DE69630784T2

DE69630784T2 - Datenverarbeitungsgerät und -verfahren

Info

Publication number: DE69630784T2
Application number: DE69630784T
Authority: DE
Inventors: Christopher Huw Williams; Andrew David Brown; Robert Philip Morling
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Hewlett Packard Development Co LP
Priority date: 1996-09-24
Filing date: 1996-09-24
Publication date: 2004-09-30
Anticipated expiration: 2016-09-25
Also published as: JP4187811B2; EP0831478A1; DE69630784D1; US6078614A; JPH10112131A; EP0831478B1

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich auf Datenverarbeitungsvorrichtungen und -verfahren und auf elektronische Schaltungen für die Verwendung in Verbindung mit denselben. Insbesondere, aber nicht ausschließlich, bezieht sich die Erfindung auf Vorrichtungen und Verfahren zum Wiedergewinnen von Daten, die unter Verwendung eines DDS-Datenspeichersystems (DDS = Digital Data Storage = digitale Datenspeicherung) gespeichert sind. Die Erfindung bezieht sich außerdem allgemein auf Vorrichtungen und Verfahren zum Verarbeiten von Daten in einem oder mehreren Kommunikationskanälen.
Stand der Technik
Es ist bereits bekannt, eine zuverlässige Speicherung und Wiedergewinnung von großen Mengen digitaler Daten zu liefern, wie z. B. von Computerdaten, insbesondere durch das DDS- (Digital Data Storage) Format, das in dem ISO/IEC-Standard 12247 definiert ist.
Bei einem DDS-Lese-/Schreibmechanismus, der das obige Format verwendet, werden Daten auf einem länglichen Aufzeichnungsmedium aufgezeichnet, das ein Band umfaßt, das mit einem magnetischen Medium beschichtet ist, durch eine Drehtrommel, die einen oder mehrere elektromagnetische Köpfe trägt. Das Band wird durch eine motorgetriebene Antriebsrolle entlang einem Weg bewegt, der sich zwischen zwei Spulen oder Rollen erstreckt, und teilweise um die Trommel gewickelt. Die Rotationsebene der Köpfe der Trommel ist in einem Winkel zu Bewegungsebene des Bands angeordnet, so daß jeder Kopf das Band entlang aufeinanderfolgender Spuren überquert, die sich über die Breite des Bands in einem Winkel zu seiner Mittellinie erstrecken. Der Mecha nismus umfaßt eine geeignete Schaltungsanordnung zum Codieren von Daten in Signale, die zum Aufzeichnen auf Band geeignet sind, einschließlich Fehlererfassungs- und Korrekturcodes, und zum Konditionieren dieser Signale in eine Form, die optimal an die Charakteristika des Aufzeichnungsmediums angepaßt ist. Für eine Datenwiedergewinnung ist eine zusätzliche Schaltungsanordnung vorgesehen, zum Erfassen von Magnetfeldschwankungen, die auf dem Band gespeichert sind, zum Ableiten von entsprechenden Signalen, zum Konditionieren dieser Signale in einer Form, die für eine nachfolgende Verarbeitung geeignet ist, zum Decodieren der codierten Daten und zum Erfassen und Korrigieren von Fehlern.
Bei einem aktuellen Format (DDS-2) werden Daten bei einer Bitdichte von etwa 61 Kilobit pro Zoll (kbpi) (äquivalent zu etwa 24 Kilobit pro Zentimeter) aufgezeichnet. Bei dieser Bitdichte kann eine typische DDS-Bandkassette derzeit bis zu 8 Gigabyte Daten speichern, unter Verwendung des längsten praktischen Bands und Techniken, wie z. B. Datenkomprimierung, um die Menge an Daten, die das Band unterbringen kann, zu maximieren. Mit der sich fortlaufend erhöhenden Verwendung von Computerausrüstung und der Datenmengen, die durch solche Ausrüstungen verarbeitet und gespeichert werden, ist es wünschenswert, die Kapazität einer DDS-Bandkassette noch weiter zu erhöhen.
Wir befinden uns in dem Prozeß des Entwickelns eines neuen Formats (DDS-3), das die Speicherkapazität durch Verdoppeln der linearen Aufzeichnungsdichte und Erhöhen des Anteils einer aufgezeichneten Spur, die für Benutzerdaten verfügbar ist, weiter erhöht. Es wird geschätzt, daß diese Verbesserungen für eine Kassette mit bestimmter Bandlänge zusammen etwa dreimal die Datenkapazität von DDS-2 liefern. Das DDS-3-Format, wenn es auf dem längsten ausführbaren Band aufgezeichnet ist, ist entworfen, um eine Speicherkapazität von 12 Gigabyte unkomprimierter Benutzerdaten oder typischerweise 24 Gigabyte komprimierter Benutzerdaten zu speichern.
Für weitere Einzelheiten dieses Schemas wird auf unsere früher veröffentlichte internationale Patentanmeldung WO95/15551 verwiesen.
Weil die lineare Bitdichte bei DDS-3 zweimal die von DDS-2 ist, ist der Bitabstand auf dem Band etwa die Hälfte des Zwischenraums des bevorzugten Lesekopfs. Dies bedeutet, daß das Ausgangssignal von dem Lesekopf, anstatt zwischen zwei diskreten Pegeln (+1, –1) zu variieren, zwischen dreien variieren wird (+2, 0, –2), und daher wird DDS-3 ein 3-Pegel-System sein.
Es wird vorgeschlagen, aufgezeichnete Daten durch einen Partial-Response-Maximum-Likelihood- (PRML-) Datenrückgewinnungskanal zurückzugewinnen.
„Partial Response" bezeichnet ein ausführbares Partial-Response-Signalisierungsschema, das für die Datenübertragung nur eine Bandbreite bis zu der Nyquist-Frequenzbandbreite erfordert, durch Betonen einer deterministischen Intersymbolinterferenz an dem Detektoreingang. Ein Beispiel ist das PR-1- (oder duobinäre) Partial-Response-System (Aufzeichnungskanalübertragungsfunktion), das durch die diskrete Zeitübertragungsfunktion F(D) = D + 1 beschrieben ist. Es gibt andere Beispiele, wie z. B. Class-IV oder PR-4, und diese Möglichkeiten werden nicht ausgeschlossen.
„Maximum Likelihood" bezeichnet ein Maximum-Likelihood-Erfassungsdecodierschema, das einen Viterbi-Algorithmus implementiert, der die wahrscheinlichste Sequenz von Ausgabedaten wählt, unter Verwendung einer Sequenz von empfangenen Abtastwerten, anstatt nur jeweils eines empfangenen Abtastwerts.
In dem Lesemodus eines typischen vorgeschlagenen Schemas für DDS-3 wird das ungefähr ausgeglichene Signal genommen und einer automatischen Verstärkungsregelung (Automatic Gain Control), um die Signalamplituden zu erstellen und zu stabilisieren, und dann einem vollen adaptiven Ausgleich bzw. einer vollen adaptiven Entzerrung zu einem kombinierten PR-1-Ziel unterzogen. Bei dem adaptiven Ausgleichsschritt wird ein adaptives abgetastetes finites Impulsantwortfilter verwendet, um eine Drei-Pegel-PR-1-Zielübertragungsfunktion zu liefern. Bei einem Ausführungsbeispiel wird das Signal nach dem adaptiven Ausgleich einer Analog-/Digitalumwandlung unterzogen, gefolgt von einer 3-Pegel-Viterbi- (oder Maximum-Likelihood-) Erfassung. Um dies durchzuführen, werden Taktinformationen von dem Eingangssignal extrahiert und verwendet, um die adaptive Ausgleichseinrichtung, den Analog-/Digitalwandler und den Viterbi-Decodierer zu synchronisieren. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel kann der adaptive Ausgleich statt dessen nach der Analog-/Digitalumwandlung durchgeführt werden.
Wie bei früheren DDS-Formaten werden die Daten bei dem vorgeschlagenen DDS-3-Format als eine Reihe von Spuren mit abwechselndem Azimut (die als die A-Spur bzw. die B-Spur bezeichnet werden) gespeichert. Jedes Ende jeder Spur wird von einer Randregion besetzt, die erweiterbar ist, wobei nach dem vorderen Rand eine Präambelregion folgt, die oft nicht von dem Rand zu unterscheiden ist. Die Präambelregion ist normalerweise ein einfacher sinusförmiger Ton und trägt keine Daten, aber liegt vor, um zu ermöglichen, daß die AGC-Schleife und die Taktrückgewinnungsschleife, ein schnelles Aufschalten oder Locking erreichen, und außerdem um den Beginn der Hauptdatenregion zu identifizieren. Ein Präambeldetektor steuert die adaptive Ausgleichseinrichtung, um sicherzustellen, daß die Kanäle nicht versuchen, die Präambel- oder die Randregion anzupassen, weil dieselben ansonsten nicht für den Datenabschnitt optimiert sind.
Bei dieser Anmeldung wird der Begriff Kommunikationskanal breit verwendet, um Datenkanäle zu umfassen, die von einem aufgezeichneten Medium wiedergewonnen werden.
Die JP-02237307A offenbart eine adaptive Signalverlaufausgleichseinrichtung, bei der Filterkoeffizienten auf einen vorgeschriebenen Wert zurückgesetzt werden, wenn ein Koeffizientenrücksetzbefehl angelegt wird.
Die EP-A-0527579 offenbart eine Vorrichtung, bei der die Signale von mehreren Köpfen an eine gemeinsame adaptive Steuereinheit geliefert werden, die adaptives Verarbeiten auf eine zeitteilende Weise durchführt.
Zusammenfassung der Erfindung
Bei DDS-3 wird die Verwendung eines adaptiven Filters vorgeschlagen, das hierin als eine Vorwärtsregelungsausgleichseinrichtung (FFE = feed forward equalizer) bezeichnet wird. Am Anfang jeder A- und B-Spur wird die FFE mit einem Satz von anfänglichen Koeffizientenwerten geladen; während der Lesekopf die Spur überquert, passen sich die Koeffizientenwerte einem stabilen Wert an (der von Spur zu Spur variieren kann), um die Differenz zwischen dem tatsächlichen Filterausgangssignal und dem idealen Ausgangssignal zu minimieren, das bei DDS-3 einer der Werte +2, 0, –2 ist. Bei einem 3-Pegel-Signalsystem, wie es bei DDS-3 verwendet wird, gibt es mehrere mögliche stabile Sätze von Filterkoeffizientenwerten, aber nur einer derselben ist tatsächlich der gewünschte Satz, der eine decodierbare Datensequenz erzeugt. Bei einem normalen stabilen Betrieb, mit einem vernünftigen Signal-zu-Rausch-Verhältnis in dem Eingangssignal, wird sich dieser Satz automatisch entwikkeln, aber wenn Signalausfälle auftreten, z. B. ein Abfall bei der aufgezeichneten Signalamplitude (beispielsweise aufgrund schlechter Bandqualität, Bandbewegung, usw.), können sich die Koeffizienten falsch anpassen. In dem Fall eines Signalausfalls neigt der AGC dazu, seine Verstärkung zu erhöhen, um die Signalamplitude beizubehalten, und dies wird das Rauschen erhöhen. Das Filter wird in einem Versuch zu kompensieren seine Koeffizienten anpassen, und dies kann bewirken, daß sich die Koeffizienten zu einem der ungewünschten stabilen Zustände ändern (unter anderem, dem Satz von allen Nullwerten). Weil dieser Satz für alle Eingangssignale stabil ist, wird sich das Filter nach dem Ausfall nicht neu anpassen, und daher wären Daten verloren.
Ein Vorschlag zum Handhaben desselben umfaßt das Überwachen des Verstärkungssteuersignals und das Anhalten des Filters, sobald der Ausfall beginnt, und Wiedereinsetzen desselben, wenn der Ausfall beendet ist. Dies würde bedeuten, daß für die Gesamtdauer der Ausfallperiode Daten vollständig verloren wären. Es wurde jedoch herausgefunden, daß es möglich ist, das Lesen bis in den Anfang des Ausfalls hinein fortzusetzen, und das Wiedergewinnen von Daten fortzusetzen, die andernfalls verloren wären, und die Datenwiederherstellung früher zu dem Ende des Ausfalls hin zu beginnen.
Folglich ist bei einem Aspekt der Erfindung ein Datenwiedergewinnungssystem zum Wiedergewinnen von Daten von einem magnetischen Speichermedium vorgesehen, die in einer Folge von Spuren (A, B) mit unterschiedlichen Azimuten gespeichert sind, wobei jede Spur eine Präambelregion und eine Hauptdatenregion umfaßt, wobei das System eine abgetastete Zeitfiltervorrichtung umfaßt, die folgende Merkmale umfaßt: eine Speichereinrichtung zum Speichern einer jeweiligen Mehrzahl von Filterkoeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) für jede der Spuren;
eine Aktualisierungseinrichtung, die auf das Ausgangssignal der Filtervorrichtung anspricht, zum Aktualisieren der jeweiligen Mehrzahlen von Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n), die in der Speichereinrichtung gespeichert sind;
eine Einrichtung zum Schreiben einer Mehrzahl von Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n), die von einer vorhergehenden Spur (A, B) mit diesem Azimut abgeleitet wurden, in die Speiseeinrichtung für jede Spur (A, B);
eine Einrichtung zum Überwachen eines oder mehrerer der Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n);
eine Einrichtung zum Zurücksetzen eines oder mehrerer der Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) auf jeweilige Vorgabewerte ansprechend darauf, daß der überwachte Koeffizient oder die Koeffizienten einen zugeordneten Schwellenwert überschreiten;
eine Präambeldetektoreinrichtung zum Erfassen der Präambelregionen der Spuren; und
eine Steuereinrichtung, die auf die Präambeldetektoreinrichtung anspricht, zum Hemmen der Aktualisierung der Koeffizienten in den Präambelregionen.
Die Einrichtung zum Zurücksetzen bewirkt vorzugsweise, daß die Einrichtung zum Aktualisieren unmittelbar nach dem Zurücksetzen mit dem Aktualisieren der Koeffizienten fortsetzt.
Anstatt das Filtern sofort zu beenden, werden somit bei diesem Aspekt die Koeffizienten des Filters überwacht, um zu bestimmen, ob sich dieselben zu einer unstabilen Bedingung hinbewegen, und falls dies der Fall ist, werden dieselben auf einen Vorgabesatz zurückgesetzt. Dieser Prozeß wiederholt sich, bis ein stabiler Satz von Koeffizienten wiederhergestellt ist, und so kann die Datenwiederherstellung erneut beginnen, bevor der Signalausfall vollständig abgelaufen ist.
Die Filtervorrichtung arbeitet typischerweise, um den Fehler zwischen dem gefilterten Signal und einem oder mehreren auswählbaren Zielwerten zu reduzieren. Bei einem typischen PRML-System, wie hierin oben beschrieben wurde, ist das wiedergewonnene Signal begrifflich ein Dreipegelsignal und der wählbare Zielwert umfaßt vorzugsweise die drei Begriffssignalpegel. Die Filtervorrichtung kann selbstverständlich bei anderen Systemen verwendet werden, wo es in dem Fall eines erhöhten Rauschens oder einer Störung des Signals die Möglichkeit gibt, daß sich das Filter mit den falschen Koeffizienten stabilisiert.
Die Filterkoeffizienten können typischerweise einen Gleichstromabgriff und eine Anzahl von Signalkoeffizienten umfassen, und die Überwachungseinrichtung kann den Mittelkoeffizienten überwachen und die Koeffizienten auf eine Vorgabeantwort zurücksetzen (z. B. eine Vorgabeeinheitimpulsantwort), falls der Mittelkoeffizient einen voreingestellten Schwellenwert überschreitet, unterhalb dessen es wahrscheinlich ist, daß sich die Koeffizienten falsch stabilisieren.
Die Einrichtung zum Schreiben schreibt vorzugsweise einen Satz von Koeffizienten in die Speichereinrichtung, der den angepaßten Koeffizienten entspricht, die auf halbem Weg durch eine vorhergehende Spur mit dem gleichen Azimut genommen wurden. Der angepaßte Satz von Koeffizienten, der in den Speicher geschrieben wird, kann einem minimalen Fehlerabschnitt des vorhergehenden Abschnitts mit diesem Azimut entsprechen. Der angepaßte Satz von Koeffizienten kann denjenigen bei einem vorbestimmten Intervall nach dem Beginn einer vorhergehenden Spur mit diesem Azimut entsprechen. Der angepaßte Satz von Koeffizienten, der in den Speicher geschrieben ist, kann von einer Kombination von Sätzen abgeleitet werden, von Koeffizienten von einer Mehrzahl von vorhergehenden Spuren mit diesem Azimut. Die Kombination kann einen Mittelwert einer Mehrzahl von Sätzen von Koeffizienten von mehreren Spuren mit diesem Azimut umfassen.
Bei einem anderen Aspekt liefert diese Erfindung ein Verfahren zum Wiedergewinnen von Daten von einem magnetischen Speichermedium, die in einer Folge von Spuren (A; B) mit unterschiedlichen Azimuten gespeichert sind und anfällig dafür sind, unterschiedliche Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) aufzuweisen, und wobei jede Spur eine Präambelregion und eine Hauptdatenregion umfaßt, wobei das Verfahren folgende Schritte umfaßt:
Anlegen des Signals an ein abgetastetes Zeitfilter, das ein gefiltertes Ausgangssignal ableitet;
Speichern einer Mehrzahl von Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) für jede Spur, die von einer vorhergehenden Spur (A; B) mit diesem Azimut abgeleitet ist;
Aktualisieren der jeweiligen Mehrzahlen von Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) ansprechend auf das gefilterte Ausgangssignal;
Überwachen von einem oder mehreren der Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n);
Zurücksetzen von einem oder mehreren der Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) auf einen oder mehrere jeweilige Vorgabewerte, ansprechend darauf, daß einer oder mehrere der überwachten Koeffizienten einen Schwellenwert überschreiten; und
Hemmen der Aktualisierung der Koeffizienten in den Präambelregionen.
Das abgetastete Zeitfilter kann ein digitales Filter oder ein abgetastetes analoges Filter sein.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung kann auf verschiedene Weisen durchgeführt werden, und als Beispiel wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung nun näher beschrieben, wobei auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen wird.
1 ist ein schematisches Blockdiagramm der Hauptkomponenten eines Ausführungsbeispiels einer Datenwiedergewinnungsvorrichtung, die eine Vorrichtung gemäß dieser Erfindung enthält;
2 ist ein Blockdiagramm eines automatischen Verstärkungssteuerungssystems, das einen Teil der Vorrichtung von 1 bildet;
3 ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Vorwärtsreglungsausgleichseinrichtung (FFE) gemäß dieser Erfindung; und
4 ist ein Blockdiagramm einer Phasenregelschleife zum Extrahieren eines Taktsignals von den Eingangsdaten für die Verwendung in der Vorrichtung von 1.
Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
Die Datenspeichervorrichtung, die nun beschrieben wird, verwendet eine Schrägspurtechnik zum Speichern von Daten in schrägen Spuren auf einem Aufzeichnungsband in einem Format, das ähnlich ist wie dasjenige, das für die Speicherung von PCM-Audiodaten gemäß dem DATC-Conference-Standard (Juni 1987, Electronic Industries Association of Japan, Tokio, Japan) verwendet wurde. Die vorliegende Vorrichtung ist jedoch angepaßt zum Speichern von Computerdaten anstatt von digitalisierten Audioinformationen. Auf herkömmliche Weise umfaßt die Vorrichtung ein Schrägspurbanddeck, bei dem ein Magnetband in einem vorbestimmten Winkel über eine Drehkopftrommel verläuft, während die Kopftrommel gedreht wird. Die Kopftrommel umfaßt ein Paar von diametrisch entgegengesetzten Leseköpfen und ein Paar von diametrisch entgegengesetzten Schreibköpfen bei 90° zu den Leseköpfen. Auf bekannte Weise schreiben diese Köpfe bei der Verwendung überlappende schräge Spuren über das Band, wobei die Spuren, die durch einen Kopf geschrieben werden, einen positiven Azimut aufweisen, und diejenigen, die durch den anderen Kopf geschrieben werden, einen negativen Azimut aufweisen.
Die Spuren werden verwendet, um Daten zu speichern, die auf der Vorrichtung vorgesehen sind (Hauptdaten), zusammen mit Elementen von Zusatzinformationen, die als Subcodes bekannt sind, die sich beispielsweise auf die logische Organisation der Hauptdaten, deren Abbildung auf das Band, bestimmte Aufzeichnungsparameter (wie z. B. Formatidentität, Bandparameter usw.) und Bandverwendungsgeschichte beziehen. Die Spuren enthalten außerdem Synchronisationsbytes („sync bytes"), um zu ermöglichen, daß Datenbytegrenzen identifiziert werden, und die verwendet werden, um Zeitgebungssignale zum Steuern von Bandbewegung usw. zu erzeugen. An dem Anfang und dem Ende jeder Spur befinden sich Randregionen und es gibt einen Präambelblock zwischen dem Anfangsrand und dem Hauptdatenbereich.
Mit Bezugnahme auf 1 werden Daten, die auf dem Band 10 gespeichert sind, durch einen Lesekopf 12 auf der Haupttrommel gelesen, und das Signal verläuft über einen Drehtransformator 14 zu einem Verstärker 16 und dann zu einem Filter 18 für den anfänglichen ungefähren Ausgleich zu einem kombinierten PR-1-Ziel. In der Praxis wird ein Differenzsignal von dem Lesekopf genommen, anstatt ein Ende zu erden. 1 zeigt jedoch nur eine Signalleitung. Das Signal wird dann an eine automatische Verstärkungsregelungsschaltung 20 geliefert, zum Erstellen und Stabilisieren der +2 und –2 Amplituden des 3-Pegel-Signals, das von dem Filter und dem Integrator 18 empfangen wird. Das Signal von der AGC-Schaltung 20 wird an eine Phasenregelschleife (PLL) 22 geliefert, für die Rückgewinnung eines Taktsignals, und wird außerdem an ein adaptives Filter geleitet, das hierin als eine Vorwärtsregelungsausgleichseinrichtung (FFE) 24 bezeichnet wird, die einen adaptiven Ausgleich an ein kombiniertes PR-1-Ziel liefert, so daß die gesamte Kanalfrequenzantwort mit der Charakteristik eines idealen PR-1-Partial-Response-Kanals übereinstimmt. Das gefilterte Signal wird an einen Analog-/Digitalwandler (ADC) 26 geliefert, der eine digitalisierte Version des gefilterten Signals erzeugt, für die Zufuhr zu einem Viterbi-Detektor 28. Das Ausgangssignal des Viterbi-Detektors 28 ist ein NRZI-codierter Datenstrom. Bei anderen Ausführungsbeispielen kann die Vorwärtsregelungsausgleichseinrichtung 24 nach dem Analog-/Digitalwandler positioniert sein, anstatt vor demselben.
Mit Bezugnahme auf 2 ist das automatische Verstärkungsregelungssystem näher gezeigt, und die zwei Differenzsignalleitungen sind offensichtlich.
Beim Betrieb dient das automatische Verstärkungsregelungssystem dazu, eine konstante Signalamplitude innerhalb einer spezifizierten nominalen Amplitude an der FFE 24 zu präsentieren. Für einen idealen Betrieb muß diese Amplitude nicht entlang der Länge einer Spur variieren, oder zwischen den Spuren mit dem gleichen Azimut. Innerhalb der Grenzen eines spezifizierten absoluten Verstärkungsfehlers ist es egal, was die Signalamplitude ist, solange dieselbe im wesentlichen konstant bleibt. Die Schwankung der Amplitude des VGA 32 während jedem transienten Verhalten der AGC-Steuerschleife muß innerhalb eines voreingestellten relativen Verstärkungsfehlers gesteuert werden, der viel kleiner ist als der absolute Verstärkungsfehler. Die aufgezeichnete Spur umfaßt Zonen mit unterschiedlichen spektralen Charakteristika. Die wichtigsten dieser Zonen sind die Präambelregionen und die Zufallsdatenregionen. Für einen idealen Betrieb stromabwärts von dem AGC-Block 20 muß das AGC- System als Ganzes immun gegenüber Änderungen bei dem Frequenzspektrum sein. Die relative Amplitudentoleranz darf auf keiner Seite der Grenze zwischen Präambelregionen und Zufallsdatenregionen überschritten werden.
Das Signal wird auf der Leitung 30 in den Spannungsverstärkungsverstärker (VGA; VAG = voltage gain amplifier) 32 eingegeben, und das Ausgangssignal verläuft über einen Ausgangstreiber 34, um weiter zu dem ADC 26 oder der FFE 28 (in 2 nicht gezeigt) zu verlaufen. Eine Rückkopplungsschleife 36, die einen Verstärker 38, ein Tiefpaßfilter 40 und einen Summierer 24 umfaßt, ist für Gleichsignalversatzsteuerung vorgesehen. Das Ausgangssignal von dem Ausgangstreiber 34 verläuft ebenfalls zu einem gemeinsamen einfachen Spitzendetektor 44, der Spitzen in dem Ausgangssignal erfaßt. Das Ausgangssignal des Spitzendetektors 44 wird zusammen mit einem Zielwert von einem Digital/Analogwandler (DAC) 46 zu einem Transkonduktanzoperationsverstärker (OTA; OTA = transconductance amplifier) geliefert, der als ein Komparator wirkt.
Das Ausgangssignal des Verstärkers 48 (die VGA-Steuerspannung) wird zu einer Verstärkungssteuerung 50 geliefert, die das Verstärkungssteuerungssignal zu dem VGA 32 liefert. Die Verstärkungssteuerungsschleife, die durch die Spitzenerfassungsschaltung 44, den Verstärker 48 und die Verstärkungssteuerung 50 definiert ist, weist eine relativ schnelle Antwortzeit auf.
Das Ausgangssignal des Verstärkers 48 wird auch zu einem Vorverstärker 52 und Latch-Komparator 54 geliefert, der eine Messung VGA₁ der VGA-Steuerspannung bei oder unmittelbar vor der Schnittstelle zwischen der Präambelregion und der Hauptdatenregion verfolgt und dann hält. Eine zweite Messung VGA₂ der VGA-Steuerspannung wird einige Kanalbits später genommen (d. h. an dem Beginn der Hauptdatenregion). Ein direkter Vergleich von VGA₁ und VGA₂ offenbart, ob sich die Verstärkung des Spannungsverstärkungsverstärkers 32 beim Durchführen des Übergangs zwischen der Präambelregion und der Zufallsdatenregion erhöht oder verringert hat. Ruf der Basis dieser Informationen wird ein geeigneter Zähler 60; 62, der das Präambelziel für den Spitzendetektor der geeigneten A- oder B-Spur hält, inkrementiert oder dekrementiert. Die Einstellung des Präambelziels wird über die Leitung 64 aktiviert und deaktiviert. Ein Register 65 hält einen konstanten Wert für das Zufallsdatenziel für den Spitzendetektor 44 unter allen Bedingungen. Das Ansprechverhalten der Zielsteuerungsschleife ist langsamer als das der Verstärkungssteuerungsschleife.
Nach einer Anfangstrainingsperiode hat sich das Präambelziel angepaßt, um die VGA-Steuerspannungen unmittelbar vor und nach der Schnittstelle zwischen der Präambelregion und der Hauptdatenregion auszugleichen, getrennt für die A- und die B-Spur mit jeweiligen Zielwerten, die in den Zählern 60 und 62 gehalten werden, bereit für die nächste Spur.
Somit wird bei dieser Schaltung das unterschiedliche Ansprechverhalten eines einfachen Spitzendetektors 44 auf Präambel- und Zufallsdaten adaptiv herauskalibriert. Die Präambelzielzähler 60 und 62 sind Sättigungszähler, die nicht überlaufen oder unterlaufen, und falls daher einer aktuell seinen maximalen Zählwert hält und gefragt wird, zu inkrementieren, behält er seinen maximalen Zählwert bei. Gleichartig dazu, falls derselbe seinen minimalen Zählwert hält und gefragt wird, zu dekrementieren, behält er den minimalen Zählwert bei.
Die Bandbreite oder die Antwortzeit der Zielsteuerungsschleife kann zwischen voreingestellten Werten eingestellt werden, durch Einstellen des Bandbreitenmodus des OTA-Verstärkers 48 auf der Leitung 51. Die Präambelregionen der A- und der B-Spur existieren, um die Taktrückgewinnungsschleife und die AGC-Schleife zu aktivieren, um ein schnelles Lock auf Daten bei bekannten Eigenschaften zu erreichen, wobei die Regionen als solche kurz sind. Die Band breite des AGC-Systems ist ausgewählt, um an dem Beginn der Präambelregion hoch zu sein, um dieses schnelle Lock zu ermöglichen. Sobald ein grobes Amplitudenausschwingen erreicht wurde, kann auf der Leitung 51 ein mittlerer Bandbreitenmodus ausgewählt werden, bis ein genaues Verstärkungsamplitudenausschwingen erreicht wurde. Dann wird vor der Ankunft der Zufallsdaten ein Niedrigbandbreitenmodus ausgewählt, so daß eine übermäßige Signalmodulation durch die VGA-Steuerungsspannung vermieden wird.
Durch diese Anordnung kann die Verstärkung für die Verarbeitung stromabwärts ausreichend genau gesteuert werden.
Mit Bezugnahme auf 3 wird das Signal, nachdem es durch den AGC-Block 20 verlaufen ist, an eine FFE 24 angelegt. Die FFE 24 umfaßt ein FIR-Filter 66 (FIR = Finite Impulse Response = begrenztes Ansprechen auf einen Impuls), eine Bank 68 von Koeffizientkondensator 69 und eine Schaltung 70 zum Anpassen der Koeffizienten, um den Fehler zwischen dem Ausgangssignal auf der Leitung 72 und Referenzwerten zu reduzieren, die durch den Referenzgenerator 74 erzeugt werden.
Das Signal von dem AGC-Block 20 wird auf einer abgegriffenen Verzögerungsleitung 76 mit Verzögerungen 78 in das FIR-Filter 66 eingegeben, die parallel aufeinanderfolgend verzögerte Versionen des Eingangssignals erzeugen. Die Mehrheit der Schaltungselemente in der FFE 24 kann in einer geschalteten Kondensatortechnologie implementiert sein. Das Eingangssignal bei 76 des FIR-Filters 66 wird abgetastet durch Laden eines Kondensators bei der Taktzeit, die durch die Phasenregelschleife (PLL) 22 bestimmt wird. Diese Ladung wird dann von einem Kondensator zu dem anderen geleitet, bei den Bitdauern, um eine Verzögerungsleitung zu bilden. Das Ausgangssignal bei jeder Stufe entlang der Verzögerungsleitung wird bei einem Multiplizierer 79 durch einen jeweiligen Gewichtungskoeffizienten von dem zugeordneten Koeffizientkondensator 69 multipliziert, und alle gewichteten Ausgangssignale werden durch den Summierer 80 summiert, um das Filterdigitalausgangssignal auf der Leitung 72 zu liefern.
Die Koeffizienten in dem Register 68 werden wiederholt angepaßt, um das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR; SNR = signal to noise ratio) in dem ausgeglichenen bzw. entzerrten analogen Signal auf der Leitung 72 zu maximieren, bei den Bitabtastdauern, wie sie durch die Phasenregelschleife 22 definiert sind, während die Frequenzantwort des Kopfs und des Bands oder die Kopf-Band-Kontaktbedingungen variieren (entweder bei der Herstellung oder während dem Betrieb).
In dem DDS-3-Modus wird das PR-1-Eingangssignal normalerweise ungefähr spektral durch das Filter 18 geformt und besteht aus drei Pegeln (+2, 0, –2). In diesem Fall werden die Koeffizienten in dem Anpassungsblock 70 in einem Algorithmus der kleinsten mittleren quadratischen Abweichung (LMS; LMS = least mean squares) angepaßt, unter Verwendung eines Fehlersignals, das die Differenz zwischen dem FIR-Filterausgangssignal und dem nächsten Drei-Pegel-Nominalsignalpegel ist, geliefert durch den Referenzgenerator 74. Das Fehlersignal wird parallel zu jeweiligen Multiplizierern 82 geliefert, zusammen mit dem abgegriffenen und verzögerten Eingangssignal, und dieses wird verwendet, um jeden der Koeffizienten in den Koeffizientkondensatoren 69 anzupassen.
In dem DDS-3-Modus wird das ausgeglichene Signal bei 84 überwacht, um zu bestimmen, ob es als ein +2, 0 oder ein –2 Signal betrachtet wird, unter Verwendung einer Referenz von dem Referenzgenerator 74. Der Referenzgenerator 74 liefert ein Slicing-Pegelsignal von ±1, das der Entscheidungsblock 84 verwendet, um zu entscheiden, ob das Signal +2, 0 oder – 2 sein soll. Der Entscheidungsblock bewirkt dann, daß der Referenzgenerator 74 den geeigneten +2, 0, –2 Nominalpegel zu dem Fehlersummierer 75 liefert, der außerdem das Filter ausgangssignal empfängt, um ein Fehlersignal zu erhalten, das an die Multiplizierer 82 geliefert wird. Die Anpassungsrate kann zwischen voreingestellten Werten (typischerweise 6) für das Signal (μsig) und dem Gleichsignalkoeffizienten (μdc) geändert werden, bei den Multiplizierern 86 und 88.
Der FFE 24 darf es nicht erlaubt werden, sich in die Präambel- oder Randregionen der A- und B-Datenspuren anzupassen, da sich derselbe schnell fehlanpassen würde, weg von dem optimalen Koeffizienten, der für die Zufallsdatenregion eingestellt ist. Der Anfang und das Ende der Hauptdatenregion sind normalerweise vorgegeben durch eine Datenwiedergewinnungszustandsmaschine vorhergesagt, die eine Kombination von Zeitgebungs- und Intelligenzentscheidungen verwendet, die auf der Struktur der Daten auf dem Band und der Kenntnis des gelesenen Formats basieren, wobei dieselbe sich unter anderem auf den Präambeldetektor 23 (1) verläßt. Der Präambeldetektor 23 kann von einem herkömmlichen Typ sein, typischerweise in der Form eines angepaßten Filters, das an den reinen sinusförmigen Ton in der Präambelregion angepaßt ist, und ein hohes Ausgangssignal liefern, wenn das Signal den charakteristischen sinusförmigen Ton enthält. Das Ausgangssignal des Präambeldetektors 23 wird zu der Zustandsmaschine 21 geliefert, die das Zielschalten für die A- und B-Präambel- und Hauptdatenziele in dem AGC 20 und außerdem die Auswahl der A- und B-Spurkoeffizienten in der Vorwärtsregelungsausgleichseinrichtung 24 steuert, wie es nachfolgend beschrieben wird.
Die Spektralcharakteristika der A- und B-Spuren unterscheiden sich, und die Kondensatoren 69 speichern getrennte Koeffizienten für die A- und B-Spuren, wobei ein geeigneter Satz von Koeffizienten an dem Beginn jeder Spur auf die FFE-Kondensatoren 69 geschrieben wird.
Die Vorrichtung umfaßt einen Satz von Koeffizientenregistern (nicht gezeigt), die den Koeffizientkondensatoren 69 entsprechen. Die Werte, die auf den Kondensatoren 69 gehalten werden, können durch einen A/D-Wandler verarbeitet werden und in den Koeffizientenregistern gespeichert werden. Zum Wiederherstellen der Koeffizienten an dem Beginn jeder Spur werden dieselben durch einen Digitalzeitlogumwandler verarbeitet und dann an die Kondensatoren geliefert. Somit ist eine typische Sequenz wie folgt:

1. Die Inhalte der A-Koeffizientenregister werden auf die FFE-Koeffizientkondensatoren 69 geschrieben.
2. Die FFE paßt diese Koeffizienten über die A-Spur gemäß dem Anpassungsprozeß an, der durch den Block 70 implementiert wird.
3. Die Werte des angepaßten FFE-Koeffizientkondensators 69 werden digitalisiert und in den A-Koeffizientenregistern gespeichert, und die Inhalte der B-Koeffizientenregisterwerte auf die FFE-Koeffizientkondensatoren 69 geschrieben.
4. Die FFE paßt diese Koeffizienten über die B-Spur gemäß dem Anpassungsprozeß an, der durch den Block 70 implementiert wird.
5. Die Werte des angepaßten FFE-Koeffizientkondensators 69 für die B-Spur werden digitalisiert und in den B-Koeffizientenregistern gespeichert.

Es sollte jedoch angemerkt werden, daß verschiedene andere Routinen verfolgt werden können. Beispielsweise kann jede Spur ihren eigenen Standardsatz von Koeffizienten aufweisen, der an dem Beginn der Spur in die Koeffizientkondensatoren geladen wird, unabhängig von den angepaßten Koeffizientenwerten an dem Ende der vorhergehenden Spur dieses Azimuts. Alternativ können die Koeffizientkondensatoren mit angepaßten Werten geladen werden, die teilweise durch die vorhergehende Spur dieses Azimuts genommen wurden. Die Position, an der die Koeffizienten genommen werden, können gemäß Maschinenanforderungen optimiert werden, um die beste Anpassung zu liefern. Falls die Spur beispielsweise gebogen ist, kann es am besten sein, Koeffizienten von etwa der Mitte entlang der Spur zu nehmen. Für jeden Entwurf einer Maschine kann die optimale Position empirisch bestimmt werden, und dann Herstellungsmaschinen programmiert werden, um die Koeffizienten an diesem Punkt zu nehmen. Es wäre möglich, die A- und B-Koeffizienten an unterschiedlichen Punkten zu nehmen.
Somit können die angepaßten Filterkoeffizienten von den minimalen Fehlerabschnitten der Leseoperation für die vorhergehende A-Spur als der Anfangssatz von Koeffizienten für die nächste A-Spur verwendet werden, und der gleiche Prozeß wird an die B-Spurkoeffizienten angelegt. Um das Streuen in Nichtlinearitäten am Ende einer Spur zu vermeiden, kann eine „Schnappschußzeitgeber"-Anordnung verwendet werden, um die Koeffizientenwerte zu einem vorbestimmten Zeitpunkt nach dem Beginn des minimalen Fehlerabschnitts einer Leseoperation zu nehmen.
Bei einem Ausführungsbeispiel können aufeinanderfolgende Sätze von Koeffizienten für eine bestimmte A- oder B-Spur über viele Spuren gemittelt werden, und als der Anfangssatz von Koeffizienten für die nächste A- bzw. B-Spur verwendet werden. Dies hat den Vorteil, daß es dann möglich ist, schnell innerhalb einer Spur anzupassen, aber langsam über mehrere Spuren. Dies kann in einem digitalen Schema am leichtesten implementiert werden.
Bei einem speziellen Ausführungsbeispiel gibt es in jedem der A- und B-Spurkoeffizientensätze 13 Signalkoeffizienten und einen Gleichsignalkoeffizienten.
Falls die FFE 24 gerade anpaßt, während dieselbe einem Ausfall in dem Lesesignal entgegenwirkt, kann es sein, daß sich die FFE-Koeffizienten in einen Zustand fehlanpassen, von dem sie sich nicht erholen können. Um dem entgegenzuwirken, ist ein automatischer Neustartmechanismus eingebaut. Wenn der Mittelkoeffizient unter einen programmierbaren Schwellenwert (z. B. 50%) fällt, werden die Koeffizienten alle auf einen Vorgabesatz von Werten gezwungen, beispielsweise eine Einheitsschrittimpulsantwort, bei der der Mittelsignalkoeffizient mit der Wert-1-Einheit geladen wird, und die verbleibenden Signalkoeffizienten auf Null gezwungen werden. Von diesem Anfangspunkt wird es der FFE 24 ermöglicht, das Anpassen fortzusetzen. Derselbe führt entweder erneut eine Fehlanpassung durch, und der Prozeß wird dann automatisch wiederholt, oder derselbe konvergiert zu dem korrekten Ziel, falls der Ausfall ein wiedergewinnbares Signal enthält.
Somit wird bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel der Mittelkoeffizient an einen Komparator 90 geliefert, der denselben mit einem Wert einer voreingestellten Referenz von dem Referenzgenerator 91 vergleicht, und eine „Kickstart"-Routine implementiert, um den Vorgabesatz von Koeffizienten zu erzwingen, falls der Mittelkoeffizient unterhalb einen Wert gefallen ist, der in der Praxis höchstwahrscheinlich dazu führt, daß sich die Koeffizienten auf einen nichtkorrekten Zustand stabilisieren.
Bei Spurüberkreuzungsmoden, bei denen die Spur auf dem Band mit dem Abtastweg des Lesekopfs fehlausgerichtet ist, bewegt sich das Kopfausgangssignal oft pro Abtastung zwischen guten und schlechten SNR, und in dieser Situation kann die Anordnung von 3 die Datenmenge erhöhen, die zurückgewonnen wird.
Es sollte angemerkt werden, daß eine große Anzahl von stabilen, angepaßten Zuständen der FFE-Koeffizienten möglich sind, aber nur ein kleiner Satz derselben ist in diesem Schema sinnvoll. Die oben beschriebene Technik testet nur den Mittelkoeffizienten, und kann daher nicht alle möglichen unerwünschten Zustände erfassen. Es ist jedoch klar, daß die Technik erweitert werden kann, um andere Koeffizienten zu überwachen, zusätzlich zu oder statt dem Mittleren, und außerdem können unterschiedliche Vorgabesätze von Koeffizienten erzwungen werden. Außerdem können auch statt den einzelnen Begrenzungen Bereiche überwacht werden.
Mit Bezugnahme auf 4 ist es erforderlich, daß die Phasenregelschleife 22 den Bittakt von dem Rücklesesignalverlauf unter einer Vielzahl von unterschiedlichen Bedingungen zurückgewinnt. Im wesentlichen muß die Phasenregelschleife 22 ein Frequenz- und Phasenlock an dem Beginn einer Spur erreichen, und dann die Bitfrequenzvariationen verfolgen, die durch Kopfbandgeschwindigkeitsjitter mit einem tolerierbaren Phasenfehler bewirkt werden.
Grob gesagt umfaßt die Phasenregelschleife 22 einen Phasendetektor 92, ein Schleifenfilter 94 und einen Phasenakkumulator 96, dessen Ausgangssignal verwendet wird, um das geeignete Taktsignal von einer Reihe derselben auszuwählen, die von einer Systemtaktabgriffverzögerungsleitung 98 verfügbar sind.
Das Eingangssignal wurde an dem AGC 20 einer automatischen Verstärkungssteuerung unterworfen, so daß die nominalen Pegel bei 2, 0, –2 Einheiten sein sollten. Zwei Eingangskomparatoren 100, 102 suchen nach Zeitpunkten, wenn das Eingangssignal einen +/–1 Einheits- (etwa) Schwellenwert überquert. Die Zeitpunkte dieser Schwellenwertüberquerungen werden dann mit der aktuellen Taktzeit (Systemlesetakt) verglichen, um den Phasenfehler zu bestimmen. Der Phasenfehler wird digital codiert (d. h. –4, –3, –2, –1, 1, 2, 3, 4, abhängig von dem Vorzeichen und der Größe des Phasenfehlers) und zu dem Schleifenfilter 94 geleitet.
An dem Schleifenfilter 94 wird der (digitale) Phasenfehler unter Verwendung von zwei Multiplizierern 104, 106 und einem Akkumulator 108 gefiltert. In dem oberen Filterweg wird der Phasenfehler mit einer Konstante Kp multipliziert. In dem unteren Filterweg wird der Phasenfehler mit einer Konstante Ki multipliziert, und das Ergebnis wird durch den Ki-Akkumulator 108 akkumuliert. Das akkumulierte (Ki) Ergebnis und das direkte (Kp) Ergebnis werden an einem Summierer 110 zusammenaddiert und zu dem Phasenakkumulator 96 geleitet.
Der Phasenakkumulator 96 integriert das Ausgangssignal des Schleifenfilters 94. Die oberen vier Bits des Phasenakkumulatorausgangssignals wirken als ein „Zeiger" dafür, welche der 16 verzögerten Versionen des externen Systemtakts, die an der Verzögerungsleitung 98 verfügbar sind, als der Systemlesetakt, (d. h. der Takt, der auf das Eingangssignal gelockt ist) verwendet wird.
Während das Eingangssignal im Vergleich zu dem Systemlesetakt außer Phase geht, bauen sich somit die Phasenfehler zu einem großen Wert an dem Ausgang des Schleifenfilters 94 auf, was bewirkt, daß der Phasenakkumulator 96 inkrementiert, und schließlich die oberen vier Bits seines Ausgangssignals ändert, was dann eine verzögerte Version des Systemtakts auswählt, die näher in der Phase zu dem Eingangssignal liegt.
Mit näherer Bezugnahme auf die Anordnung, um die Optimierung der Fehlerrate in dem Endprodukt zu liefern, sind die Schleifenfilterparameter programmierbar; eine Schleife zweiter Ordnung wird angenommen. Außerdem kann die Schleifenbandbreite in Echtzeit zwischen zwei vorprogrammierten Werten geschaltet werden. Dies dient dazu, die Präambelzonen für die Akquisition am besten zu verwenden und nach wie vor einen Niedrigphasenjitter in der Datenregion beizubehalten. Die Phasenregelschleife 22 muß in der Lage sein, ein Phasenlock nach Signalausfällen wiederzugewinnen, die während der normalen Wiedergabe eines Bandes auftreten.
Die zurückgewonnenen Lesetaktantriebe der FFE 24, des ADC 26 und des Viterbi-Decodierers 28 müssen daher robust sein. Es wird bevorzugt, daß die Phasenregelschleife 22 in der Lage ist, in den DDS-1/2 oder DDS3-Formaten arbeiten zu können. Das DDS-1- oder 2-Format führt zu einem Zwei-Pegel-Signal, bei dem die Bitabtastzeit in dem Augenzentrum ist. Hier prüft der Phasendetektor 92 typischerweise auf Nulldurchgänge, da dieses Verfahren einfach ist und relativ unempfindlich gegenüber Amplitudenschwankungen.
In dem DDS-3-Format führt das Lesen des Formats zu einem Drei-Pegel-PR-1-Signal. In diesem Fall kann der Phasendetektor 92 nicht auf einfache Nulldurchgänge prüfen, ohne einen großen Anteil des Eingangssignals zu disqualifizieren. Ein Schwellenwertüberquerungsschema ist erforderlich (ungefähr +1, –1).
Somit enthält die PLL 22 einen Schwellenwertüberquerungszeitpunktphasendetektor 92, dessen Ausgangssignal in diskrete Schritte quantisiert ist. In dem DDS-1 oder 2-Modus spricht der Phasendetektor auf Nulldurchgänge an, während derselbe in dem DDS-3-Modus auf halbnominale Signalpegelüberquerungen anspricht.
4 zeigt zwei (konzeptionelle) Wege durch den Phasendetektor 92, wobei das Eingangssignal (von dem AGC 20) bei 100, 102 mit jedem der halbnominalen Signalpegelschwellenwertpegel (positiv und negativ) verglichen wird. Die Zeitgebungen der Schwellenwertüberquerungen in dem Eingangssignal werden, bei dem Komparatorausgangsabtaster 116 mit acht gleichmäßig beabstandeten (1/8 Periode verschobenen) Phasen des Ausgangstakts (von der 16-Abgriffverzögerungsleitung 98 abgeleitet) verglichen, und an dem Schleifenphasencodierer 118 mit der aktuellen Ausgangsphasenauswahl. Die quantisierte Phase wird dann direkt durch den Schleifenphasenselektor 120 bestimmt, zwischen welche der acht Ausgangstaktphasen die Eingangsüberquerung fällt.
In dem DDS-1- oder 2-Modus wird das Eingangssignal mit einer einzigen Nominal-Nullpegel-Referenz verglichen, und nur der obere (konzeptionelle) Signalweg in 4 wird verwendet. In dem DDS-3-Modus werden die halbnominalen Signalquellenwerte von Phasendetektorschwellenwertreferenzregistern 112, 114 abgeleitet, die DAC-Referenzen auf die AGC-Zufallsdatenziel-DAC-Referenzen programmieren. Diese Anordnung ermöglicht es den AGC-Ziels und den PLL-Phasendetektorreferenzen, unabhängig optimiert zu werden.
Das quantisierte Phasenausgangssignal von dem Schleifenphasenselektor 120 wird dann zu einem digitalen Schleifenfilter 94 eingespeist, mit einem Kp (Proportional-) und einem Ki (Integral-) Term. Zu Darstellungszwecken ist der Ausgang des Phasendetektors 92 als ein Vier-Bit-Bus gezeigt (der den Zustand {–4, –3, –2, –1, 1, 2, 3, 4} codiert), und die Multiplizierer 104, 106 als ein Acht-Bit-Bus. Der Kp und der Ki Multiplizierer können typischerweise die folgenden Bereiche aufweisen: Kp-Bereich = 0 ... 31 Ki-Bereich = 0 ... 31 Multipliziererausgang = –124 ... 124
Der Ki-Multiplizierer 106 speist den Ki-Akkumulator 108, der in diesem Beispiel einen Bereich aufweist: Ki-Akkumulatorbits = 12 Ki-Akkumulatorbereich = –2.048 ... 2.047
Der Ki-Akkumulator 108 integriert die ankommenden Ki-Multipliziererausgangssignale, aber nur die acht höchstwertigsten Bits von dem Akkumulator werden bei 110 zu den acht Bit von dem Kp-Multiplizierer 104 addiert und dann in das (niedrigstwertigste) Ende des Phasenakkumulators 96 eingespeist.
Somit kann das Schleifenfilter 94 –252 ... 252 an den Phasenakkumulator 96 pro Bitperiode anlegen. Die beiden programmierbaren Paar von Kp- und Ki-Werten sind in den Registern 105, 107 verfügbar, um der Schleife eine schnelle oder eine langsame Zeitkonstante zu geben, die gemäß Systemanforderungen durch eine Zustandsmaschine ausgewählt werden kann.
Der Ki-Akkumulator 108 ist angeordnet, um neuprogrammierbar zu sein, wenn die Bedingungen anzeigen, daß derselbe das Phasenlock verloren hat oder in Gefahr ist, dieselbe zu verlieren. Beispielsweise kann in der Präambelregion eine PLL-Frequenz initialisiert werden. Während sogenannten „Stunt-Moden" tritt ein Frequenzversatz auf, wo für eine Schnellvorlaufbandbewegung die Mittenfrequenz der A-Spuren niedriger verschoben werden kann, und der B-Spuren höher (oder umgekehrt für eine Rücklaufbandbewegung). Außerdem kann der Ki-Akkumulator 108 entweder positiv oder negativ überlaufen, wodurch angezeigt wird, daß die Mittenfrequenz außerhalb eines annehmbaren Bereichs liegt. Noch ferner kann der Ki-Akkumulator 108 neu zentriert werden, falls die FFE-Koeffizienten-„Kickstart"-Routine, wie sie oben bezeichnet wurde, ausgelöst wurde. Diese Bedingung zeigt an, daß es einen Bandausfall oder eine andere Störung des Signals gibt, die vermuten läßt, daß es wahrscheinlich ist, daß die PLL sein Phasenlock verliert.
Unter diesen Bedingungen sind die höchstwertigsten Bits des Ki-Akkumulators 108 mit den Inhalten eines variablen Phasenoszillatorfrequenzversatzregisters 109 geladen, das im wesentlichen die Frequenz auf einen Vorgabewert neu zentriert. Beispielsweise kann die Frequenz neu zentriert werden auf diejenige, mit der die PLL 22 das Lesen der aktuellen Spur begonnen hat.
Der Digitalphasenakkumulator 96 summiert das Ausgangssignal des Schleifenfilters 94 und verwendet die vier höchstwertigsten Bits, um eine Ausgangstaktphase von der 16-Abgriffverzögerungsleitung 98 auszuwählen, die selbst an den Systembitfrequenztakt phasengelockt ist. Die 16 Systemtaktphasen von dieser Verzögerungsleitung 98 werden auch durch den Komparatorausgangsabtaster 116 in dem Phasendetektor 92 verwendet, um die Zeitgebung der Schwellenwertüberquerungen durchzuführen. Die Anzahl von Bits, die von dem Schleifenfilterakkumulator 108 zu dem Phasenakkumulator 96 weitergeleitet werden, bestimmt den maximalen anhaltenden Frequenzfehler, der unterstützt werden kann. Der Phasenakkumulator 96 integriert den Ausgang des Schleifenfilters 94 (die Summe der Kp- und Ki-Terme). Die vier höchstwertigsten Bits werden verwendet, um die Phase des Systemtakts von der abgegriffenen Verzögerungsleitung auszuwählen, um als die aktuelle Taktphase verwendet zu werden.
Das Phasenakkumulatorausgangssignal 96 ist in diesem Beispiel als eine 12-Bit-Zahl dargestellt, die als ein einfacher Auf-Ab-Zähler ohne Vorzeichen angesehen werden kann. Somit, während positive Schleifenfilterausgangssignale angelegt werden, zählt der Akkumulator hoch, bis er 4.095 erreicht, und springt dann zurück auf Null. Gleichartig dazu, falls negative Schleifenfilterausgangssignale angelegt werden, zählt derselbe nach unten, bis er Null erreicht, und springt dann zurück auf 4.095. Unter diesen Bedingungen inkrementieren die vier höchstwertigsten Bits einfach von 0 ... 15 und springen dann zurück auf Null, so daß fortlaufende spätere Phasen des Systemtakts als der Ausgangstakt gewählt werden.
Die abgegriffene Verzögerungsleitung 98 weist 16 gleichmäßig beabstandete Abgriffe auf und wird mit dem Systemtakt gespeist. Konzeptionell werden die Verzögerungen eingestellt, so daß der Ausgang des 16. Abgriffs mit der nächsten Systemtaktperiode zusammenfällt (wobei sich die Sy stemtaktfrequenz für die verschiedenen Betriebsmodi des Kanals unterscheidet).
Ein statischer Phasenversatzwert von einem Register 122 ist an dem Summierer 124 eingebaut, der ein Ausgangssignal an den Taktselektor 126 liefert, der das geeignete Taktsignal von der abgegriffenen Verzögerungsleitung 98 auswählt. Es gibt zwei Elemente, die zu dem Bedarf nach einem statischen Phasenversatz zwischen der Phase, an der die Schleife lockt, und der Taktphase, die an dem Ausgang 128 angelegt wird, beitragen, der durch die FFE 24 und den ADC 26 verwendet wird. Zunächst tastet die FFE 24 an den Bitmitten ab, während die PLL 22 an den Bitkanten lockt, wo die Übergänge sind. Zweitens gibt es unbekannte Schaltungswegverzögerungen zwischen der Phasenmeßschleife und dem Punkt, an dem der Takt in der FFE verwendet wird. Dementsprechend ist das Phasenversatzregister mit einer Vier-Bit-Zahl (ohne Vorzeichen) programmiert, die zu den vier höchstwertigsten Bits des Phasenakkumulators hinzugefügt wird, um die Taktphase auszuwählen, die zu der FFE 24, dem ADC 26 und dem Rest des Systems weitergeleitet wird, aber nicht zu der Taktphase des internen PLL-Takts, der durch den Taktselektor 130 ausgewählt wird.
Obwohl die Ausführungsbeispiele von 1 bis 4 mit Bezugnahme auf ein abgetastetes analoges Schema beschrieben sind, wurde dieser Entwurf auch in digitaler Form implementiert, und die Erfindung bezieht sich auch auf solche digitalen Implementierungen.
Es wird außerdem auf unsere mitanhängigen Anmeldungen 96306941.4 (EP-A-0831480); 96306940.6 (EP-0831483) und 96306939.8 (EP-A-0831479) verwiesen, die am gleichen Datum eingereicht wurden.

Claims

Datenwiedergewinnungssystem zum Wiedergewinnen von Daten von einem magnetischen Speichermedium, die in einer Folge von Spuren (A, B) mit unterschiedlichen Azimuten gespeichert sind, wobei jede Spur eine Präambelregion und eine Hauptdatenregion umfaßt, wobei das System eine abgetastete Zeitfiltervorrichtung umfaßt, die folgende Merkmale umfaßt: eine Speichereinrichtung (68) zum Speichern einer jeweiligen Mehrzahl von Filterkoeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) für jede der Spuren; eine Aktualisierungseinrichtung (74, 75, 80, 82), die auf das Ausgangssignal der Filtervorrichtung anspricht, zum Aktualisieren der jeweiligen Mehrzahlen von Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n), die in der Speichereinrichtung (68) gespeichert sind; eine Einrichtung zum Schreiben einer Mehrzahl von Koeffizienten, die von einer vorhergehenden Spur (A, B) mit diesem Azimut abgeleitet wurden, in die Speichereinrichtung (68) für jede Spur (A, B); eine Einrichtung (90) zum Überwachen eines oder mehrerer der Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n); eine Einrichtung (90) zum Zurücksetzen eines oder mehrerer der Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) auf jeweilige Vorgabewerte ansprechend darauf, daß der überwachte Koeffizient oder die Koeffizienten einen zugeordneten Schwellenwert überschreiten; eine Präambeldetektoreinrichtung (23) zum Erfassen der Präambelregionen der Spuren; und eine Steuereinrichtung (21), die auf die Präambeldetektoreinrichtung (23) anspricht, zum Hemmen der Aktualisierung der Koeffizienten in den Präambelregionen.
Ein Datenwiedergewinnungssystem gemäß Anspruch 1, bei dem die Einrichtung (90) zum Zurücksetzen bewirkt, daß die Aktualisierungseinrichtung (74, 75, 80, 82) nach dem Zurücksetzen das Aktualisieren der Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) unmittelbar fortsetzt.
Ein Datenwiedergewinnungssystem gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem das Signal theoretisch ein 3-Pegel-Signal ist und die Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) angepaßt sind, um den Fehler zwischen dem gefilterten Signal und den drei Pegeln zu minimieren.
Ein Datenwiedergewinnungssystem gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem das Signal theoretisch ein 2-Pegel-Signal ist und die Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) angepaßt sind, um den Fehler zwischen dem gefilterten Signal und den beiden Pegeln zu minimieren.
Ein Datenwiedergewinnungssystem gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Überwachungseinrichtung (90) eine Mehrzahl von Koeffizienten überwacht und die Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) auf eine Vorgabeeinstellung zurücksetzt, falls einer oder mehrere der Mehrzahl von Koeffizienten jeweilige voreingestellte Schwellenwerte überschreiten.
Ein Datenwiedergewinnungssystem gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Filterkoeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) einen Mittelkoeffizienten (A₀; B₀) umfassen und die Überwachungseinrichtung (90) den Mittelkoeffizienten (A₀; B₀) überwacht, und die Koeffizienten auf eine Vorgabeeinheitsimpulsantwort zurücksetzt, falls der Mittelkoeffizient unter einen voreingestellten Schwellenwert läuft.
Ein Datenwiedergewinnungssystem gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Einrichtung zum Schreiben einen Satz von Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) in die Speichereinrichtung (68) schreibt, die den angepaßten Koeffizienten entsprechen, die teilweise durch eine vorhergehende Spur (A; B) mit dem gleichen Azimut genommen wurden.
Ein Datenwiedergewinnungssystem gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Einrichtung zum Schreiben einen angepaßten Satz von Koeffizienten in die Speichereinrichtung (68) schreibt, die einem minimalen Fehlerabschnitt der vorhergehenden Spur mit diesem Azimut entspricht.
Ein Datenwiedergewinnungssystem gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Einrichtung zum Schreiben einen angepaßten Satz von Koeffizienten in die Speichereinrichtung (68) schreibt, die denjenigen bei einem vorausgewählten Intervall nach dem Beginn einer vorhergehenden Spur mit diesem Azimut entsprechen.
Ein Datenwiedergewinnungssystem gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Einrichtung zum Schreiben einen Satz von Koeffizienten in die Speichereinrichtung (68) schreibt, die von einer Kombination von Sätzen von Koeffizienten von einer Mehrzahl von vorhergehenden Spuren mit diesem Azimut abgeleitet sind.
Ein Datenwiedergewinnungssystem gemäß Anspruch 10, bei dem die Kombination einen Mittelwert einer Mehrzahl von Sätzen von Koeffizienten von vorhergehenden Spuren mit diesem Azimut umfaßt.
Ein Verfahren zum Wiedergewinnen von Daten von einem magnetischen Speichermedium, die in einer Folge von Spuren (A; B) mit unterschiedlichen Azimuten gespeichert sind und anfällig dafür sind, unterschiedliche Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) aufzuweisen, und wobei jede Spur eine Präambelregion und eine Hauptdatenregion umfaßt, wobei das Verfahren folgende Schritte umfaßt: Anlegen des Signals an ein abgetastetes Zeitfilter (24), das ein gefiltertes Ausgangssignal ableitet; Speichern einer Mehrzahl von Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) für jede Spur, die von einer vorhergehenden Spur (A; B) mit diesem Azimut abgeleitet ist; Aktualisieren der jeweiligen Mehrzahl von Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) ansprechend auf das gefilterte Ausgangssignal; Überwachen von einem oder mehreren der Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n); Zurücksetzen von einem oder mehreren der Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) auf einen oder mehrere jeweilige Vorgabewerte, ansprechend darauf, daß einer oder mehrere der überwachten Koeffizienten einen Schwellenwert überschreiten; und Hemmen der Aktualisierung der Koeffizienten in den Präambelregionen.
Ein Verfahren gemäß Anspruch 12, bei dem das Aktualisieren unmittelbar nach dem Rücksetzschritt fortgesetzt wird.
Ein Verfahren gemäß Anspruch 12 oder 13, bei dem der Schritt des Speicherns das Speichern eines Satzes von Koeffizienten (A₀ ... A_n : B₀ ... B_n) umfaßt, die den angepaßten Koeffizienten entsprechen, die teilweise durch eine vorhergehende Spur (A; B) mit dem gleichen Azimut genommen wurden.
Ein Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 14, bei dem der Schritt des Speicherns das Speichern eines angepaßten Satzes von Koeffizienten umfaßt, die einem minimalen Fehlerabschnitt der vorhergehenden Spur mit diesem Azimut entsprechen.
Ein Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 15, bei dem der Speicherschritt das Speichern eines angepaßten Satzes von Koeffizienten umfaßt, die denjenigen an einem vorausgewählten Intervall nach dem Beginn einer vorhergehenden Spur mit diesem Azimut entsprechen.
Ein Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 15, bei dem der Speicherschritt das Speichern eines Satzes von Koeffizienten umfaßt, die von einer Kombination von Sätzen von Koeffizienten abgeleitet wurden, von einer Mehrzahl von vorhergehenden Spuren mit diesem Azimut.
Ein Verfahren gemäß Anspruch 17, bei dem die Kombination einen Mittelwert einer Mehrzahl von Sätzen von Koeffizienten von vorhergehenden Spuren mit diesem Azimut umfaßt.