DE69218154T2

DE69218154T2 - Schaltungsanordnung zum Wiedergeben eines elektrischen Signals von einer Spur auf einem magnetischen Aufzeichnungsträger

Info

Publication number: DE69218154T2
Application number: DE69218154T
Authority: DE
Inventors: Josephus Arnoldus Henr Kahlman; Albert Maria Arnold Rijckaert
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1991-12-18
Filing date: 1992-12-10
Publication date: 1997-08-21
Anticipated expiration: 2012-12-11
Also published as: ATE150202T1; TW222029B; EP0549030B1; US6252734B1; KR930014434A; JPH05242408A; ES2101801T3; KR100251439B1; DE69218154D1; EP0549030A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Wiedergeben eines elektrischen Signals von einer Spur auf einem magnetischen Aufzeichnungsträger, wobei die Anordnung folgendes enthält:
- einen magnetischen Lesekopf zum Lesen des elektrischen Signals von der Spur und zum Zuführen des elektrischen Signals zu einem Ausgang des magnetischen Lesekopfes,
- variable Ausgleich-Filtermittel mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des magnetischen Lesekopfes verbunden ist, einem Steuersignaleingang und einem Ausgang, wobei die Ausgleich-Filtermittel so ausgelegt sind, daß sie das von der Spur gelesene elektrische Signal in Reaktion auf ein Steuersignal ausgleichen, das ihrem Steuersignaleingang zugeführt wird, und daß sie ein ausgeglichenes Ausgangssignal an ihrem Ausgang liefern,
- Steuersignal-Generatormittel, deren Ausgang mit dem Steuersignaleingang der Ausgleich-Filtermittel verbunden ist, wobei die Generatormittel so ausgelegt sind, daß sie ein Steuersignal erzeugen, welches den Grad des von den variablen Ausgleich-Filtermitteln durchgeführten Ausgleichs anzeigt, und daß sie das Steuersignal ihrem Ausgang zuführen. Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der veröffentlichten europäischen Patentanmeldung EP 387 813 A2 bekannt.
In der bekannten Schaltungsanordnung wird der Ausgleich durch Veränderung der Filterparameter in Reaktion auf das dem Steuersignaleingang zugeführte Steuersignal so durchgeführt, daß die Größe der Filterreaktion erhöht oder verringert wird.
Das Steuersignal kann in den Steuersignal-Generatormitteln auf verschiedene Arten erzeugt werden. In der bekannten Schaltungsanordnung wird das Signal von den Ausgleich-Filtermitteln in digitaler Form einer Datenverarbeitungsschaltung zugeführt, die eine Detektorschaltung enthält. Die Detektorschaltung ist so ausgelegt, daß sie die Bitfehlerrate in dem der Verarbeitungsschaltung zugeführten Signal erfaßt. In Reaktion auf die Fehlerrate wird ein Steuersignal erzeugt, das dem Steuersignaleingang der Ausgleich-Filtermittel zugeführt wird, um die Filterparameter so zu verändern, daß die Bitfehlerrate minimiert wird.
Die bekannte Schaltungsanordnung hat den Nachteil, daß ein ziemlich komplizierter Schaltungsaufbau erforderlich ist, um die Ausgleich-Filtermittel und die Steuersignal-Generatormittel zu realisieren. Der Grund hierfür liegt darin, daß die bekannte Schaltungsanordnung die Ausgleich-Filtermittel in digitaler Form nutzt, so daß für die Erzeugung der Parameter für das Filter in Reaktion auf die erfaßte Fehlerrate ein komplizierter Algorithmus erforderlich ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Wiedergeben eines digitalen Signals von einer Spur auf einem magnetischen Aufzeichnungsträger mit einem einfacheren Aufbau zur Durchführung der Ausgleichsfunktion zu schaffen. Zu diesem Zweck ist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgleich-Filtermittel Transkonduktanz-Kondensator-Filtermittel enthalten, die einen Abstimmsignaleingang zum Empfangen eines Abstimmsignals aufweisen, wobei die Transkonduktanz-Kondensator-Filtermittel eine Größenkennlinie haben, die als Funktion ansteigender Frequenzen in einem Frequenzbereich unterhalb einer Referenzfrequenz zunimmt, wobei der Steuersignaleingang der Ausgleich-Filtermittel mit dem Abstimmsignaleingang der Transkonduktanz-Kondensator-Filtermittel verbunden ist und wobei die Transkonduktanz-Kondensator-Filtermittel desweiteren so ausgelegt sind, daß sie die Referenzfrequenz in der Amplituden-Frequenz-Kennlinie der Transkonduktanz-Kondensator-Filtermittel in Reaktion auf das Steuersignal steuern, um den Neigungswinkel der Amplituden-Frequenz-Kennlinie der Transkonduktanz-Kondensator-Filtermittel unterhalb der Referenzfrequenz zu verändern.
Die Erfindung basiert auf der folgenden Erkenntnis: Untersuchungen haben ergeben, daß der Aufzeichnungskanal bei höheren Frequenzen einen zunehmenden Verlust aufweist, der unter anderem auf die Eigenschaften des verwendeten Bandes und die Qualität des Kontaktes zwischen Band und Kopf zurückzuführen ist. Dieser Verlust muß durch die Ausgleich-Filtermittel ausgeglichen werden, um einen optimalen Signalempfang bei der Wiedergabe zu ermöglichen. Transkonduktanz-Kondensator-Filter haben sich für diesen Zweck als sehr nützlich erwiesen.
Transkonduktanz-Kondensator-Filter sind zeitkontinuierliche Filter und in der Technik gut bekannt. In dieser Hinsicht wird auf einige Veröffendichungen in dem IEEE Journal of Solid-State Circuits, so in Vol 23, Nr. 3, Juni 1988, S. 750-758; Nr. 4, August 1988, S.987-996; Vol 24, Nr.3, S.736-743, und eine Veröffentlichung in den IEE Proceedings, Vol 136, Pt.G, Nr.4, August 1989, S.184-190, verwiesen. Transkonduktanz-Kondensator-Filter (im folgenden TK-Filter genannt) können zur Implementierung von analogen On-Chip-Filtern eingesetzt werden. Die Zeitkonstante von mittels der TK-Technik realisierten Filterbereichen hängt stark von den Prozeßparametern der integrierten Schaltung ab. Eine Schwankung der Zeitkonstante von bis zu 30% ist normal. Daher müssen diese Filter auf die richtige Frequenz abgestimmt werden, was auch als "Spurnachführung" bezeichnet wird. Dies wird erreicht, indem jeder Filterbereich mit einem Abstimmsteuereingang versehen wird, dem ein Abstimmsteuersignal zugeführt werden kann. Mittels dieses Abstimmsteuersignals kann die Zeitkonstante des Filters auf einen erforderlichen festen Wert gesteuert werden.
Bei den meisten Anwendungen stellt dies einen Nachteil dar, da das Filter eine spezielle Schaltung zur Spurnachführung benötigt.
Bei dem Einsatz des TK-Filters in den Ausgleich-Filtermitteln hat man sich die Möglichkeit der Veränderung der Zeitkonstante in dem TK-Filter zunutze gemacht. Zum Ausgleich des Verlustes im Hochfrequenzbereich sollte das Filter eine Kennlinie aufweisen, die dem genannten Verlust entgegengesetzt ist. Die Filterkennlinie weist daher eine Größenkennlinie als Funktion der Frequenz auf, die bei höheren Frequenzen zunimmt. Die Größenkennlinie verhält sich vorzugsweise exponentiell. Dies bedeutet, daß die Größe der Filterkennlinie in dB als Funktion der Frequenz, aufgetragen auf einem linearen Maßstab, eine mehr oder weniger gerade Linie mit einem positiven Winkel bei Frequenzen unterhalb der Referenzfrequenz ist. Durch die Zuführung des Steuersignal zum Abstimm-Steuersignaleingang des TK-Filters ist es möglich, die Zeitkonstante und somit die Referenzfrequenz des Filters zu verändern. Dies ergibt eine Verschiebung der Frequenzskala, auf der die Filterkennlinie aufgetragen ist. Infolgedessen ergibt sich eine Veränderung des Winkels der mehr oder weniger geraden Linie, so daß ein automatischer Ausgleich durchgeführt wird.
Die obengenannte Spurnachführung zur Stabilisierung der Filterkennlinie auf eine feste Form kann auf verschiedene Weisen erreicht werden. Eine davon besteht darin, eine bestimmte Referenzspannung an den Abstimmsignaleingang anzulegen.
Andere Verfahren der Spurnachführung werden von den untergeordneten Patentansprüchen 3 bis 6 abgedeckt.
Es ist festzuhalten, daß der Einsatz eines TK-Filters in Wiedergabekanälen von Magnetplattenlaufwerken in dem Digest of Technical Papers for the 1991 IEEE Int. Solid-State Circuits Conference, Paper TP 8.2, S.134, 135 und 303 beschrieben wurde.
Das realisierte Filter ist jedoch ein fester Tiefpaß zur Begrenzung der Bandbreite des Rauschens am Ausgang eines magnetischen Lesekopfverstärkers.
Dieser und weitere Aspekte der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 ein Ausführungsbeispiel der Wiedergabe-Schaltungsanordnung;
Figur 2 die exponentielle Dämpfung des magnetischen Aufzeichnungs kanals;
Figur 3 verschiedene Ausgleich-Filterkennlinien für verschiedene Steuersignale, die dem Spurnachführungseingang des TK-Filters zugeführt werden;
Figur 4 ein weiteres Ausführungsbeispiel;
Figur 5 ein drittes Ausführungsbeispiel und
Figur 6 ein viertes Ausführungsbeispiel.
Figur 1 stellt ein Ausführungsbeispiel einer Wiedergabe-Schaltungsanordnung dar, die einen magnetischen Lesekopf 1 zum Lesen von Informationen von einer Spur auf einem magnetischen Aufzeichnungsträger 2 enthält. Der Ausgang 3 des Lesekopfes list mit einem Eingang 4 der Ausgleich-Filtermittel 5 verbunden. Die Ausgleich-Filtermittel 5 umfassen ein Transkonduktanz-Kondensator-Filter 6, mit einem Eingang 7, welcher mit dem Eingang 4 der Ausgleich-Filtermittel 5 verbunden ist, einem Abstimmsignaleingang 8 und einen Ausgang 9. Die Ausgleich-Filtermittel 5 enthalten ferner ein Sinus-Dämpfungsfilter 10, ein Cosinus-Filter 11 mit einem Nulldurchgang bei der Nyquist-Frequenz und einen Phasenschieber 17. Mit dieser Schaltungsanordnung ist es möglich, eine Teureaktionerfassung der Klasse IV durchzuführen. Es ist jedoch zu beachten, daß die Erfindung auch bei anderen Erfassungssystemen eingesetzt werden kann, zum Beispiel bei einer Nyquist-1-Erfassung oder einer Vollreaktionerfassung.
Ein Ausgang 12 des Ausgleichfilters 5 ist mit einem Bit-Detektor 13 verbunden, dessen Ausgang mit einem Ausgang 14 der Schaltungsanordnung verbunden ist. Der Bit-Detektor 13 führt eine Biterfassung an dem ausgeglichenen analogen Signal von dem Ausgleichfilter 5 durch. Dies kann durch Abtastung des Ausgangssignals des Ausgleichfilters 5 mit Hilfe eines in dem Bit-Detektor 13 enthaltenen A-D-Umsetzers gefolgt von einer Erfassung mittels z.B. eines Viterbi-Detektors erreicht werden. Die Abtastrate für den A-D-Umsetzer kann dem Signal selbst entnommen werden. Das reproduzierte digitale Signal steht am Ausgang 14 des Detektors 13 zur Verfügung.
Das Ausgleichfilter 5 besitzt einen Steuersignaleingang 15, dem ein Ausgleich-Steuersignal zugeführt werden kann. Zu diesem Zweck verfügt die Schaltungsanordnung über einen Steuersignalgenerator, der im vorliegenden Fall in dem Bit-Detektor 13 enthalten ist. Das erzeugte Steuersignal steht am Ausgang 16 zur Verfügung. Das erzeugte Steuersignal kann von der Bitfehlerrate in dem Signal abgeleitet werden, das dem Eingang des Bit-Detektors 13 zugeführt wird, wie es in der europäischen Patentanmeldung Nr.387 813 A2 dargelegt ist. Andere Algorithmen zum Ableiten des Steuersignal sind jedoch genauso gut möglich.
Das Ausgleichfilter 5 gleicht das seinem Eingang 4 zugeführte Signal in Reaktion auf das dem Eingang 15 zugeführte Steuersignal aus, um ein ausgeglichenes Ausgangssignal am Ausgang 12 zu erreichen. Der Steuersignaleingang 15 ist mit einem ersten Eingang 29 eines Signalkombinationselementes 28 verbunden, dessen Ausgang 31 mit dem Abstimmsignaleingang 8 des TK-Filters 6 verbunden ist. Außerdem wird dem zweiten Eingang 30 des Kombinationselementes 28 eine Referenzspannung Vref zugeführt. Wie bereits erklärt, wird diese Spannung Vref in TK-Filtern nach dem Stand der Technik dazu verwendet, Schwankungen der Werte der Komponenten auszugleichen, aus denen das TK-Filter bei der Chip-Herstellung aufgebaut wird.
Falls durch ein TK-Filter eine bestimmte Filterkennlinie erzielt werden soll, ist das TK-Filter so ausgelegt, daß es Kondensatoren mit bestimmten Kapazitäts werten aufweist. Durch das Herstellungsverfahren sind die Kapazitätswerte der erhaltenen Kondensatoren weit gestreut, so daß sich eine andere als die benötigte Filterkennlinie ergibt. Die Spannung Vref beeinflußt die Kapazitätswerte der Kondensatoren auf dem Chip und somit die Kapazitätswerte der Kondensatoren des TK-Filters. Dies führt zu einer Verschiebung der Frequenzskala, so daß die erforderliche Filterkennlinie erzielt wird. Durch Veränderung der Spannung Vref kann diese Spannung auf einen solchen Festwert eingestellt werden, daß man die erforderliche Filterkennlinie erhält.
Das TK-Filter 6 hat eine Größenkennlinie als Funktion der Frequenz, die mit zunehmender Frequenz in einem Frequenzbereich unterhalb einer bestimmten Referenzfrequenz fref zunimmt. fref ist im vorliegenden Fall die Frequenz des Maximums der Filterkennlinie. Genauer betrachtet verhält sich die Größenkennlinie des Filters 6 in diesem Frequenzbereich exponentiell. Dies bedeutet, daß der folgende Zusammenhang für die Größe der Frequenzkennlinie H(f) als Funktion der Frequenz besteht:
H(f) = A exp (C.f/fref)
wobei A und C Konstanten sind. fref ist ein Eigenparameter des TK-Filters 6 und steht mit der Zeitkonstante r des Filters in der folgenden Beziehung:
τ = C/fref
Die Referenzspannung Vref wird so gewählt, daß die Referenzfrequenz fref einen bestimmten festen Wert hat.
Wird die Größe H(f) in dB als Funktion der Frequenz unter Verwendung der obengenannten Formel auf einen linearen Maßstab aufgetragen, so ist klar ersichtlich, daß die Frequenzkennlinie des Filters eine gerade Linie ist, deren Neigungswinkel α in der folgenden Beziehung zu fref steht:
α : C/fref = τ.
Figur 2 zeigt die Größe der Übertragungskennlinie des Aufzeichnungskanals in dB, aufgetragen auf eine lineare Frequenzskala. Die Kurve zeigt den Fluß des auf einer Spur des Aufzeichnungsträgers aufgezeichneten Signals als Funktion der Frequenz. Diese Kurve sollte eine horizontal verlaufende Linie sein. In der Praxis verläuft diese Linie jedoch bei zunehmenden Frequenzen nach unten.
Wie aus Figur 2 ersichtlich ist, tritt aufgrund des Abstands zwischen Kopf und Band und anderer Faktoren, zum Beispiel der Qualität des Bandes, ein HF-Verlust auf. Daraus ergibt sich eine mehr oder weniger gerade Linie, die sich bei zunehmenden Frequenzen nach unten neigt.
Der Ausgleich dieser Neigung der geraden Linie kann mit dem TK-Filter 6 erfolgen, das eine Übertragungskennlinie aufweist, die als Funktion der Frequenz ansteigt. Dadurch erhält man ein ausgeglichenes Ausgangssignal am Ausgang 12 des Ausgleichfilters 5. Nach einem korrekten Ausgleich ist das dem Bit-Detektor 13 zugeführte Signal so beschaffen, daß die Bitfehlerrate minimal ist.
In der Praxis besteht ein Problem darin, daß das Ausmaß des HF-Verlustes nicht immer gleich ist, sondern von der Qualität der Wiedergabeköpfe, der verwendeten Bänder und der Qualität des Kontakts von Kopf und Band abhängt. Daraus ergeben sich mehr oder weniger gerade Linien mit unterschiedlichem Neigungswinkel in dem in Figur 2 dargestellten Frequenzdiagramm. Angenommen, das TK-Filter 6 hat eine feststehende Übertragungskennlinie, dann führt dies zu einem Anstieg der Bitfehler rate des in dem Bit-Detektor 13 erfaßten Signals. Der Ausgleich dieses HF-Verlustes sollte also veränderbar sein und kann mit Hilfe des exponentiellen TK-Filters 6 erreicht werden. Durch die Zuführung des am Eingang 15 vorliegenden Ausgleich-Steuersignals zu dem Eingang 8 des TK-Filters 6 über das Kombinationselement 28 kann, wie oben dargelegt, eine verschobene Frequenzachse erreicht werden. Mit anderen Worten: Die Referenzfrequenz fref kann so gesteuert werden, daß sie in Reaktion auf das Steuersignal unterschiedliche Werte aufweist.
Daraus ergeben sich unterschiedliche Kurven mit unterschiedlichen Neigungswinkeln α, wie aus Figur 3 ersichtlich, die einige Filterkennlinien des TK-Filters 6 für einige Werte von fref zeigen. Wie aus der obigen Formel für α zu ersehen ist, führt eine Zunahme von fref zu einer Abnahme des Neigungswinkels α.
Eine Zunahme der Bitfehlerrate kann bedeuten, daß der Neigungswinkel vergrößert oder verkleinert werden sollte. Um den Neigungswinkel in Reaktion auf eine Zunahme der Bitfehlerrate in die richtige Richtung zu steuern, kann die Steuerung so erfolgen, daß der Neigungswinkel bei einer Zunahme der Bitfehlerrate vergrößert wird. Falls eine solche Vergrößerung des Neigungswinkels zu einer weiteren Zunahme der Bitfehlerrate führt, bedeutet dies, daß der Neigungswinkel hätte verkleinert werden sollen.
Eine andere Methode zur Bestimmung der Richtung, in die in Reaktion auf eine Zunahme der Bitfehlerrate gesteuert werden sollte, besteht darin, dem Steuersignal, das dem Steuersignaleingang 15 zugeführt wird, ein Wobbelsignal hinzuzufügen. Durch die Erfassung der Veränderung der Bitfehlerrate in Reaktion auf das Wobbelsignal kann die richtige Steuerrichtung bestimmt werden.
Es ist zu beachten, daß der oben beschriebene Ausgleichvorgang den Ausgleich in Hinblick auf die Größe des auszugleichenden Signals betrifft. Im allgemeinen sind die Ausgleich-Filtermittel 5 auch in der Lege, einen Ausgleich in Hinblick auf die Phase als Funktion der Frequenz durchzuführen. Zu diesem Zweck können die Ausgleich-Filtermittel 5 einen zweiten Steuersignaleingang (nicht abgebildet) zum Empfangen eines zweiten Steuersignals besitzen. Dieser zweite Steuersignaleingang ist mit einem Steuersignaleingang (nicht abgebildet) des Phasenschiebers 17 verbunden. Der Phasenschieber 17 ist dann in der Lage, die Phase des an seinem Eingang anliegenden Signals als Funktion der Frequenz in Reaktion auf das genannte zweite Steuersignal zu verschieben.
Figur 4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung, bei dem das Ausgleichfilter 5' anders aufgebaut ist. In diesem Ausführungsbeispiel ist ein spannungsgesteuerter Oszillator (voltage controlled oscillator, VCO) 6' auf demselben Chip untergebracht wie das TK-Filter 6. Ein Ausgang 26 des VCO 6' ist mit einem ersten Eingang 27 eines Komparators 21 verbunden, dessen zweiter Eingang 20 mit einem Ausgang eines Oszillators 18 verbunden ist. Ein Ausgang 22 des Komparators 21 ist über ein Schleifenfilter 25 in Form eines Tiefpaßfilters mit einem Steuereingang 23 des VCO 6' sowie mit dem Eingang 30 des Signalkombinationselementes 28 verbunden. Der Komparator 21 kann ein Phasen- oder ein Frequenzkomparator sein. Die Funktion der Schleife 19, die den VCO 6', den Komparator 21, den Oszillator 18 und das Schleifenfilter 25 enthält, besteht darin, die Referenzspannung Vref so zu erzeugen, daß die VCO-Oszillatorfrequenz der Frequenz des Oszillators 18 entspricht.
Da das TK-Filter 6 und der VCO 6' auf demselben Chip in einem Herstellungsschritt aufgebracht werden, ist die Streuung der Komponentenwerte bei allen in dem TK-Filter 6 und dem VCO 6' enthaltenen Kondensatoren gleich. Vref wird nun auch dem VCO 6' zugeführt. Somit beeinflußt Vref die Kapazitätswerte der Kondensatoren in dem VCO 6' und damit auch die Oszillationsfrequenz des VCO 6'. Die Streuung der Kapazitätswerte der Kondensatoren in dem VCO 6' infolge des Herstellungsprozesses führt zu einer VCO-Frequenz, die von der erwarteten Oszillator frequenz abweicht. Die am Ausgang 26 des VCO 6' vorliegende Oszillatorfrequenz ist daher ein Maß für die Streuung der Komponentenwerte der Kondensatoren in dem VCO 6' und in dem TK-Filter 6. Durch den Vergleich dieser Frequenz mit einer feststehenden, von dem Oszillator 18 erzeugten Oszillatorfrequenz in dem Komparator 21 kann die Referenzspannung Vref abgeleitet werden. Falls es sich bei dem Komparator 21 um einen Frequenzkomparator handelt, liefert dieser Komparator ein Ausgangssignal, das der Frequenzdifferenz zwischen den an seinen beiden Eingängen anliegenden Frequenzen entspricht. Bei einer feststehenden Vref am Ausgang des Elementes 25, das jetzt einen Integrator enthält, sollte die Spannung am Ausgang 22 des Komparators 21 gleich Null sein, und somit die Frequenzdifferenz gleich Null.
Ist der Komparator 21 ein Phasenkomparator, dann liefert dieser Komparator, wenn an seinen Eingängen gleiche Frequenzen anliegen, eine Gleichspannung, die der Phasendifferenz der an seinen Eingängen anliegenden Signale entspricht. Jetzt ist kein Integrator in dem Bauelement 25 erforderlich.
Der Einfluß der Änderung von Vref auf die Kapazitätswerte der Kondensatoren aufgrund der Streuung hat die gleiche ausgleichende Wirkung auf die Kapazitätswerte des TK-Filters 6 and des VCO 6', so daß die erforderliche Frequenzkennlinie des TK-Filters 6 erzielt wird.
Die auf diese Weise erzielte Frequenzkennlinie des TK-Filters 6 kann jetzt so mittels des an dem Abstimmsignaleingang 8 anliegenden Steuersignals über den Steuersignaleingang 15 und das Signalkombinationselement 28 verändert werden, wie es oben unter Bezugnahme auf die Figuren 1, 2 und 3 beschrieben ist. In diesem Ausführungsbeispiel wird der VCO 23 so gesteuert, daß er eine feste VCO-Frequenz erzeugt, die der Oszillatorfrequenz des Oszillators 18 entspricht. Wenn dem Eingang 15 kein weiteres Steuersignal zugeführt wird, wird hierdurch ein TK-Filter 6 mit einer bestimmten festen Frequenzkennlinie realisiert. Zusätzlich bewirkt das dem Eingang 15 zugeführte Steuersignal die Verschiebung der Frequenzskala, wodurch die Frequenzkennlinie des TK-Filters 6, wie in Figur 3 gezeigt, verändert wird.
Figur 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel, das eine leicht veränderte Version des Ausführungsbeispiels aus Figur 4 darstellt, und zwar insofern, als das Signalkombinationselement 28 jetzt in der Verbindung zwischen dem Ausgang 22 des Komparators 21 und dem Eingang des Schleifenfilters 25 enthalten ist. Der Komparator 21 ist in diesem Fall ein Frequenzkomparator. Wenn kein Steuersignal am Eingang 15 anliegt, werden das TK-Filter 6 und der VCO 6' jetzt mit Hilfe der Schleife 19' gesteuert, wie für Figur 4 beschrieben. Sobald am Eingang 15 ein Steuersignal auftritt, ändert sich die Frequenz des VCO 6' und setzt das am Eingang von 25 vorliegende Signal auf Null zurück. Dies führt außerdem zu einer Anpassung des TK-Filters 6 an eine andere Filterkennlinie.
Figur 6 zeigt noch eine weitere Ausführungsform, bei der das Signalkombinationselement 28 entfällt und der Oszillator 18' ein variabler Oszillator mit einem Steuereingang 35 ist. Der Steuersignaleingang 15 des Ausgleichfilters 55 ist mit dem Steuereingang 35 des Oszillators 18' verbunden. Wenn dem Eingang 15 kein Steuersignal zugeführt wird, erzeugt der Oszillator 18' die gleiche Oszillatorfrequenz wie der Festwert-Oszillator 18 in den Figuren 4 und 5. Unter dem Einfluß des dem Eingang 15 zugeführten Steuersignals verändert sich die Oszillatorfrequenz des Oszillators 18'. Dies führt zu einer Änderung des den Eingängen 8 und 23 des TK-Filters 6 und des VCO 6' zugeführten Abstimmsignals, unter dessen Einfluß das TK-Filter 6 so gesteuert wird, daß sich seine Frequenzkennlinie ändert, und der VCO ebenfalls so gesteuert wird, daß sich sein Oszillatorsignal ändert.
Es ist zu beachten, daß sich die Erfindung nicht auf die in den vorliegenden Figuren dargelegten Ausführungsbeispiele beschränkt. Die Erfindung bezieht sich ebenso auf diejenigen Ausführungsformen, die sich von den gezeigten Ausführungsbeispielen in Aspekten unterscheiden, die für die Erfindung nicht relevant sind. Es ist anzumerken, daß die Filterkennlinie des TK-Filters 6 nicht unbedingt exponentiell sein muß. Wichtig ist, daß die Filterkennlinie im Frequenzbereich unterhalb von fref bei zunehmenden Frequenzen ansteigt, zum Beispiel quadratisch.

Claims

1. Schaltungsanordnung zum Wiedergeben eines elektrischen Signals von einer Spur auf einem magnetischen Aufzeichnungsträger (2), wobei die Anordnung folgendes enthält:

- einen magnetischen Lesekopf (1) zum Lesen des elektrischen Signals von der Spur und zum Zuführen des elektrischen Signais zu einem Ausgang (3) des magnetischen Lesekopfes,

- variable Ausgleich-Filtermittel (5; 5'; 5"; 55) mit einem Eingang (4), der mit dem Ausgang (3) des magnetischen Lesekopfes verbunden ist, einem Steuersignaleingang (15) und einem Ausgang (12), wobei die Ausgleich-Filtermittel so ausgelegt sind, daß sie das von der Spur gelesene elektrische Signal in Reaktion auf ein Steuersignal ausgleichen, das ihrem Steuersignaleingang zugeführt wird, und daß sie ein ausgeglichenes Ausgangssignal an ihrem Ausgang liefern,

- Steuersignal-Generatormittel (13), deren Ausgang (16) mit dem Steuersignaleingang (15) der Ausgleich-Filtermittel verbunden ist, wobei die Generatormittel so ausgelegt sind, daß sie ein Steuersignal erzeugen, welches den Grad des von den variablen Ausgleich-Filtermitteln durchgeführten Ausgleichs anzeigt, und daß sie das Steuersignal ihrem Ausgang (16) zuführen,

dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgleich-Filtermittel Transkonduktanz-Kondensator- Filtermittel (6) enthalten, die einen Abstimmsignaleingang (8) zum Empfangen eines Abstimmsignals aufweisen, wobei die Transkonduktanz-Kondensator-Filtermittel eine Größenkennlinie haben, die als Funktion ansteigender Frequenzen in einem Frequenzbereich unterhalb einer Referenzfrequenz (fref) zunimmt, wobei der Steuersignaleingang (15) der Ausgleich-Filtermittel mit dem Abstimmsignaleingang (8) der Transkonduktanz- Kondensator-Filtermittel (6) verbunden ist und wobei die Transkonduktanz-Kondensator-Filtermittel desweiteren so ausgelegt sind, daß sie die Referenzfrequenz in der Amplituden-Frequenz-Kennlinie der Transkonduktanz-Kondensator-Filtermittel in Reaktion auf das Steuersignal steuern, um den Neigungswinkel (α) der Amplituden-Frequenz-Kennlinie der Transkonduktanz-Kondensator-Filtermittel unterhalb der Referenzfrequenz zu verändern.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Transkonduktanz-Kondensator-Filtermittel eine im wesenflichen exponentielle Größenkennlinie im Frequenzbereich unterhalb der Referenzfrequenz aufweisen.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transkonduktanz-Filtermittel auf einem Chip untergebracht sind, wobei die Ausgleich-Filtermittel außerdem einen spannungsgesteuerten Oszillator (6') auf dem genannten Chip enthalten, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator einen Abstimmsignaleingang (23) und einen Ausgang (26) aufweist, wobei der Ausgang mit einem ersten Eingang (27) eines Komparators (21) verbunden ist, dessen Ausgang (22) mit den Abstimmsignaleingängen (23; 8) des spannungsgesteuerten Oszillators und der Transkonduktanz-Filtermittel verbunden ist; wobei die Ausgleich-Filtermittel außerdem Oszillatormittel (18; 18') enthalten, deren Ausgang mit einem zweiten Eingang (20) des Komparators verbunden ist, um dem genannten zweiten Eingang eine Oszillatorfrequenz zuzuführen.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgleich-Filtermittel ein Signalkombinationselement (28) mit einem ersten Eingang (29) enthalten, der mit dem Steuersignaleingang (15) der Ausgleich-Filtermittel verbunden ist, einen zweiten Eingang (30), der mit dem Ausgang des Komparators verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem Abstimmsignaleingang (8) der Transkonduktanz-Filtermittel verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatormittel (18') einen Steuersignaleingang (35) enthalten, der mit dem Steuersignaleingang (15) der Ausgleich-Filtermittel verbunden ist, wobei die Oszillatormittel so ausgelegt sind, daß sie eine Oszillatorfrequenz liefern, die sich in Reaktion auf das ihrem Eingang zugeführte Steuersignal verändert.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (18) ein Frequenzkomparator ist, daß die Ausgleich-Filtermittel ferner ein Signalkombinationselement enthalten, dessen erster Eingang mit dem Steuersignalein gang (15) der Ausgleich-Filtermittel verbunden ist, dessen zweiter Eingang (31) mit dem Ausgang (22) des Komparators verbunden ist und dessen Ausgang mit den Abstimmsignaleingängen (8; 23) der Transkonduktanz-Filtermittel (6) und des spannungsgesteuerten Oszillators (6') verbunden ist.