Datenbits zu repräsentieren. Qualitativ minderwertige Kanäle führen weniger Bits oder können überhaupt abgeschaltet werden.
Da die Interferenz zwischen Paaren bei Kupferpaarkabeln größer ist, wenn Daten in beide Richtungen übertragen werden, d. h. bei symmetrischem Duplexverkehr, haben eine Reihe von Übertragungsverfahren die Verwendung asymmetrischer Verfahren vorgeschlagen, bei denen nur in einer Richtung hohe Datenraten übertragen werden. Derartige Verfahren erfüllen viele der Anforderungen für Dienste mit hoher Bandbreite, beispielsweise Video-on-Demand, auf lange Sicht werden jedoch symmetrische Duplexsysteme erforderlich sein.
Die VDSL-Technik ist ADSL weitgehend ähnlich, wenngleich ADSL weit größere dynamische Bereiche abdecken muß und infolgedessen weit komplexer ist. VDSL ist kostengünstiger und energiesparender, und Standort-VDSL-Einheiten müssen eine Bitübertragungsschichtmedienzugangssteuerung zum Multiplexen von netzaufwärtigen Daten implementieren.
Vier Leitungscodes wurden für VDSL vorgeschlagen:

– CAP; trägerloses AM/PM, eine Version von unterdrücktem Träger-QAM, für passive NT-Konfigurationen, CAP würde sich netzaufwärtigen QPSK und einer Art von TDMA zum Multiplexen bedienen (wenngleich CAP eine FDM-Lösung zum netzaufwärtigen Multiplexen nicht ausschließt);
– DMT; diskrete Mehrträgerübertragung, ein Mehrträgersystem, das sich diskreter Fourier-Transformationen bedient, um einzelne Träger zu schaffen und zu demodulieren, für passive NT-Konfigurationen; DMT würde sich zum netzaufwärtigen Multiplexen FDM bedienen (wenngleich DMT eine TDMA-Multiplexingstrategie nicht ausschließt);
– DWMT; diskrete Wavelet-Mehrträgerübertragung, ein Mehrträgersystem, das sich Wavelet-Transformationen bedient, um einzelne Träger zu schaffen und zu demodulieren, DWMT bedient sich ebenfalls FDM zum netzaufwärtigen Multiplexen, lässt jedoch auch TDMA zu; und
– SLC; Simple Line Code, eine Version des Vier-Pegel-Basisband-Signalisierens, welche das Basisband filtert und dieses am Empfänger wiederherstellt, für passive NT-Konfigurationen; SLC würde sich zum netzaufwärtigen Multiplexen höchstwahrscheinlich TDMA bedienen, wenngleich auch FDM möglich ist.

Frühe Versionen von VDSL bedienen sich des Frequenzmultiplexens, um netzabwärtige von netzaufwärtigen Kanälen und diese beiden von POTS und ISDN zu trennen. Für Systeme der nachfolgenden Generationen, welche symmetrische Datenraten aufweisen, ist eventuell eine Echokompensierung erforderlich. Eine relativ erhebliche Distanz in der Frequenz wird zwischen dem untersten Datenkanal und POTS aufrechterhalten, um überaus einfache und kostengünstige POTS-Splitter zu ermöglichen. In der Praxis würde normalerweise der netzabwärtige Kanal oberhalb des netzaufwärtigen Kanals angeordnet werden. Die DAVIC-Spezifikation kehrt jedoch diese Reihenfolge um, um die Standorts-Verteilung von VDSL-Signalen über Koaxialkabelsysteme zu ermöglichen.
Moderne Mehrträgerverfahren, die sich orthogonaler Träger mit QAM-Konstellationen höherer Ordnung für die Übertragung einer Vielzahl von Bits je Träger und Symbol bedienen, bedienen sich eines Verfahrens für die Bestimmung eines inversen Kanalmodells, das in einem Entzerrungsprozess zu verwenden ist. In der Frequenzdomäne beruht dies für gewöhnlich auf einer Schätzung der Kanaldämpfung und -phase für jeden Träger.
Das Dokument US-A-5,285,474 offenbart ein Verfahren zum Entzerren eines Mehrträgersignals in einem Mehrträger-Kommunikationssystem. Zweck der Erfindung ist es, einen Satz von Entzerrerparametern, die verwendet werden sollen, um ein Mehrträger-Datensignal zu entzenen, zu optimieren. Bei dem Verfahren wird der Satz von Entzerrerparametern aktualisiert, bis eine vorgegebene Konvergenzbedingung erkannt wird.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein vereinfachtes Entzerrverfahren bereitzustellen, welches Daten am Symboldetektoreingang und -ausgang verwendet, um ein inverses Kanalmodell adaptiv zu schätzen.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein vereinfachtes Kanalschätz- und -entzerrsystem bereitzustellen, welches Daten am Symboldetektoreingang und – ausgang verwendet, um ein inverses Kanalmodell adaptiv zu schätzen.
Noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Endung ist es, einen Mehrträger-Transceiver bereitzustellen, der einen vereinfachten Entzerrer umfasst, welcher Daten am Symboldetektoreingang und -ausgang verwendet, um ein inverses Kanalmodell adaptiv zu schätzen.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Endung wird zur Verwendung in einem Mehrträgersystem ein Kanalschätz- und -entzerrsystem bereitgestellt, welches angeordnet ist, um Frequenzdomänen-Entzerrungsparameter für ein inverses Kanalmodell adaptiv zu aktualisieren, wobei Modifiziermittel vorgesehen sind, zum Modifizieren der Entzerrungsparameter in kleinen Schritten, so dass ein Entzerrungsmittel zum inversen Kanalmodell hin konvergiert.
Gemäß der Erfindung wird ein Ausgangssignal U vom Entzerrungsmittel einem Detektor/Quantisierer-Mittel zugeführt, ein Ausgangssignal Y vom Detektor-Quantisierer-Mittel gemeinsam mit dem Signal U einem ersten Eingang der Modifiziermittel zugeführt und ein Ausgangssignal EQ von den Modifiziermitteln dem Entzerrungsmittel zugeführt.
Im Anwendungsfall kann das Ausgangssignal Y einem Symboldecodierermittel zugeführt werden, das so ausgelegt ist, dass es einen decodierten Datenstrom erzeugt.
Die Modifiziermittel können wirksam mit Varianz-Schätzmitteln verbunden sein, die so ausgelegt sind, dass sie ein Signal W erzeugen, welches eine Varianz der Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems anzeigt.
Die Modifiziermittel können auf der Basis eines Algorithmus agieren, der defmiert ist durch:
wobei μ eine positive Konstante (μ « 1) ist, um aufeinanderfolgende Werte der Entzerrungsparameter zu bestimmen.
Der Ausdruck μl|Uk|² im Algorithmus kann ersetzt werden durch:
Der Exponent: – integer(2·log2|Uk| + integer(log2μ)kann erzeugt werden durch Verwendung eines Absolutwertes von Uk als Eingang zu einem binären Prioritätscodierer und Negieren eines Ausgangs derselben.
Multiplikative Operationen in diesem Algorithmus können mittels eines Bitstellenverschiebers implementiert werden.
Ein Wert für die Varianz der Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems kann geschätzt werden mittels eines Standardverfahrens des Integrierens quadrierter Abwei chungen von einem Mittelwert, wobei jeder quantisierte Wert Y als ein Mittelwert für einen Bereich von Datenwerten U, die zu Y quantisiert werden, sind.
Ein Wert für die Varianz der Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems kann mittels eines Algorithmus geschätzt werden, der definiert ist durch: Wk+1=(1 – ε)·Wk + ε·|Yk – Uk|2 wobei die Integration durch Verwendung eines exponentiell gewichteten Mittelwertbildungsfilters simuliert wird und ε eine kleine positive Konstante (ε « 1) ist.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum adaptiven Aktualisieren von Frequenzdomänen-Entzerrungsparametern eines inversen Kanalmodells in einem Mehrträgersystem bereitgestellt, umfassend das Modifizieren der Entzerrungsparameter in kleinen Schritten, so dass die Entzerrung zum inversen Kanalmodell hin konvergiert.
Gemäß der Erfindung wird ein Signal U, das entzerrte Daten darstellt, an ein Detektor/Quantisierer-Mittel weitergegeben, welches ein Ausgangssignal Y vom Detektor-Quantisierer-Mittel gemeinsam mit dem Signal U verwendet, um Schätzungen EQ der Entzerrungsparameter abzuleiten.
Das Ausgangssignal Y kann an ein Symboldecodierermittel weitergeleitet werden, das so ausgelegt ist, dass es einen decodierten Datenstrom erzeugt.
Ein Signal W, das eine Varianz der Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems anzeigt, kann aus dem Ausgangssignal Y und dem Signal U, das entzerrte Daten darstellt, abgeleitet werden.
Aufeinanderfolgende Werte der Entzerrungsparameter können aus einem Algorithmus berechnet werden, der definiert ist durch:
wobei μ eine positive Konstante (μ « 1) ist.
Der Ausdruck μ/|U_k|² im Algorithmus kann ersetzt werden durch:
Der Exponent: – integer(2·log2|Uk|) + integer(log2μ)kann durch Verwendung eines Absolutwertes von U_k als Eingang zu einem binären Prioritätscodierer und Negieren eines Ausgangs davon erzeugt werden.
Multiplikative Operationen in diesem Algorithmus können anhand eines Bitstellenverschiebers implementiert werden.
Ein Wert für die Varianz der Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems kann geschätzt werden mittels eines Standardverfahrens zum Integrieren quadrierter Abweichungen von einem Mittelwert, wobei jeder quantisierte Wert Y als ein Mittelwert für einen Bereich von Datenwerten U, die zu Y quantisiert werden, dient.
Ein Wert für die Varianz der Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems kann mittels eines Algorithmus geschätzt werden, der definiert ist durch: Wk+1 = (1 – ε)·Wk + ε·|Yk – Uk|2 wobei die Integration durch Verwendung eines exponentiell gewichteten Mittelwertbildungsfilters simuliert wird und ε eine kleine positive Konstante (ε « 1) ist.
Nunmehr werden Ausführungsformen der Erfindung beispielhaft mit Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
1 ein asymmetrisches Kommunikationssystem in schematischer Form;
2 ein DMT-System in schematischer Form;
3, als Schaubild, die Kanaltrennungen, welche in einem asymmetrischen DMT-Übertragungssystem verwendet werden;
4, in schematischer Form, die grundlegenden Blöcke eines Mehrträgersystemmodems, auf welches sich die vorliegende Erfindung bezieht;
5, in schematischer Form, eine Gliederung des Mehrträgersystemmodems aus
4, welche verwendet wird, um die Implementierung zu erleichtern;
6, als Schaubild, die Zuweisung des Kupferpaarspektrums;
7, in schematischer Form, die Rahmenstruktur, welche im in diesem Dokument beschriebenen Mehrträgersystem verwendet wird;
8, in schematischer Form, die analoge Schnittstelle für das Mehrträgersystemmodem aus 4;
9, als Schaubild, die Abhängigkeit des Signal-Rausch-Verhältnisses von der Frequenz für das in diesem Dokument beschriebene Mehrträgersystem;
10, in schematischer Form, den FFT-Algorithmus, der im Mehrträgersystemmodem aus 4 verwendet wird;
11, in schematischer Form, das Rahmenkoreelationsprinzip, das im Mehrträgersystemmodem aus 4 verwendet wird;
12, in schematischer Form, die Implementierung eines Korrelators zur Verwendung mit dem Mehrträgersystemmodem aus 4;
13, in schematischer Form, den Mittler, der im Korrelator aus 12 verwendet wird;
14, in schematischer Form, einen Korrelationspositionsdetektor zur Verwendung mit dem Mehrträgersystemmodem aus 4;
15, in schematischer Form, eine Übersicht der Synchronisierungseinheit, welche im Mehrträgersystemmodem aus 4 zur Anwendung kommt;
16, in schematischer Form, eine Übersicht der FFT/IFFT-Einheit, welche im Mehrträgersystemmodem aus 4 zur Anwendung kommt;
17, in schematischer Form, die Verwendung eines zyklischen Präfixes;
18, in schematischer Form, ein entscheidungsgelenktes Kanalschätz- und – entzerrsystem zur Verwendung im Mehrträgersystemmodem aus 4;
19 QAM-Codieren für b = 6;
20, in schematischer Form, die Realisierung der Berechnung von Bitlade- und Energieladefaktoren, welche im Mehrträgersystemmodem aus 4 zur Anwendung kommen;
21, in schematischer Form, eine Übersicht der System-Controller-Schnittstelle, die im Mehrträgersystemmodem aus 4 zur Anwendung kommt;
22, in schematischer Form, die Weise, auf welche zwei der Mehrträgersystemmodems aus 4 miteinander verbunden werden, um ein Mehrträger-Übertragungssystem zu bilden;
23, in schematischer Form, das Vektormanagementsystem, das im Mehrträgersystemmodem aus 4 zur Anwendung kommt;
24 die BSI-Länge;
25, in schematischer Form, die NU-SC-Lastverteilung für BSI-Interrupts für das Mehrträgersystemmodem aus 4;
26 das SUS-Muster für das Mehrträgersystemmodem aus 4;
27 das DAS-Muster in schematischer Form für das Mehrträgersystemmodem aus 4;
28, in schematischer Form, das Wecksignalisieren für das Mehrträgersystemmodem aus 4;
29 bis 31 die Aufbausequenz für das Mehrträgersystemmodem aus 4;

32, in schematischer Form, eine Netzübersicht für eine VDSL-Modemanwendungs-Netzschnittstelle; Um das Verstehen der vorliegenden Erfindung zu erleichtern, wird in der Folge ein Glossar mit den in dieser Patentschrift verwendeten Abkürzungen vorgesehen:

ADC:	Analog-to-Digital Converter (Analog-Digital-Wandler)
AIS:	Alarm In Signal
ASIC:	Application Specific Integrated Circuit (anwendungsspezifischer integrierter Schaltkreis)
BPSK:	Binary Phase Shift Keying (binäres Phasenverschiebungstakten)
BSI:	Base synch interval (Basissynchronisationsintervall)
BSI-D:	BSI for downlink connection (BSI für abwärtsgerichtete Verbindung)
BSI-U:	BSI for uplink connection (BSI für aufwärtsgerichtete Verbindung)
CCH:	Control channel (Steuerkanal)
CM1:	Carrier mode 1 (Trägermodus 1), bitbeladener und verwendeter Träger
CM2:	Carrier mode 2 (Trägermodus 2), ausgetasteter oder gesperrter Träger
CM3:	Carrier mode 3 (Trägermodus 3), Träger mit freigegebener Nullbitbeladung
CP	Cyclic Präfix (zyklisches Präfix)
DAC:	Digital-to-Analog Converter (Digital-Analog-Wandler)
DAS:	DF3 frame sequence (DF3-Rahmensequenz)
DF1:	Data frame (Datenrahmen), Zufallsdaten, paralleler CCH
DF2:	Data frame (Datenrahmen), Zufallsdaten, ein CCH
DF3:	Data frame (Datenrahmen), voll bitbeladen, ein CCH
DMT:	Discrete Multi Tone (diskreter Mehrträger)
DWMT:	Discrete Wavelet Multi-Tone (diskreter Wavelet-Mehrträger)
EMC:	Electro Magnetic Compatibility (elektromagnetische Verträglichkeit)
FEC:	Forward Error Correction (Vorwärtsfehlerkorrektur)
FEXT:	Far End Cross Talk (Fernnebensprechen)

FFT:	Fast Fourier Transform (Fast-Fourier-Transformation)
FTTN:	Fibre To The Node (Faser bis zum Knoten)
G1 MUSIC:	Prototypsystem der ersten Generation (auf vme-Basis)
G2 MUSIC:	Drei + Zwei-ASIC-Implementierung
G3 MUSIC:	Zwei-Chip-Silizium-Implementierung
IFFT:	Inverse Fast Fourier Transform (Fast-Fourier-Rücktransformation)
IIR:	Infinite Impulse Response (rekursives System)
ISDN:	Internationale Norm für digitale Netze
ISI:	Inter-Symbol Interference (Intersymbolstörung)
JTAG:	Joint Test Action Group
LEX:	Local Exchange (Ortsvermittlungsstelle)
LP:	Lowpass (Tiefpass)
NT:	Network Termination (Netzabschlußeinrichtung)
NU:	Network Unit (Netzeinheit)
OFDM:	Orthogonal Frequency Division Multiplexing (orthogonales Frequenzmultiplexen)
ONU:	Optical Network Unit (optische Netzeinheit)
PGA:	Programmable Gain Attenuator (programmierbarer Verstärkungsdämpfer)
POTS:	Plain Old Telephony Service (konventioneller Fernsprechdienst)
QAM:	Quadrature Amplitude Modulation (Quadratur-Amplitudenmodulation)
SC:	System Controller (System-Controller)
SDH:	Synchronous Digital Hierarchy (Synchrondigitalhierarchie)
SF:	Synch frame (Synchronisationsrahmen)
SNR:	Signal-to-Noise Ratio (Signal-Rausch-Verhältnis)
STB:	Set Top Box (Aufsatzgerät)
SUS:	Synch frame sequence (Synchronisationsrahmensequenz)
SUS1:	SF- und DF1-Rahmensequenz
SUS2:	SF- und DF2-Rahmensequenz
TA:	Time-Advance

TDMA:	Time Division Multiple Access (Zeitvielfachzugriff)
UTP:	Unshielded Twisted Pair (ungeschirmtes verdrilltes Aderpaar)
VCXO:	Voltage Controlled Crystal Oscillator (spannungsgesteuerter Quarzoszillator)
VDSL:	Very high bit-rate Digital Subscriber Lines (digitale Teilnehmerleitungen mit sehr hoher Bitrate)

Das System, auf welches sich die vorliegende Erfindung bezieht, wird aus Gründen der Einfachheit als MUSIC – MUlti-carrier erstem for the Installed Copper network (Mehrträgersystem für das installierte Kupfernetz) – bezeichnet. MUSIC soll eine Hochgeschwindigkeitskommunikation auf Fernsprech-Kupferdrahtpaaren zum Unterstützen von Breitband-Multimediadiensten vorsehen.
Das MUSIC-System, welches in dieser und den per Querverweis angeführten Europäischen Patentanmeldungen mit den Nummern
97933959.5 (EP-A-0923821);
97937934.4 (EP-A-0920755);
97937938.5 (EP-A-0923824);
97939278.4 (EP-A-0922344);
97939277.6 (EP-A-0922343);
97937937.7 (EP-A-0923823);
97937936.9 (EP-A-0923822);
97939276.8 (EP-A-0922342);
97937935.1 (EP-A-0920756);
97939279.2 (EP-A-0922345);
97937939.3 (EP-A-0922341)
beschrieben wird, stellt eine kostengünstige, robuste Kundenausführung aus Silizium dar, welche eine asymmetrische Übertragung mit 26 : 2 oder 13 : 2 Mbps über Kupferkabel (< 1300 Meter) zur Verwendung in bestehenden Ortstelefonienetzen ermöglicht.
Auf das MUSIC-System kann mittels des Netzkonzepts, welches als Fibre-to-the-Node (FTTN) bekannt ist, zugegriffen werden, unter Verwendung von Lichtwellenleitfasern, von denen jede zahlreiche Benutzer bis zu einem Schrank in der Nähe der Wohnungen der Benutzer versorgt. Demnach kann die Kabellängenspezifikation für MUSIC erfolgreich auf 1300 Meter begrenzt werden.
Das MUSIC-System soll in erster Linie zur Übertragung eines Signals mit einer hohen Bitrate (26 Mbps) netzabwärts zum Teilnehmer und eines Signals mit einer niedrigen Bitrate (2 Mbps) netzaufwärts vom Teilnehmer dienen.
1 stellt das MUSIC-System dar. Eine Netzeinheit, NU, ist über eine Lichtwellenleiterverbindung (FITN) mit dem Festnetz verbunden. Eine Netzabschlußeinrichtung, NT, welche an eine Multimedia-Anwendung, z. B. Video-on-Demand, angeschlossen ist, ist per Kupferkabel mit der NU verbunden. Das MUSIC-System unterstützt eine hohe netzabwärtige Datenrate und eine weit niedrigere netzaufwärtige Datenrate.
Beim in diesem Dokument beschriebenen MUSIC-System werden zwei feste Bitraten (13 : 2, 26 : 2 Mbps) unterstützt, wobei die niedrigere Bitrate, 13 : 2 Mbps, als Zusatzoption zur Verwendung bei minderwertigen oder überaus langen Kupferkabeln implementiert werden kann.
Für die Netzabschlußeinrichtung (NT) besteht die Verbindung aus einem Satz von Standardschnittstellen, beispielsweise POTS, ISDN, ATM25 und Ethernet. Alle Übergabeprotokolle werden vom Modemdatenstrom mitgeführt, abgesehen vom POTS-Dienst, welcher passiv ausgefiltert wird, so daß er vom Modemstatus unabhängig ist. Die Netzeinheit (NU) endet im Festnetz.
MUSIC trennt die Spektren der aufwärtsgerichteten und der abwärtsgerichteten Verbindung durch passives Filtern in den analogen Teilen.
Die in diesem Dokument beschriebene Version von MUSIC soll die zukünftige Aufrüstung der Funktionalität ermöglichen. Aus diesem Grund ist der FFT/IFFT-Block derart ausgebildet, daß er die volle Funktionalität unterstützt, so daß er in zukünftigen aufgerüsteten Versionen des Systems wiederverwendet werden kann.
Das MUSIC-System ist ein Mehrträger-VDSL-System auf DMT-Basis, welches sich diskreter Fourier-Transformationen bedient, um einzelne Träger zu schaffen und zu demodulieren. Dies wird in 2 veranschaulicht, welche zwei Transceiver darstellt, von denen jeder einen Empfänger, Rx, und einen Sender, Tx, aufweist, welche an ein verdrilltes Kupferpaar angeschlossen sind. Daten werden zwischen den beiden Transceivern mittels einer Mehrzahl von Trägern übertragen, von denen einige eventuell nicht verwendet werden, beispielsweise in Fällen, in denen die Kanalqualität überaus schlecht ist. Auch die Anzahl von Bits, welche durch jeden Träger befördert werden, kann je nach Kanalqualität unterschiedlich sein.
Ein Mehrträgermodulationsverfahren, beispielsweise DMT, behandelt frequenzabhängigen Verlust und frequenzabhängiges Rauschen in verdrillten Kabelpaaren auf effiziente Weise. Im MUSIC-System wird die verfügbare 10-MHz-Bandbreite in 1024 Träger geteilt, von denen jeder 9,77 kHz breit ist. Die zugewiesene Übertragungsleistung für die einzelnen Träger hängt von der Rauschleistung und vom Übertragungsverlust in jedem Band ab. Jeder Träger trägt mehrstufige Impulse, welche bis zu 12 Datenbits (4096 QAM) darstellen können. Das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) des einzelnen Trägers wird auf der Empfängerseite berechnet. Wenn ein Träger ein hohes SNR aufweist, wird dieser Träger mit bis zu 12 Bits beladen. Träger mit niedrigeren SNR-Werten werden mit weniger Bits beladen. Träger, die durch Schmalbandstörquellen beeinträchtigt werden, werden abgeschaltet. Vorwärtsfehlerkorrektur und Datenverschachtelung werden verwendet, um die Auswirkungen gelegentlicher Impulsrauschbündel abzuschwächen.
Bei dieser Version des MUSIC-Systems ist asymmetrische VDSL implementiert, was bedeutet, daß die netzabwärtige Rate weit größer als die netzaufwärtige Rate ist. Zwei feste netzabwärtige Raten (26/13 Mbps) werden vom System unterstützt, wobei die gewählte Rate von der tatsächlichen Kabellänge (< 1300 Meter) und/oder der Qualität des Kanals abhängt. Die netzaufwärtige Rate ist auf 2 Mbps festgelegt. Verschiedene Frequenzbänder können im MUSIC-System verwendet werden, um den netzabwärtigen Kanal vom netzaufwärtigen Kanal und beide vom POTS zu trennen, wie in 3 zu ersehen ist.
Alternativ dazu können andere Duplexverfahren verwendet werden, z. B. TDMA und/oder ein Verfahren, bei dem jeder zweite Träger für den netzabwärtigen und den netzaufwärtigen Kanal zweckgebunden ist.
4 zeigt eine Übersicht eines MUSIC-Modems, auf welches sich die vorliegende Erfindung bezieht. Die Haupthardwareblöcke sind ADC und DAC, Synchronisierung, Fourier-Transformations-Verarbeitung, Kanalschätzung/-entzerrer, Symbolumsetzung und -erkennung, Codieren und Decodieren mit Verschachtelung, Netzschnittstelle und System-Controller.
Das Modem kann als vier grundlegende Funktionsblöcke angesehen werden, und zwar:

– die digitale Empfängereinheit;
– die digitale Sendereinheit;
– das analoge Vorfeld; und
– der System-Controller/PCI.

Das analoge Vorfeld umfaßt einen Hybridtransformator, welcher an ein ungeschirmtes verdrilltes Aderpaar und POTS angeschlossen ist. Auf der Empfängerseite ist der Hybrid über ein Tiefpassfilter, LP, einen programmierbaren Verstärkungsdämpfer, PGA, an einen Analog-Digital-Wandler angeschlossen. Ein spannungsgesteuerter Quarzoszillator, VCXO, wird verwendet, um den Analog-Digital-Wandler anzusteuern. Auf der Senderseite ist der Hybrid über ein Tiefpassfilter an einen Digital-Analog-Wandler angeschlossen.
Die digitale Empfängereinheit umfaßt eine Fast-Fourier-Transformations- und Umskalierungs-Einheit, FFT, welche, wie aus 4 hervorgeht, an eine Synchronisierungseinheit und einen Kanalschätzer angeschlossen ist. Der Kanalschätzer ist über eine Symbolerkennungseinheit und eine Entverschachtelungs- und Decodiereinheit an eine Bitbehandlungseinheit and in weiterer Folge an eine Netzanwendungsschnittstelle angeschlossen.
Die digitale Sendereinheit umfaßt eine Bitbehandlungseinheit, die über eine Codier- und Verschachtelungseinheit und eine Symbolumsetzungseinheit an eine Fast-Fourier-Rücktransformations- und Skaliereinheit, IFFT, angeschlossen ist.
Die Systemsteuerung ist an verschiedene Funktionseinheiten im digitalen Empfänger und digitalen Sender und an die Netzanwendungsschnittstelle und eine Rechnerschnittstelle angeschlossen, wie aus 4 zu ersehen ist.
Die Netzschnittstelle verbindet die höhere Protokollebene mit der Modemschicht-Eins-Funktionalität. Dieser Block ist für das Beliefern des Systems mit Daten mit der konfigurierten Bitrate verantwortlich, wobei erforderlichenfalls Leerrahmen hinzugefügt werden.
Daraufhin werden die Daten kanalcodiert und verschachtelt. Das in diesem Dokument beschriebene MUSIC-System bedient sich eines Faltungscodes, der mit Verschachteln kombiniert ist. Durch Verwendung einer Tiefe von mehreren Rahmen wird eine kombinierte Frequenz/Zeit-Verschachtelung erzielt (siehe weiter unten in diesem Dokument).
Der Symbolumsetzblock erhält die Eingabedaten als ganzzahligen Vektor. Dieser Vektor wird in Abhängigkeit vom aktuellen Bitladewert in die konfigurierte Konstellation umgesetzt. Der Umsetzer bedient sich eines Gray-Codierungsschemas, um die Wahrscheinlichkeit von Bitfehlern zu verringern.
Eine Realvektormultiplikation ist der erste Schritt im IFFT-Block. Dies ermöglicht, daß das System den Ausgangsleistungspegel jedes Trägers skaliert. Daraufhin führt der IFFT-Block eine reelle 2048-Punkt-Fast-Fourier-Rücktransformation hinsichtlich der Eingabedaten aus, wobei jeder Träger moduliert wird. Als abschließender Schritt wird ein Adreß-Wraparound hinsichtlich der Ausgabedaten durchgeführt, wobei eine Kopie der ersten 128 Samples am Ende des Rahmens hinzugefügt wird. Dies wird als zyklisches Präfix (CP) bezeichnet.
Das modulierte Signal wird zu einem DAC weitergeleitet, welcher das Signal mit einem minimalen echten dynamischen Bereich von 84 dB umwandelt. Der DAC wird durch den Systemabtasttakt mit 20 MHz getaktet. Um Nyquist-Geister zu entfernen, wird das Signal tiefpassgefiltert. Der Hybrid sieht eine abgeglichene Schnittstelle für das Kupferkabel vor.
Eine Übersicht des MUSIC-Sender- und -Empfänger-Signalpfads geht aus 4 hervor. Der Senderteil bedient sich derselben Hybridkonstruktion wie der Empfänger.
Am Empfängerende trennt der Splitter/Hybridtransceiver die Frequenzen, welche vom POTS verwendet werden, von 0 bis 4 kHz, von den Frequenzen, die vom System verwendet werden. Er extrahiert auch das Empfangskleinsignal aus dem kombinierten Sendegroßsignal und Empfangskleinsignal.
Um Nyquist-Effekte auf dem Signal zu reduzieren, wird das analoge Empfangssignal tiefpassgefiltert, ehe es in den PGA (programmierbaren Verstärkungsdämpfer) eingespeist wird.
Der PGA ist erforderlich, um den dynamischen Bereich des ADC optimal zu nutzen. In diesem System sollte der dynamische Bereich mindestens 66 dB ausmachen.
Nachdem das Signal in ein digitales Format umgewandelt wurde, empfangen der Synchronisations- und der FFT-Block die Daten.
Im Synchronisationsblock werden ein Rahmentakt (für die Steuerung der FFT-Puffer) und ein Steuersignal für den VCXO erzeugt. Zunächst holt der Synchronisationsblock den Rahmentakt vom abgetasteten Signal. Der Rahmentakt wird dann zum Berechnen der Rahmenzeitgabeschätzung verwendet und zum VCXO-Rückführungsregler übertragen. Der VCXO erzeugt den Abtasttakt (20 MHz).
Ein Abtasttakt, welcher nur durch die Rahmenzeitschätzung gesteuert wird, ist in einem DMT-System nicht ausreichend exakt. Daher wird nach der Verriegelungssequenz ein dedizierter Pilotträger verwendet, um eine hohe Abtasttakt-Zeitgabegenauigkeit zu erzielen.
Ein BSI-Signal wird ebenfalls aus dem Pilotträger extrahiert. BSI ist das Basissynchronisationsintervall-Zeitgabesignal, welches verwendet wird, um die Sender- und Empfänger-CCH-Kommunikation zu synchronisieren. Einer der neuartigen Aspekte des MUSIC-Systems ist der Algorithmus, der vom Synchronisationsblock verwendet wird und der in diesem Dokument weiter unten ausführlicher besprochen wird.
Eine 2048-Punkt-Real-FFT wird hinsichtlich der Eingaberahmen im FFT-Block durchgeführt. Daraufhin wird ein Neuskalieren aufbauend auf den Energieladeparametern durchgeführt, ehe die Daten zum nächsten Block übertragen werden.
Kanalschätzung und -entzerrung werden hinsichtlich der Daten, die vom FFT-Block ausgegeben werden, durchgeführt. Alle Datenrahmen werden zum Schätzen der Kanaleigenschaften verwendet. Diese werden dann verwendet, um einen Bitladevektor zu berechnen, wobei die Anzahl von Bits, welche auf jedem Träger übertragen wird, bestimmt wird. Diese Informationen werden in der Folge über den netzaufwärtigen Steuerkanal (CCH) zum Sender übertragen.
Im Symbolerkennungsblock wird ein Rückumsetzen für jeden Träger gemäß der Bitlademaske durchgeführt.
Nach dem Rückumsetzen werden ein Entverschachteln und eine Vorwärtsfehlerkonektur(FEC)-Decodierung hinsichtlich des erfaßten Bitstroms durchgeführt.
Dann sind die Daten nach der Bitbehandlung für den Netz/Anwendungs-Schnittstellenblock bereit. Die Leerrahmen werden in diesem Block entfernt.
Herzteil dieses Systems, welches in 4 dargestellt wird, ist der System-Controller (SC). Der SC ist ein Allzweckprozessor, welcher die verschiedenen Unterblöcke über einen lokalen PCI-Bus ankoppelt und steuert. Bei der in diesem Dokument beschriebenen Version von MUSIC ist die Controller-CPU programmierbar. Ein externer Port ist über eine platinenintegrierte JTAG-Schnittstelle vorgesehen, um das Programmieren zu erleichtern.
Die Hauptaufgaben des SC sind, das Systemhochfahr- und -laufzeitverhalten zu steuern und Bitlade- und Energieladeberechnungen durchzuführen. Er wird mit der fernen Seite des Modems über einen dedizierten Steuerkanal (CCH) kommunizieren. Dieser Kanal führt Daten, welche sich auf Bit/Energie-Ladeänderungen und auf anderes Systemsignalisieren beziehen.
Um ein kostengünstiges Produkt für einen intensiven Gebrauch zu erhalten, müssen die digitalen Teile des Systems auf mindestens zwei ASIC-Kreisen aufbauen. 5 zeigt, wie das System für die Zwecke der Chip-Konstruktion gegliedert werden kann. Ein Chip enthält den FFT/IFFT-Kernel. Ein zweiter Chip enthält Rahmensynchronisation, Kanalschätzung und -entzerrung, Symbolerkennung und Symbolumsetzung. Der analoge Block und der Netzschnittstellenblock können auf einem dritten bzw. vierten Chip implementiert werden.
Die Systemparameter, welche vom in diesem Dokument beschriebenen MUSIC-System verwendet werden, werden in beiliegenden Tabellen 1 bis 3 dargelegt.
VDSL-Systeme agieren im Spektrum von 0 bis 40 MHz. In diesem Band belegt das in diesem Dokument beschriebene MUSIC-System die unteren 10 MHz, wie aus 6 hervorgeht. In diesem Spektrum liegen eine Reihe konventioneller Bänder, einschließlich des POTS und einiger Amateurfunkbänder. Bei dem in diesem Dokument beschriebenen MUSIC-System werden unterschiedliche Frequenzbänder verwendet, um die netzabwärtigen von den netzaufwärtigen Kanälen zu trennen. Da sich das in diesem Dokument beschriebene MUSIC-System 1024 Trägern über 10 MHz bedient, weist jeder Träger eine Bandbreite von 9,77 kHz auf, wobei die ersten beiden Träger durch den DC-Pegel und den POTS-Dienst zugewiesen sind. Der letzte Träger ist gesperrt, da es sich dabei um den Nyquist-Punkt handelt. Andere Träger (in Funkbändern) müssen eventuell unterdrückt werden. Das ist in erster Linie eine Frage von Immunität und Strahlung für das abgeglichene Kupferpaar.
Durch passives Filtern des POTS-Spektrums kann dieser Dienst von dem in diesem Dokument beschriebenen MUSIC-System, dem Laufzeitstatus oder der Energieversorgung unabhängig gemacht werden.
Es gibt zwei Möglichkeiten, den ISDN-Dienst für eine MUSIC-Modemverbindung bereitzustellen. Eine Möglichkeit besteht darin, POTS- und ISDN-Systemen zu gestatten, unter den MUSIC-Frequenzbändern zu existieren. Dies kann anhand eines ähnlichen Filtervorgangs für das ISDN-Bandspektrum wie für das POTS bewerkstelligt werden. Dieses Filtern ermöglicht, den Dienst unabhängig von der Konfiguration bereitzustellen.
Die andere Möglichkeit ISDN bereitzustellen besteht darin, ISDN einen Trägerdienst im MUSIC-System sein zu lassen. Diese Lösung hat Vorteile im Hinblick auf die spektrale Effizienz. Durch Verwendung von 1024 Trägern über 10 MHz erhält jeder Träger eine Bandbreite von 9,77 kHz. Das ISDN-Spektrum benötigt die Zuweisung von (150-4)/9,77 = 5, von diesen Trägern. Auf Grund der Kanaleigenschaften müssen diese fünf Träger derart ausgewählt werden, daß sie das beste SNR im System aufweisen. Für eine Standardverbindung ergibt dies 5 * 100 = 500 kbps an Bandbreite.
Die optimale Lösung besteht daher darin, das Modem als einen Träger zu verwenden und nur 64 kbps, verglichen mit den 500 kbps für die gesamte Bandbreite, für den 64-kbps-ISDN-Dienst zuzuweisen.
Die Resultate der Messungen von Dämpfung und FEXT ("Fernnebensprechen"), welche auf dem Netz eines Fernmeldebetreibers durchgeführt wurden, zeigten, daß es möglich ist, Bitraten von über 100 Mbps zu erzielen, wenn das Kabel kürzer als 200–300 Meter ist. Für längere Kabel schränkt die Dämpfung auf höheren Frequenzen die maximale Bitrate ein. Bei Kabeln, die rund 500 Meter lang sind, können 40 Mbps erreicht werden, und bei einem 1 km langen Kabel sind 15–20 Mbps realistisch.
Ein weiterer Faktor, welcher leistungsmindernd wirkt, ist die EMC, welche die verwendete Leistung einschränkt. Einige Teile der Frequenzdomäne müssen eventuell ebenfalls ausgeschlossen werden.
Bei einer typischen PSTN kann mit folgenden Impulsrauscheigenschaften gerechnet werden:

– maximale Dauer: 250 μs
– Medianintervall: 67 ms
– maximale Spitzenamplitude: 20 mV
– Großteil der Energie unter 200 kHz
– Hintergrundrauschen: –107 dBm/Hz

Die Hauptquelle für die Zeitgabe im System ist der Abtasttakt. Die Referenz für den Abtasttakt liegt auf der NU-Seite und ist allen verdrillten Kupferpaaren innerhalb eines sekundären Kabels gemein. Die Abtasttaktfrequenz beträgt 20 MHz ± 10 ppm mit einem Phasenjitter kleiner als 0,5 ns.
Der Abtasttakt auf der NT-Seite ist mit der NU-Seite phasengerastet. Die Logik für die Rastung bedient sich der Rahmenzeitgabeschätzung in einer ersten Stufe und bedient sich dann des Pilotträgers, um eine Feineinstellung der Rastung zu liefern. Die Rastungslogik steuert die Frequenz eines VCXO über einen 18-Bit Digital-Analog-Wandler. Die Anforderungen für den VCXO sind ein Bereich von 20 MHz ± 25 ppm und eine Empfindlichkeit von 10 ppm/Volt. Die endgültige Rastung sollte eine Genauigkeit von 1/100 eines Samples mit einem Phasenjitter kleiner als 0,5 ns aufweisen.
Der Rahmentakt beträgt 1/(2048 + 128) des Abtasttakts und steuert den Start des Empfangens und Sendens von Rahmen. Der Rahmentakt, welcher sowohl zum Senden als auch zum Empfangen verwendet wird, unterscheidet sich der Phase nach sowohl auf der NU- als auch auf der NT-Seite.
Der Rahmentakt zum Senden auf der NT-Seite ist der Master und steuert den Start der Signalisierintervalle, wie aus 7 hervorgeht.
Der Empfangsrahmentakt auf der NT-Seite wird von der Rahmenzeitgabeschätzungshardwarefunktion abgeleitet und steuert den Start der Rahmenabtastperiode, wie aus 7 hervorgeht.
Der Rahmentakt zum Senden auf der NT-Seite ist derselbe wie der Rahmentakt zum Empfangen, jedoch ist er ein TA-Sample "früher" in der Phase. TA ist ein Parameter, welcher während des Systemhochlaufs auf der NU-Seite gemessen wird und zur Kompensation der Stufenverzögerung auf dem Kupferdraht verwendet wird. Dies muß durchgeführt werden, um die Orthogonalität über dem Kupferdraht während der abgetasteten Perioden sowohl auf der aufwärtsgerichteten Verbindung als auch auf der abwärtsgerichteten Verbindung aufrechtzuerhalten. Der Rahmentakt zum Senden auf der NT-Seite steuert den Start der Signalisierintervalle, wie aus 7 hervorgeht.
Der Empfangsrahmentakt auf der NU-Seite wird eine Anzahl von Abtasttaktzyklen (TA) lang in Bezug auf den Rahmentakt für das Senden, nachdem die TA-Berechnung durchgeführt wurde, verzögert. Die Verzögerung vor der Berechnung von TA in der Hochlaufsequenz wird durch die Rahmenzeitgabeschätzungshardwarefunktion bestimmt, und der System-Controller kann auf den Wert zugreifen. Der Empfangsrahmentakt auf der NU-Seite steuert den Start der Rahmenabtastperiode, wie aus 7 hervorgeht.
Der BSI-Takt wird verwendet, um Parameteränderungen zwischen der Sende- und der Empfangsseite zu synchronisieren. Die Parameter können beispielsweise Bitbeladung, Energiebeladung oder Steuerkanalfrequenz sein. Die Parameter werden vom System-Controller auf beiden Seiten aktualisiert, ehe der BSI-Takt die Umschaltung auf die neue Einstellung anstößt.
Der BSI-Takt beträgt 1/8192 des Rahmentaktes. Der BSI-Takt in der aufwärtsgerichteten Verbindung wird um einen halben BSI-Taktzyklus in Bezug auf den BSI-Takt in der abwärtsgerichteten Verbindung verzögert.
Eine kurze pseudostatistische Sequenz auf dem Pilotkanal wird zur BSI-Synchronisierung zwischen der Sende- und der Empfangsseite verwendet.
Das zyklische Präfix ist eine Erweiterung der Rahmen, welche durch das FFT-Chip hinzugefügt werden. Um die Orthogonalität während der gesamten Signalisierperiode aufrecht zu erhalten, werden die letzten 128 Samples des Rahmens kopiert und vor den eigentlichen Rahmen gestellt. Diese Anordnung bewältigt Probleme im Zusammenhang mit Intersymbolstörungen, welche durch Zeitstreuung verursacht werden.
Es ist wichtig, daß sich der Teil der Signalisierperiode, welcher nur auf der Empfangsseite abgetastet wurde, mit einer Signalisierperiode in der anderen Richtung entlang dem gesamten Kupferdraht überlappt. TA wird verwendet, um diese Überlappungsperiode zu optimieren. Die maximale Kabellänge wird durch TA = 128 Samples = 6,4 μs Stufenverzögerung begrenzt. Dies entspricht 1280 Metern (wenn die Stufenverzögerung 5 ns/m beträgt).
Die analoge Schnittstelle verbindet den empfangenen und gesendeten digitalen Datenstrom am C1-Chip mit der Fernsprechleitung. Es existieren auch Verbindungen mit dem T1-Chip und dem System-Controller für Steuerzwecke.
Die analoge Schnittstelle wird in 8 abgebildet. Die Leitung ist an einen Hybrid-Transformator angeschlossen, welcher ebenfalls mit dem POTS verbunden ist. Auf der Empfangsseite des Hybrids wird das kommende Signal über ein Tiefpassfilter und einen programmierbaren Verstärkungsdämpfer an einen Analog-Digital-Wandler, ADC, und von dort an den C1-Chip weitergegeben. Auf der Sendeseite des Hybrids wird das gehende digitale Signal durch einen Digital-Analog-Wandler, DAC, in analoge Form umgewandelt und von dort über ein Tiefpassfilter LP an den Hybrid-Transformator weitergegeben. Ein spannungsgesteuerter Quarzoszillator, welcher sowohl ADC als auch DAC ansteuert, ist mit dem Synchronisationsblock des T1-Chips verbunden.
Ein OFDM-Rahmen ist eine Summe aus sinusförmigen Trägern, die phasen- und amplitudenmoduliert sind und in der Frequenzdomäne in einem Mindesttrennungsabstand zwischen Trägern voneinander beabstandet sind. Die Annahme, daß die Symbole innerhalb des Rahmens gleich verteilt und nicht miteinander korreliert sind, ergibt ein Zeitdomänensignal mit einer annähernd normal verteilten momentanen Amplitude. Demnach besteht eine geringe Möglichkeit, daß Eingangsdaten kooperativ miteinander zusammenwirken können, um Impulse mit sehr großen Spitzenpegeln zu erzeugen. Allerdings muß die maximale Amplitude auf eine niedrigere Amplitude als jene begrenzt werden, so daß eine ausreichende Zahl von Quantisierungspegeln im DAC vorliegen, um durchschnittliche Signale handzuhaben.
Auch wenn der DAC eine ausreichende Auflösung aufweist, um einen hohen Spitzenpegel im Sender zuzulassen, bestehen Einschränkungen auf der Empfängerseite (ADC). Allerdings sind die Auswirkungen auf der Empfängerseite eventuell nicht so schwerwiegend wie es den Anschein hat.
Ein kurzes Kabel weist eine geringere Dämpfung im hochfrequenten Bereich als ein langes Kabel auf, wie in 9 zu sehen ist. Das bedeutet, daß ein gelegentlicher Impuls im Empfänger als kaum durch die Kabeleigenschaften modifiziert erscheinen kann. Somit ist im Empfänger ein verhältnismäßig großer dynamischer Bereich erforderlich. Allerdings kann dies ohne weiteres erreicht werden, da beinahe gleichförmige Dämpfungen keinen großen dynamischen Bereich erfordern. Der ADC muß den Bereich, der in 9 durch die fette durchgezogene Pfeillinie angezeigt wird, abdecken.
Die größere Hochfrequenzdämpfung langer Kabel setzt jedoch einen großen dynamischen Bereich voraus. Die Hochfrequenzdämpfung bedeutet auch, daß mehrere große Spitzen vom Sender erforderlich wären, um hohe Amplituden im Empfänger aufzubauen, wobei das Eintreten dieses Falls am ADC-Eingang noch weniger wahrscheinlich ist als einzelne Spitzen. Daher kann der Headroom verringert werden, und der ADC sollte den Bereich, welcher in 9 durch die fette gestrichelte Pfeillinie angezeigt wird, abdecken.
Zusammenfassend kann die Leistung durch sorgfältiges Einstellen des Signalpegels am Empfänger-ADC in Abhängigkeit von der Kabellänge optimiert werden.
Der Splitter/Hybrid hat zwei Hauptaufgaben, und zwar:

– Fernsprechsignale (POTS) und VDSL-Signalfrequenzbänder zu splitten und zu kombinieren; und
– durch Abgleichen des Kabels zu verhindern, daß das übertragene Signal auf dem Empfänger auf derselben Einheit erscheint.

Da jede Übertragungsrichtung ihr eigenes Frequenzband aufweist, ist es möglich, beide Seiten für deren entsprechende Frequenzbänder zu optimieren, um die Gesamtleistung zu steigern.
Der Zweck des Tiefpassfilters hinsichtlich des Eingangssignals besteht darin, Aliasing-Effekte auf Interferenz oberhalb des verwendeten Frequenzbereichs zu reduzieren. Das Ausgangs-Tiefpassfilter reduziert die abgegebene Leistung im Stoppband. Diese Filter können ein Teil des Splitter/Hybrid-Moduls sein.
Der beste derzeit im Handel erhältliche ADC ist der Analog Devices AD9042, welcher ein Signal-Rausch-Verhältnis von ungefähr 66 dB aufweist. Es empfiehlt sich, entweder diesen ADC oder einen mit gleicher Leistungsfähigkeit zu verwenden.
Für die Zwecke dieser Beschreibung wird davon ausgegangen, daß ein DAC mit einer Auflösung von 14 Bit verwendet wird.
Die FFT- und IFFT-Algorithmen sind aus komplexen 1024-Punkt-FFTs mit Datenneuorganisation aufgebaut, um die Berechnung von zwei realen Sequenzen zur gleichen Zeit zu ermöglichen. Demnach weisen die FFT und die IFFT effektiv je 2048 Punkte auf. Die hardwaremäßige Realisierung beruht auf einem Radix-32-Kernel, welches das Resultat in drei Durchläufen berechnet, wie aus 10 hervorgeht.
Die Beziehung zwischen Signal-Rausch-Verhältnis und Auflösung im Algorithmus kann ausgedrückt werden als: SNR = 22b-v-1 wobei b = die Anzahl von Bits und v = 11 (Anzahl effektiver Radix-2-Dwchläufe). Das Lösen für b ergibt eine Auflösung von 17 Bit (basierend auf ADC SNR), da jedoch der ADC nicht die einzige Quelle von Analogsignalverschlechterung ist, sollte eine Auflösung von 16 Bit im Algorithmus ausreichen, um die Auflösung durch das gesamte System aufrechtzuerhalten.
Der VCXO generiert die Abtastfrequenz, welche im NT-Teil des Systems verwendet wird. Die Steuerspannung beruht auf Daten von der Synchronisationseinheit. Die Taktfrequenz muß äußerst stabil und an den NU-Referenztakt phasengerastet sein, um die Orthogonalität zwischen Symbolen zu wahren.
Um den dynamischen Bereich des ADC zur Gänze zu nutzen, muß ein programmierbarer Dämpfer vor dem ADC eingefügt werden. Der Dämpfungspegel ist in erster Linie eine Funktion der Kabellänge und kann durch den System-Controller aus dem Time-Advance-Wert bestimmt werden.
Die Dämpferauflösung und der Dämpferbereich sowie die Beziehung zwischen dem Time-Advance-Wert und dem Dämpfungspegel müssen bestimmt werden. Entzerr- und Varianzwerte können ebenfalls in den Berechnungen zu Gunsten eines verbesserten Ergebnisses verwendet werden.
In einem DMT-System ist eine überaus exakte Synchronisation zwischen dem Sender und dem Empfänger erforderlich, insbesondere, wenn Träger mit großen Konstellationen moduliert werden.
Auf der NU-Seite wird ein Festfrequenz-Quarzoszillator als Referenz zum Erzeugen des Abtasttaktes verwendet. Auf der NT-Seite wird ein Abtasttakt von einem VCXO (spannungsgesteuerten Quarzoszillator) erzeugt, welcher mit dem Oszillator auf der NU-Seite phasengerastet ist. Der VCXO wird anfänglich durch die Rahmenzeitgabeschätzung gesteuert. Die Auflösung der Rahmenzeitgabeschätzung ist allerdings bei der vorliegenden Anwendung nicht ausreichend. Daher wird nach einer Einrastsequenz ein dedizierter Pilotträger verwendet, um eine überaus hohe Abtasttaktzeitgabegenauigkeit zu erzielen.
Auf Grund der langen Symboldauer in einem DMT-System können die Intersymbolstörungen, welche durch die Kanalzeitstreuung verursacht werden, durch Verwendung eines Schutzintervalls als Präfix für jeden Rahmen in der Zeitdomäne beseitigt werden. Um die Orthogonalität der Rahmen aufrechtzuerhalten, ist der Inhalt jedes Präfixes eine Kopie des letzten Teils des folgenden Rahmens, wodurch die Rahmen zum Teil zyklisch erscheinen.
Das zum Schätzen der Rahmenzeitgabe verwendete Synchronisationsverfahren bedient sich der hohen Korrelation, welche zwischen einem Präfix und dem entsprechenden Teil eines Rahmens besteht. Durch kontinuierliches Korrelieren von Samples des empfangenen Signals, welche zeitlich durch die (bekannte) Rahmenlänge getrennt sind, verursacht das Verstreichen eines Schutzintervalls eine Spitze in der Korrelationsschätzung. Daher werden diese Spitzen eine bekannte Zeitgabebeziehung zu den Rahmen aufweisen und können verwendet werden, um ein Rahmenstartsignal zu schaffen. Das Prinzip wird in 11 veranschaulicht.
Der Korrelator und der Spitzenzeitschätzer bedienen sich eines Systemtaktes, der von einem VCXO generiert wird. Dieser Takt wird durch die Gesamtanzahl von Samples in einem Signalisierintervall (ein zyklisches Präfix und ein Rahmen) dividiert, um ein Signal mit derselben Periode wie die Korrelationsspitzen zu erzeugen. Die Phasendifferenz (Rahmenzeitabweichung) zwischen diesen beiden Signalen wird als eine Eingabe zu einem Rückführungsregler verwendet, welcher die VCXO-Frequenz auf die korrekte Abtastfrequenz einstellt. Die Phase dieses Abtasttakts ist jedoch nicht genau genug, um in einem DMT-System verwendet zu werden. Daher wird die Rahmenzeitgabeschätzung in erster Linie für einen Einrastvorgang verwendet. Sie wird auch zum Überwachen der Rahmenzeitgabe verwendet, um größere Abweichungen zu erkennen, welche eine Neusynchronisation erforderlich machen.
Die Korrelation der empfangenen Daten wird kontinuierlich berechnet. Die Zeitdifferenz zwischen den beiden Signalen wird durch Verwendung einer digitalen Verzögerungsleitung von einer Rahmenlänge erreicht. Der Ausgang von der Verzögerungsleitung wird mit dem unverzögerten Signal multipliziert und über ein Intervall integriert (akkumuliert), welches gleich der Länge des zyklischen Präfixes ist. Der Ausgang des Integrators ist die Schätzung der Korrelierfunktion.
Da nur die Zeitgabeinformationen der Korrelierschätzung verwendet werden, wird ein vereinfachter Schätzer implementiert, unter Verwendung von lediglich des Vorzeichens der Eingangsdaten. Diese hardwaremäßige Implementierung weist verglichen mit der Verwendung der vollen Sample-Wortlänge eine stark reduzierte Komplexität auf.
Computersimulationen haben gezeigt, daß die Verwendung von synchroner Mittelung mehrerer Signalisierintervalle die Varianz der Rahmenzeitgabeschätzung reduziert. Infolge der reduzierten Datenwortlänge, die im Multiplikatorteil des Korrelators verwendet wird, ist es durchführbar, eine derartige Mittelungsfunktion direkt nach dem Multiplikator zu implementieren.
Ein Blockdiagramm, welches die Implementation des Korrelators zeigt, ist in 12 zu sehen. Das kommende Signal X(k) wird durch eine Verzögerung mit N = 1024, d. h. mit einem Rahmen, und zu einem Konjugator geführt. Die Ausgänge von der Verzögerung und dem Konjugator werden dann multipliziert, um ein Signal Y(k) zu erzeugen, welches zu einem Mittler geführt wird. Der Ausgang des Mittlers, Z(k), wird zu einem Subtrahierer geführt und dort wird Z(k), verzögert um L = 128, subtrahiert.
Dies ergibt das Signal W(k), welches zu einem Akkumulator geführt wird, der ein Ausgangssignal C(k) liefert.
Die Einzelheiten des Mittelungsteils des Korrelators werden in 13 dargestellt. Der Mittler umfaßt eine Reihe von Verzögerungselementen, die mit Addierern kombiniert sind, wie zu ersehen ist. Das Ausgangssignal kann ausgedrückt werden als:
wobei Y(k) das Eingangssignal und Z(k) das Ausgangssignal ist.
Um das Mitteln mit der Rahmenstruktur des Signals synchron zu machen, sind die Verzögerungen gleich dem Signalisierintervall.
Ein Detektor zum Finden der Position der maximalen Größe der Korrelationsfunktionsschätzung wird in 14 dargestellt. Er ist durch Verwendung eines Registers (#1) für den aktuellsten Maximalwert und eines Komparators implementiert. Der Registerinhalt und die Korrelationsgröße werden verglichen, und jedes Mal, wenn ein Wert angetroffen wird, der größer als der Registerinhalt ist, wird der neue Wert im Register gespeichert. Der aktuelle Wert eines Zählers, welcher Abtastintervalle (modulo das Signalisierintervall) zählt, wird ebenfalls in ein zweites Register (#2) eingespeist. Wenn ein ganzes Signalisierintervall verstrichen ist, wird dieses zweite Register einen Index auf dem Maximalwert enthalten, der während dieses Intervalls angetroffen wurde. Dieser Index wird in einem dritten Register (#3) einmal je Signalisierintervall gespeichert, und der Inhalt des ersten Register (#1) wird durch Zwei dividiert (mittels Schieben).
Der im Register #3 gespeicherte Index wird als die Abweichung zwischen dem Zählerwert und der tatsächlichen Zeitgabe der Eingangssignalrahmen ausgelegt. Der Rückführungsregler wird das Mittel dieser Abweichung gegen Null konvergieren lassen. Der Zählerwert kann dann als ein Zeiger in das Signalisierintervall verwendet werden. Der Rahmenzeitgabetakt wird durch Verwendung dieses Zählerwerts, um den Rahmenbeginn anzuzeigen, generiert.
Die Schätzung der Pilotträgerfrequenzdomänen-Komplexdarstellung wird anhand der FFT-Einheit, die im System verfügbar ist, durchgeführt. Der Vorteil der Verwendung dieses Verfahrens ist, daß die Schätzung von der schwankenden Modulation der anderen Träger unabhängig ist. Dies ist auf die inhärente Orthogonalität zwischen den Trägern zurückzuführen. Um eine Schätzung mit annehmbar niedriger Varianz zu erreichen, ist etwas Mitteln erforderlich. Dies wird durch die Verwendung digitaler IIR-Filter erster Ordnung realisiert.
Bedauerlicherweise wird die Schätzung als eine komplexe Zahl in rechteckigen Koordinaten dargestellt, so daß das Argument nicht direkt verfügbar ist. In der Rückführungsschleife ist es erforderlich, äußerst kleine Argumentabweichungen zu erfassen. Daher muß die Auflösung des Arguments hoch sein.
Der Rückführungsregler wird bewirken, daß das Pilotträgerargument gegen Null konvergiert. Eine Näherung des Arguments, welche nur in einem kleinen Bereich rund um Null linear ist, ist dann ausreichend, um eine akzeptable Leistung zu erzielen. Eine zweckmäßige Näherung, die in beinahe allen vier Quadranten monoton und auch einfach in digitaler Logik zu implementieren ist, wird durch den Ausdruck
beschrieben, wobei C die komplexe Pilotträgerschätzung, M eine positive Skalierkonstante und K eine positive Konstante, welche die Form der Funktion beeinflußt, ist (hier wird K = 2 verwendet).
Der Kanal verleiht dem Pilotträger eine Phasenverschiebung, welche eine Fehlabgleichung zwischen der Eingangssignalrahmenzeitgabe und dem Pilotargumentnullpunkt verursachen könnte. Um dieses Problem zu beheben, wird die Pilotträgerschätzung auch durch den Frequenzdomänenentzerrer geführt. Der Entzerrer-Parameter für diesen Träger wird während der Hochfahrsequenz eingestellt, wenn die Rahmenzeitgabeschätzung auf ihren endgültigen Wert konvergiert ist.
Die Wahl des Pilotträgers wird festeingestellt, wobei jedoch auch Logik zum Wählen anderer Träger als Pilot vorgesehen werden kann.
Die Rückführungsschleife weist in Wirklichkeit zwei Regler auf, jeder mit seinem eigenen Eingangssignal. Die beiden Reglerausgänge werden addiert und über einen D-A-Wandler zum VCXO geführt, welcher den Abtasttakt erzeugt. Beide Regler sind vom PI-Typ (proportional und integrierend).
15 bietet eine Übersicht über die Signalwege. Die empfangenen Zeitdomänendaten werden durch den Korrelator und Spitzenpositionsschätzer geführt, um den Rahmentakt zu liefern. Der komplexe Frequenzdomänenpilotträger, der vom Entzerrer abgeleitet wird, wird zu einem Pilotargumentschätzer geführt, dessen Ausgang zu Rückführungsreglern weitergeleitet wird, welche ebenso einen Ausgang vom Spitzenschätzer erhalten. Der Ausgang von den Rückführungsreglern wird dann zu einem Digital-Analog-Wandler weitergeführt, um ein Signal zu liefern, welches verwendet wird, um den VCXO zu steuern.
Während der Hochfahrsequenz ist nur der Rahmenzeitgaberegler aktiv. Wenn sich die Rahmenzeitgabe stabilisiert hat, wird der Entzerrungsparameter für den Pilotträger berechnet und eingestellt (vom SC). Dies wird nur ein Mal durchgeführt, und weiteres Aktualisieren dieses Parameters wird blockiert. Nach dieser Änderung des Entzerrungsparameters wird dem Mittler für die Argumentschätzung ausreichende Einschwingzeit gegeben. Schließlich wird der Rahmenzeitgaberegler angehalten und der Pilotargumentregler aktiviert. Wenn der Rahmenzeitgaberegler angehalten wird, wird sein letzter Ausgangswert verriegelt, so daß die VCXO-Frequenz in der Nähe seines Endwertes bleibt.
Der Pilotträger wird auch für die Übertragung der Basissynchronisationsintervall(BSI)-Zeitgabeinformationen verwendet. Das Trägerargument sollte normalerweise konstant sein. Ein kurzes Muster wird auf den Träger BPSK-moduliert, durch Verwendung der Phasen 0 und π und wobei der Träger während des Rests des BSI-Intervalls auf Phase 0 gelassen wird. Wenn dieses Muster nur ein kleiner Bruchteil (< 1%) des BSI-Intervalls ist, ist die Störung der Pilotträgerargumentschätzung vernachlässigbar gering. Ein Korrelator wird zum Erfassen des Musters und zum Geben des Zeitgabesignals für BSI verwendet.
Der System-Controller (SC) muß aus Gründen der Erkennung von Synchronisationsverriegelungen und der Überwachung über Lesezugriff auf Register verfügen, welche die Rahmenzeitabweichungsschätzung und die Pilotargumentnäherung enthalten.
Um die anfängliche Entzerrung des Pilotträgers durchzuführen, ist es erforderlich, daß der SC die komplexe Darstellung des gemittelten Pilotträgers liest und in den Entzerrungsparameterspeicher schreibt.
Ein Versatz-Register zum Bestimmen der relativen Zeitgabe zwischen den Eingangsdatenrahmen und dem Rahmenstartsignal ist erforderlich und muß vom SC geschrieben werden können. Dies wird auf der NT-Seite verwendet.
Die erfassten BSI-Ereignis-Signale für sowohl Senden als auch Empfangen sollten als Interrupt-Eingänge mit dem SC verbunden sein.
Alternativ dazu kann der Pilotträger mittels eines Bandpassfilters aus dem Zeitdomänensignal wiedergewonnen werden und direkt für die Phasenrastung eines Abtasttakt-Oszillators verwendet werden. Das hier beschriebene Frequenzdomänenverfahren weist den Vorteil auf, daß die Pilotträgerschätzung auf Grund der Orthogonalität von der Modulation der anderen Träger unabhängig ist. Ein anderes Rahmensynchronisationsverfahren wäre davon abhängig, ein bekanntes Muster in manchen Rahmen einzubinden. Dies würde die Systemkapazität verringern.
Die Längen des Rahmens und des zyklischen Präfixes sind bei der in diesem Dokument beschriebenen Ausführungsform festeingestellt. Das Verfahren, welches oben beschrieben wurde, ist ausgebildet, um in einer Rückführungsschleife mit einem VCXO zu funktionieren. In einer Einheit, die einen Oszillator mit einem festen Abtasttakt verwendet, muß die Konstruktion des Rahmenzeitgabeschätzers geringfügig modifiziert werden. Es ist wichtig, daß der VCXO ein äußerst geringes Phasenrauschen aufweist, da die Rückführungsschleife zu langsam ist, um eine derartige Störung zu kompensieren.
Ein diskretes Mehrträger(DMT)-System moduliert N komplexe Datensymbole auf N Träger (hier verwenden wir N = 1024 Träger). Diese Umsetzung wird durch Verwendung der Fast-Fourier-Rücktransformation (IFFT) als diskrete Fourier-Rücktransformation berechnet. Im Empfänger werden die N Träger durch eine FFT demoduliert.
Beim in diesem Dokument beschriebenen Modem werden die FFT und die IFFT durch dieselbe Einheit ausgeführt, unter Verwendung derselben Radix 16- oder 32-Core in verschiedenen Phasen. Dieser Vorgang wird in 16 schematisch dargestellt.
Die Hauptoperation ist in Rahmen mit der Länge 2048 realer oder 1024 komplexer Werte unterteilt. Für jeden Rahmen führt diese Einheit eine FFT, IFFT, Skalierung, Deskalierung und die Hinzufügung des zyklischen Präfixes durch.
Die FFT und die IFFT berechnen 2048-Punkt-Real-FFTs und agieren mit einem Minimum an 16-Bit-Arithmetik.
Für die Netzabschlußseite (NT) gibt es eine Anforderung hinsichtlich der Synchronisation zwischen dem Eingangsrahmenbeginn und dem IFFT-Ausgangsbeginn (eine Synchronisation zwischen den netzaufwärtigen und den netzabwärtigen Trägern).
Der Sender sollte in der Lage sein, mit dem Aussenden eines Rahmens zu beginnen, ehe er einen Rahmen zu empfangen beginnt, der sogenannte Time-Advance.
Eine Skalierung sollte vor der IFFT vorgesehen werden. Diese Skalierung ist eine Multiplikation zwischen den Realkoeffizienten, die in dieser Einheit gespeichert sind, und den Eingangswerten vom Symbolumsetzer (SM). Die Koeffizienten umfassen je 16 Bits.
Der Koeffizientenspeicher besteht aus zwei Bänken von gleicher Größe (16 × 1024 Bits). Eine Bank steht in Verwendung, während die andere aktualisiert wird. Umschalten wird durch einen PCI-Befehl freigegeben und beim nächsten BSI ausgeführt.
Nach der FFT sollte eine Rückskalierung durchgeführt werden, ehe die Daten für die Entzerrung und die Symbolerkennung übertragen werden. Diese Rückskalierung ist eine Multiplikation mit dem Umkehrwert der Skalierwerte. Die Koeffizienten werden durch 16 Bits dargestellt.
Ein Exponent (welcher zu einer Bereichsverschiebung führt) von 4 Bits könnte ebenfalls erforderlich sein, um diese Präzision zu erhalten.
Der Koeffizientenspeicher besteht aus zwei Bänken von gleicher Größe ((16 + 4) × 1024 Bits). Eine Bank steht in Verwendung, während die andere aktualisiert wird. Umschalten wird durch einen PCI-Befehl freigegeben und wird beim nächsten BSI ausgeführt.
Am Beginn jedes Rahmens wird ein zyklisches Präfix hinzugefügt. Dieser Vorgang ist in 17 schematisch dargestellt. Das Einfügen eines zyklischen Präfixes vermeidet Intersymbolstörungen (ISI) und erhält die Orthogonalität zwischen den Tönen, was zu einer einfachen Eingangs-Ausgangs-Beziehung füht, welche es ermöglicht, jeden Träger als eigenen Kanal zu betrachten. Dieses zyklische Präfix besteht aus einer Wiederholung des letzten Teils des Rahmens.
Vorausgesetzt, daß Time-Advance verwendet wird und die maximale Kabellänge 1300 m ausmacht, ist ein zyklisches Präfix aus 128 Samples erforderlich. Demnach sollte der Ausgang für jeden Rahmen das Sample:
1920, 1921, ..., 2046, 2047, 0, 1, 2, ..., 2046, 2047
sein.
Für jede der oben genannten Komponenten gibt es eine FIFO, um die Außenwelt mit den FFT/IFFT-Eingangs- und -Ausgangsspeichern zu verbinden. Insgesamt sind demnach 4 FIFOs vorhanden.
Es empfiehlt sich, daß die FIFOs, welche die analoge Seite anbinden, eine Größe von 384 Wörtern (16 Bits) aufweisen, und die FIFOs, welche den T1-Chip anbinden, eine Größe von 448 Wörtern (32 Bits) aufweisen.
Ein anderes DMT-Verfahren, welches sich keiner Fourier-Transformationen bedient, ist die diskrete Wavelet-Mehrträger-Transformation (DWMT). Dieses Verfahren wurde dem ADSL-Normungsausschuß vorgeschlagen, welcher es abwies.
Die Genauigkeit, welche bei diesem Verfahren erforderlich ist, hängt vom erforderlichen dynamischen Bereich ab, welcher seinerseits durch die analogen Komponenten (insb. DAC) bestimmt wird. Die FIFO-Größe hängt von Taktgeschwindigkeitsunterschieden und dem Ausmaß an verwendetem Time-Advance ab. Die Verwendung von Abkappen ist ein Kompromiß zwischen Dynamikbereich (Quantisierungsrauschen) und Abkapp-Rauschen.
Die Kanalschätzung wird anhand eines entscheidungsgelenkten Verfahrens durchgeführt, da alle Datenrahmen dann zum Aktualisieren des Kanalmodells verwendet werden. Bekannte Datenrahmen sind nur beim Hochfahren erforderlich. In bestimmten Bedingungen kann die Interferenz auf dem Kanal durch Verwendung aller Datenrahmen geschätzt werden. Dies ist für die Früherkennung von Änderungen der Kanalübertragungsqualität von Bedeutung.
Das Grundprinzip für entscheidungsgelenkte Schätzung ist, daß Unterschiede zwischen empfangenen Daten und bekannten gesendeten Daten zum Aktualisieren eines Kanalmodells verwendet werden. An einem bestimmten Punkt dieses Verfahrens ist das Kanalmodell genau genug, um zum Entzerren der empfangenen Daten verwendet zu werden, und der Detektor wird korrekte Daten erzeugen. Diese Ausgangsdaten können dann auf dieselbe Weise wie die bekannten Daten zum weiteren Aktualisieren des Kanalmodells verwendet werden. Daher sind die vordefinierten Datenrahmen nicht mehr erforderlich, und stattdessen werden Zufallsdaten verwendet, die durch den Kanal übertragen werden.
Durch die Verwendung von Daten, die nach dem Entzerrer genommen werden, als einen Eingang und Daten nach dem Detektor als den anderen Eingang kann ein adaptiver Aktualisierungsalgorithmus konstruiert werden. Er modifiziert die Entzerrungsparameter in kleinen Schritten in derartigen Richtungen, daß der Entzerrer zu einem Modell der Kanalumkehrung hin konvergiert. 18 zeigt ein Blockdiagramm eines derartigen Systems. Die Frequenzdomäneneingangsdaten gelangen in den Entzerrer und werden mit dem Ausgang einer Entzerrungsparameteraktualisierungseinheit, EQ, multipliziert. Das resultierende Signal, U, wird an einen Detektor (Quantisierer) weitergeleitet, dessen Ausgang Y ist. Y wird dann an einen Symboldecodierer weitergeleitet, welcher einen decodierten Datenbitstrom erzeugt. U und Y werden ebenfalls zu einem Eingang der Entzerrungsparameteraktualisierungseinheit und zu einem Varianzschätzer geführt. Der Ausgang des Varianzschätzers ist W.
Ein adaptiver Algorithmus zum Schätzen der Entzerrerparameter (EQ), welcher sich der entzerrten Daten (U) und der quantisierten Daten (Y) als Eingänge bedient, wird durch die folgende Gleichung beschrieben:
wobei μ eine positive Konstante (μ « 1) ist, welche die Adaptionsdynamik beeinflußt. Ein kleinerer Wert ergibt eine langsamere Adaption als ein großer Wert, jedoch auch eine bessere Robustheit, wenn Störungen auf den Eingangssignalen vorliegen.
Aus Implementierungsgründen sollte die Division, welche in der Gleichung dargestellt wird, vermieden werden. Der Ausdruck μ/|U_k|² weist einen zu großen dynamischen Bereich auf, um durch eine Konstante ersetzt zu werden. Es ist jedoch möglich, diesen Ausdruck auf logarithmische Weise zu quantisieren, wie unten dargestellt wird:
Der Exponent des oben angeführten Ausdrucks kann durch Verwendung des Absolutwertes von Uk als Eingang eines binären Prioritätscodierers und Negieren des Ausgangs erzeugt werden. Da der Ausdruck eine ganzzahlige Potenz von Zwei ist, wird die Multiplikationsoperation im Algorithmus mittels eines Barrel-Shifter implementiert.
Die Varianz der Interferenz auf jedem der Träger wird anhand des Standardverfahrens des Integrierens der quadrierten Abweichungen von einem Mittelwert geschätzt. In diesem Fall wird jeder quantisierte Wert Y als Mittelwert für den Bereich von Datenwerten U verwendet, welche zu diesem Y quantisiert werden. Dieses Verfahren unterstellt, daß die Systemfehlerrate niedrig genug ist, damit jeder Datenwert dem richtigen Mittelwert zugeordnet ist. Allerdings wird, wenn geeignete Konstellationen für die verschiedenen Träger ausgewählt werden, diese Bedingung erfüllt.
18 zeigt den Varianzschätzer als Teil des Systems. Der für die Schätzung verwendete Algorithmus wird durch folgende Gleichung beschrieben: Wk+1 ≈ (1 – ε)·Wk + ε·|Yk – Uk|2
Die Integration wird hier durch ein exponentiell gewichtetes Mittelungsfilter ersetzt. Der Parameter ε ist eine kleine positive Konstante (ε « 1), welche die dynamischen Eigenschaften des Filters beeinflußt. Dies ist kein kritischer Parameter, und die Auswahl eines ε aus ganzzahligen Zweierpotenzen wird ausreichend sein.
Wenn ein Wert von ε ausgewählt wird, der eine gute Varianzschätzung ergibt, dann wird der Algorithmus nicht in der Lage sein, plötzliche Änderungen im Interferenzpegel zu erkennen. Daher ist eventuell ein eigener Algorithmus, welcher parallel mit dem Varianzschätzer funktioniert, für diese Aufgabe erforderlich.
Der System-Controller muß über sowohl Lese- als auch Schreibzugriff auf den Speicher verfügen, der die Entzerrungsparameter enthält. Eine Initialisierung der Parameter ist beim Hochlauf erforderlich. Eine Überwachung der Parameter ist ebenfalls erforderlich, um zu erkennen, wenn sie sich nahe genug an ihre Endwerte adaptiert haben.
Der Kanalvarianzspeicher muß für System-Controller-Lesevorgänge zur Verfügung stehen. Die Initialisierung dieses Speichers auf alle Nullen kann mit einem Systemreset verbunden sein.
Die Parameter, welche sich auf die Dynamik der Schätzer auswirken, müssen zum Schreiben vom System-Controller zugänglich sein.
Das in diesem Dokument beschriebene Verfahren geht von einer spezifischen Hochlaufsequenz, sowohl für den Kanal als auch für die Interferenzschätzung, aus.
Während der normalen Ausführung hängt es von einer geeigneten Auswahl der Bitbeladung, welche eine ausreichend niedrige Symbolfehlerrate ergibt, ab.
Es ist wichtig, daß die Entzerrungsparameter am Beginn der Hochlaufsequenz auf Eins initialisiert werden, da die Eingangsdaten zum Aktualisierungsalgorithmus durch den Entzerrer geführt werden. Der Aktualisierungsalgorithmus ist Skalenänderungen im Datenweg gegenüber empfindlich.
Jedwede Änderung des Skalierens im Sender muß im Empfänger kompensiert werden. Dies erfordert auch eine besondere Sorgfalt bei der Verwendung der Analogeingangsverstärkungsregelung im Empfänger.
Der Symbolumsetzer (Codierer) setzt eine Anzahl von Bits in eine komplexe Zahl(I, Q) um, welche indirekt die Phase und Amplitude eines Trägers bestimmt. Das Umsetzen aller Werte mit einer bestimmten Bitlänge wird als Konstellation bezeichnet und in 19 veranschaulicht. Die Erkennung ist die inverse Funktion, das heißt, von einem komplexen Wert, die Bestimmung des Wertes der Bits, die auf dem Träger übertragen werden. Die Anzahl von Bits, welche auf einem bestimmten Träger übertragen werden, wird durch den Bitladefaktor für jenen Träger bestimmt.
Die Konstruktion einer spezifischen Konstellation zielt darauf ab zu ermöglichen, daß jeder Punkt soweit wie möglich von allen anderen Punkten entfernt ist. Zur gleichen Zeit sollte die durchschnittliche Energie möglichst gering sein. Eine weitere Einschränkung ist, daß die Umsetz- und Erkennungseinheit möglichst einfach sein sollte. Die Entscheidung darüber, welche Konstellation verwendet werden soll, wird jedoch nicht nur die Symbolumsetzung- und -erkennungseinheiten sondern auch die Bitbeladung und eventuell den adaptiven Entzerrer beeinflussen.
Für einen bestimmten Träger wählt der Codierer einen ungeraden ganzzahligen Punkt (I, Q) aus der Quadratgitterkonstellation auf der Grundlage der b-Bits (v_b–1, v_b–2, ..., v₁, v₂) aus. Zur Vereinfachung der Beschreibung werden die b-Bits durch einen ganzzahligen Label gekennzeichnet, dessen binäre Darstellung (v_b–1, v_b–2, ..., v₁, v₂) ist. Beispielsweise sind für b = 2 die vier Konstellationspunkte mit den Labeln 0, 1, 2, 3 versehen, entsprechend (v₁, v₂) = (0,0), (0,1), (1,0) bzw. (1,1).
Für gerade Werte von b werden die ganzzahligen Werte I und Q des Konstellationspunktes (I, Q) folgendermaßen aus den b-Bits (v_b–1, v_b–2, ..., v₁, v₂) bestimmt. V in VI = (v_b–1, v_b–3, ..., v₁) und VQ = (v_b–2, v_b–4, ..., v₀) spalten. Dann den inversen Gray-Code auf VI und VQ anwenden. Das ergibt I und Q als I = 2Gray'(VI) + 1 und Q = 2Gray'(VQ) + 1.
19 zeigt, wie sich das binäre Muster von V in I und Q umsetzen läßt, wenn b = 6.
Ehe diese Werte zur IFFT übertragen werden, werden sie normiert, indem sie derart verschoben werden, daß die höchstwertigen Bits dieser Zahlen, die höchstwertigen Bits des Ausgangs (16–b/2 Schritte links) werden.
Für einen bestimmten Träger bedient sich der Decodierer eines Konstellationspunkts (I, Q), um die b-Bits (v_b–1, v_b–2, ..., v₁, v₂) zu bestimmen. Zur Vereinfachung der Beschreibung werden diese b-Bits durch einen ganzzahligen Label gekennzeichnet, dessen binäre Darstellung (v_b–1, v_b–2, ..., v₁, v₂) ist.
Es wird davon ausgegangen, daß die Werte von I und Q durch Sättigung auf den Bereich (X, Y) beschränkt sind. Um V zu bestimmen, werden die Werte I = (i₁₅, i₁₄, ...,i₁, i₀) und Q = (q₁₅, q₁₄ , ...,q₁, q₀) Gray-codiert und dann zu V kombiniert, wobei V = (gi₁₅, gq₁₅, gi₁₄, gq₁₄, ......), wobei die oberen b-Bits gültig sind.
Die Anzahl von Bits, welche jeder Träger trägt, hängt von deren jeweiligen Signal-Rausch-Verhältnissen (SNR) ab. Das Signal-Rausch-Verhältnis wird für jeden Träger im Empfänger berechnet. Aufbauend auf den Signal-Rausch-Verhältnissen werden Bitladefaktoren für jeden Träger berechnet. Somit wird die Anzahl von Bits, welche jeder Träger je übertragenem Symbol zu tragen hat, bestimmt. Diese Bitladefaktoren werden in einer anfänglichen Schulungssitzung berechnet und können erforderlichenfalls aktualisiert werden. Das MUSIC-System bedient sich 2-dimensionaler Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) auf jedem Träger, wobei die Bitladefaktoren von 0 – 12 Bits schwanken.
Die Anzahl von Bits, die auf jedem Träger übertragen werden, kann ausgedrückt werden als:
wobei Γ, der SNR-Abstand, von der Modulation, von möglichem Codieren und einer Systemmarge abhängt, und L die Konstellationsausdehnung infolge der zum Codieren erforderlichen Zusatzbits ist. Die Verwendung von QAM-Konstellationen und einer Form des Codierens ergibt:
wobei P_S die gewünschte Symbolfehlerrate, γ_d die Verstärkung des Codierens im System, γ_margin die Systemmarge ist. Die Systemmarge ist ein Faktor, welcher verwendet wird, um nichtmodellierte Verluste, Impulsrauschen usw. zu kompensieren. Die Gleichung (1) ergibt Bitladefaktoren mit unbegrenzter Granularität. Die Bitladefaktoren werden gerundet, um die unterstützten Faktoren (0 – 12 Bits) zu ergeben.
Das Rundungsverfahren wird die Leistung des DMT-Systems reduzieren. Wenn zugelassen wird, daß die Energieverteilung schwankt, können Energieladefaktoren für jeden Träger berechnet werden. Dies macht es möglich, die Energie feineinzustellen, so daß (1) einen Bitladefaktor ergibt, welcher vom System unterstützt wird. Das Feineinstellen ergibt:
Dies kann allerdings zu überaus großen Unterschieden zwischen Trägerenergien führen. In einer Umgebung mit mehreren verschiedenen DMT-Systemen können eigenartige Effekte auftreten, wenn zugelassen wird, daß die verschiedenen Energien zu sehr schwanken. Das Fernnebensprechen (FEXT) wird in einer derartigen Umgebung stark schwanken, und manche DMT-Systeme bekommen eventuell die gesamte Kapazität des Kabels. Um diese Effekte zu verhindern, können nur kleine Änderungen der Trägerenergien zugelassen werden. Ein weiterer einschränkender Faktor ist die maximale Energie, welche auf jedem Träger zugelassen wird.
Die Eingangsdaten zum Bitladealgorithmus hängen vom gewählten Frequenzdomänenentzerrer ab. Wenn ein adaptiver DFE verwendet wird, wird das SNR angegeben durch: SNRi = Wi (4) wobei W_i die oben beschriebene geschätzte Interferenzvarianz ist.
Für jeden Träger werden ein Bitladefaktor und ein Energieladefaktor berechnet. Die Bitladefaktoren können mit 3 Bits dargestellt werden, um jedoch das System auch für ungerade Bitladefaktoren vorzubereiten, werden 4 Bits empfohlen. Für das Energieladen werden n Bits verwendet, um 2ⁿ-1 mögliche Faktoren zu ergeben.
Die Implementierung der Berechnungen von Bitlade- und Energieladefaktoren kann in vier Stufen realisiert werden, wie aus 20 hervorgeht. Um eine bestimmte Bitrate zu erreichen, kann ein erforderliches SNR berechnet werden, und die Systemmarge kann eingestellt werden, derart, daß die gewünschte Bitrate erreicht wird. Der Vorgang, welcher in 20 veranschaulicht wird, umfaßt die folgenden Schritte:

– Zunächst wird das SNR durch Anwendung von (4) berechnet.
– Als Zweites werden vier Vergleiche, und zwar einer für jedes der vier Bits, welche den Bitladefaktor darstellen, durchgeführt. Die Schwellen hängen von L und Γ ab und können vorberechnet werden. Der erste Vergleich bestimmt, ob der Bitladefaktor größer als 7 ist, wobei das Ergebnis dieses Vergleichs das erste der vier Bits steuert, welche den Bitladefaktor darstellen, und es auch die Schwelle für den nächsten Vergleich steuert. Auf ähnliche Weise steuert dieser Vergleich das zweite Bit und die Schwelle für den nächsten Vergleich. Nach den vier Vergleichen ist der Bitladefaktor endgültig.
- Der dritte Schritt besteht darin, den Skalierungsfaktor für die übertragene Energie zu berechnen, so daß der Kanal effizienter genutzt wird. Die Energie wird gemäß Gleichung (3) skaliert.
- Schließlich wird der Skalierungsfaktor auf n Bits quantisiert.

Es sollte festgehalten werden, daß, um ein System mit konstanter Energiebeladung zu implementieren, nur die ersten beiden Schritte erforderlich sind.
Die Energiebeladung und das Verschieben, welches zum Normieren beim Symbolumsetzen ausgeführt wird, bestimmen die Skalierungs- und Deskalierungsfaktoren, welche zum IFFT/FFT-Prozessor gesandt werden.
Die Aufgabe des Kanalcodierens ist es, die Bitfehlerrate zu verringern. Die Art von Codierung, die verwendet werden sollte, hängt von den Fehlermustereigenschaften ab. Zu den erwarteten Fehlerquellen gehören Zufallsrauschen (was Zufallsbitfehler induziert), Impulsrauschen (was Fehlerbüschel induziert) und Abkappen (was Fehlerbüschel induziert).
Fehler, die durch Impulsrauschen verursacht werden, beeinflussen in erster Linie ein oder zwei Bits je Träger. Die Wahrscheinlichkeit für einen Ein-Bit-Fehler auf einem Träger ist stets größer als die Wahrscheinlichkeit von 2-Bit-Fehlern, welche wiederum größer als die Wahrscheinlichkeit von 3-Bit-Fehlern ist usw. Das hängt von der Weise ab, auf welche die Bits in einem Symbol codiert sind (d. h. Gray-Codierung).
Die gesamte Codierung hängt von einer Synchronisation ab, um das Start-Bit für die Code-Wörter und/oder Verschachtelungsblöcke zu bestimmen. In einem System, beispielsweise dem MUSIC-Modem, ist einfaches "Dead Reckoning" ausreichend, da ein Verrutschen des Datenstroms nie ohne Verlust von Rahmensynchronisation oder Bitlade-Fehleinstellungen auftreten kann. Diese Fehler erfordern einen teilweisen oder kompletten Systemneustart.
Das Kanalcodieren umfaßt auch Verschachteln, um die Möglichkeit des Korrigierens von Büschelfehlern zu erhöhen.
Verschachteln sollte so tief wie möglich sein, um optimales Funktionieren zu erzielen. Der einschränkende Faktor hinsichtlich der Tiefe ist die Zeitverzögerung, welche in das System eingebracht wird.
Die Differenz zwischen Zeit- und Frequenzverschachtelung ist von geringer Bedeutung, da die Codier- und Verschachtelungsfunktion gegenüber Rahmengrenzen nicht empfindlich ist.
Reed-Solomon-Codes sind mit dem Nachteil behaftet, daß sie in erster Linie büschelfehlerkorrigierend über eine geringe Anzahl von Bits (für gewöhnlich acht), ein sogenanntes Symbol, sind. Büschelfehler aus Impulsrauschen bringt in den meisten Fällen einen Ein-Bit-Fehler in manche der Symbole ein. Um den Vorteil von Reed-Solomon-Codes zu nutzen, müssen die fehlernfälligsten Bits in einem oder einigen der Reed-Solomon-Symbole konzentriert werden.
Die Systemmarge selbst ist eine Art von Codierung, welche die Marge jedes Trägers als Redundanz des Symbols verwendet. Diese Redundanz je Symbol sollte in eine gemeinsame Redundanz umgewandelt werden, welche von einer größeren Anzahl von Symbolen verwendet werden kann, um Büschelfehler handzuhaben. Die höhere Codierrate, welche damit einhergeht, kann von einigen Arten von Faltungscode verwendet werden.
Die Verwendung eines Faltungscodes verbunden mit weichen Informationen ist daher die optimale Lösung für ein System mit den MUSIC-Kanaleigenschaften.
Der Faltungscode sollte mit Verschachteln kombiniert werden. Es ist möglich einen Reed-Solomon-Code höchster Ebene oder einen anderen Büschelfehlerkorrekturcode, z. B. Fire-Codes, zu verwenden, um die verbleibenden Bitfehler zu erkennen/korrigieren. Dies ist besonders zweckmäßig, da diese Fehler infolge des Decodierens des Faltungscodes in Büscheln auftreten.
Der System-Controller beruht auf einem Mikrocontroller oder Signalprozessor, welcher von Kapazitätsanforderungen abhängt. Für das MUSIC-System kann der Prozessor extern angeordnet werden. Eine PCI-Bus-Schnittstelle wird verwendet, um den System-Controller und die verschiedenen ASICs, aus welchen sich das Modem zusammensetzt, zu verbinden. Der Betrieb des System-Controllers ist in 21 schematisch dargestellt, welche die Zusammenwirkwege über einen PCI-Bus, zwischen dem System-Controller und dem FFT-Chip, dem Datenumsetz- und -erkennungschip und dem Codier- und Decodierchip darstellt. Vom System-Controller ausgeführte Funktionen sind:

– Handhaben von Steuerkanalsignalisieren;
– Berechnen von Bitlade- und Energieladefaktoren;
– Echtzeitaktualisierung von Systemparametern; und
– Systemüberwachung

Der System-Controller, der mit dem in diesem Dokument beschriebenen Modem verwendet wird, ist programmierbar, und es kann auf ihn über eine platinenintegrierte JTAG-Schnittstelle zugegriffen werden.
Wie aus 22 hervorgeht, funktionieren bei einer Modemverbindung, welche sich der in diesem Dokument beschriebenen Modems bedient, die beiden Datenwege unabhängig voneinander auf demselben physikalischen Kupferkabel, welches auf der Netzseite in der Netzeinheit (NU) und auf der Benutzerseite in der Netzabschlußeinrichtung (NT) endet. Sowohl der Sender Tx als auch der Empfänger Rx werden vom System-Controller gesteuert.
Nach dem Hochlauf berechnet und aktualisiert der System-Controller die Bitlade- und Energieladefaktoren. Diese Aktualisierung muß beginnend bei demselben Rahmen gleichzeitig auf der Sendeseite sowie der Empfangsseite erfolgen.
Die Berechnungen werden durchgeführt, und das Aktualisieren wird auf der Empfangsseite angestoßen. Der Steuerkanal wird in Kombination mit dem BSI-Takt verwendet, um die Synchronisation des Aktualisierens zu gewährleisten.
Der System-Controller überwacht auch das System. Anzeigen von Systemausfällen umfassen den Steuerkanal, welcher beginnt, Fehler anzuzeigen, oder den Empfang zu vieler Fehler von der Kanaldecodiereinheit. Der System-Controller kann einen Neustart auf unterschiedlichen Ebenen anstoßen; zum Beispiel kann er zum "Leerlaufmodus" zurückgehen oder einen vollständigen Hochlauf durchführen.
Der Steuerkanal ist ein ausgewählter Träger, welcher nur zum Signalisieren zwischen den beiden Modems verwendet wird. Die Konstellation auf dem Träger ist anfänglich 4 QAM, und die Datenrate ungefähr 16 kBit/s. Die Bitbeladung kann auf eine andere Konstellation geändert werden, um die Datenrate zu erhöhen.
Das Protokoll des Steuerkanals beruht zum Teil auf HDLC für die Bitübertragungsschicht. Das bedeutet, daß die Meldungen als eine Reihe von Oktetten unter Verwendung von "Synchronisationsbitmuster" und "Bit-Stopfen" gepackt werden. Eine 16-Bit "Rahmenprüfsequenz" gewährleistet, daß jede Meldung richtig empfangen wird.
"Synchronisationsbitmuster", "Bit-Stopfen" und "Rahmenprüfsequenz" werden in der Hardware auf dem Umsetz- und Erkennungschip gehandhabt. Der Inhalt der Meldungen wird vom System-Controller gehandhabt.
Die maximale Meldungslänge ist infolge der Größe der Puffer auf dem Umsetz- und Erkennungschip auf 64 Oktette begrenzt.
Übergeordnete Protokolle können zum Teil auf den CCITT Q.921-Empfehlungen beruhen.
Im MUSIC-Modem-SC werden mehrere verschiedene Vektoren verwaltet, welche schematisch in 23 dargestellt sind.
Für den Senderteil stehen der Bitlade- und der Energieskaliervektor zur Verfügung. Dementsprechend stehen auf der Empfängerseite der Bitlade-, der Deskalier- und der Entzerrungsvektor zur Verfügung.
Wie zuvor beschrieben wurde, liefert der Pilotträger eine Sender/Empfänger-Synchronisation durch Senden und Erkennen eines spezifischen Musters. Dieser Takt wird vom System verwendet, um Änderungen in den Sender- und Empfängervektoren zu synchronisieren.
Die Zeit zwischen den Pilotsynchronisationsmustern wird als Basissynchronisationsintervall (BSI) bezeichnet und durch die Systemansprechzeit bestimmt, wie aus 24 hervorgeht.
Dieses BSI ist hardwareabhängig. Seine Länge wird sich nicht verändern, da die Ansprechzeit stets gleich bleibt.
Wenn das System hochgefahren wurde und läuft, wird eine Synchronisation zwischen dem aufwärtsgerichteten Sender und Empfänger durch das Basissynchronisationsintervall – Uplink (BSI-U) und das Basissynchronisationsintervall – Downlink (BSI-D) bestehen, wie aus 25 hervorgeht. Diese BSI sind von exakt gleicher Länge, jedoch um die Hälfte des BSI-Intervalls verschoben.
Der SC an der NU oder der NT wird Interrupts für sowohl BSI-U als auch BSI-D empfangen.
Für die NU wird es ein Sende-BSI-D-Interrupt und ein Empfangs-BSI-U-Interrupt geben. Durch Verschieben des BSI-U um BSI/2 wird die SC-Last besser über die BSI-Periode verteilt.
Der Bitladevektor versorgt das System mit dem Modulationsmuster für jeden Träger. Dies ist ein Vektor, welcher zu genau derselben Zeit für die Sender- und die Empfängerseite gehalten und aktualisiert werden muß, um eine fehlerfreie Verbindung herzustellen. Durch Verwendung des BSI wird der Vektor synchron auf der Empfänger- und der Senderseite geändert.
Die Bitladefaktoren, Konstellationen, welche auf jedem Träger verwendet werden, werden von zwei Speichern zum Empfangen und zwei Speichern zum Senden auf dem Umsetz- und Erkennungschip gehandhabt. Jeder der vier Speicher enthält ein 4-Bit-Wort für jeden Träger (1024 × 4).
Der System-Controller zeigt auf den Speicher, welcher zum Senden verwendet wird, und auf den Speicher, welcher zum Empfangen verwendet wird, nach dem Beginn des nächsten BSI-Intervalls.
Der Bitladefaktor kann Werte zwischen 0 und 12 annehmen, wobei 0 einen nicht verwendeten Träger bezeichnet, 1–12 die Anzahl von Bits in der Konstellation bezeichnet (z. B. 2 für 4 QAM, 4 für 16 QAM, 10 für 1024 QAM).
Der Energievektor enthält Informationen darüber, wie die Träger energiebezogen skaliert/deskaliert werden. Hierbei handelt es sich um einen Vektor, welcher synchron aktualisiert werden muß, wobei er andernfalls eine verzerrte Kanalschätzung und Bitfehler erzeugen wird. Der Skaliervektor wird auch als eine Maske für unterdrückte Träger verwendet.
Das Skalieren der verschiedenen Träger auf der Senderseite wird durch einen Speicherbereich auf dem FFT-Chip gehandhabt. Der Speicher besteht aus einem 16-Bit-Wort für jeden Träger (1024 × 16). Diese Werte werden mit dem Vektor für jeden Träger in der Frequenzdomäne multipliziert (I und Q werden getrennt mit dem Wert multipliziert).
Der Speicher wird verdoppelt, um ein synchrones Aktualisieren sicherzustellen. Der System-Controller zeigt darauf, welcher der beiden Speicher vom Start des nächsten BSI-Intervalls verwendet wird.
Ein entsprechender Speicher (verdoppelt) wird auf der Empfangsseite implementiert, um die Träger vor der Symbolerkennung rückzuskalieren. Wenn diese Speicher einen komplexen Wert für jeden Träger (32 Bits/Träger) enthalten, wird nur der I-Wert zum Rückskalieren verwendet.
Die Skalier- und Rückskalierfaktoren weisen Werte zwischen 0,5 und 2,0 auf. Der Wert 0 wird zum Trägerunterdrücken verwenden.
Der Entzerrungsvektor wird verwendet, um den empfangenen Rahmen gemäß den Kanaleigenschaften zu entzerren. Dieser Vektor wird periodisch aktualisiert, unabhängig von der anderen Seite, da die Kanalschätzung vom Empfänger berechnet wird.
Je nach den spezifischen Übertragungseigenschaften eines Trägers, wird ihm einer der folgenden Modi zugewiesen:

– gewöhnlicher Träger – dieser Träger überträgt Daten entsprechend dem berechneten Bitladewert, und sie werden senderskaliert und empfängerdeskaliert;
– unterdrückter Träger – auf dieser Frequenz ist keine Energie zu übertragen, und der Skalierungsvektor wird daher auf Null gesetzt; oder
– schlechter Träger – das SNR ist zu niedrig, um jedwede Daten zu übertragen, und die Bitbeladung wird daher auf Null gesetzt.

Für Trägermodus 1 (CM1) funktioniert das System normal. Der Empfänger schätzt den Kanal kontinuierlich. Entzerrungsänderungen werden für jede neue Schätzung vorgenommen. Mittels der Eigenschaften berechnet der SC den optimalen Bitladefaktor. Dieser Wert wird unter Verwendung des CCH zum Sender übertragen, und es wird eine synchrone Änderung vorgenommen.
Für den Trägermodus 2 (CM2) wird der energieskalierte/-deskalierte Wert auf Null gesetzt, um jedwede Ausgangs/Eingangsenergie zu sperren. Der Bitladevektorwert wird ebenfalls auf Null gesetzt, um anzuzeigen, daß der Träger gesperrt ist. Für diesen Träger kann keine Kanalschätzung vorgenommen werden.
Für den Trägermodus 3 (CM3) hat der Empfänger eine Null für den Bitladefaktor berechnet. Auf der Senderseite bedeutet dies, daß keine Daten gesandt werden können und daß daher keine Kanalschätzung am Empfänger vorgenommen werden kann. Um dies zu vermeiden, wird der entsprechende Trägerwert vom Synchronisationsrahmen gesandt, welcher ermöglicht, daß die Kanalschätzung am Empfänger durchgeführt wird. Der Skalier/Deskalierwert kann verwendet werden, um die Ausgangsleistung zu senken. Die Trägermodi werden in Tabelle 4 zusammengefaßt.
Nun wird die Grundfunktionalität für die Systemhochlaufsequenz, d. h. Kalt- und Warmstart, besprochen.
Zunächst wird ins Auge gefaßt, dass das System an einem oder beiden Enden, NU und NT, ohne Strom ist. Dies findet statt, wenn Strom durch Stromausfall oder durch das Ausstecken der NT-Ausrüstung durch den Benutzer verloren geht. Die Haupterwägungen für den Hochlauf sind neben der Anschlussfunktion das Minimieren des Interferenzpegels für andere Modems, die auf benachbarten Kabeln laufen.
Die verschiedenen Rahmentypen, die vom System verwendet werden, werden unten besprochen.

1. Der Synchronisierrahmen wird zur Kanalschätzung verwendet. Dieser Rahmen enthält ein festes Modulationsmuster für jeden Träger, wodurch eine einfache Kanalschätzung ermöglicht wird. Durch Ermöglichen, daß das Modulationsmuster durch eine Zufallssequenz beschrieben wird, wird die Querkorrelation innerhalb des Rahmens niedrig gehalten, so daß die Rahmenkorrelation, welche zur Synchronisation verwendet wird, verbessert wird.
2. Datenrahmen 1 (DF1) trägt Zufallsdaten auf allen Trägern, abgesehen von vier vordefinierten Trägern, welche den Steuerkanal (CCH) parallel übertragen. Er wird beim Hochfahren verwendet, wenn der CCH-Träger unbestimmt ist und ermöglicht, daß der Empfänger den am wenigsten gestörten Träger auswählt, wodurch die CCH-Verbindung gesichert wird.
3. Datenrahmen 2 (DF2) trägt Zufallsdaten auf allen Trägern außer einem, welcher den Steuerkanal (CCH) trägt. Er wird verwendet, wenn der CCH-Träger bestimmt wurde und die Bitladefaktoren noch nicht eingestellt sind.
4. Datenrahmen 3 (DF3) trägt Daten und nutzt die Bitladefunktionalität, um die Bandbreite zu maximieren. Ein Träger ist stets dem Steuerkanal (CCH) gewidmet.

Das System bedient sich einer speziellen, in 26 gezeigten Rahmensequenz, beim Hochfahren und im Leerlaufmodus, welche als Hochlaufsequenz (SUS) bezeichnet wird.
Die SUS kann durch Verwendung der verschiedenen Datenrahmen, DF1 und DF2, zusammengesetzt werden, wobei diese dann dementsprechend als SUS 1 und SUS2 bezeichnet werden. In der SUS-Rahmensequenz werden die Synchronisierrahmen zur Kanalschätzung verwendet.
Nach dem Hochlauf werden die Synchronisierrahmen durch Datenrahmen ersetzt, wie in 27 dargestellt ist, und der Kanalschätzungsvorgang wechselt von der Verwendung von Synchronisierrahmen zur Verwendung des Datenrahmens. Der Datenrahmentyp für diese Sequenz ist DF3.
Beim Systemstart überträgt keine der Seiten des Modems, weder NU noch NT, irgendeine Energie über das Kupferpaar. Die Standardeinrichtung für jede Seite ist in diesem Zustand den Empfänger zu betreiben und den Sender abgeschaltet zu lassen.
Auf jeder Seite versucht der Empfänger, eine Rahmenkorrelation durchzuführen, um einen Rahmenstart zu erkennen. Diese Korrelation wird durch eine Schwellenfunktion geführt, wobei dem Empfänger eine deutliche Anzeige gegeben wird, wenn die andere Seite mit dem Senden beginnt. Es ist diese Anzeige, welche als Wecksignal dient.
Das Wecksignal wird nur von der NT-Seite verwendet. Wenn die Entscheidung hochzufahren auf der NU-Seite erfolgt, geht das System direkt zur unten beschriebenen "Aufbausequenz".
Für diesen Teil des Hochlaufvorgangs wird eine Zeitüberschreitung aktiviert, wenn ein Übergang zur "Aufbausequenz" nicht erkannt wird.
Die grundlegende Modemwecksignalisierung wird in 28 veranschaulicht. Anfangs suchen beide Modems nach Rahmenkorrelation. Ein Modem, auf der rechten Seite von 28, sendet ein Wecksignal in Form eines SUS 1. Das andere Modem erkennt Rahmenkorrelation und startet die Aufbausequenz, welche unten beschrieben wird.
Nach dem Weckzustand, stößt die Netzseite (NU) die "Aufbausequenz" an.
Nun wird die Aufbausequenz betrachtet. Diese Aufbausequenz beginnt, nachdem die Netzseite ein Wecksignal erkannt hat oder das Netz das Einrichten anstößt.
Der erste Schritt der Aufbausequenz wird in 29 dargestellt. In dieser Phase beginnt die NU, das SUS1-Muster zu senden. Die NU überträgt wiederholt eine Time-Advance(TA)-Einstellung, wobei TA = Null, Meldung auf dem CCH. Der Master-Takt im System ist nun der NU-Senderahmen- und Sample-Takt. Der Pilot wird kontinuierlich übertragen.
Die NT-Empfängerseite, welche nach Rahmenkorrelation sucht, erkennt Rahmen und kann den Rahmen- und Sample-Takt extrahieren. Nun beginnt sie die Kanalschätzung, welche bei der aktuellen Rate von Synchronisierrahmen eine genaue Schätzung binnen 300 ms berechnet. Anhand dieser Schätzung beginnt der Empfänger, die vorgegebenen CCH-Träger abzufragen, und nach dem Erhalt der Meldung wählt er diesen Träger für den CCH aus. Der NT-Sender beginnt nun mit TA = 0 für die lokale Zeitgabe und sendet das Quittierungssignal auf dem CCH-Träger für jede empfangene TA-Auswahlmeldung, wobei der empfangene TA-Wert wiederholt wird. Er verschiebt auch das gehende Pilot-Signal um BSI/2 vom kommenden Pilot-Signal, so daß die SC-Last über die Zeit verteilt wird. Wenn die NU die Rahmenkorrelation erkennt, erfolgt der Übergang zu Schritt 2 der Aufbausequenz.
Demnach beginnt Schritt 1 der Aufbausequenz damit, daß der Sender im Netzeinheitsmodem eine SUS1- und eine TA-Meldung mit TA = 0 in periodischen Zeitabständen sendet. Nach dem Erhalt derselben, führt der Empfänger den Endgerätemodems folgende Schritte durch:

– er führt die Rahmenkorrelation durch und holt den Rahmentakt;
– er beginnt die FFT-Verarbeitung;
– er gibt die Pilot-Decodierung frei;
– er holt das BSI;
– er gibt die Kanalschätzung frei;
– er wählt einen CCH aus; und
– er decodiert die TA-Auswahlmeldung.

Der Sender in der Abschlußeinrichtungseinheit überträgt dann ein Quittierungssignal, SUS1, eine TA = 0-Meldung und ein Pilot-Signal verschoben um BSI/2. Der Empfänger in der Netzeinheit wartet auf die Rahmenkorrelation.
Schritt 2 der Aufbausequenz, siehe 30, beginnt damit, daß die NU-Seite nun einen Time-Advance-Wert (TA) berechnet. Die CCH-Meldung wird auf den neuen, korrigierten TA-Wert geändert.
Wenn die NT-Seite den neuen TA-Wert empfängt, ändert sie die lokale Zeitgabe und fährt damit fort, die Quittierungsmeldung mit einem neuen TA-Wert für jede TA-Auswahlmeldung zu senden.
Auf dem NU-Empfänger geht der Rahmentakt verloren, da der NT-Sender den Rahmentakt ändert, und die Einheit bedarf der Korrelierung. Nachdem der Rahmentakt wiedergewonnen wurde, wird der CCH decodiert, und nach dem Erkennen des Quittierungssignals, welches den neuen TA-Wert enthält, beendet das System die TA-Meldung und geht zum dritten Schritt der Aufbausequenz.
Demnach beginnt Schritt 2 der Aufbausequenz damit, daß der Sender in der Netzeinheit, NU, eine TA-Meldung, welche die richtige TA, z. B. X, enthält, gemeinsam mit einem SUS 1 als Reaktion auf die SUS1- und TA = 0-Meldung, die vom Abschlußeinrichtungssender gesendet wurde, sendet. Die Abschlußeinrichtungseinheit, NT:

– empfängt die neue TA-Meldung;
– korrigiert den gehenden Rahmentakt; und
– sendet eine Quittierung SUS 1 und TA = X.

Die Netzeinheit, NU:

– führt Rahmenkorrelation durch;
– holt den Rahmentakt;
– beginnt die FFT-Verarbeitung;
– aktiviert die Pilotdecodierung;
– holt das BIS;
– aktiviert die Kanalschätzung;
– wählt einen CCH aus; und
– decodiert die Meldung.

Die letzte Aufbausequenz, Schritt 3, siehe 31, handhabt die CCH-Auswahl für die aufwärtsgerichtete und die abwärtsgerichtete Verbindung. Für die aufwärtsgerichtete Verbindung hat der NU-Empfänger den geeignetsten Träger ausgewählt und sendet eine CCH-Meldung, welche diese Auswahl enthält, zur NT-Seite. Die Meldung wird wiederholt gesendet, bis sie eine Quittierung erhält.
Auf der NT-Seite decodiert der Empfänger die CCH-Meldung und beendet das SUS 1 und überträgt ein SUS2, d. h. er beendet die parallele CCH-Übertragung und überträgt nur den CCH auf dem gewählten Träger.
Der CCH-Träger für die aufwärtsgerichtete Verbindung wurde nun konfiguriert. Für die abwärtsgerichtete Verbindung werden parallel dazu dieselben Schritte durchgeführt, angestoßen durch die NT-Seite nach Empfang der ersten CCH-Auswahlmeldung von NU.
Demnach führt die Netzeinheit in Schritt 3 folgende Aufgaben aus:

- sie überträgt den ausgewählten CCH für die aufwärtsgerichtete Verbindung;
– sie wartet auf eine Quittierung; und
– sie beendet die CCH-Meldung.

Die Abschlußeinrichtungseinheit:

– empfängt die CCH-Auswahl für die aufwärtsgerichtete Verbindung;
– beendet SUS 1;
– startet SUS2; und
– quittiert jede CCH-Auswahl.

Die Netzeinheit:

– empfängt daraufhin die CCH-Auswahl für die abwärtsgerichtete Verbindung;
– beendet SUS 1;
– startet SUS2; und
– quittiert jede CCH-Auswahl.

Die Abschlußeinrichtungseinheit:

– sendet den ausgewählten CCH für die abwärtsgerichtete Verbindung;
– wartet auf eine Quittierung; und
– beendet die CCH-Meldung.

Wenn diese Schritte durchgeführt wurden, ist das Modem in einen Leerlaufzustand gelangt und sendet SUS2. Durch Verwendung des CCH können nun die Bitladefaktoren entsprechend den Kanaleigenschaften geändert werden, und die DAS-Übertragung beginnt.
Das VDSL-Modem kann verschiedene Netzelemente anbinden, je nach dem physikalischen Standort des Modems, d. h. am Zugangsknotenstandort oder am Kundenstandort. Am Kundenstandort kann das VDSL-Modem an ein aktives Netzabschlußeinrichtungsgerät angebunden werden. Am Zugangsknoten kann das VDSL-Modem an eine zugangsspezifische Schnittstelle angebunden werden, wie aus 32 hervorgeht, welche eine logische Ansicht der Netzelemente zeigt, welche an das VDSL-Modem angebunden werden.
Das VDSL-Modem kann physikalisch mit dem Netzabschlußeinrichtungsgerät integriert werden, und das VDSL-Modem am Zugangsknoten kann physikalisch im Schrank angeordnet sein, in welchem der Zugangsknoten angeordnet ist.
Die NT (Schnittstelle A1) und der Zugangsknoten (Schnittstelle A2) erfordern ein Schicht-l-Rahmenformat vom VDSL-Modem. In den Schicht-l-Rahmen sind neben dem Rahmenkopf und den Nutzinformationen eine Reihe von Informationsfeldern für Verwaltungs- und Steuerungsinformationen integriert. Diese Verwaltungs- und Steuerungsfelder umfassen verschiedene Warnmeldeanzeigen, beispielsweise SDH-Warnmeldungen, z. B. AIS (gültig nur dann, wenn SDH direkt bis zum Kundenstandort geführt wird) Bitfehlerratenmessungen zur Leistungsüberwachung, Anzeigen, ob die Synchronisation schlecht ist oder verloren ging, Gerätehandhabungsalarme für Stromausfall und Übertemperatur usw. Die Verwaltungsfelder umfassen auch die Aktivierung für verschiedene Schleifenprüfungen auf dem Modem für Betriebs- und Wartungszwecke.
TABELLE 1 Systemparameter für das Gesamtsystem
TABELLE 2 Systemparameter für den Sender
TABELLE 3 Systemparameter für den Empfänger
TABELLE 4 Trägermodi

Claims

Kanalabschätz- und Ausgleichssystem zur Verwendung in einem Mehrträgersystem, zum adaptiven Aktualisieren von Frequenzdomänen-Ausgleichsparametern für ein inverses Kanalmodell, wobei Modifiziermittel vorgesehen sind zum Modifizieren der Ausgleichsparameter in kleinen Schritten derart, daß eine Ausgleichseinrichtung auf dem inversen Kanalmodell konvergiert, dadurch gekennzeichnet , daß ein Ausgangssignal U von der Ausgleichseinrichtung zu einer Detektor/Quantisiereinrichtung geschaltet ist, ein Ausgangssignal Y von der Detektor/Quantisiereinrichtung zusammen mit dem Signal U zu einem ersten Eingang der Modifiziereinrichtung geschaltet ist, und ein Ausgangssignal EQ von der Modifiziereinrichtung zu der Ausgleichseinrichtung geschaltet ist.
Kanalabschätz- und Ausgleichssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal Y zu einer Symboldekodiereinrichtung geschaltet ist, die zum Erzeugen eines dekodierten Datenstroms angepaßt ist.
Kanalabschätz- und Ausgleichssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Modifiziereinrichtung betrieblich mit einer Varianz-Abschätzeinrichtung verbunden ist, die dazu eingerichtet ist, ein Signal W zu erzeugen, das eine Varianz der Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems anzeigt.
Kanalabschätz- und Ausgleichssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet , daß die Modifiziereinrichtung nach einem Algorithmus arbeitet, der definiert ist durch
wobei μ eine positive Konstante μ « 1 ist, um aufeinanderfolgende Werte der Ausgleichsparameter zu bestimmen.
Kanalabschätz- und Ausgleichssystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß der Ausdruck μ/|U_k|² in dem Algorithmus ersetzt ist durch
Kanalabschätz- und Ausgleichssytem nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen binären Prioritätskodierer, der einen Inverter an seinem Ausgang hat und an einem Eingang einen Absolutwert von Uk empfängt zum Erzeugen von – integer(2.log2|Uk|) + integer(log2μ)
Kanalabschätz- und Ausgleichssystem nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch einen Trommelverschieber zum Durchführen von multiplikativen Operationen in dem Algorithmus.
Kanalabschätz- und Ausgleichssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet , daß die Varianz-Abschätzmittel dazu eingerichtet sind, ein Verfahren des Integrierens von quadrierten Abweichungen von einem Mittelwert durchzuführen, wobei jeder quantisierte Wert Y als Mittelwert für einen Bereich von Datenwerten U, die zu Y quantisiert werden, verwendet wird, zum Abschätzen eines Wertes für die Varianz der Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems.
Kanalabschätz- und Ausgleichssystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß sie eine Integrationseinrichtung mit einem exponentiell gewichteten Mittelwert-bildenden Filter umfaßt zum Abschätzen eines Wertes W für die Varianz von Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems nach einem Algorithmus, der definiert ist durch: Wk+1 = (I – ε)·Wk + ε·|Yk – Uk|2 wobei ε eine kleine positive Konstante, ε « 1, ist.
Verfahren zum adaptiven Aktualisieren von Frequenzdomänen-Ausgleichsparametern in einem inversen Kanalmodell, in einem Mehrträgersystem, mit Modifizierung der Ausgleichsparameter in kleinen Schritten derart, daß der Ausgleich zu dem inversen Kanalmodell hin konvergiert, gekennzeichnet durch die Schritte: – Zuführen eines Signals U, das ausgeglichene Daten repräsentiert zu einer Detektor-Quantisiereiririchtung; und – Verwenden eines Ausgangssignals Y von der Detektor/Quantisiereinrichtung zusammen mit dem Signal U zum Ableiten von Schätzwerten EQ der Ausgleichsparameter.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal Y einem Symboldekodierer zugeführt wird, der zur Erzeugung eines dekodierten Datenstroms eingerichtet ist.
Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, gekennzeichnet durch das Ableiten eines Signals W, das eine Varianz von Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems anzeigt, aus dem Ausgangssignal Y und dem ausgeglichene Daten repräsentierenden Signal U.
Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 11, gekennzeichnet durch das Berechnen von aufeinanderfolgenden Werten der Ausgleichsparameter aus einem Algorithmus, der definiert ist durch
wobei μ eine positive Konstante, μ « 1, ist.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet , daß μ/|Uk|² in dem Algorithmus ersetzt wird durch
Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß – integer(2·log2|Uk|) + integer(log2μ)erzeugt wird durch Verwenden eines Absolutwertes von Uk als Eingangssignal zu einem binären Prioritätskodierer und Negativmachen eines Ausgangsignals desselben.
Verfahren nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch die Durchführung von multiplikativen Operationen in dem Algorithmus mittels eines Trommelverschiebers.
Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 16, gekennzeichnet durch das Abschätzen eines Wertes für die Varianz von Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems unter Verwendung eines Verfahrens zum Integrieren von quadrierten Abweichungen von einem Mittelwert, wobei jeder quantisierte Wert Y als Mittelwert für einen Bereich von Datenweiten U, die zu Y quantisiert werden, verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch Abschätzen eines Wertes W für die Varianz von Interferenz auf jedem Träger des Mehrträgersystems mittels eines Algorithmus, der definiert ist durch Wk+1 = (1 – ε)·Wk + ε|YkUk|2 wobei die Integration simuliert wird durch Verwendung eines exponentiell gewichteten Mittelwertbildungsfilters und ε eine kleine positive Konstante, ε « 1, ist.