DE69724625T2

DE69724625T2 - Verbesserungen bei, oder in bezug auf mehrträgerübertragungssysteme

Info

Publication number: DE69724625T2
Application number: DE69724625T
Authority: DE
Inventors: Mikael Isaksson; Magnus Johansson; Harry Tonvall; Lennart Olsson; Tomas Stefansson; Hans Öhman; Gunnar Bahlenberg; Anders Isaksson; Göran ÖKVIST; Lis-Marie Ljunggren; Tomas NORDSTRÖM; Lars-Ake Isaksson; Daniel Bengtsson; Siwert Hakansson; Ye Wen
Original assignee: STMicroelectronics NV
Current assignee: STMicroelectronics NV
Priority date: 1996-09-02
Filing date: 1997-07-15
Publication date: 2004-06-24
Anticipated expiration: 2017-07-16
Also published as: EP0923821B1; DE69724625D1; WO1998010545A1; NO990767L; NO990767D0; US6865232B1; EP0923821A1; ATE249118T1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Mehrträger-Übertragungssysteme, insbesondere Mehrträger-Übertragungssysteme, welche über die Möglichkeit verfügen, die Trägerbitbeladung dynamisch zu ändern, und ein Verfahren zum Synchronisieren des Aktualisierens von Parametern, die sich auf die Bitbeladung beziehen.
Der Bedarf an der Bereitstellung von Multimediadiensten und Diensten mit anderer Bandbreite über Fernmeldenetze hat die Notwendigkeit mit sich gebracht, Verkehr mit hohen Bitraten über Kupferpaare zu übertragen. Dieses Erfordernis hatte die Entwicklung einer Reihe verschiedener Übertragungsmethoden, beispielsweise ADSL und VDSL, zur Folge. Eines der geeigneteren Modulationssysteme für all diese Übertragungsverfahren ist ein als DMT (diskrete Mehrträger-Übertragung) bekannter Leitungscode, der eine gewisse Ähnlichkeit mit dem orthogonalen Frequenzmultiplexen hat und ein Spread-Spektrum-Übertragungsverfahren ist.
Bei der diskreten Mehrträger-Übertragung wird die verfügbare Bandbreite in eine Mehrzahl von Unterkanälen geteilt, wobei jeder eine kleine Bandbreite, beispielsweise etwa 4 kHz, aufweist. Der Verkehr wird den verschiedenen Unterkanälen in Abhängigkeit von Rauschleistung und Übertragungsverlust in jedem Unterkanal zugewiesen. Jeder Kanal führt mehrstufige Impulse, welche in der Lage sind, bis zu 11 Datenbits zu repräsentieren. Qualitativ minderwertige Kanäle führen weniger Bits oder können überhaupt abgeschaltet werden.
Da die Interferenz zwischen Paaren bei Kupferpaarkabeln größer ist, wenn Daten in beide Richtungen übertragen werden, d. h. bei symmetrischem Duplexverkehr, haben eine Reihe von Übertragungsverfahren die Verwendung asymmetrischer Verfahren vorgeschlagen, bei denen nur in einer Richtung hohe Datenraten übertragen werden. Derartige Verfahren erfüllen viele der Anforderungen für Dienste mit hoher Bandbreite, beispielsweise Video-on-Demand, auf lange Sicht werden jedoch symmetrische Duplexsysteme erforderlich sein.
Die VDSL-Technik ist ADSL weitgehend ähnlich, wenngleich ADSL weit größere dynamische Bereiche abdecken muß und infolgedessen weit komplexer ist. VDSL ist kostengünstiger und energiesparender, und Standort-VDSL-Einheiten müssen eine Bitübertragungsschichtmedienzugangssteuerung zum Multiplexen von netzaufwärtigen Daten implementieren.
Vier Leitungscodes wurden für VDSL vorgeschlagen:

– CAP; trägerloses AM/PM, eine Version von unterdrücktem Träger-QAM, für passive λTT-Konfigurationen, CAP würde sich netzaufwärtigen QPSK und einer Art von TDMA zum Multiplexen bedienen (wenngleich CAP eine FDM-Lösung zum netzaufwärtigen Multiplexen nicht ausschließt);
– DMT; diskrete Mehrträgerübertragung, ein Mehrträgersystem, das sich diskreter Fourier-Transformationen bedient, um einzelne Träger zu schaffen und zu demodulieren, für passive NT-Konfigurationen; DMT würde sich zum netzaufwärtigen Multiplexen FDM bedienen (wenngleich DMT eine TDMA-Multiplexingstrategie nicht ausschließt);
– DWMT; diskrete Wavelet-Mehrträgerübertragung, ein Mehrträgersystem, das sich Wavelet-Transformationen bedient, um einzelne Träger zu schaffen und zu demodulieren, DWMT bedient sich ebenfalls FDM zum netzaufwärtigen Multiplexen, lässt jedoch auch TDMA zu; und
– SLC; Simple Line Code, eine Version des Vier-Pegel-Basisband-Signalisierens, welche das Basisband filtert und dieses am Empfänger wiederherstellt, für passive NT-Konfigurationen; SLC würde sich zum netzaufwärtigen Multiplexen höchstwahrscheinlich TDMA bedienen, wenngleich auch FDM möglich ist.

Frühe Versionen von VDSL bedienen sich des Frequenzmultiplexens, um netzabwärtige von netzaufwärtigen Kanälen und diese beiden von POTS und ISDN zu trennen. Für Systeme der nachfolgenden Generationen, welche symmetrische Datenraten aufweisen, ist eventuell eine Echokompensierung erforderlich. Eine relativ erhebliche Distanz in der Frequenz wird zwischen dem untersten Datenkanal und POTS aufrechterhalten, um überaus einfache und kostengünstige POTS-Splitter zu ermöglichen. In der Praxis würde normalerweise der netzabwärtige Kanal oberhalb des netzaufwärtigen Kanals angeordnet werden. Die DAVIC-Spezifikation kehrt jedoch diese Reihenfolge um, um die Standorts-Verteilung von VDSL-Signalen über Koaxialkabelsysteme zu ermöglichen.
In einem Mehrträgersystem besteht stets ein Bedarf, Steuerinformationen zwischen einem Sender und einem Empfänger- auszutauschen. Diese Informationen werden im Empfänger generiert und im Sender beendigt. Diese Informationen enthalten Daten über die momentanen Eigenschaften des Kanals und Informationen über Systemänderungsentscheidungen, die erforderlich sind, um die Änderungen von Kanaleigenschaften zu handhaben.
Bei Systemen, die mit Bitbeladungsmethoden arbeiten, ist die Anzahl übertragener Bits je Symbol an das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) der aktuellen Trägerwelle angepasst oder gemäß diesem geregelt. Diese Regelung wirkt sich im Lauf der Zeit dynamisch auf die gesamte Bandbreite des Systems aus. Diese Variation der Bandbreite führt zu dem absoluten Systemerfordernis einer synchronen Konfiguration des Senders und des Empfängers, was die Anzahl codierter/decodierter Bits je Symbol und Trägerwelle betrifft.
Wenn dieses Erfordernis nicht erfüllt wird, ist das System außerstande, eine Verbindung aufrechtzuerhalten.
Die vorliegende Endung erfüllt dieses Erfordernis, in einem modulierten Mehrträgersystem mit Bitbeladefähigkeit, durch dynamisches Ändern der Anzahl codierter/decodierter Bits je Trägerwelle. Der Empfänger misst und schätzt kontinuierlich die Eigenschaften und Änderungen des Kanals bzw. in dem Kanal. Aus diesen Informationen wird die Leistung für jeden Unterkanal (jede Unterwelle) ermittelt. Dann werden unter Zugrundelegung dieser Informationen Neukonfigurationen der übertragenen Anzahl von Bits je Symbol für jede einzelne Trägerwelle entschieden. Um diese Informationen von einem Sender an einen Empfänger zu übertragen, wird ein spezieller Steuerkanal eingerichtet. Der Steuerkanal wird in erster Linie für den Austausch von Kanalinformationen und Bitzuteilungsänderungen für Trägerwellen verwendet. Es ist von größter Bedeutung, dass diese Neuzuteilung von Bits je Trägerwelle synchron durchgeführt wird, um eine Verbindung aufrechtzuerhalten. Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren, welches mittels eines speziellen Algorithmus den Synchronismus des Systems während Konfigurationsänderungen gewährleistet.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Verwendung in einem Mehrträger-Übertragungssystem zum Aufrechterhalten des Synchronismus zwischen zwei Transceivern während der dynamischen Systemneukonfiguration von Bitladefaktoren bereitzustellen.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Mehrträger-Übertragungssystem bereitzustellen, bei dem der Synchronismus zwischen zwei Transceivern während der dynamischen Systemneukonfiguration von Bitladefaktoren aufrechterhalten wird.
Noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Transceiver zur Verwendung mit einem Mehrträger-Übertragungssystem bereitzustellen, bei dem der Synchronismus zwischen zwei Transceivern während der dynamischen Systemneukonfiguration von Bitladefaktoren aufrechterhalten wird.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Empfänger zur Verwendung mit einem Mehrträger-Übertragungssystem bereitzustellen, bei dem der Synchronismus zwischen zwei Transceivern während der dynamischen Systemneukonfiguration von Bitladefaktoren aufrechterhalten wird.
Noch eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Sender zur Verwendung mit einem Mehrträger-Übertragungssystem bereitzustellen, bei dem der Synchronismus zwischen zwei Transceivern während der dynamischen Systemneukonfiguration von Bitladefaktoren aufrechterhalten wird.
Die oben genannten Aufgaben werden mit einem System nach Anspruch 1, einem Verfahren nach Anspruch 17 und einem Transceiver nach Anspruch 33 realisiert.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Mehrträger-Übertragungssystem bereitgestellt, das einen ersten und einen zweiten Transceiver aufweist, wobei jeder der Transceiver einen Empfänger und einen Sender aufweist, wobei Daten zwischen den Transceivern durch Aufmodulieren der Daten auf eine Mehrzahl von Trägerwellen in Form von Mehrbit-Symbolen übertragen werden, wobei jede der Trägerwellen einen Kanal darstellt und wobei die Anzahl von Bits je Symbol (die Bitbeladung) zwischen Kanälen und innerhalb eines Kanals im Lauf der Zeit verschieden ist, so dass jeder Kanal diesem zugeordnet einen Bitbeladungsparameter aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass das Mehrträgersystem dafür eingerichtet ist, um im Betrieb synchron am ersten und am zweiten Transceiver die Bitbeladungsparameter, welche jedem Kanal zugeordnet sind, durch Übertragung eines Bitbeladungsdiagramms über einen Steuerkanal und Ändern des Bitbeladungsdiagramms an den Transceivern zu aktualisieren, dass der Steuerkanal beim Systemhochlauf auf einer aus der Mehrzahl von Trägerwellen vorgegebenen Trägerwelle, deren Identität dem ersten und dem zweiten Transceiver bekannt ist, eingerichtet wird, und dass das Mehrträger-Übertragungssystem da für ausgebildet ist, um den Steuerkanal nach dem Hochlauf von dem vorgegebenen Kanal zu einem weiteren Kanal zu ändern, welcher durch den ersten Transceiver anhand der Kanaleigenschaften ausgewählt wird.
Entscheidungen, die Änderungen von Bitbeladung und Steuerkanalauswahl betreffen, können vom ersten Transceiver durch das Senden von Befehlssignalen über den Steuerkanal angestoßen werden, wobei der zweite Transceiver Änderungen der Bitbeladung und der Steuerkanalträgerwellenauswahl ausführen kann, und wobei der zweite Transceiver Änderungen der Kanaleigenschaften messen kann und sich darauf beziehende Daten über den Steuerkanal an den ersten Transceiver weiterleitet.
Das Mehrträger-Übertragungssystem kann ein DMT-Übertragungssystem sein.
Das Mehrträger-Übertragungssystem kann ein VDSL-System auf DMT-Basis sein.
Das Mehrträger-Übertragungssystem kann ein ADSL-System auf DMT-Basis sein.
Die vorgegebene Trägerwelle kann aus der Mehrzahl von Trägerwellen unter Zugrundelegung von Kanal-SNR-Eigenschaften ausgewählt werden, so dass der Steuerkanal minimaler Störbeeinflussung durch Rauschen ausgesetzt ist.
Beim Aktivieren des Mehrträgersystems kann der Steuerkanal mittels eines Vorgangs eingerichtet werden, der folgende drei Schritte umfasst:

– Einrichtung des Steuerkanals auf einer vorgegebenen Trägerwelle;
– Transfer des Steuerkanals auf eine Trägerwelle, die vom Mehrträgersystem gewählt wird, und Freigabe der Bitbeladungssteuerung; und
– Freigabe aller Trägerwellen.

Der Schritt des Einrichtens des Steuerkanals kann jeweils im ersten und im zweiten Transceiver umfassen:

– Starten des Senders;
– kontinuierliches Senden von Rahmen durch den Sender, in welchen alle Trägerwellen außer der vorgegebenen Welle mit beliebigen Daten moduliert werden;
– Senden eines Systemherzschlags durch den Sender;
– Starten des Empfängers;
– Anstoßen der Kanalentzerrung durch den Empfänger;
– Synchronisieren der Takte im ersten und im zweiten Transceiver; und
– Einrichten des Steuerkanals auf der vorgegebenen Trägerwelle nach Empfang eines Herzschlags.

Der Schritt des Transferierens des Steuerkanals kann im ersten Transceiver umfassen:

– Empfang von Daten durch den Sender, welche sich auf gemessene Kanaleigenschaften von Empfängern sowohl im ersten als auch im zweiten Transceiver beziehen;
– Auswahl einer Trägerwelle, welcher der Steuerkanal vom Sender neu zuzuteilen ist;
– Senden eines Signals, welches die Trägerwelle identifiziert, welcher der Steuerkanal neu zuzuteilen ist, durch den Sender zum zweiten Transceiver;
– nach Empfang eines Bestätigungssignals vom zweiten Transceiver, das Beendigen des Steuerkanals auf der vorgegebenen Trägerwelle durch den Sender;
– Starten des Steuerkanals auf der neu zugeteilten Trägerwelle durch den Sender an einem Herzschlag;
– Messen von Kanaleigenschaften und Senden von sich darauf beziehenden Daten durch den Empfänger an den Sender im ersten Transceiver;
– Entzerren des gemessenen Kanals durch den Empfänger;
– Erhalt einer Kanalschätzung vom zweiten Transceiver und Senden von sich darauf beziehenden Daten an den Sender im ersten Transceiver durch den Empfänger;
– Empfangen von Daten, welche die Trägerwelle für die Neuzuteilung des Steuerkanals identifizieren, durch den Empfänger;
– Empfangen eines Bestätigungssignals vom zweiten Transceiver durch den Empfänger;
– Beendigen des Steuerkanals auf der vorgegebenen Trägerwelle durch den Empfänger;
– Einrichten des Steuerkanals auf der neu zugeteilten Trägerwelle durch den Empfänger; und
– wenn der Steuerkanal nicht eingerichtet werden kann, Rückkehr zum Schritt des Einrichtens des Steuerkanals.

Der Schritt der Freigabe aller Trägerwellen kann im ersten Transceiver auf einer kontinuierlichen Basis umfassen:

– Erhalt von Daten, die sich auf gemessene Kanäle beziehen, von Empfängern in beiden Transceivern durch den Sender;
– Bestimmen des Bitbeladungsparameters für jede Trägerwelle durch den Sender;
– Senden von Daten, die sich auf den Bitbeladungsparameter beziehen, durch den Sender an den zweiten Transceiver;
– Ändern des Bitbeladungsparameters durch den Sender nach Bestätigung vom zweiten Transceiver;
– Messen der Kanaleigenschaften der Mehrzahl von Kanälen und Senden von Daten, die sich auf die Messungen beziehen, an den Sender durch den Empfänger;
– Entzerren der Mehrzahl von Kanälen entsprechend den gemessenen Kanaleigenschaften durch den Empfänger;
– Erhalt einer Kanalschätzung vom zweiten Transceiver durch den Empfänger für jeden der Mehrzahl von Kanälen;
– Erhalt eines neuen Bitbeladungsparameters für jeden der Mehrzahl von Kanälen durch den Empfänger;
– Erhalt eines Bestätigungssignals vom zweiten Transceiver durch den Empfänger;
– Aktualisieren der Bitbeladungsparameter für jeden der Mehrzahl von Kanälen durch den Empfänger.

Kanaleigenschaften können durch periodische Übertragung eines Basis-Synchronisierrahmens mit einem vorgegebenen Inhalt durch einen der Transceiver und Vergleichen des empfangenen Synchronisierrahmens mit einem Referenzrahmen im anderen der Transceiver geschätzt werden.
Die Kanaleigenschaften können Dämpfung, Phasenverschiebung und Varianz umfassen.
Die Basis-Synchronisierrahmen können in Zeitabständen, den BSI, gesendet werden, wobei die BSI in die Transceiver verriegelt sind, wodurch die Transceiver in der Lage sind, einen Rahmen als Synchronisienahmen zu erkennen.
Zusätzliche Synchronisierrahmen können in Zeitabständen zwischen den Basis-Synchronisierrahmen gesendet werden.
Der erste Transceiver kann zu Beginn eines BSI Befehle zur Systemneukonfiguration absetzen, und die Systemneukonfiguration kann zu Beginn des nächsten BSI durchgeführt werden.
Das BSI kann größer als das Doppelte der Systemlaufzeit für Signale sein.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist in einem Mehrträger-Übertragungssystem, das einen ersten und einen zweiten Transceiver aufweist, wobei jeder der Transceiver einen Empfänger und einen Sender aufweist, wobei Daten zwischen den Transceivern durch Aufmodulieren der Daten auf eine Mehrzahl von Trägerwellen in Form von Mehrbit-Symbolen übertragen werden, wobei jede der Trägerwellen einen Kanal darstellt und wobei die Anzahl von Bits je Symbol (die Bitbeladung) zwischen Kanälen und innerhalb eines Kanals im Lauf der Zeit variiert, so dass jedem Kanal ein Bitbeladungsparameter zugeordnet ist, ein Verfahren zum Betreiben eines Steuerkanals vorgesehen, gekennzeichnet durch:

– synchrones Aktualisieren, an dem ersten und dem zweiten Transceiver, der Bitbeladungsparameter, die dem jeweiligen Kanal zugeordnet sind, durch Übertragung von Daten über den Steuerkanal;
– Einrichten des Steuerkanals beim Systemhochlauf auf einer vorgegebenen aus der Mehrzahl von Trägerwellen, deren Identität dem ersten und dem zweiten Transceiver bekannt ist; und
– nach dem Hochlauf Ändern des Steuerkanals vom vorgegebenen Kanal auf einen weiteren Kanal, der durch den ersten Transceiver unter Zugrundelegung von Kanaleigenschaften ausgewählt wird.

Das Verfahren kann folgende Schritte umfassen:

– Anstoßen von Entscheidungen, welche Änderungen der Bitbeladung und Steuerkanalauswahl betreffen, im ersten Transceiver, und Übertragen von Befehlssignalen über den Steuerkanal;
– Durchführen von Änderungen der Bitbeladung und Steuerkanalträgerwellenauswahl durch den zweiten Transceiver; und
– Messen von Änderungen der Kanaleigenschaften und Weiterleiten von sich darauf beziehenden Daten über den Steuerkanal zum ersten Transceiver durch den zweiten Transceiver.

Das Mehrträger-Übertragungssystem kann ein DMT-Übertragungssystem sein.
Das Mehrträger-Übertragungssystem kann ein VDSL-System auf DMT-Basis sein.
Das Mehrträger-Übertragungssystem kann ein ADSL-System auf DMT-Basis sein.
Die vorgegebene Trägerwelle kann aus der Mehrzahl von Trägerwellen unter Zugrundelegung von Kanal-SNR-Eigenschaften ausgewählt werden, so dass der Steuerkanal minimaler Störbeeinflussung durch Rauschen ausgesetzt ist.
Der Steuerkanal kann beim Aktivieren des Mehrträgersystems mittels eines Vorgangs eingerichtet werden, der folgende drei Schritte umfasst:

– Starten des Senders;
– kontinuierliches Senden von Rahmen durch den Sender, in welchen alle Trägerwellen außer der vorgegebenen Welle mit beliebigen Daten moduliert werden;
– Senden eines Systemherzschlags durch den Sender;
– Starten des Empfängers;
– Anstoßen der Kanalentzerrung durch den Empfänger;
– Synchronisieren der Takte im ersten und im zweiten Transceiver; und
– Einrichten des Steuerkanals auf der vorgegebenen Trägerwelle nach Erhalt eines Herzschlags.

– Erhalt von Daten, die sich auf gemessene Kanäle beziehen, von Empfängern in beiden Transceivern durch den Sender;
– Bestimmen des Bitbeladungsparameters für jede Trägerwelle durch den Sender;
– Senden von Daten, die sich auf den Bitbeladungsparameter beziehen, dwch den Sender an den zweiten Transceiver;
– Ändern des Bitbeladungsparameters dwch den Sender nach Bestätigung vom zweiten Transceiver;
– Messen der Kanaleigenschaften der Mehrzahl von Kanälen und Senden von Daten, die sich auf die Messungen beziehen, an den Sender dwch den Empfänger;
– Entzerren der Mehrzahl von Kanälen entsprechend den gemessenen Kanaleigenschaften durch den Empfänger;
– Erhalt einer Kanalschätzung vom zweiten Transceiver durch den Empfänger für jeden der Mehrzahl von Kanälen;
– Erhalt eines neuen Bitbeladungsparameters für jeden der Mehrzahl von Kanälen durch den Empfänger;
– Erhalt eines Bestätigungssignals vom zweiten Transceiver durch den Empfänger;
– Aktualisieren der Bitbeladungsparameter für jeden der Mehrzahl von Kanälen durch den Empfänger.

Kanaleigenschaften können durch periodische Übertragung eines Basis-Synchronisierrahmens mit einem vorgegebenen Inhalt durch einen der Transceiver und Vergleichen des empfangenen Synchronisienahmens mit einem Referenzrahmen im anderen der Transceiver geschätzt werden.
Die Kanaleigenschaften können Dämpfung, Phasenverschiebung und Varianz umfassen.
Die Basis-Synchronisienahmen können in Zeitabständen, den BSI, gesendet werden, wobei die BSI in die Transceiver verriegelt sind, wodurch die Transceiver in der Lage sind, einen Rahmen als Synchronisienahmen zu erkennen.
Zusätzliche Synchronisienahmen können in Zeitabständen zwischen den Basis-Synchronisienahmen gesendet werden.
Der erste Transceiver kann zu Beginn eines BSI Befehle zur Systemneukonfiguration absetzen, und die Systemneukonfiguration wird zu Beginn des nächsten BSI durchgeführt.
Das BSI kann größer als das Doppelte der Systemlaufzeit für Signale sein.
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Empfänger vorgesehen, der dadurch gekennzeichnet ist, dass er zur Verwendung mit einem Mehrträger-Übertragungssystem, wie es oben dargelegt wurde, ausgebildet ist.
Gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Sender vorgesehen, der dadurch gekennzeichnet ist, dass er zur Verwendung mit einem Mehrträger-Übertragungssystem, wie es oben dargelegt wurde, ausgebildet ist.
Gemäß einem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Transceiver vorgesehen, der dadurch gekennzeichnet ist, dass er einen Empfänger, wie er oben dargelegt wird, und einen Sender, wie er oben dargelegt wird, umfasst.
Nunmehr werden Ausführungsformen der Erfindung beispielhaft mit Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
1 ein asymmetrisches Kommunikationssystem in schematischer Form;
2 ein DMT-System in schematischer Form;
3, als Schaubild, die Kanaltrennungen, welche in einem asymmetrischen DMT-Übertragungssystem verwendet werden;
4, in schematischer Form, die grundlegenden Blöcke eines Mehrträgersystemmodems, auf welches sich die vorliegende Erfindung bezieht;
5, in schematischer Form, eine Gliederung des Mehrträgersystemmodems aus 4, welche verwendet wird, um die Implementierung zu erleichtern;
6, als Schaubild, die Zuweisung des Kupferpaarspektrums;
7, in schematischer Form, die Rahmenstruktur, welche im in diesem Dokument beschriebenen Mehrträgersystem verwendet wird;
8, in schematischer Form, die analoge Schnittstelle für das Mehrträgersystemmodem aus 4;
9, als Schaubild, die Abhängigkeit des Signal-Rausch-Verhältnisses von der Frequenz für das in diesem Dokument beschriebene Mehrträgersystem;
10, in schematischer Form, den FFT-Algorithmus, der im Mehrträgersystemmodem aus 4 verwendet wird;
11, in schematischer Form, das Rahmenkorrelationsprinzip, das im Mehrträgersystemmodem aus 4 verwendet wird;
12, in schematischer Form, die Implementierung eines Korrelators zur Verwendung mit dem Mehrträgersystemmodem aus 4;
13, in schematischer Form, den Mittler, der im Korrelator aus 12 verwendet wird;
14, in schematischer Form, einen Korrelationspositionsdetektor zur Verwendung mit dem Mehrträgersystemmodem aus 4;
15, in schematischer Form, eine Übersicht der Synchronisierungseinheit, welche im Mehrträgersystemmodem aus 4 zur Anwendung kommt;
16, in schematischer Form, eine Übersicht der FFT/IFFT-Einheit, welche im Mehrträgersystemmodem aus 4 zur Anwendung kommt;
17, in schematischer Form, die Verwendung eines zyklischen Präfixes;
18, in schematischer Form, ein entscheidungsgelenktes Kanalschätz- und -entzensystem zur Verwendung im Mehrträgersystemmodem aus 4;
19 QAM-Codieren für b = 6;
20, in schematischer Form, die Realisierung der Berechnung von Bitlade- und Energieladefaktoren, welche im Mehrträgersystemmodem aus 4 zur Anwendung kommen;
21, in schematischer Form, eine Übersicht der System-Controller-Schnittstelle, die im Mehrträgersystemmodem aus 4 zur Anwendung kommt;
22, in schematischer Form, die Weise, auf welche zwei der Mehrträgersystemmodems aus 4 miteinander verbunden werden, um ein Mehrträger-Übertragungssystem zu bilden;
23, in schematischer Form, das Vektormanagementsystem, das im Mehrträgersystemmodem aus 4 zur Anwendung kommt;
24 die BSI-Länge;
25, in schematischer Form, die NU-SC-Lastverteilung für BSI-Interrupts für das Mehrträgersystemmodem aus 4;
26 das SUS-Muster für das Mehrträgersystemmodem aus 4;
27 das DAS-Muster in schematischer Form für das Mehrträgersystemmodem aus 4;
28, in schematischer Form, das Wecksignalisieren für das Mehrträgersystemmodem aus 4;
29 bis 31 die Aufbausequenz für das Mehrträgersystemmodem aus 4;
32, in schematischer Form, eine Netzübersicht für eine VDSL-Modemanwendungs-Netzschnittstelle;
33 eine schematische Darstellung der Steuerkanalarchitektur, welcher sich die vorliegende Erfindung bedient;
34 die Einrichtung des primären Steuerkanals;
35 die Steuerkanal-Neuzuteilung;
36 die Kanalkonfiguration in einem vollständig konfigurierten System;
37 einen Synchronisierrahmen;
38 die Anordnung zusätzlicher Synchronisierrahmen im Zeitverlauf;
39 den Signalfluss;
40 die Signalzeitregelung.

Um das Verstehen der vorliegenden Erfindung zu erleichtern, wird in der Folge ein Glossar mit den in dieser Patentschrift verwendeten Abkürzungen vorgesehen:

ADC:	Analog-to-Digital Converter (Analog-Digital-Wandler)
AIS:	Alarm In Signal
ASIC:	Application Specific Integrated Cvcuit (anwendungsspezifischer integrierter Schaltkreis)
BPSK:	Binary Phase Shift Keying (binäres Phasenverschiebungstakten)
BSI:	Base synch interval (Basissynchronisationsintervall)
BSI-D:	BSI for downlink connection (BSI für abwärtsgerichtete Verbindung)
BSI-U:	BSI for uplink connection (BSI für aufwärtsgerichtete Verbindung)
CCH:	Control channel (Steuerkanal)
CM1:	Carrier mode 1 (Trägermodus 1), bitbeladener und verwendeter Träger
CM2:	Carrier mode 2 (Trägermodus 2), ausgetasteter oder gesperrter Träger
CM3:	Carrier mode 3 (Trägermodus 3), Träger mit freigegebener Nullbitbeladung
CP	Cyclic Prefix (zyklisches Präfix)
DAC:	Digital-to-Analog Converter (Digital-Analog-Wandler)
DAS:	DF3 frame sequence (DF3-Rahmensequenz)
DF1:	Data frame (Datenrahmen), Zufallsdaten, paralleler CCH
DF2:	Data frame (Datenrahmen), Zufallsdaten, ein CCH
DF3:	Data frame (Datenrahmen), voll bitbeladen, ein CCH
DMT:	Discrete Multi Tone (diskreter Mehrträger)
DWMT:	Discrete Wavelet Multi-Tone (diskreter Wavelet-Mehrträger)
EMC:	Electro Magnetic Compatibility (elektromagnetische Verträglichkeit)
FEC:	Forward Error Conection (Vorwärtsfehlerkorrektur)
FEXT:	Far End Cross Talk (Fernnebensprechen)
FFT:	Fast Fourier Transform (Fast-Fourier-Transformation)
FTTN:	Fibre To The Node (Faser bis zum Knoten)
G1 MUSIC:	Prototypsystem der ersten Generation (auf vme-Basis)
G2 MUSIC:	Drei+Zwei-ASIC-Implementierung
G3 MUSIC:	Zwei-Chip-Silizium-Implementierung
IFFT:	Inverse Fast Fourier Transform (Fast-Fourier-Rücktransformation)
IIR:	Infinite Impulse Response (rekursives System)
ISDN:	Internationale Norm für digitale Netze
ISI:	Inter-Symbol Interference (Intersymbolstörung)
JTAG:	Joint Test Action Group
LEX:	Local Exchange (Ortsvermittlungsstelle)
LP:	Lowpass (Tiefpass)
NT:	Network Termination (Netzabschlußeinrichtung)
NU:	Network Unit (Netzeinheit)
OFDM:	Orthogonal Frequency Division Multiplexing (orthogonales Frequenzmultiplexen)
ONU:	Optical Network Unit (optische Netzeinheit)
PGA:	Programmable Gain Attenuator (programmierbarer Verstärkungsdämpfer)

POTS:	Plain Old Telephony Service (konventioneller Fernsprechdienst)
QAM:	Quadrature Amplitude Modulation (Quadratur-Amplitudenmodulation)
SC:	System Controller (System-Controller)
SDH:	Synchronous Digital Hierarchy (Synchrondigitalhierarchie)
SF:	Synch frame (Synchronisationsrahmen)
SNR:	Signal-to-Noise Ratio (Signal-Rausch-Verhältnis)
STB:	Set Top Box (Aufsatzgerät)
SUS:	Synch frame sequence (Synchronisationsrahmensequenz)
SUS 1:	SF- und DF1-Rahmensequenz
SUS2:	SF- und DF2-Rahmensequenz
TA:	Time-Advance
TDMA:	Time Division Multiple Access (Zeitvielfachzugriff)
UTP:	Unshielded Twisted Pair (ungeschirmtes verdrilltes Aderpaar)
VCXO:	Voltage Controlled Crystal Oscillator (spannungsgesteuerter Quarzoszillator)
VDSL:	Very high bit-rate Digital Subscriber Lines (digitale Teilnehmerleitungen mit sehr hoher Bitrate)

Das System, auf welches sich die vorliegende Erfindung bezieht, wird aus Gründen der Einfachheit als MUSIC – MUlti-carrier System for the Installed Copper network (Mehrträgersystem für das installierte Kupfernetz) – bezeichnet. MUSIC soll eine Hochgeschwindigkeitskommunikation auf Fernsprech-Kupferdrahtpaaren zum Unterstützen von Breitband-Multimediadiensten vorsehen.
Das MUSIC-System, welches in dieser und den per Querverweis angeführten Europäischen Patentanmeldungen mit den Nummern
97937934.4 (EP-A-0920755);
97937938.5 (EP-A-0923824);
97939280.0 (EP-A-0922346);
97939278.4 (EP-A-0922344);
97939277.6 (EP-A-0922343);
97937937.7 (EP-A-0923823);
97937936.9 (EP-A-0923822);
97939276.8 (EP-A-0922342);
97937935.1 (EP-A-0920756);
97939279.2 (EP-A-0922345);
97937939.3 (EP-A-0922341)
beschrieben wird, stellt eine kostengünstige, robuste Kundenausführung aus Silizium dar, welche eine asymmetrische Übertragung mit 26 : 2 oder 13 : 2 Mbps über Kupferkabel ( < 1300 Meter) zur Verwendung in bestehenden Ortstelefonienetzen ermöglicht.
Auf das MLTSIC-System kann mittels des Netzkonzepts, welches als Fibre-to-the-Node (FTTN) bekannt ist, zugegriffen werden, unter Verwendung von Lichtwellenleitfasern, von denen jede zahlreiche Benutzer bis zu einem Schrank in der Nähe der Wohnungen der Benutzer versorgt. Demnach kann die Kabellängenspezifikation für MUSIC erfolgreich auf 1300 Meter begrenzt werden.
Das MUSIC-System soll in erster Linie zur Übertragung eines Signals mit einer hohen Bitrate (26 Mbps) netzabwärts zum Teilnehmer und eines Signals mit einer niedrigen Bitrate (2 Mbps) netzaufwärts vom Teilnehmer dienen.
1 stellt das MUSIC-System dar. Eine Netzeinheit, NU, ist über eine Lichtwellenleiterverbindung (FTTN) mit dem Festnetz verbunden. Eine Netzabschlußeinrichtung, NT, welche an eine Multimedia-Anwendung, z.B. Video-on-Demand, angeschlossen ist, ist per Kupferkabel mit der NU verbunden. Das MUSIC-System unterstützt eine hohe netzabwärtige Datenrate und eine weit niedrigere netzaufwärtige Datenrate.
Beim in diesem Dokument beschriebenen MUSIC-System werden zwei feste Bitraten (13 : 2, 26 : 2 Mbps) unterstützt, wobei die niedrigere Bitrate, 13 : 2 Mbps, als Zusatzoption zur Verwendung bei minderwertigen oder überaus langen Kupferkabeln implementiert werden kann.
Für die Netzabschlußeinrichtung (NT) besteht die Verbindung aus einem Satz von Standardschnittstellen, beispielsweise POTS, ISDN, ATM25 und Ethernet. Alle Übergabeprotokolle werden vom Modemdatenstrom mitgeführt, abgesehen vom POTS- Dienst, welcher passiv ausgefiltert wird, so daß er vom Modemstatus unabhängig ist. Die Netzeinheit (NU) endet im Festnetz.
MUSIC trennt die Spektren der aufwärtsgerichteten und der abwärtsgerichteten Verbindung durch passives Filtern in den analogen Teilen.
Die in diesem Dokument beschriebene Version von MUSIC soll die zukünftige Aufrüstung der Funktionalität ermöglichen. Aus diesem Grund ist der FFT/IFFT-Block deran ausgebildet, daß er die volle Funktionalität unterstützt, so daß er in zukünftigen aufgerüsteten Versionen des Systems wiederverwendet werden kann.
Das MUSIC-System ist ein Mehrträger-VDSL-System auf DMT-Basis, welches sich diskreter Fourier-Transformationen bedient, um einzelne Träger zu schaffen und zu demodulieren. Dies wird in 2 veranschaulicht, welche zwei Transceiver darstellt, von denen jeder einen Empfänger, Rx, und einen Sender, Tx, aufweist, welche an ein verdrilltes Kupferpaar angeschlossen sind. Daten werden zwischen den beiden Transceivern mittels einer Mehrzahl von Trägern übertragen, von denen einige eventuell nicht verwendet werden, beispielsweise in Fällen, in denen die Kanalqualität überaus schlecht ist. Auch die Anzahl von Bits, welche durch jeden Träger befördert werden, kann je nach Kanalqualität unterschiedlich sein.
Ein Mehrträgermodulationsverfahren, beispielsweise DMT, behandelt frequenzabhängigen Verlust und frequenzabhängiges Rauschen in verdrillten Kabelpaaren auf effiziente Weise. Im MUSIC-System wird die verfügbare 10-MHz-Bandbreite in 1024 Träger geteilt, von denen jeder 9,77 kHz breit ist. Die zugewiesene Übertragungsleistung für die einzelnen Träger hängt von der Rauschleistung und vom Übertragungsverlust in jedem Band ab. Jeder Träger trägt mehrstufige Impulse, welche bis zu 12 Datenbits (4096 QAM) darstellen können. Das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) des einzelnen Trägers wird auf der Empfängerseite berechnet. Wenn ein Träger ein hohes SNR aufweist, wird dieser Träger mit bis zu 12 Bits beladen. Träger mit niedrigeren SNR-Werten werden mit weniger Bits beladen. Träger, die durch Schmalbandstörquellen beein trächtigt werden, werden abgeschaltet. Vorwärtsfehlerkonektur und Datenverschachtelung werden verwendet, um die Auswirkungen gelegentlicher Impulsrauschbündel abzuschwächen.
Bei dieser Version des MUSIC-Systems ist asymmetrische VDSL implementiert, was bedeutet, daß die netzabwärtige Rate weit größer als die netzaufwärtige Rate ist. Zwei feste netzabwärtige Raten (26/13 Mbps) werden vom System unterstützt, wobei die gewählte Rate von der tatsächlichen Kabellänge ( < 1300 Meter) und/oder der Qualität des Kanals abhängt. Die netzaufwärtige Rate ist auf 2 Mbps festgelegt. Verschiedene Frequenzbänder können im MUSIC-System verwendet werden, um den netzabwärtigen Kanal vom netzaufwärtigen Kanal und beide vom POTS zu trennen, wie in 3 zu ersehen ist.
Alternativ dazu können andere Duplexverfahren verwendet werden, z.B. TDMA und/oder ein Verfahren, bei dem jeder zweite Träger für den netzabwärtigen und den netzaufwärtigen Kanal zweckgebunden ist.
4 zeigt eine Übersicht eines MUSIC-Modems, auf welches sich die vorliegende Erfindung bezieht. Die Haupthardwareblöcke sind ADC und DAC, Synchronisierung, Fourier-Transformations-Verarbeitung, Kanalschätzung/-entzerrer, Symbolumsetzung und -erkennung, Codieren und Decodieren mit Verschachtelung, Netzschnittstelle und System-Controller.
Das Modem kann als vier grundlegende Funktionsblöcke angesehen werden, und zwar:

– die digitale Empfängereinheit;
– die digitale Sendereinheit;
– das analoge Vorfeld; und
– der System-Controller/PCI.

Das analoge Vorfeld umfaßt einen Hybridtransformator, welcher an ein ungeschirmtes verdrilltes Aderpaar und POTS angeschlossen ist. Auf der Empfängerseite ist der Hybrid über ein Tiefpassfilter, LP, einen programmierbaren Verstärkungsdämpfer, PGA, an einen Analog-Digital-Wandler angeschlossen. Ein spannungsgesteuerter Quarzoszillator, VCXO, wird verwendet, um den Analog-Digital-Wandler anzusteuern. Auf der Senderseite ist der Hybrid über ein Tiefpassfilter an einen Digital-Analog-Wandler angeschlossen.
Die digitale Empfängereinheit umfaßt eine Fast-Fourier-Transformations- und Umskalierungs-Einheit, FFT, welche, wie aus 4 hervorgeht, an eine Synchronisierungseinheit und einen Kanalschätzer angeschlossen ist. Der Kanalschätzer ist über eine Symbolerkennungseinheit und eine Entverschachtelungs- und Decodiereinheit an eine Bitbehandlungseinheit and in weiterer Folge an eine Netzanwendungsschnittstelle angeschlossen.
Die digitale Sendereinheit umfaßt eine Bitbehandlungseinheit, die über eine Codier- und Verschachtelungseinheit und eine Symbolumsetzungseinheit an eine Fast-Fourier-Rücktransformations- und Skaliereinheit, IFFT, angeschlossen ist.
Die Systemsteuerung ist an verschiedene Funktionseinheiten im digitalen Empfänger und digitalen Sender und an die Netzanwendungsschnittstelle und eine Rechnerschnittstelle angeschlossen, wie aus 4 zu ersehen ist.
Die Netzschnittstelle verbindet die höhere Protokollebene mit der Modemschicht-Eins-Funktionalität. Dieser Block ist für das Beliefern des Systems mit Daten mit der konfigurierten Bitrate verantwortlich, wobei erforderlichenfalls Leerrahmen hinzugefügt werden.
Daraufhin werden die Daten kanalcodiert und verschachtelt. Das in diesem Dokument beschriebene MUSIC-System bedient sich eines Faltungscodes, der mit Verschachteln kombiniert ist. Durch Verwendung einer Tiefe von mehreren Rahmen wird eine kombinierte Frequenz/Zeit-Verschachtelung erzielt (siehe weiter unten in diesem Dokument).
Der Symbolumsetzblock erhält die Eingabedaten als ganzzahligen Vektor. Dieser Vektor wird in Abhängigkeit vom aktuellen Bitladewert in die konfigurierte Konstellation umgesetzt. Der Umsetzer bedient sich eines Gray-Codierungsschemas, um die Wahrscheinlichkeit von Bitfehlern zu verringern.
Eine Realvektormultiplikation ist der erste Schritt im IFFT-Block. Dies ermöglicht, daß das System den Ausgangsleistungspegel jedes Trägers skaliert. Daraufhin führt der IFFT-Block eine reelle 2048-Punkt-Fast-Fourier-Rücktransformation hinsichtlich der Eingabedaten aus, wobei jeder Träger moduliert wird. Als abschließender Schritt wird ein Adreß-Wraparound hinsichtlich der Ausgabedaten durchgeführt, wobei eine Kopie der ersten 128 Samples am Ende des Rahmens hinzugefügt wird. Dies wird als zyklisches Präfix (CP) bezeichnet.
Das modulierte Signal wird zu einem DAC weitergeleitet, welcher das Signal mit einem minimalen echten dynamischen Bereich von 84 dB umwandelt. Der DAC wird durch den Systemabtasttakt mit 20 MHz getaktet. Um Nyquist-Geister zu entfernen, wird das Signal tiefpassgefiltert. Der Hybrid sieht eine abgeglichene Schnittstelle für das Kupferkabel vor.
Eine Übersicht des MUSIC-Sender- und -Empfänger-Signalpfads geht aus 4 hervor. Der Senderteil bedient sich derselben Hybridkonstruktion wie der Empfänger.
Am Empfängerende trennt der Splitter/Hybridtransceiver die Frequenzen, welche vom POTS verwendet werden, von 0 bis 4 kHz, von den Frequenzen, die vom System verwendet werden. Er extrahiert auch das Empfangskleinsignal aus dem kombinierten Sendegroßsignal und Empfangskleinsignal.
Um Nyquist-Effekte auf dem Signal zu reduzieren, wird das analoge Empfangssignal tiefpassgefiltert, ehe es in den PGA (programmierbaren Verstärkungsdämpfer) eingespeist wird.
Der PGA ist erforderlich, um den dynamischen Bereich des ADC optimal zu nutzen. In diesem System sollte der dynamische Bereich mindestens 66 dB ausmachen.
Nachdem das Signal in ein digitales Format umgewandelt wurde, empfangen der Synchronisations- und der FFT-Block die Daten.
Im Synchronisationsblock werden ein Rahmentakt (für die Steuerung der FFT-Puffer) und ein Steuersignal für den VCXO erzeugt. Zunächst holt der Synchronisationsblock den Rahmentakt vom abgetasteten Signal. Der Rahmentakt wird dann zum Berechnen der Rahmenzeitgabeschätzung verwendet und zum VCXO-Rückführungsregler übertragen. Der VCXO erzeugt den Abtasttakt (20 MHz).
Ein Abtasttakt, welcher nur durch die Rahmenzeitschätzung gesteuert wird, ist in einem DMT-System nicht ausreichend exakt. Daher wird nach der Verriegelungssequenz ein dedizierter Pilotträger verwendet, um eine hohe Abtasttakt-Zeitgabegenauigkeit zu erzielen.
Ein BSI-Signal wird ebenfalls aus dem Pilotträger extrahiert. BSI ist das Basissynchronisationsintervall-Zeitgabesignal, welches verwendet wird, um die Sender- und Empfänger-CCH-Kommunikation zu synchronisieren. Einer der neuartigen Aspekte des MUSIC-Systems ist der Algorithmus, der vom Synchronisationsblock verwendet wird und der in diesem Dokument weiter unten ausführlicher besprochen wird.
Eine 2048-Punkt-Real-FFT wird hinsichtlich der Eingaberahmen im FFT-Block durchgeführt. Daraufhin wird ein Neuskalieren aufbauend auf den Energieladeparametern durchgeführt, ehe die Daten zum nächsten Block übertragen werden.
Kanalschätzung und -entzerrung werden hinsichtlich der Daten, die vom FFT-Block ausgegeben werden, durchgeführt. Alle Datenrahmen werden zum Schätzen der Kanaleigenschaften verwendet. Diese werden dann verwendet, um einen Bitladevektor zu berechnen, wobei die Anzahl von Bits, welche auf jedem Träger übertragen wird, bestimmt wird. Diese Informationen werden in der Folge über den netzaufwärtigen Steuerkanal (CCH) zum Sender übertragen.
Im Symbolerkennungsblock wird ein Rückumsetzen für jeden Träger gemäß der Bitlademaske durchgeführt.
Nach dem Rückumsetzen werden ein Entverschachteln und eine Vorwärtsfehlerkorrektur(FEC)-Decodierung hinsichtlich des erfaßten Bitstroms durchgeführt.
Dann sind die Daten nach der Bitbehandlung für den Netz/Anwendungs-Schnittstellenblock bereit. Die Leerrahmen werden in diesem Block entfernt.
Herzteil dieses Systems, welches in 4 dargestellt wird, ist der System-Controller (SC). Der SC ist ein Allzweckprozessor, welcher die verschiedenen Unterblöcke über einen lokalen PCI-Bus ankoppelt und steuert. Bei der in diesem Dokument beschriebenen Version von MUSIC ist die Controller-CPU programmierbar. Ein externer Port ist über eine platinenintegrierte JTAG-Schnittstelle vorgesehen, um das Programmieren zu erleichtern.
Die Hauptaufgaben des SC sind, das Systemhochfahr- und -laufzeitverhalten zu steuern und Bitlade- und Energieladeberechnungen durchzuführen. Er wird mit der fernen Seite des Modems über einen dedizierten Steuerkanal (CCH) kommunizieren. Dieser Kanal führt Daten, welche sich auf Bit/Energie-Ladeänderungen und auf anderes Systemsignalisieren beziehen.
Um ein kostengünstiges Produkt für einen intensiven Gebrauch zu erhalten, müssen die digitalen Teile des Systems auf mindestens zwei ASIC-Kreisen aufbauen. 5 zeigt, wie das System für die Zwecke der Chip-Konstruktion gegliedert werden kann. Ein Chip enthält den FFT/IFFT-Kernel. Ein zweiter Chip enthält Rahmensynchronisation, Kanalschätzung und -entzerrung, Symbolerkennung und Symbolumsetzung. Der analoge Block und der Netzschnittstellenblock können auf einem dritten bzw. vierten Chip implementiert werden.
Die Systemparameter, welche vom in diesem Dokument beschriebenen MUSIC-System verwendet werden, werden in beiliegenden Tabellen 1 bis 3 dargelegt.
VDSL-Systeme agieren im Spektrum von 0 bis 40 MHz. In diesem Band belegt das in diesem Dokument beschriebene MUSIC-System die unteren 10 MHz, wie aus 6 hervorgeht. In diesem Spektrum liegen eine Reihe konventioneller Bänder, einschließlich des POTS und einiger Amateurfunkbänder. Bei dem in diesem Dokument beschriebenen MUSIC-System werden unterschiedliche Frequenzbänder verwendet, um die netzabwärtigen von den netzaufwärtigen Kanälen zu trennen. Da sich das in diesem Dokument beschriebene MUSIC-System 1024 Trägern über 10 MHz bedient, weist jeder Träger eine Bandbreite von 9,77 kHz auf, wobei die ersten beiden Träger durch den DC-Pegel und den POTS-Dienst zugewiesen sind. Der letzte Träger ist gesperrt, da es sich dabei um den Nyquist-Punkt handelt. Andere Träger (in Funkbändern) müssen eventuell unterdrückt werden. Das ist in erster Linie eine Frage von Immunität und Strahlung für das abgeglichene Kupferpaar.
Durch passives Filtern des POTS-Spektrums kann dieser Dienst von dem in diesem Dokument beschriebenen MUSIC-System, dem Laufzeitstatus oder der Energieversorgung unabhängig gemacht werden.
Es gibt zwei Möglichkeiten, den ISDN-Dienst für eine MUSIC-Modemverbindung bereitzustellen. Eine Möglichkeit besteht darin, POTS- und ISDN-Systemen zu gestatten, unter den MUSIC-Frequenzbändern zu existieren. Dies kann anhand eines ähnlichen Filtervorgangs für das ISDN-Bandspektrum wie für das POTS bewerkstelligt werden. Dieses Filtern ermöglicht, den Dienst unabhängig von der Konfiguration bereitzustellen.
Die andere Möglichkeit ISDN bereitzustellen besteht darin, ISDN einen Trägerdienst im MUSIC-System sein zu lassen. Diese Lösung hat Vorteile im Hinblick auf die spektrale Effizienz. Durch Verwendung von 1024 Trägern über 10 MHz erhält jeder Träger eine Bandbreite von 9,77 kHz. Das ISDN-Spektrum benötigt die Zuweisung von (150-4)/9,77 = 5, von diesen Trägem. Auf Grund der Kanaleigenschaften müssen diese fünf Träger derart ausgewählt werden, daß sie das beste SNR im System aufweisen. Für eine Standardverbindung ergibt dies 5*100 = 500 kbps an Bandbreite.
Die optimale Lösung besteht daher darin, das Modem als einen Träger zu verwenden und nur 64 kbps, verglichen mit den 500 kbps für die gesamte Bandbreite, für den 64-kbps-ISDN-Dienst zuzuweisen.
Die Resultate der Messungen von Dämpfung und FEXT ("Fernnebensprechen"), welche auf dem Netz eines Fernmeldebetreibers durchgeführt wurden, zeigten, daß es möglich ist, Bitraten von über 100 Mbps zu erzielen, wenn das Kabel kürzer als 200–300 Meter ist. Für längere Kabel schränkt die Dämpfung auf höheren Frequenzen die maximale Bitrate ein. Bei Kabeln, die rund 500 Meter lang sind, können 40 Mbps erreicht werden, und bei einem 1 km langen Kabel sind 15–20 Mbps realistisch.
Ein weiterer Faktor, welcher leistungsmindernd wirkt, ist die EMC, welche die verwendete Leistung einschränkt. Einige Teile der Frequenzdomäne müssen eventuell ebenfalls ausgeschlossen werden.
Bei einer typischen PSTN kann mit folgenden Impulsrauscheigenschaften gerechnet werden:
– maximale Dauer: 250 μs
– Medianintervall: 67 ms
– maximale Spitzenamplitude: 20 mV
– Großteil der Energie unter 200 kHz
– Hintergrundrauschen: –107 dBm/Hz
Die Hauptquelle für die Zeitgabe im System ist der Abtasttakt. Die Referenz für den Abtasttakt liegt auf der NU-Seite und ist allen verdrillten Kupferpaaren innerhalb eines sekundären Kabels gemein. Die Abtasttaktfrequenz beträgt 20 MHz ± 10 ppm mit einem Phasenjitter kleiner als 0,5 ns.
Der Abtasttakt auf der NT-Seite ist mit der NU-Seite phasengerastet. Die Logik für die Rastung bedient sich der Rahmenzeitgabeschätzung in einer ersten Stufe und bedient sich dann des Pilotträgers, um eine Feineinstellung der Rastung zu liefern. Die Rastungslogik steuert die Frequenz eines VCXO über einen 18-Bit Digital-Analog-Wandler. Die Anforderungen für den VCXO sind ein Bereich von 20 MHz ± 25 ppm und eine Empfindlichkeit von 10 ppm/Volt. Die endgültige Rastung sollte eine Genauigkeit von 1/100 eines Samples mit einem Phasenjitter kleiner als 0,5 ns aufweisen.
Der Rahmentakt beträgt 1/(2048 + 128) des Abtasttakts und steuert den Start des Empfangens und Sendens von Rahmen. Der Rahmentakt, welcher sowohl zum Senden als auch zum Empfangen verwendet wird, unterscheidet sich der Phase nach sowohl auf der NU- als auch auf der NT-Seite.
Der Rahmentakt zum Senden auf der NT-Seite ist der Master und steuert den Start der Signalisierintervalle, wie aus 7 hervorgeht.
Der Empfangsrahmentakt auf der NT-Seite wird von der Rahmenzeitgabeschätzungshardwarefunktion abgeleitet und steuert den Start der Rahmenabtastperiode, wie aus 7 hervorgeht.
Der Rahmentakt zum Senden auf der NT-Seite ist derselbe wie der Rahmentakt zum Empfangen, jedoch ist er ein TA-Sample "früher" in der Phase. TA ist ein Parameter, welcher während des Systemhochlaufs auf der NU-Seite gemessen wird und zur Kompensation der Stufenverzögerung auf dem Kupferdraht verwendet wird. Dies muß durchgeführt werden, um die Orthogonalität über dem Kupferdraht während der abgetasteten Perioden sowohl auf der aufwärtsgerichteten Verbindung als auch auf der abwärtsgerichteten Verbindung aufrechtzuerhalten. Der Rahmentakt zum Senden auf der NT-Seite steuert den Start der Signalisierintervalle, wie aus 7 hervorgeht.
Der Empfangsrahmentakt auf der NU-Seite wird eine Anzahl von Abtasttaktzyklen (TA) lang in Bezug auf den Rahmentakt für das Senden, nachdem die TA-Berechnung durchgeführt wurde, verzögert. Die Verzögerung vor der Berechnung von TA in der Hochlaufsequenz wird durch die Rahmenzeitgabeschätzungshardwarefunktion bestimmt, und der System-Controller kann auf den Wert zugreifen. Der Empfangsrahmentakt auf der NU-Seite steuert den Start der Rahmenabtastperiode, wie aus 7 hervorgeht.
Der BSI-Takt wird verwendet, um Parameteränderungen zwischen der Sende- und der Empfangsseite zu synchronisieren. Die Parameter können beispielsweise Bitbeladung, Energiebeladung oder Steuerkanalfrequenz sein. Die Parameter werden vom System-Controller auf beiden Seiten aktualisiert, ehe der BSI-Takt die Umschaltung auf die neue Einstellung anstößt.
Der BSI-Takt beträgt 1/8192 des Rahmentaktes. Der BSI-Takt in der aufwärtsgerichteten Verbindung wird um einen halben BSI-Taktzyklus in Bezug auf den BSI-Takt in der abwärtsgerichteten Verbindung verzögert.
Eine kurze pseudostatistische Sequenz auf dem Pilotkanal wird zur BSI-Synchronisierung zwischen der Sende- und der Empfangsseite verwendet.
Das zyklische Präfix ist eine Erweiterung der Rahmen, welche durch das FFT-Chip hinzugefügt werden. Um die Orthogonalität während der gesamten Signalisierperiode aufrecht zu erhalten, werden die letzten 128 Samples des Rahmens kopiert und vor den eigentlichen Rahmen gestellt. Diese Anordnung bewältigt Probleme im Zusammenhang mit Intersymbolstörungen, welche durch Zeitstreuung verursacht werden.
Es ist wichtig, daß sich der Teil der Signalisierperiode, welcher nur auf der Empfangsseite abgetastet wurde, mit einer Signalisierperiode in der anderen Richtung entlang dem gesamten Kupferdraht überlappt. TA wird verwendet, um diese Überlappungsperiode zu optimieren. Die maximale Kabellänge wird durch TA = 128 Samples = 6,4 μs Stufenverzögerung begrenzt. Dies entspricht 1280 Metern (wenn die Stufenverzögerung 5 ns/m beträgt).
Die analoge Schnittstelle verbindet den empfangenen und gesendeten digitalen Datenstrom am C1-Chip mit der Fernsprechleitung. Es existieren auch Verbindungen mit dem T1-Chip und dem System-Controller für Steuerzwecke.
Die analoge Schnittstelle wird in 8 abgebildet. Die Leitung ist an einen Hybrid-Transformator angeschlossen, welcher ebenfalls mit dem POTS verbunden ist. Auf der Empfangsseite des Hybrids wird das kommende Signal über ein Tiefpassfilter und einen programmierbaren Verstärkungsdämpfer an einen Analog-Digital-Wandler, ADC, und von dort an den C1-Chip weitergegeben. Auf der Sendeseite des Hybrids wird das gehende digitale Signal durch einen Digital-Analog-Wandler, DAC, in analoge Form umgewandelt und von dort über ein Tiefpassfilter LP an den Hybrid-Transformator weitergegeben. Ein spannungsgesteuerter Quarzoszillator, welcher sowohl ADC als auch DAC ansteuert, ist mit dem Synchronisationsblock des T1-Chips verbunden.
Ein OFDM-Rahmen ist eine Summe aus sinusförmigen Trägern, die phasen- und amplitudenmoduliert sind und in der Frequenzdomäne in einem Mindesttrennungsabstand zwischen Trägem voneinander beabstandet sind. Die Annahme, daß die Symbole innerhalb des Rahmens gleich verteilt und nicht miteinander korreliert sind, ergibt ein Zeitdomänensignal mit einer annähernd normal verteilten momentanen Amplitude. Demnach besteht eine geringe Möglichkeit, daß Eingangsdaten kooperativ miteinander zusammenwirken können, um Impulse mit sehr großen Spitzenpegeln zu erzeugen. Allerdings muß die maximale Amplitude auf eine niedrigere Amplitude als jene begrenzt werden, so daß eine ausreichende Zahl von Quantisierungspegeln im DAC vorliegen, um durchschnittliche Signale handzuhaben.
Auch wenn der DAC eine ausreichende Auflösung aufweist, um einen hohen Spitzenpegel im Sender zuzulassen, bestehen Einschränkungen auf der Empfängerseite (ADC). Allerdings sind die Auswirkungen auf der Empfängerseite eventuell nicht so schwerwiegend wie es den Anschein hat.
Ein kurzes Kabel weist eine geringere Dämpfung im hochfrequenten Bereich als ein langes Kabel auf, wie in 9 zu sehen ist. Das bedeutet, daß ein gelegentlicher Impuls im Empfänger als kaum durch die Kabeleigenschaften modifiziert erscheinen kann. Somit ist im Empfänger ein verhältnismäßig großer dynamischer Bereich erforderlich. Allerdings kann dies ohne weiteres erreicht werden, da beinahe gleichförmige Dämpfungen keinen großen dynamischen Bereich erfordern. Der ADC muß den Bereich, der in 9 durch die fette durchgezogene Pfeillinie angezeigt wird, abdecken.
Die größere Hochfrequenzdämpfung langer Kabel setzt jedoch einen großen dynamischen Bereich voraus. Die Hochfrequenzdämpfung bedeutet auch, daß mehrere große Spitzen vom Sender erforderlich wären, um hohe Amplituden im Empfänger aufzubauen, wobei das Eintreten dieses Falls am ADC-Eingang noch weniger wahrscheinlich ist als einzelne Spitzen. Daher kann der Headroom verringert werden, und der ADC sollte den Bereich, welcher in 9 durch die fette gestrichelte Pfeillinie angezeigt wird, abdecken.
Zusammenfassend kann die Leistung durch sorgfältiges Einstellen des Signalpegels am Empfänger-ADC in Abhängigkeit von der Kabellänge optimiert werden.
Der Splitter/Hybrid hat zwei Hauptaufgaben, und zwar:

– Fernsprechsignale (POTS) und VDSL-Signalfrequenzbänder zu splitten und zu kombinieren; und
– durch Abgleichen des Kabels zu verhindern, daß das übertragene Signal auf dem Empfänger auf derselben Einheit erscheint.

Da jede Übertragungsrichtung ihr eigenes Frequenzband aufweist, ist es möglich, beide Seiten für deren entsprechende Frequenzbänder zu optimieren, um die Gesamtleistung zu steigern.
Der Zweck des Tiefpassfilters hinsichtlich des Eingangssignals besteht darin, Aliasing-Effekte auf Interferenz oberhalb des verwendeten Frequenzbereichs zu reduzieren. Das Ausgangs-Tiefpassfilter reduziert die abgegebene Leistung im Stoppband. Diese Filter können ein Teil des Splitter/Hybrid-Moduls sein.
Der beste derzeit im Handel erhältliche ADC ist der Analog Devices AD9042, welcher ein Signal-Rausch-Verhältnis von ungefähr 66 dB aufweist. Es empfiehlt sich, entweder diesen ADC oder einen mit gleicher Leistungsfähigkeit zu verwenden.
Für die Zwecke dieser Beschreibung wird davon ausgegangen, daß ein DAC mit einer Auflösung von 14 Bit verwendet wird.
Die FFT- und IFFT-Algorithmen sind aus komplexen 1024-Punkt-FFTs mit Datenneuorganisation aufgebaut, um die Berechnung von zwei realen Sequenzen zur gleichen Zeit zu ermöglichen. Demnach weisen die FFT und die IFFT effektiv je 2048 Punkte auf. Die hardwaremäßige Realisierung beruht auf einem Radix-32-Kernet, welches das Resultat in drei Durchläufen berechnet, wie aus 10 hervorgeht.
Die Beziehung zwischen Signal-Rausch-Verhältnis und Auflösung im Algorithmus kann ausgedrückt werden als: SNR = 22b–v–1 wobei b = die Anzahl von Bits und v = 11 (Anzahl effektiver Radix-2-Durchläufe). Das Lösen für b ergibt eine Auflösung von 17 Bit (basierend auf ADC SNR), da jedoch der ADC nicht die einzige Quelle von Analogsignalverschlechterung ist, sollte eine Auflösung von 16 Bit im Algorithmus ausreichen, um die Auflösung durch das gesamte System aufrechtzuerhalten.
Der VCXO generiert die Abtastfrequenz, welche im NT-Teil des Systems verwendet wird. Die Steuerspannung beruht auf Daten von der Synchronisationseinheit. Die Taktfrequenz muß äußerst stabil und an den NU-Referenztakt phasengerastet sein, um die Orthogonalität zwischen Symbolen zu wahren.
Um den dynamischen Bereich des ADC zur Gänze zu nutzen, muß ein programmierbarer Dämpfer vor dem ADC eingefügt werden. Der Dämpfungspegel ist in erster Linie eine Funktion der Kabellänge und kann durch den System-Controller aus dem Time-Advance-Wert bestimmt werden.
Die Dämpferauflösung und der Dämpferbereich sowie die Beziehung zwischen dem Time-Advance-Wert und dem Dämpfungspegel müssen bestimmt werden. Entzerr- und Varianzwerte können ebenfalls in den Berechnungen zu Gunsten eines verbesserten Ergebnisses verwendet werden.
In einem DMT-System ist eine überaus exakte Synchronisation zwischen dem Sender und dem Empfänger erforderlich, insbesondere, wenn Träger mit großen Konstellationen moduliert werden.
Auf der NU-Seite wird ein Festfrequenz-Quarzoszillator als Referenz zum Erzeugen des Abtasttaktes verwendet. Auf der NT-Seite wird ein Abtasttakt von einem VCXO (spannungsgesteuerten Quarzoszillator) erzeugt, welcher mit dem Oszillator auf der NU-Seite phasengerastet ist. Der VCXO wird anfänglich durch die Rahmenzeitgabeschätzung gesteuert. Die Auflösung der Rahmenzeitgabeschätzung ist allerdings bei der vorliegenden Anwendung nicht ausreichend. Daher wird nach einer Einrastsequenz ein dedizierter Pilotträger verwendet, um eine überaus hohe Abtasttaktzeitgabegenauigkeit zu erzielen.
Auf Grund der langen Symboldauer in einem DMT-System können die Intersymbolstörungen, welche durch die Kanalzeitstreuung verursacht werden, durch Verwendung eines Schutzintervalls als Präfix für jeden Rahmen in der Zeitdomäne beseitigt werden. Um die Orthogonalität der Rahmen aufrechtzuerhalten, ist der Inhalt jedes Präfixes eine Kopie des letzten Teils des folgenden Rahmens, wodurch die Rahmen zum Teil zyklisch erscheinen.
Das zum Schätzen der Rahmenzeitgabe verwendete Synchronisationsverfahren bedient sich der hohen Korrelation, welche zwischen einem Präfix und dem entsprechenden Teil eines Rahmens besteht. Durch kontinuierliches Korrelieren von Samples des empfangenen Signals, welche zeitlich durch die (bekannte) Rahmenlänge getrennt sind, verursacht das Verstreichen eines Schutzintervalls eine Spitze in der Korrelationsschätzung. Daher werden diese Spitzen eine bekannte Zeitgabebeziehung zu den Rahmen aufweisen und können verwendet werden, um ein Rahmenstartsignal zu schaffen. Das Prinzip wird in 11 veranschaulicht.
Der Korrelator und der Spitzenzeitschätzer bedienen sich eines Systemtaktes, der von einem VCXO generiert wird. Dieser Takt wird durch die Gesamtanzahl von Samples in einem Signalisierintervall (ein zyklisches Präfix und ein Rahmen) dividiert, um ein Signal mit derselben Periode wie die Korrelationsspitzen zu erzeugen. Die Phasendifferenz (Rahmenzeitabweichung) zwischen diesen beiden Signalen wird als eine Eingabe zu einem Rückführungsregler verwendet, welcher die VCXO-Frequenz auf die korrekte Abtastfrequenz einstellt. Die Phase dieses Abtasttakts ist jedoch nicht genau genug, um in einem DMT-System verwendet zu werden. Daher wird die Rahmenzeitgabeschätzung in erster Linie für einen Einrastvorgang verwendet. Sie wird auch zum Überwachen der Rahmenzeitgabe verwendet, um größere Abweichungen zu erkennen, welche eine Neusynchronisation erforderlich machen.
Die Korrelation der empfangenen Daten wird kontinuierlich berechnet. Die Zeitdifferenz zwischen den beiden Signalen wird durch Verwendung einer digitalen Verzögerungsleitung von einer Rahmenlänge erreicht. Der Ausgang von der Verzögerungsleitung wird mit dem unverzögerten Signal multipliziert und über ein Intervall integriert (akkumuliert), welches gleich der Länge des zyklischen Präfixes ist. Der Ausgang des Integrators ist die Schätzung der Korrelierfunktion.
Da nur die Zeitgabeinformationen der Korrelierschätzung verwendet werden, wird ein vereinfachter Schätzer implementiert, unter Verwendung von lediglich des Vorzeichens der Eingangsdaten. Diese hardwaremäßige Implementierung weist verglichen mit der Verwendung der vollen Sample-Wortlänge eine stark reduzierte Komplexität auf.
Computersimulationen haben gezeigt, daß die Verwendung von synchroner Mittelung mehrerer Signalisierintervalle die Varianz der Rahmenzeitgabeschätzung reduziert. Infolge der reduzierten Datenwortlänge, die im Multiplikatorteil des Korrelators verwendet wird, ist es durchführbar, eine derartige Mittelungsfunktion direkt nach dem Multiplikator zu implementieren.
Ein Blockdiagramm, welches die Implementation des Korrelators zeigt, ist in 12 zu sehen. Das kommende Signal X(k) wird durch eine Verzögerung mit N = 1024, d. h. mit einem Rahmen, und zu einem Konjugator geführt. Die Ausgänge von der Verzöge rung und dem Konjugator werden dann multipliziert, um ein Signal Y(k) zu erzeugen, welches zu einem Mittler geführt wird. Der Ausgang des Mittlers, Z(k), wird zu einem Subtrahierer geführt und dort wird Z(k), verzögert um L = 128, subtrahiert. Dies ergibt das Signal W(k), welches zu einem Akkumulator geführt wird, der ein Ausgangssignal C(k) liefert.
Die Einzelheiten des Mittelungsteils des Korrelators werden in 13 dargestellt. Der Mittler umfaßt eine Reihe von Verzögerungselementen, die mit Addierern kombiniert sind, wie zu ersehen ist. Das Ausgangssignal kann ausgedrückt werden als:
wobei Y(k) das Eingangssignal und Z(k) das Ausgangssignal ist.
Um das Mitteln mit der Rahmenstruktur des Signals synchron zu machen, sind die Verzögerungen gleich dem Signalisierintervall.
Ein Detektor zum Finden der Position der maximalen Größe der Korrelationsfunktionsschätzung wird in 14 dargestellt. Er ist durch Verwendung eines Registers (#1) für den aktuellsten Maximalwert und eines Komparators implementiert. Der Registerinhalt und die Korrelationsgröße werden verglichen, und jedes Mal, wenn ein Wert angetroffen wird, der größer als der Registerinhalt ist, wird der neue Wert im Register gespeichert. Der aktuelle Wert eines Zählers, welcher Abtastintervalle (modulo das Signalisierintervall) zählt, wird ebenfalls in ein zweites Register (#2) eingespeist. Wenn ein ganzes Signalisierintervall verstrichen ist, wird dieses zweite Register einen Index auf dem Maximalwert enthalten, der während dieses Intervalls angetroffen wurde. Dieser Index wird in einem dritten Register (#3) einmal je Signalisierintervall gespeichert, und der Inhalt des ersten Register (#1) wird durch Zwei dividiert (mittels Schieben).
Der im Register #3 gespeicherte Index wird als die Abweichung zwischen dem Zählerwert und der tatsächlichen Zeitgabe der Eingangssignalrahmen ausgelegt. Der Rück führungsregler wird das Mittel dieser Abweichung gegen Null konvergieren lassen. Der Zählerwert kann dann als ein Zeiger in das Signalisierintervall verwendet werden. Der Rahmenzeitgabetakt wird durch Verwendung dieses Zählerwerts, um den Rahmenbeginn anzuzeigen, generiert.
Die Schätzung der Pilotträgerfrequenzdomänen-Komplexdarstellung wird anhand der FFT-Einheit, die im System verfügbar ist, durchgeführt. Der Vorteil der Verwendung dieses Verfahrens ist, daß die Schätzung von der schwankenden Modulation der anderen Träger unabhängig ist. Dies ist auf die inhärente Orthogonalität zwischen den Trägern zurückzuführen. Um eine Schätzung mit annehmbar niedriger Varianz zu erreichen, ist etwas Mitteln erforderlich. Dies wird durch die Verwendung digitaler IIR-Filter erster Ordnung realisiert.
Bedauerlicherweise wird die Schätzung als eine komplexe Zahl in rechteckigen Koordinaten dargestellt, so daß das Argument nicht direkt verfügbar ist. In der Rückführungsschleife ist es erforderlich, äußerst kleine Argumentabweichungen zu erfassen. Daher muß die Auflösung des Arguments hoch sein.
Der Rückführungsregler wird bewirken, daß das Pilotträgerargument gegen Null konvergiert. Eine Näherung des Arguments, welche nur in einem kleinen Bereich rund um Null linear ist, ist dann ausreichend, um eine akzeptable Leistung zu erzielen. Eine zweckmäßige Näherung, die in beinahe allen vier Quadranten monoton und auch einfach in digitaler Logik zu implementieren ist, wird durch den Ausdruck
beschrieben, wobei C die komplexe Pilotträgerschätzung, M eine positive Skalierkonstante und K eine positive Konstante, welche die Form der Funktion beeinflußt, ist (hier wird K = 2 verwendet).
Der Kanal verleiht dem Pilotträger eine Phasenverschiebung, welche eine Fehlabgleichung zwischen der Eingangssignalrahmenzeitgabe und dem Pilotargumentnullpunkt verursachen könnte. Um dieses Problem zu beheben, wird die Pilotträgerschätzung auch durch den Frequenzdomänenentzerrer geführt. Der Entzerrer-Parameter für diesen Träger wird während der Hochfahrsequenz eingestellt, wenn die Rahmenzeitgabeschätzung auf ihren endgültigen Wert konvergiert ist.
Die Wahl des Pilotträgers wird festeingestellt, wobei jedoch auch Logik zum Wählen anderer Träger als Pilot vorgesehen werden kann.
Die Rückführungsschleife weist in Wirklichkeit zwei Regler auf, jeder mit seinem eigenen Eingangssignal. Die beiden Reglerausgänge werden addiert und über einen D-A-Wandler zum VCXO geführt, welcher den Abtasttakt erzeugt. Beide Regler sind vom PI-Typ (proportional und integrierend).
15 bietet eine Übersicht über die Signalwege. Die empfangenen Zeitdomänendaten werden durch den Korrelator und Spitzenpositionsschätzer geführt, um den Rahmentakt zu liefern. Der komplexe Frequenzdomänenpilotträger, der vom Entzerrer abgeleitet wird, wird zu einem Pilotargumentschätzer geführt, dessen Ausgang zu Rückführungsreglern weitergeleitet wird, welche ebenso einen Ausgang vom Spitzenschätzer erhalten. Der Ausgang von den Rückführungsreglern wird dann zu einem Digital-Analog-Wandler weitergeführt, um ein Signal zu liefern, welches verwendet wird, um den VCXO zu steuern.
Während der Hochfahrsequenz ist nur der Rahmenzeitgaberegler aktiv. Wenn sich die Rahmenzeitgabe stabilisiert hat, wird der Entzerrungsparameter für den Pilotträger berechnet und eingestellt (vom SC). Dies wird nur ein Mal durchgeführt, und weiteres Aktualisieren dieses Parameters wird blockiert. Nach dieser Änderung des Entzerrungsparameters wird dem Mittler für die Argumentschätzung ausreichende Einschwingzeit gegeben. Schließlich wird der Rahmenzeitgaberegler angehalten und der Pilotargumentregler aktiviert. Wenn der Rahmenzeitgaberegler angehalten wird, wird sein letzter Ausgangswert verriegelt, so daß die VCXO-Frequenz in der Nähe seines Endwertes bleibt.
Der Pilotträger wird auch für die Übertragung der Basissynchronisationsintervall(BSI)-Zeitgabeinformationen verwendet. Das Trägerargument sollte normalerweise konstant sein. Ein kurzes Muster wird auf den Träger BPSK-moduliert, durch Verwendung der Phasen 0 und n und wobei der Träger während des Rests des BSI-Intervalls auf Phase 0 gelassen wird. Wenn dieses Muster nur ein kleiner Bruchteil ( < 1%) des BSI-Intervalls ist, ist die Störung der Pilotträgerargumentschätzung vernachlässigbar gering. Ein Korrelator wird zum Erfassen des Musters und zum Geben des Zeitgabesignals für BSI verwendet.
Der System-Controller (SC) muß aus Gründen der Erkennung von Synchronisationsverriegelungen und der Überwachung über Lesezugriff auf Register verfügen, welche die Rahmenzeitabweichungsschätzung und die Pilotargumentnäherung enthalten.
Um die anfängliche Entzerrung des Pilotträgers durchzuführen, ist es erforderlich, daß der SC die komplexe Darstellung des gemittelten Pilotträgers liest und in den Entzerrungsparameterspeicher schreibt.
Ein Versatz-Register zum Bestimmen der relativen Zeitgabe zwischen den Eingangsdatenrahmen und dem Rahmenstartsignal ist erforderlich und muß vom SC geschrieben werden können. Dies wird auf der NT-Seite verwendet.
Die erfassten BSI-Ereignis-Signale für sowohl Senden als auch Empfangen sollten als Interrupt-Eingänge mit dem SC verbunden sein.
Alternativ dazu kann der Pilotträger mittels eines Bandpassfilters aus dem Zeitdomänensignal wiedergewonnen werden und direkt für die Phasenrastung eines Abtasttakt-Oszillators verwendet werden. Das hier beschriebene Frequenzdomänenverfahren weist den Vorteil auf, daß die Pilotträgerschätzung auf Grund der Orthogonalität von der Mo dulation der anderen Träger unabhängig ist. Ein anderes Rahmensynchronisationsverfahren wäre davon abhängig, ein bekanntes Muster in manchen Rahmen einzubinden. Dies würde die Systemkapazität verringern.
Die Längen des Rahmens und des zyklischen Präfixes sind bei der in diesem Dokument beschriebenen Ausführungsform festeingestellt. Das Verfahren, welches oben beschrieben wurde, ist ausgebildet, um in einer Rückführungsschleife mit einem VCXO zu funktionieren. In einer Einheit, die einen Oszillator mit einem festen Abtasttakt verwendet, muß die Konstruktion des Rahmenzeitgabeschätzers geringfügig modifiziert werden. Es ist wichtig, daß der VCXO ein äußerst geringes Phasenrauschen aufweist, da die Rückführungsschleife zu langsam ist, um eine derartige Störung zu kompensieren.
Ein diskretes Mehrträger(DMT)-System moduliert N komplexe Datensymbole auf N Träger (hier verwenden wir N = 1024 Träger). Diese Umsetzung wird durch Verwendung der Fast-Fowier-Rücktransformation (IFFT) als diskrete Fourier-Rücktransformation berechnet. Im Empfänger werden die N Träger durch eine FFT demoduliert.
Beim in diesem Dokument beschriebenen Modem werden die FFT und die IFFT durch dieselbe Einheit ausgeführt, unter Verwendung derselben Radix 16- oder 32-Core in verschiedenen Phasen. Dieser Vorgang wird in 16 schematisch dargestellt.
Die Hauptoperation ist in Rahmen mit der Länge 2048 realer oder 1024 komplexer Werte unterteilt. Für jeden Rahmen führt diese Einheit eine FFT, IFFT, Skalierung, Deskalierung und die Hinzufügung des zyklischen Präfixes durch.
Die FFT und die IFFT berechnen 2048-Punkt-Real-FFTs und agieren mit einem Minimum an 16-Bit-Arithmetik.
Für die Netzabschlußseite (NT) gibt es eine Anforderung hinsichtlich der Synchronisation zwischen dem Eingangsrahmenbeginn und dem IFFT-Ausgangsbeginn (eine Synchronisation zwischen den netzaufwärtigen und den netzabwärtigen Trägem). Der Sen der sollte in der Lage sein, mit dem Aussenden eines Rahmens zu beginnen, ehe er einen Rahmen zu empfangen beginnt, der sogenannte Time-Advance.
Eine Skalierung sollte vor der IFFT vorgesehen werden. Diese Skalierung ist eine Mul-tiplikation zwischen den Realkoeffizienten, die in dieser Einheit gespeichert sind, und den Eingangswerten vom Symbolumsetzer (SM). Die Koeffizienten umfassen je 16 Bits.
Der Koeffizientenspeicher besteht aus zwei Bänken von gleicher Größe (16 × 1024 Bits). Eine Bank steht in Verwendung, während die andere aktualisiert wird. Umschalten wird durch einen PCI-Befehl freigegeben und beim nächsten BSI ausgeführt.
Nach der FFT sollte eine Rückskalierung durchgeführt werden, ehe die Daten für die Entzerrung und die Symbolerkennung übertragen werden. Diese Rückskalierung ist eine Multiplikation mit dem Umkehrwert der Skalierwerte. Die Koeffizienten werden durch 16 Bits dargestellt.
Ein Exponent (welcher zu einer Bereichsverschiebung führt) von 4 Bits könnte ebenfalls erforderlich sein, um diese Präzision zu erhalten.
Der Koeffizientenspeicher besteht aus zwei Bänken von gleicher Größe ((16 + 4) × 1024 Bits). Eine Bank steht in Verwendung, während die andere aktualisiert wird. Umschalten wird durch einen PCI-Befehl freigegeben und wird beim nächsten BSI ausgeführt.
Am Beginn jedes Rahmens wird ein zyklisches Präfix hinzugefügt. Dieser Vorgang ist in 17 schematisch dargestellt. Das Einfügen eines zyklischen Präfixes vermeidet Intersymbolstörungen (ISI) und erhält die Orthogonalität zwischen den Tönen, was zu einer einfachen Eingangs-Ausgangs-Beziehung führt, welche es ermöglicht, jeden Träger als eigenen Kanal zu betrachten. Dieses zyklische Präfix besteht aus einer Wiederholung des letzten Teils des Rahmens.
Vorausgesetzt, daß Time-Advance verwendet wird und die maximale Kabellänge 1300 m ausmacht, ist ein zyklisches Präfix aus 128 Samples erforderlich. Demnach sollte der Ausgang für jeden Rahmen das Sample:
1920, 1921,..., 2046, 2047, 0, 1, 2,..., 2046, 2047 sein.
Für jede der oben genannten Komponenten gibt es eine FIFO, um die Außenwelt mit den FFT/IFFT-Eingangs- und -Ausgangsspeichern zu verbinden. Insgesamt sind demnach 4 FIFOs vorhanden.
Es empfiehlt sich, daß die FIFOs, welche die analoge Seite anbinden, eine Größe von 384 Wörtern (16 Bits) aufweisen, und die FIFOs, welche den T1-Chip anbinden, eine Größe von 448 Wörtern (32 Bits) aufweisen.
Ein anderes DMT-Verfahren, welches sich keiner Fourier-Transformationen bedient, ist die diskrete Wavelet-Mehrträger-Transformation (DWMT). Dieses Verfahren wurde dem ADSL-Normungsausschuß vorgeschlagen, welcher es abwies.
Die Genauigkeit, welche bei diesem Verfahren erforderlich ist, hängt vom erforderlichen dynamischen Bereich ab, welcher seinerseits durch die analogen Komponenten (insb. DAC) bestimmt wird. Die FIFO-Größe hängt von Taktgeschwindigkeitsunterschieden und dem Ausmaß an verwendetem Time-Advance ab. Die Verwendung von Abkappen ist ein Kompromiß zwischen Dynamikbereich (Quantisierungsrauschen) und Abkapp-Rauschen.
Die Kanalschätzung wird anhand eines entscheidungsgelenkten Verfahrens durchgeführt, da alle Datenrahmen dann zum Aktualisieren des Kanalmodells verwendet werden. Bekannte Datenrahmen sind nur beim Hochfahren erforderlich. In bestimmten Bedingungen kann die Interferenz auf dem Kanal durch Verwendung aller Datenrahmen geschätzt werden. Dies ist für die Früherkennung von Änderungen der Kanalübertragungsqualität von Bedeutung.
Das Grundprinzip für entscheidungsgelenkte Schätzung ist, daß Unterschiede zwischen empfangenen Daten und bekannten gesendeten Daten zum Aktualisieren eines Kanalmodells verwendet werden. An einem bestimmten Punkt dieses Verfahrens ist das Kanalmodell genau genug, um zum Entzerren der empfangenen Daten verwendet zu werden, und der Detektor wird konekte Daten erzeugen. Diese Ausgangsdaten können dann auf dieselbe Weise wie die bekannten Daten zum weiteren Aktualisieren des Kanalmodells verwendet werden. Daher sind die vordefinierten Datenrahmen nicht mehr erforderlich, und stattdessen werden Zufallsdaten verwendet, die durch den Kanal übertragen werden.
Durch die Verwendung von Daten, die nach dem Entzerrer genommen werden, als einen Eingang und Daten nach dem Detektor als den anderen Eingang kann ein adaptiver Aktualisierungsalgorithmus konstruiert werden. Er modifiziert die Entzenungsparameter in kleinen Schritten in derartigen Richtungen, daß der Entzerrer zu einem Modell der Kanalumkehrung hin konvergiert. 18 zeigt ein Blockdiagramm eines derartigen Systems. Die Frequenzdomäneneingangsdaten gelangen in den Entzerrer und werden mit dem Ausgang einer Entzerrungsparameteraktualisierungseinheit, EQ, multipliziert. Das resultierende Signal, U, wird an einen Detektor (Quantisierer) weitergeleitet, dessen Ausgang Y ist. Y wird dann an einen Symboldecodierer weitergeleitet, welcher einen decodierten Datenbitstrom erzeugt. U und Y werden ebenfalls zu einem Eingang der Entzerrungsparameteraktualisierungseinheit und zu einem Varianzschätzer geführt. Der Ausgang des Varianzschätzers ist W.
Ein adaptiver Algorithmus zum Schätzen der Entzerrerparameter (EQ), welcher sich der entzerrten Daten (U) und der quantisierten Daten (Y) als Eingänge bedient, wird durch die folgende Gleichung beschrieben:
wobei μ eine positive Konstante (μ « 1) ist, welche die Adaptionsdynamik beeinflußt. Ein kleinerer Wert ergibt eine langsamere Adaption als ein großer Wert, jedoch auch eine bessere Robustheit, wenn Störungen auf den Eingangssignalen vorliegen.
Aus Implementierungsgründen sollte die Division, welche in der Gleichung dargestellt wird, vermieden werden. Der Ausdruck μl|U_k|² weist einen zu großen dynamischen Bereich auf, um durch eine Konstante ersetzt zu werden. Es ist jedoch möglich, diesen Ausdruck auf logarithmische Weise zu quantisieren, wie unten dargestellt wird:
Der Exponent des oben angeführten Ausdrucks kann durch Verwendung des Absolutwertes von Uk als Eingang eines binären Prioritätscodierers und Negieren des Ausgangs erzeugt werden. Da der Ausdruck eine ganzzahlige Potenz von Zwei ist, wird die Multiplikationsoperation im Algorithmus mittels eines Barrel-Shifter implementiert.
Die Varianz der Interferenz auf jedem der Träger wird anhand des Standardverfahrens des Integrierens der quadrierten Abweichungen von einem Mittelwert geschätzt. In diesem Fall wird jeder quantisierte Wert Y als Mittelwert für den Bereich von Datenwerten U verwendet, welche zu diesem Y quantisiert werden. Dieses Verfahren unterstellt, daß die Systemfehlerrate niedrig genug ist, damit jeder Datenwert dem richtigen Mittelwert zugeordnet ist. Allerdings wird, wenn geeignete Konstellationen für die verschiedenen Träger ausgewählt werden, diese Bedingung erfüllt.
18 zeigt den Varianzschätzer als Teil des Systems. Der für die Schätzung verwendete Algorithmus wird durch folgende Gleichung beschrieben: Wk+1 ≈ (1 – ε)· Wk + ε·(Yk – Uk|2
Die Integration wird hier durch ein exponentiell gewichtetes Mittelungsfilter ersetzt. Der Parameter ε ist eine kleine positive Konstante (ε « 1), welche die dynamischen Eigenschaften des Filters beeinflußt. Dies ist kein kritischer Parameter, und die Auswahl eines ε aus ganzzahligen Zweierpotenzen wird ausreichend sein.
Wenn ein Wert von ε ausgewählt wird, der eine gute Varianzschätzung ergibt, dann wird der Algorithmus nicht in der Lage sein, plötzliche Änderungen im Interferenzpegel zu erkennen. Daher ist eventuell ein eigener Algorithmus, welcher parallel mit dem Varianzschätzer funktioniert, für diese Aufgabe erforderlich.
Der System-Controller muß über sowohl Lese- als auch Schreibzugriff auf den Speicher verfügen, der die Entzerrungsparameter enthält. Eine Initialisierung der Parameter ist beim Hochlauf erforderlich. Eine Überwachung der Parameter ist ebenfalls erforderlich, um zu erkennen, wenn sie sich nahe genug an ihre Endwerte adaptiert haben.
Der Kanalvarianzspeicher muß für System-Controller-Lesevorgänge zur Verfügung stehen. Die Initialisierung dieses Speichers auf alle Nullen kann mit einem Systemreset verbunden sein.
Die Parameter, welche sich auf die Dynamik der Schätzer auswirken, müssen zum Schreiben vom System-Controller zugänglich sein.
Das in diesem Dokument beschriebene Verfahren geht von einer spezifischen Hochlaufsequenz, sowohl für den Kanal als auch für die Interferenzschätzung, aus. Während der normalen Ausführung hängt es von einer geeigneten Auswahl der Bitbeladung, welche eine ausreichend niedrige Symbolfehlerrate ergibt, ab.
Es ist wichtig, daß die Entzerrungsparameter am Beginn der Hochlaufsequenz auf Eins initialisiert werden, da die Eingangsdaten zum Aktualisierungsalgorithmus durch den Entzener geführt werden. Der Aktualisierungsalgorithmus ist Skalenänderungen im Datenweg gegenüber empfindlich.
Jedwede Änderung des Skalierens im Sender muß im Empfänger kompensiert werden. Dies erfordert auch eine besondere Sorgfalt bei der Verwendung der Analogeingangsverstärkungsregelung im Empfänger.
Der Symbolumsetzer (Codierer) setzt eine Anzahl von Bits in eine komplexe Zahl (I, Q) um, welche indirekt die Phase und Amplitude eines Trägers bestimmt. Das Umsetzen aller Werte mit einer bestimmten Bitlänge wird als Konstellation bezeichnet und in 19 veranschaulicht. Die Erkennung ist die inverse Funktion, das heißt, von einem komplexen Wert, die Bestimmung des Wertes der Bits, die auf dem Träger übertragen werden. Die Anzahl von Bits, welche auf einem bestimmten Träger übertragen werden, wird durch den Bitladefaktor für jenen Träger bestimmt.
Die Konstruktion einer spezifischen Konstellation zielt darauf ab zu ermöglichen, daß jeder Punkt soweit wie möglich von allen anderen Punkten entfernt ist. Zur gleichen Zeit sollte die durchschnittliche Energie möglichst gering sein. Eine weitere Einschränkung ist, daß die Umsetz- und Erkennungseinheit möglichst einfach sein sollte. Die Entscheidung darüber, welche Konstellation verwendet werden soll, wird jedoch nicht nur die Symbolumsetzung- und -erkennungseinheiten sondern auch die Bitbeladung und eventuell den adaptiven Entzener beeinflussen.
Für einen bestimmten Träger wählt der Codierer einen ungeraden ganzzahligen Punkt (I, Q) aus der Quadratgitterkonstellation auf der Grundlage der b-Bits (v_b–1, v_b–2,..., v₁, v₂) aus. Zur Vereinfachung der Beschreibung werden die b-Bits durch einen ganzzahligen Label gekennzeichnet, dessen binäre Darstellung (v_b–1, v_b–2,..., v₁, v₂) ist. Beispielsweise sind für b = 2 die vier Konstellationspunkte mit den Labeln 0, 1, 2, 3 versehen, entsprechend (v₁, v₂) = (0,0), (0,1), (1,0) bzw. (1,1).
Für gerade Werte von b werden die ganzzahligen Werte I und Q des Konstellationspunktes (I, Q) folgendermaßen aus den b-Bits (v_b–1, v_b–2,..., v₁, v₂) bestimmt. V in VI = (v_b–1, v_b–3,..., v₁ ) und VQ = (v_b–2, v_b–4,..., v₀) spalten. Dann den inversen Gray-Code auf VI und VQ anwenden. Das ergibt I und Q als I = 2Gray'(VI) + 1 und Q = 2Gray'(VQ + 1.
19 zeigt, wie sich das binäre Muster von V in I und Q umsetzen läßt, wenn b = 6.
Ehe diese Werte zur IFFT übertragen werden, werden sie normiert, indem sie derart verschoben werden, daß die höchstwertigen Bits dieser Zahlen, die höchstwertigen Bits des Ausgangs (16 – b/2 Schritte links) werden.
Für einen bestimmten Träger bedient sich der Decodierer eines Konstellationspunkts (I, Q, um die b-Bits (v_b–1, v_b–2,..., v₁, v₂) zu bestimmen. Zur Vereinfachung der Beschreibung werden diese b-Bits durch einen ganzzahligen Label gekennzeichnet, dessen binäre Darstellung (v_b–1, v_b–2,..., v₁, v₂) ist.
Es wird davon ausgegangen, daß die Werte von I und Q durch Sättigung auf den Bereich (X, Y) beschränkt sind. Um V zu bestimmen, werden die Werte I = (i₁₅, i₁₄,..., i₁, i₀) und Q = (q₁₅, q₁₄,..., q₁, q₀) Gray-codiert und dann zu V kombiniert, wobei V = (gi₁₅, gq₁₅, gi₁₄, gq₁₄,......), wobei die oberen b-Bits gültig sind.
Die Anzahl von Bits, welche jeder Träger trägt, hängt von deren jeweiligen Signal-Rausch-Verhältnissen (SNR) ab. Das Signal-Rausch-Verhältnis wird für jeden Träger im Empfänger berechnet. Aufbauend auf den Signal-Rausch-Verhältnissen werden Bitladefaktoren für jeden Träger berechnet. Somit wird die Anzahl von Bits, welche jeder Träger je übertragenem Symbol zu tragen hat, bestimmt. Diese Bitladefaktoren werden in einer anfänglichen Schulungssitzung berechnet und können erforderlichenfalls aktualisiert werden. Das MUSIC-System bedient sich 2-dimensionaler Quadratur-Amplitu denmodulation (QAM) auf jedem Träger, wobei die Bitladefaktoren von 0 – 12 Bits schwanken.
Die Anzahl von Bits, die auf jedem Träger übertragen werden, kann ausgedrückt werden als:
wobei T, der SNR-Abstand, von der Modulation, von möglichem Codieren und einer Systemmarge abhängt, und L die Konstellationsausdehnung infolge der zum Codieren erforderlichen Zusatzbits ist. Die Verwendung von QAM-Konstellationen und einer Form des Codierens ergibt:
wobei P_S die gewünschte Symbolfehlerrate, γd die Verstärkung des Codierens im System, γmargin die Systemmarge ist. Die Systemmarge ist ein Faktor, welcher verwendet wird, um nichtmodellierte Verluste, Impulsrauschen usw. zu kompensieren. Die Gleichung (1) ergibt Bitladefaktoren mit unbegrenzter Granularität. Die Bitladefaktoren werden gerundet, um die unterstützten Faktoren (0 – 12 Bits) zu ergeben.
Das Rundungsverfahren wird die Leistung des DMT-Systems reduzieren. Wenn zugelassen wird, daß die Energieverteilung schwankt, können Energieladefaktoren für jeden Träger berechnet werden. Dies macht es möglich, die Energie feineinzustellen, so daß (1) einen Bitladefaktor ergibt, welcher vom System unterstützt wird. Das Feineinstellen ergibt:
Dies kann allerdings zu überaus großen Unterschieden zwischen Trägerenergien führen. In einer Umgebung mit mehreren verschiedenen DMT-Systemen können eigenartige Effekte auftreten, wenn zugelassen wird, daß die verschiedenen Energien zu sehr schwanken. Das Fernnebensprechen (FEXT) wird in einer derartigen Umgebung stark schwanken, und manche DMT-Systeme bekommen eventuell die gesamte Kapazität des Kabels. Um diese Effekte zu verhindern, können nur kleine Änderungen der Trägerenergien zugelassen werden. Ein weiterer einschränkender Faktor ist die maximale Energie, welche auf jedem Träger zugelassen wird.
Die Eingangsdaten zum Bitladealgorithmus hängen vom gewählten Frequenzdomänenentzerrer ab. Wenn ein adaptiver DFE verwendet wird, wird das SNR angegeben durch: SNRi = Wi (4)wobei W_i die oben beschriebene geschätzte Interferenzvarianz ist.
Für jeden Träger werden ein Bitladefaktor und ein Energieladefaktor berechnet. Die Bitladefaktoren können mit 3 Bits dargestellt werden, um jedoch das System auch für ungerade Bitladefaktoren vorzubereiten, werden 4 Bits empfohlen. Für das Energieladen werden n Bits verwendet, um 2ⁿ– 1 mögliche Faktoren zu ergeben.
Die Implementierung der Berechnungen von Bitlade- und Energieladefaktoren kann in vier Stufen realisiert werden, wie aus 20 hervorgeht. Um eine bestimmte Bitrate zu erreichen, kann ein erforderliches SNR berechnet werden, und die Systemmarge kann eingestellt werden, derart, daß die gewünschte Bitrate erreicht wird. Der Vorgang, welcher in 20 veranschaulicht wird, umfaßt die folgenden Schritte:

– Zunächst wird das SNR dwch Anwendung von (4) berechnet.
– Als Zweites werden vier Vergleiche, und zwar einer für jedes der vier Bits, welche den Bitladefaktor darstellen, durchgeführt. Die Schwellen hängen von L und T ab und können vorberechnet werden. Der erste Vergleich bestimmt, ob der Bitladefaktor größer als 7 ist, wobei das Ergebnis dieses Vergleichs das erste der vier Bits steuert, welche den Bitladefaktor darstellen, und es auch die Schwelle für den nächsten Vergleich steuert. Auf ähnliche Weise steuert dieser Vergleich das zweite Bit und die Schwelle für den nächsten Vergleich. Nach den vier Vergleichen ist der Bitladefaktor endgültig.
– Der dritte Schritt besteht darin, den Skalierungsfaktor für die übertragene Energie zu berechnen, so daß der Kanal effizienter genutzt wird. Die Energie wird gemäß Gleichung (3) skaliert.
– Schließlich wird der Skalierungsfaktor auf n Bits quantisiert.

Es sollte festgehalten werden, daß, um ein System mit konstanter Energiebeladung zu implementieren, nur die ersten beiden Schritte erforderlich sind.
Die Energiebeladung und das Verschieben, welches zum Normieren beim Symbolumsetzen ausgeführt wird, bestimmen die Skalierungs- und Deskalierungsfaktoren, welche zum IFFT/FFT-Prozessor gesandt werden.
Die Aufgabe des Kanalcodierens ist es, die Bitfehlerrate zu verringern. Die Art von Codierung, die verwendet werden sollte, hängt von den Fehlermustereigenschaften ab. Zu den erwarteten Fehlerquellen gehören Zufallsrauschen (was Zufallsbitfehler induziert), Impulsrauschen (was Fehlerbüschel induziert) und Abkappen (was Fehlerbüschel induziert).
Fehler, die durch Impulsrauschen verursacht werden, beeinflussen in erster Linie ein oder zwei Bits je Träger. Die Wahrscheinlichkeit für einen Ein-Bit-Fehler auf einem Träger ist stets größer als die Wahrscheinlichkeit von 2-Bit-Fehlern, welche wiederum größer als die Wahrscheinlichkeit von 3-Bit-Fehlern ist usw. Das hängt von der Weise ab, auf welche die Bits in einem Symbol codiert sind (d. h. Gray-Codierung).
Die gesamte Codierung hängt von einer Synchronisation ab, um das Start-Bit für die Code-Wörter und/oder Verschachtelungsblöcke zu bestimmen. In einem System, beispielsweise dem MUSIC-Modem, ist einfaches "Dead Reckoning" ausreichend, da ein Verrutschen des Datenstroms nie ohne Verlust von Rahmensynchronisation oder Bitlade-Fehleinstellungen auftreten kann. Diese Fehler erfordern einen teilweisen oder kompletten Systemneustart.
Das Kanalcodieren umfaßt auch Verschachteln, um die Möglichkeit des Korrigierens von Büschelfehlern zu erhöhen.
Verschachteln sollte so tief wie möglich sein, um optimales Funktionieren zu erzielen. Der einschränkende Faktor hinsichtlich der Tiefe ist die Zeitverzögerung, welche in das System eingebracht wird.
Die Differenz zwischen Zeit- und Frequenzverschachtelung ist von geringer Bedeutung, da die Codier- und Verschachtelungsfunktion gegenüber Rahmengrenzen nicht empfindlich ist.
Reed-Solomon-Codes sind mit dem Nachteil behaftet, daß sie in erster Linie büschelfehlerkorrigierend über eine geringe Anzahl von Bits (für gewöhnlich acht), ein sogenanntes Symbol, sind. Büschelfehler aus Impulsrauschen bringt in den meisten Fällen einen Ein-Bit-Fehler in manche der Symbole ein. Um den Vorteil von Reed-Solomon-Codes zu nutzen, müssen die fehleranfälligsten Bits in einem oder einigen der Reed-Solomon-Symbole konzentriert werden.
Die Systemmarge selbst ist eine Art von Codierung, welche die Marge jedes Trägers als Redundanz des Symbols verwendet. Diese Redundanz je Symbol sollte in eine gemeinsame Redundanz umgewandelt werden, welche von einer größeren Anzahl von Sym bolen verwendet werden kann, um Büschelfehler handzuhaben. Die höhere Codierrate, welche damit einhergeht, kann von einigen Arten von Faltungscode verwendet werden.
Die Verwendung eines Faltungscodes verbunden mit weichen Informationen ist daher die optimale Lösung für ein System mit den MUSIC-Kanaleigenschaften.
Der Faltungscode sollte mit Verschachteln kombiniert werden. Es ist möglich einen Reed-Solomon-Code höchster Ebene oder einen anderen Büschelfehlerkorrekturcode, z. B. Fire-Codes, zu verwenden, um die verbleibenden Bitfehler zu erkennen/korrigieren. Dies ist besonders zweckmäßig, da diese Fehler infolge des Decodierens des Faltungscodes in Büscheln auftreten.
Der System-Controller beruht auf einem Mikrocontroller oder Signalprozessor, welcher von Kapazitätsanforderungen abhängt. Für das MUSIC-System kann der Prozessor extern angeordnet werden. Eine PCI-Bus-Schnittstelle wird verwendet, um den System-Controller und die verschiedenen ASICs, aus welchen sich das Modem zusammensetzt, zu verbinden. Der Betrieb des System-Controllers ist in 21 schematisch dargestellt, welche die Zusammenwirkwege über einen PCI-Bus, zwischen dem System-Controller und dem FFT-Chip, dem Datenumsetz- und -erkennungschip und dem Codier- und Decodierchip darstellt. Vom System-Controller ausgeführte Funktionen sind:

– Handhaben von Steuerkanalsignalisieren;
– Berechnen von Bitlade- und Energieladefaktoren;
– Echtzeitaktualisierung von Systemparametern; und
– Systemüberwachung

Der System-Controller, der mit dem in diesem Dokument beschriebenen Modem verwendet wird, ist programmierbar, und es kann auf ihn über eine platinenintegrierte JTAG-Schnittstelle zugegriffen werden.
Wie aus 22 hervorgeht, funktionieren bei einer Modemverbindung, welche sich der in diesem Dokument beschriebenen Modems bedient, die beiden Datenwege unabhängig voneinander auf demselben physikalischen Kupferkabel, welches auf der Netzseite in der Netzeinheit (NU) und auf der Benutzerseite in der Netzabschlußeinrichtung (NT) endet. Sowohl der Sender Tx als auch der Empfänger Rx werden vom System-Controller gesteuert.
Nach dem Hochlauf berechnet und aktualisiert der System-Controller die Bitlade- und Energieladefaktoren. Diese Aktualisierung muß beginnend bei demselben Rahmen gleichzeitig auf der Sendeseite sowie der Empfangsseite erfolgen.
Die Berechnungen werden durchgeführt, und das Aktualisieren wird auf der Empfangsseite angestoßen. Der Steuerkanal wird in Kombination mit dem BSI-Takt verwendet, um die Synchronisation des Aktualisierens zu gewährleisten.
Der System-Controller überwacht auch das System. Anzeigen von Systemausfällen umfassen den Steuerkanal, welcher beginnt, Fehler anzuzeigen, oder den Empfang zu vieler Fehler von der Kanaldecodiereinheit. Der System-Controller kann einen Neustart auf unterschiedlichen Ebenen anstoßen; zum Beispiel kann er zum "Leerlaufmodus" zurückgehen oder einen vollständigen Hochlauf durchführen.
Der Steuerkanal ist ein ausgewählter Träger, welcher nur zum Signalisieren zwischen den beiden Modems verwendet wird. Die Konstellation auf dem Träger ist anfänglich 4 QAM, und die Datenrate ungefähr 16 kBit/s. Die Bitbeladung kann auf eine andere Konstellation geändert werden, um die Datenrate zu erhöhen.
Das Protokoll des Steuerkanals beruht zum Teil auf HDLC für die Bitübertragungsschicht. Das bedeutet, daß die Meldungen als eine Reihe von Oktetten unter Verwendung von "Synchronisationsbitmuster" und "Bit-Stopfen" gepackt werden. Eine 16-Bit "Rahmenprüfsequenz" gewährleistet, daß jede Meldung richtig empfangen wird.
"Synchronisationsbitmuster", "Bit-Stopfen" und "Rahmenprüfsequenz" werden in der Hardware auf dem Umsetz- und Erkennungschip gehandhabt. Der Inhalt der Meldungen wird vom System-Controller gehandhabt.
Die maximale Meldungslänge ist infolge der Größe der Puffer auf dem Umsetz- und Erkennungschip auf 64 Oktette begrenzt.
Übergeordnete Protokolle können zum Teil auf den CCITT Q.921-Empfehlungen beruhen.
Im MUSIC-Modem-SC werden mehrere verschiedene Vektoren verwaltet, welche schematisch in 23 dargestellt sind.
Für den Senderteil stehen der Bitlade- und der Energieskaliervektor zur Verfügung. Dementsprechend stehen auf der Empfängerseite der Bitlade-, der Deskalier- und der Entzerrμngsvektor zur Verfügung.
Wie zuvor beschrieben wurde, liefert der Pilotträger eine Sender/Empfänger-Synchronisation durch Senden und Erkennen eines spezifischen Musters. Dieser Takt wird vom System verwendet, um Änderungen in den Sender- und Empfängervektoren zu synchronisieren.
Die Zeit zwischen den Pilotsynchronisationsmustern wird als Basissynchronisationsintervall (BSI bezeichnet und durch die Systemansprechzeit bestimmt, wie aus 24 hervorgeht.
Dieses BSI ist hardwareabhängig. Seine Länge wird sich nicht verändern, da die Ansprechzeit stets gleich bleibt.
Wenn das System hochgefahren wurde und läuft, wird eine Synchronisation zwischen dem aufwärtsgerichteten Sender und Empfänger durch das Basissynchronisationsintervall – Uplink (BSI-U) und das Basissynchronisationsintervall – Downlink (BSI-D) bestehen, wie aus 25 hervorgeht. Diese BSI sind von exakt gleicher Länge, jedoch um die Hälfte des BSI-Intervalls verschoben.
Der SC an der NU oder der NT wird Interrupts für sowohl BSI-U als auch BSI-D empfangen.
Für die NU wird es ein Sende-BSI-D-Interrupt und ein Empfangs-BSI-U-Interrupt geben. Durch Verschieben des BSI-U um BSU2 wird die SC-Last besser über die BSI-Periode verteilt.
Der Bitladevektor versorgt das System mit dem Modulationsmuster für jeden Träger. Dies ist ein Vektor, welcher zu genau derselben Zeit für die Sender- und die Empfängerseite gehalten und aktualisiert werden muß, um eine fehlerfreie Verbindung herzustellen. Durch Verwendung des BSI wird der Vektor synchron auf der Empfänger- und der Senderseite geändert.
Die Bitladefaktoren, Konstellationen, welche auf jedem Träger verwendet werden, werden von zwei Speichern zum Empfangen und zwei Speichern zum Senden auf dem Umsetz- und Erkennungschip gehandhabt. Jeder der vier Speicher enthält ein 4-Bit-Wort für jeden Träger (1024 × 4).
Der System-Controller zeigt auf den Speicher, welcher zum Senden verwendet wird, und auf den Speicher, welcher zum Empfangen verwendet wird, nach dem Beginn des nächsten BSI-Intervalls.
Der Bitladefaktor kann Werte zwischen 0 und 12 annehmen, wobei 0 einen nicht verwendeten Träger bezeichnet, 1–12 die Anzahl von Bits in der Konstellation bezeichnet (z. B. 2 für 4 QAM, 4 für 16 QAM, 10 für 1024 QAM).
Der Energievektor enthält Informationen darüber, wie die Träger energiebezogen skaliertldeskaliert werden. Hierbei handelt es sich um einen Vektor, welcher synchron aktualisiert werden muß, wobei er andernfalls eine verzerrte Kanalschätzung und Bitfehler erzeugen wird. Der Skaliervektor wird auch als eine Maske für unterdrückte Träger verwendet.
Das Skalieren der verschiedenen Träger auf der Senderseite wird durch einen Speicherbereich auf dem FFT-Chip gehandhabt. Der Speicher besteht aus einem 16-Bit-Wort für jeden Träger (1024 x 16). Diese Werte werden mit dem Vektor für jeden Träger in der Frequenzdomäne multipliziert (I und Q werden getrennt mit dem Wert multipliziert).
Der Speicher wird verdoppelt, um ein synchrones Aktualisieren sicherzustellen. Der System-Controller zeigt darauf, welcher der beiden Speicher vom Start des nächsten BSI-Intervalls verwendet wird.
Ein entsprechender Speicher (verdoppelt) wird auf der Empfangsseite implementiert, um die Träger vor der Symbolerkennung rückzuskalieren. Wenn diese Speicher einen komplexen Wert für jeden Träger (32 Bits/Träger) enthalten, wird nur der I-Wert zum Rückskalieren verwendet.
Die Skalier- und Rückskalierfaktoren weisen Werte zwischen 0,5 und 2,0 auf. Der Wert 0 wird zum Trägerunterdrücken verwenden.
Der Entzerrungsvektor wird verwendet, um den empfangenen Rahmen gemäß den Kanaleigenschaften zu entzerren. Dieser Vektor wird periodisch aktualisiert, unabhängig von der anderen Seite, da die Kanalschätzung vom Empfänger berechnet wird.
Je nach den spezifischen Übertragungseigenschaften eines Trägers, wird ihm einer der folgenden Modi zugewiesen:

– gewöhnlicher Träger – dieser Träger überträgt Daten entsprechend dem berechneten Bitladewert, und sie werden senderskaliert und empfängerdeskaliert;
– unterdrückter Träger – auf dieser Frequenz ist keine Energie zu übertragen, und der Skalierungsvektor wird daher auf Null gesetzt; oder
– schlechter Träger – das SNR ist zu niedrig, um jedwede Daten zu übertragen, und die Bitbeladung wird daher auf Null gesetzt.

Für Trägermodus 1 (CM1) funktioniert das System normal. Der Empfänger schätzt den Kanal kontinuierlich. Entzerrungsänderungen werden für jede neue Schätzung vorgenommen. Mittels der Eigenschaften berechnet der SC den optimalen Bitladefaktor. Dieser Wert wird unter Verwendung des CCH zum Sender übertragen, und es wird eine synchrone Änderung vorgenommen.
Für den Trägermodus 2 (CM2) wird der energieskalierte/-deskalierte Wert auf Null gesetzt, um jedwede Ausgangs/Eingangsenergie zu sperren. Der Bitladevektorwert wird ebenfalls auf Null gesetzt, um anzuzeigen, daß der Träger gesperrt ist. Für diesen Träger kann keine Kanalschätzung vorgenommen werden.
Für den Trägermodus 3 (CM3) hat der Empfänger eine Null für den Bitladefaktor berechnet. Auf der Senderseite bedeutet dies, daß keine Daten gesandt werden können und daß daher keine Kanalschätzung am Empfänger vorgenommen werden kann. Um dies zu vermeiden, wird der entsprechende Trägerwert vom Synchronisationsrahmen gesandt, welcher ermöglicht, daß die Kanalschätzung am Empfänger durchgeführt wird. Der Skalier/Deskalierwert kann verwendet werden, um die Ausgangsleistung zu senken. Die Trägermodi werden in Tabelle 4 zusammengefaßt.
Nun wird die Grundfunktionalität für die Systemhochlaufsequenz, d. h. Kalt- und Warmstart, besprochen.
Zunächst wird ins Auge gefaßt, dass das System an einem oder beiden Enden, NU und NT, ohne Strom ist. Dies findet statt, wenn Strom durch Stromausfall oder durch das Ausstecken der NT-Ausrüstung durch den Benutzer verloren geht. Die Haupterwägungen für den Hochlauf sind neben der Anschlussfunktion das Minimieren des Interferenzpegels für andere Modems, die auf benachbarten Kabeln laufen.
Die verschiedenen Rahmentypen, die vom System verwendet werden, werden unten besprochen.

1. Der Synchronisierrahmen wird zur Kanalschätzung verwendet. Dieser Rahmen enthält ein festes Modulationsmuster für jeden Träger, wodurch eine einfache Kanalschätzung ermöglicht wird. durch Ermöglichen, daß das Modulationsmuster durch eine Zufallssequenz beschrieben wird, wird die Querkorrelation innerhalb des Rahmens niedrig gehalten, so daß die Rahmenkorrelation, welche zur Synchronisation verwendet wird, verbessert wird.
2. Datenrahmen 1 (DF1) trägt Zufallsdaten auf allen Trägem, abgesehen von vier vordefinierten Trägern, welche den Steuerkanal (CCH) parallel übertragen. Er wird beim Hochfahren verwendet, wenn der CCH-Träger unbestimmt ist und ermöglicht, daß der Empfänger den am wenigsten gestörten Träger auswählt, wodurch die CCH-Verbindung gesichert wird.
3. Datenrahmen 2 (DF2) trägt Zufallsdaten auf allen Trägern außer einem, welcher den Steuerkanal (CCH) trägt. Er wird verwendet, wenn der CCH-Träger bestimmt wwde und die Bitladefaktoren noch nicht eingestellt sind.
4. Datenrahmen 3 (DF3) trägt Daten und nutzt die Bitladefunktionalität, um die Bandbreite zu maximieren. Ein Träger ist stets dem Steuerkanal (CCH) gewidmet.

Das System bedient sich einer speziellen, in 26 gezeigten Rahmensequenz, beim Hochfahren und im Leerlaufmodus, welche als Hochlaufsequenz (SUS) bezeichnet wird.
Die SUS kann durch Verwendung der verschiedenen Datenrahmen, DF1 und DF2, zusammengesetzt werden, wobei diese dann dementsprechend als SUS 1 und SUS2 bezeichnet werden. In der SUS-Rahmensequenz werden die Synchronisierrahmen zur Kanalschätzung verwendet.
Nach dem Hochlauf werden die Synchronisierrahmen durch Datenrahmen ersetzt, wie in 27 dargestellt ist, und der Kanalschätzungsvorgang wechselt von der Verwendung von Synchronisierrahmen zur Verwendung des Datenrahmens. Der Datenrahmentyp für diese Sequenz ist DF3.
Beim Systemstart überträgt keine der Seiten des Modems, weder NU noch NT, irgendeine Energie über das Kupferpaar. Die Standardeinrichtung für jede Seite ist in diesem Zustand den Empfänger zu betreiben und den Sender abgeschaltet zu lassen.
Auf jeder Seite versucht der Empfänger, eine Rahmenkorrelation durchzuführen, um einen Rahmenstart zu erkennen. Diese Korrelation wird durch eine Schwellenfunktion geführt, wobei dem Empfänger eine deutliche Anzeige gegeben wird, wenn die andere Seite mit dem Senden beginnt. Es ist diese Anzeige, welche als Wecksignal dient.
Das Wecksignal wird nur von der NT-Seite verwendet. Wenn die Entscheidung hochzufahren auf der NU-Seite erfolgt, geht das System direkt zur unten beschriebenen "Aufbausequenz".
Für diesen Teil des Hochlaufvorgangs wird eine Zeitüberschreitung aktiviert, wenn ein Übergang zur "Aufbausequenz" nicht erkannt wird.
Die grundlegende Modemwecksignalisierung wird in 28 veranschaulicht. Anfangs suchen beide Modems nach Rahmenkorrelation. Ein Modem, auf der rechten Seite von 28, sendet ein Wecksignal in Form eines SUS 1. Das andere Modem erkennt Rahmenkorrelation und startet die Aufbausequenz, welche unten beschrieben wird.
Nach dem Weckzustand, stößt die Netzseite (NU) die "Aufbausequenz" an.
Nun wird die Aufbausequenz betrachtet. Diese Aufbausequenz beginnt, nachdem die Netzseite ein Wecksignal erkannt hat oder das Netz das Einrichten anstößt.
Der erste Schritt der Aufbausequenz wird in 29 dargestellt. In dieser Phase beginnt die NU, das SUS1-Muster zu senden. Die NU überträgt wiederholt eine Time-Advance(TA)-Einstellung, wobei TA = Null, Meldung auf dem CCH. Der Master-Takt im System ist nun der NU-Senderahmen- und Sample-Takt. Der Pilot wird kontinuierlich übertragen.
Die NT-Empfängerseite, welche nach Rahmenkorrelation sucht, erkennt Rahmen und kann den Rahmen- und Sample-Takt extrahieren. Nun beginnt sie die Kanalschätzung, welche bei der aktuellen Rate von Synchronisierrahmen eine genaue Schätzung binnen 300 ms berechnet. Anhand dieser Schätzung beginnt der Empfänger, die vorgegebenen CCH-Träger abzufragen, und nach dem Erhalt der Meldung wählt er diesen Träger für den CCH aus. Der NT-Sender beginnt nun mit TA = 0 für die lokale Zeitgabe und sendet das Quittierungssignal auf dem CCH-Träger für jede empfangene TA-Auswahlmeldung, wobei der empfangene TA-Wert wiederholt wird. Er verschiebt auch das gehende Pilot-Signal um BSU2 vom kommenden Pilot-Signal, so daß die SC-Last über die Zeit verteilt wird. Wenn die NU die Rahmenkorrelation erkennt, erfolgt der Übergang zu Schritt 2 der Aufbausequenz.
Demnach beginnt Schritt 1 der Aufbausequenz damit, daß der Sender im Netzeinheitsmodem eine SUS 1- und eine TA-Meldung mit TA = 0 in periodischen Zeitabständen sendet. Nach dem Erhalt derselben, führt der Empfänger den Endgerätemodems folgende Schritte durch:

– er führt die Rahmenkorrelation durch und holt den Rahmentakt;
– er beginnt die FFT-Verarbeitung;
– er gibt die Pilot-Decodierung frei;
– er holt das BSI;
– er gibt die Kanalschätzung frei;
– er wählt einen CCH aus; und
– er decodiert die TA-Auswahlmeldung.

Der Sender in der Abschlußeinrichtungseinheit überträgt dann ein Quittierungssignal,, SUS 1, eine TA = 0-Meldung und ein Pilot-Signal verschoben um BSU2. Der Empfänger in der Netzeinheit wartet auf die Rahmenkorrelation.
Schritt 2 der Aufbausequenz, siehe 30, beginnt damit, daß die NU-Seite nun einen Time-Advance-Wert (TA) berechnet. Die CCH-Meldung wird auf den neuen, korrigierten TA-Wert geändert.
Wenn die NT-Seite den neuen TA-Wert empfängt, ändert sie die lokale Zeitgabe und fährt damit fort, die Quittierungsmeldung mit einem neuen TA-Wert für jede TA-Auswahlmeldung zu senden.
Auf dem NU-Empfänger geht der Rahmentakt verloren, da der NT-Sender den Rahmentakt ändert, und die Einheit bedarf der Korrelierung. Nachdem der Rahmentakt wiedergewonnen wwde, wird der CCH decodiert, und nach dem Erkennen des Quittierungssignals, welches den neuen TA-Wert enthält, beendet das System die TA-Meldung und geht zum dritten Schritt der Aufbausequenz.
Demnach beginnt Schritt 2 der Aufbausequenz damit, daß der Sender in der Netzeinheit, NU, eine TA-Meldung, welche die richtige TA, z. B. X, enthält, gemeinsam mit einem SUS 1 als Reaktion auf die SUS 1- und TA = O-Meldung, die vom Abschlußeinrichtungssender gesendet wurde, sendet. Die Abschlußeinrichtungseinheit, NT:

– empfängt die neue TA-Meldung;
– korrigiert den gehenden Rahmentakt; und
– sendet eine Quittierung SUS 1 und TA = X.

Die Netzeinheit, NU:

– führt Rahmenkorrelation durch;
– holt den Rahmentakt;
– beginnt die FFT-Verarbeitung;
– aktiviert die Pilotdecodierung;
– holt das BIS;
– aktiviert die Kanalschätzung;
– wählt einen CCH aus; und
– decodiert die Meldung.

Die letzte Aufbausequenz, Schritt 3, siehe 31, handhabt die CCH-Auswahl für die aufwärtsgerichtete und die abwärtsgerichtete Verbindung. Für die aufwärtsgerichtete Verbindung hat der NU-Empfänger den geeignetsten Träger ausgewählt und sendet eine CCH-Meldung, welche diese Auswahl enthält, zur NT-Seite. Die Meldung wird wiederholt gesendet, bis sie eine Quittierung erhält.
Auf der NT-Seite decodiert der Empfänger die CCH-Meldung und beendet das SUS 1 und überträgt ein SUS2, d. h. er beendet die parallele CCH-Übertragung und überträgt nur den CCH auf dem gewählten Träger.
Der CCH-Träger für die aufwärtsgerichtete Verbindung wurde nun konfigwiert. Für die abwärtsgerichtete Verbindung werden parallel dazu dieselben Schritte durchgeführt, angestoßen durch die NT-Seite nach Empfang der ersten CCH-Auswahlmeldung von NU.
Demnach führt die Netzeinheit in Schritt 3 folgende Aufgaben aus:

– sie überträgt den ausgewählten CCH für die aufwärtsgerichtete Verbindung;
– sie wartet auf eine Quittierung; und
– sie beendet die CCH-Meldung.

Die Abschlußeinrichtungseinheit:

– empfängt die CCH-Auswahl für die aufwärtsgerichtete Verbindung;
– beendet SUS 1;
– startet SUS2; und
– quittiert jede CCH-Auswahl.

Die Netzeinheit:

– empfängt daraufhin die CCH-Auswahl für die abwärtsgerichtete Verbindung;
– beendet SUS 1;
– startet SUS2; und
– quittiert jede CCH-Auswahl.

Die Abschlußeinrichtungseinheit:

– sendet den ausgewählten CCH für die abwärtsgerichtete Verbindung;
– wartet auf eine Quittierung; und
– beendet die CCH-Meldung.

Wenn diese Schritte durchgeführt wurden, ist das Modem in einen Leerlaufzustand gelangt und sendet SUS2. Durch Verwendung des CCH können nun die Bitladefaktoren entsprechend den Kanaleigenschaften geändert werden, und die DAS-Übertragung beginnt.
Die vorliegende Erfindung betrifft das synchrone Aktualisieren von Bitladefaktoren in Mehrträger-Übertragungssystemen. Die genaue Art, wie dies erreicht wird, wird daher nunmehr ausführlich betrachtet. Es sollte betont werden, dass die vorliegende Erfindung nicht nur mit dem in diesem Dokument beschriebenen MUSIC-System sondern auch mit anderen Mehrträgersystemen, die sich dynamischer Bitbeladung bedienen, verwendet werden kann.
Beim Systemhochlauf wird der Steuerkanal gemäß einer vorgegebenen Abfolge konfiguriert und eingerichtet, um sicherzustellen, dass eine Verbindung hergestellt wird. Der Vorgang für den Hochlauf kann in drei Schritten beschrieben werden. Diese Schritte setzen voraus, dass der Empfänger mit dem Sender synchronisiert ist, wie oben beschrieben wurde.
Der aufwärtsgerichtete Transceiver ist jene Einheit, welche für die Entscheidungsrückführung des Systems verantwortlich ist.
Die Aufgabe des abwärtsgerichteten Transceivers besteht demnach darin, Systemänderungen durchzuführen gemäß den im aufwärtsgerichteten Transceiver getroffenen Entscheidungen, den Kanal zu schätzen und diese Informationen an den aufwärtsgerichteten Transceiver weiterzuleiten.
Diese Konfiguration wird gewählt, um den zentralen Systembetrieb zu erleichtern, bei dem zahlreiche Duplexverbindungen von demselben Punkt (der aufwärtsgerichteten Verbindung) ausgehen können. Die Kanalverbindungsarchitektur ist in 33 dargestellt, in welcher die Steuerkanalverbindungen zwischen Empfänger und Sender innerhalb eines Transceivers dargestellt sind, gemeinsam mit den Steuerkanalverbindungen zwischen Transceivern. Wie klar zu erkennen ist, ist die Architektur zwischen aufwärtsgerichteten und abwärtsgerichteten Transceivern symmetrisch, wodurch diese im Diagramm nicht unterschieden werden können.
Die drei Schritte, mittels welcher ein Steuerkanal eingerichtet wird, werden nunmehr mit spezifischer Bezugnahme auf 34 bis 36 beschrieben.
Schritt 1: Das Einrichten eines sicheren Steuerkanals.
Nachdem der Empfänger mit dem Sender synchronisiert wurde, ist es erforderlich, einen Steuerkanal einzurichten. Der Steuerkanal ist in diesem Fall eine Verbindung vom Sender zum Empfänger. In einem Duplex-System ist diese Verbindung eine doppeltgerichtete Verbindung, da sowohl der aufwärtsgerichtete Transceiver als auch der abwärtsgerichtete Transceiver einen Sender und einen Empfänger enthalten (siehe 33).
Das Einrichten dieses Kanals ist ein unbedingtes Erfordernis, da eine weitere Konfigμration ohne eine Verbindung zwischen dem Sender und dem Empfänger unmöglich ist.
Beim Mehrträgerverfahren legt es die Verteilung der Verbindung über zahkeiche Trägerwellen nahe, dem Steuerkanal eine eigene Trägerwelle zuzuteilen.
Bei ADSL/VDSL-Anwendungen liegt vor dem Einrichten eines Steuerkanals eine Vorstellung von den Kanaleigenschaften (siehe oben) vor. Es ist beispielsweise bekannt, dass bestimmte Trägerwellen ein weitaus höheres SNR liefern als andere. Durch Verwenden dieser Informationen und Auswählen einer dieser Trägerwellen für den Steuerkanal wird die Wahrscheinlichkeit, eine Verbindung einzurichten, verbessert.
34 veranschaulicht die Einrichtung eines ersten oder primären Steuerkanals auf einem Träger von hoher Kapazität. Der dafür gewählte Träger ist ein voreingestellter Systemparameter.
Während Schritt 1 sind, oder werden, folgende Daten/Informationen sowohl für den Sender als auch den Empfänger verfügbar:

– Synchronisierrahmen-Erscheinungsbild;
– Trägerwelle für den Steuerkanal (primär); und
– SNR-Schätzung des Kanals (grob).

Die Sender sowohl im aufwärtsgerichtetem als auch im abwärtsgerichtetem Transceiver werden folgenden Ereignissen bzw. Prozessen unterzogen bzw. führen diese aus:

– Starten;
– kontinuierliches Senden von Rahmen mit beliebigen Daten, mit Ausnahme der Trägerwelle des Steuerkanals; und
– Senden eines System-"Herzschlags" auf dem Steuerkanal.

Die Empfänger sowohl im aufwärtsgerichtetem als auch im abwärtsgerichtetem Transceiver werden folgenden Ereignissen bzw. Prozessen unterzogen bzw. führen diese aus:

– Starten;
– Anstoßen der Kanalentzerrung für die gerade Entzerrung;
– Synchronisation;
– nach der Synchronisation, Einrichtung des Steuerkanals;
– nach Empfang des "Herzschlags" wird der Kanal als eingerichtet betrachtet.

Nachdem der Kanal auf einer Trägerwelle eingerichtet wurde, welche im vorhinein bestimmt wurde, geht das System zu Schritt 2 weiter. Zu Beginn von Schritt 2 ist keine der anderen Trägerwellen konfiguriert oder decodiert. Während Schritt 2 wird der Steuerkanal neu zugeteilt.
Schritt 2 geht davon aus, dass der Steuerkanal gemäß Schritt 1 eingerichtet wurde. Dies bedeutet, dass der Sender und der Empfänger Informationen über den Steuerkanal basierend auf den Schätzungen, welche von den Empfängern im aufwärtsgerichteten und im abwärtsgerichteten Transceiver durchgeführt werden, austauschen können. Dies hat zur Folge, dass das System den Steuerkanal zu einer Trägerwelle mit einem SNR, das für die Funktion dieses Kanals besser geeignet ist, d. h. einem Kanal, der eine kleinere SNR-Marge aufweist, verlegen kann.
Diese Neuanordnung ergibt eine größere Gesamtbandbreite für Nutzdaten, da ein Schmalbandkanal als Steuerkanal gewählt werden kann. Die Systemmarge für den SNR-Pegel auf dieser Trägerwelle wird etwas höher als für die anderen Trägerwellen gewählt, mit dem Zweck einen stabileren Kanal zu erhalten, d. h. er wird unterhalb seiner vollen Datentragekapazität betrieben. Die Auswahl eines neuen Steuerkanals ist in 35 dargestellt.
Informationen über den neuen Steuerkanal werden über den Steuerkanal, der in Schritt 1 eingerichtet wurde, übertragen, und die Steuerkanalverbindung aus Schritt 1 wird getrennt. Das System versucht nun, den Steuerkanal auf der neuen Trägerwelle einzurichten. Wenn dies nicht binnen eines vorgegebenen Zeitraums erfolgt, kehrt das System zu Schritt 1 zurück.
Während Schritt 2 sind, oder werden, folgende Daten/Informationen sowohl für den Sender als auch den Empfänger verfügbar:

– Synchronisierrahmen-Erscheinungsbild;
– Trägerwelle für den Steuerkanal (primär);
– SNR-Schätzung des Kanals von aufwärtsgerichteter Verbindung und abwärtsgerichteter Verbindung (gemessen); und
– Neuzuteilungs-Trägerwelle für den Steuerkanal.

Der Sender im aufwärtsgerichteten Transceiver wird folgenden Ereignissen bzw. Prozessen unterzogen bzw. führt diese aus:

– empfängt Informationen über den gemessenen Kanal vom aufwärtsgerichteten und vom abwärtsgerichteten Empfänger;
– entscheidet über die Neuzuteilung der Trägerwelle für den Steuerkanal;
– sendet Informationen über die neue Steuerkanal-Trägerwelle zur abwärtsgerichteten Verbindung;
– beendigt den Steuerkanal bei Bestätigung von der abwärtsgerichteten Verbindung über die aufwärtsgerichtete Empfänger-Verbindung; und
– startet den System-Herzschlag auf der neuen Trägerwelle.

Der Empfänger im aufwärtsgerichteten Transceiver wird folgenden Ereignissen bzw. Prozessen unterzogen bzw. führt diese aus:

– misst die Kanaleigenschaften und sendet die Informationen an den aufwärtsgerichteten Sender;
– entzerrt den Kanal gemäß gemessenen Kanaldaten;
– erhält Kanalschätzung vom abwärtsgerichteten Transceiver und überträgt die Informationen zum aufwärtsgerichteten Sender;
– erhält eine Entscheidung über eine neue Steuerkanal-Trägerwelle vom aufwärtsgerichteten Sender;
– empfängt Bestätigung vom abwärtsgerichteten Sender;
– beendigt den Steuerkanal; und
– versucht, den Steuerkanal auf einer neuen Trägerwelle einzurichten; wenn dies nicht binnen eines Zeitraums t1 erfolgt, startet das System Schritt 1 erneut.

Wenn der Steuerkanal auf der neuen Trägerwelle eingerichtet wurde, ist das System bereit, mit dem letzten Schritt, Schritt 3, bei dem es sich um die Konfiguration der gesamten Verbindung handelt, fortzufahren.
Schritt 3 geht davon aus, dass der Steuerkanal gemäß Schritt 2 neu zugeteilt wwde. Da der Sender und der Empfänger nun Informationen austauschen können, kann der Rest der Trägerwellen konfiguriert und aktiviert werden. Dies ist in 36 veranschaulicht. Während Schritt 3 sind, oder werden, folgende Daten/Informationen sowohl für den Sender als auch den Empfänger verfügbar:

– Synchronisierrahmen-Erscheinungsbild;
– Kanalschätzungen von aufwärtsgerichteter Verbindung und abwärtsgerichteter Verbindung (gemessen);
– Trägerwelle für den Steuerkanal.
Der Sender im aufwärtsgerichteten Transceiver wird kontinuierlich folgenden Ereignissen bzw. Prozessen unterzogen bzw. führt diese aus:
– empfängt Informationen über gemessene Kanäle vom aufwärtsgerichteten und vom abwärtsgerichteten Empfänger;
– entscheidet über die Bitbeladung für jede Trägerwelle;
– sendet das Bitbeladungsdiagramm (Konstellation) zum abwärtsgerichteten Transceiver; und
– ändert das Bitbeladungsdiagramm nach Bestätigung vom abwärtsgerichteten Transceiver über den aufwärtsgerichteten Empfänger.

Der Empfänger im aufwärtsgerichteten Transceiver wird kontinuierlich folgenden Ereignissen bzw. Prozessen unterzogen bzw. führt diese aus:

– misst den Kanal und sendet Informationen an den aufwärtsgerichteten Empfänger;
– entzerrt den Kanal gemäß gemessenen Kanaldaten;
– erhält Kanalschätzungen vom abwärtsgerichteten Transceiver und sendet die Informationen an den aufwärtsgerichteten Empfänger;
– erhält Entscheidungen über neue Bitbeladungsdiagramme:
– erhält Bestätigung von der abwärtsgerichteten Verbindung; und
– aktualisiert das Bitbeladungsdiagramm.

Das Mehrträger-Übertragungssystem der vorliegenden Erfindung bedient sich eines bestimmten Referenzrahmens, um die Eigenschaften des Kanals zu schätzen, welcher in diesem Dokument als Synchronisierrahmen bezeichnet wird.
durch Übertragen eines Rahmens mit vorgegebenem Inhalt, welchen der Empfänger nach der Erkennung mit einem Referenzrahmen vergleichen kann, kann der Empfänger die Eigenschaften des Kanals, über welchen der Rahmen übertragen wird, hinsichtlich Dämpfung, Phasenverschiebung und Varianz schätzen.
Je nach erforderlicher Geschwindigkeit der Kanalschätzung werden diese Rahmen häufiger oder weniger häufig übertragen.
37 zeigt ein Beispiel, bei welchem ein Synchronisienahmen nach jedem sechsten Nutzdatenrahmen übertragen wird. Dieser Basisabstand kann von System zu System verschieden sein.
Das Konzept eines Basis-Synchronisierintervalls (BSI) wird nun betrachtet. Dieses ist als Abstand zwischen den Synchronisienahmen während eines Systemhochlaufs (Schritt 2 oben) definiert.
Mittels einfacher Logik im Empfänger kann das BSI berechnet und verriegelt werden, so dass der Empfänger und der Sender eine lokale Referenz, welche die Basis-Synchronisienahmen anzeigt, enthalten.
Der Abstand zwischen diesen Rahmen kann durch Einfügen eines oder mehrerer zusätzlicher Synchronisienahmen zwischen den Basis-Synchronisienahmen verkürzt werden. Diese werden in Vielfachen des Abstands des Basisintervalls eingefügt (siehe Tabelle 5). Die Voraussetzung dafür ist, dass der Basis-Synchronisierabstand eine Zweierpotenz ist.
Ein einfaches Diagramm, welches diesen Aktualisierungsvorgang von einem Basis-Synchronisienahmen zu 7 zusätzlichen Synchronisienahmen je Basisrahmen veranschaulicht, wird in 38 für ein System mit BSI = 16 dargestellt.
Das Basis-Synchronisierintervall wird durch das Einfügen zusätzlicher Synchronisierrahmen nicht verändert. Die Aktualisierungsfrequenz der Kanalschätzung wird für jede Schritterhöhung in der Anzahl von Synchronisierrahmen verdoppelt (siehe Spalte 1 in Tabelle 5).
Das BSI sieht einen Referenztakt vor, der verwendet werden kann, um Systemkonfigμrationsänderungen anzustoßen.
Ein übertragener Befehl, der sich auf Systemänderungen bezieht, wird durch das System, vom Empfänger zum Sender, über den Steuerkanal übertragen. Ein derartiger Befehl wird mittels einer Entscheidungsrückführung auf der Grundlage von Kanalinformationen im Empfänger generiert. Ein bedeutender Faktor in der Befehlsmeldekette sind die unterschiedlichen Laufzeiten für verschiedene Systemkomponenten im Signalweg.
Eine Übersicht des Signalflusses vom Empfänger zum Sender ist in 39 dargestellt.
Wenn der Empfänger eine Nachricht über die Neukonfiguration am Zeitpunkt t7 empfangen hat (siehe 39), dann wird eine Bestätigung übertragen. Diese Bestätigung weist dieselbe oder eine kürzere Signallaufzeit auf, da sie demselben Pfad durch das System wie das Anstoßsignal folgt, jedoch weniger Daten enthält.
Als Beginn des Neukonfigurationssignalisierens wird der Beginn eines neuen BSI-Intervalls gewählt, zur Ausführung von Neukonfigurationsänderungen der Beginn des nächsten BSI.
Durch Wahl von BSI > 2*Tsl wird das System die Änderung synchron durchführen.
Wenn eine Bestätigung vor dem nächsten BSI-Intervall nicht empfangen wurde, wird die Änderung nicht durchgeführt, was, wenn die Bestätigung vernichtet wird, zur Trennung der Verbindung führt. Durch Übertragen mehrerer Bestätigungen wird die Wahrscheinlichkeit, dass dies eintritt, reduziert.
Das in diesem Dokument beschriebene Verfahren zum Aktualisieren von Bitladungsfaktoren kann in verschiedenen Arten von DMT-Systemen verwendet werden.
Die vorliegende Erfindung sieht eine einfache und zuverlässige Möglichkeit zum Erfüllen synchroner Aktualisierungserfordernisse vor. Mittels der dynamischen Konfiguration werden größere Möglichkeiten eröffnet, um die Implementierung an mehrere Mehrträgersysteme anzupassen.
Das VDSL-Modem kann verschiedene Netzelemente anbinden, je nach dem physikalischen Standort des Modems, d. h. am Zugangsknotenstandort oder am Kundenstandort. Am Kundenstandort kann das VDSL-Modem an ein aktives Netzabschlußeinrichtungsgerät angebunden werden. Am Zugangsknoten kann das VDSL-Modem an eine zugangsspezifische Schnittstelle angebunden werden, wie aus 32 hervorgeht, welche eine logische Ansicht der Netzelemente zeigt, welche an das VDSL-Modem angebunden werden.
Das VDSL-Modem kann physikalisch mit dem Netzabschlußeinrichtungsgerät integriert werden, und das VDSL-Modem am Zugangsknoten kann physikalisch im Schrank angeordnet sein, in welchem der Zugangsknoten angeordnet ist.
Die NT (Schnittstelle A1) und der Zugangsknoten (Schnittstelle A2) erfordern ein Schicht-l-Rahmenformat vom VDSL-Modem. In den Schicht-1-Rahmen sind neben dem Rahmenkopf und den Nutzinformationen eine Reihe von Informationsfeldern für Verwaltungs- und Steuerungsinformationen integriert. Diese Verwaltungs- und Steuerungsfelder umfassen verschiedene Warnmeldeanzeigen, beispielsweise SDH-Warnmeldungen, z. B. AIS (gültig nur dann, wenn SDH direkt bis zum Kundenstandort geführt wird) Bitfehlerratenmessungen zur Leistungsüberwachung, Anzeigen, ob die Synchronisation schlecht ist oder verloren ging, Gerätehandhabungsalarme für Stromausfall und Übertemperatur usw. Die Verwaltungsfelder umfassen auch die Aktivierung für verschiedene Schleifenprüfungen auf dem Modem für Betriebs- und Wartungszwecke.
TABELLE 1 Systemparameter für das Gesamtsystem
TABELLE 2 Systemparameter für den Sender
TABELLE 3 Systemparameter für den Empfänger
TABELLE 4 Trägermodi
TABELLE 5 Hinzufügung zusätzlicher Synchronisienahmen

Claims

Mehrträgerübertragungssystem mit einem ersten und einem zweiten Transceiver, wobei jeder der Transceiver einen Empfänger und einen Sender hat, wobei Daten zwischen den Transceivern durch Modulieren dieser Daten auf einer Mehrzahl von Trägerwellen in Form von Mehr-Bit-Symbolen gesendet werden, wobei jede Trägerwelle einen Kanal bildet, und wobei die Anzahl der Bits pro Symbol, die Bitbeladung, zwischen den Kanälen und innerhalb eines Kanals mit der Zeit variiert, so dass jedem Kanal ein Bitbeladungsparameter zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet , dass das Mehrträgerübertragungssystem so ausgebildet ist, dass es im Betrieb an dem ersten und zweiten Transceiver die Bitbeladungsparameter, die jedem Kanal zugeordnet sind, synchron aktualisiert, indem der erste Transceiver ein Bitbeladungsdiagramm über einen Steuerkanal sendet und das Bitbeladungsdiagramm an den Transceivern ändert, dass der Steuerkanal bei der Systeminbetriebnahme auf einer vorbestimmten Trägerwelle der Mehrzahl von Trägerwellen errichtet wird, deren Identität dem ersten und zweiten Transceiver bekannt ist, und dass das Mehrträgerübertragungssystem so ausgebildet ist, dass es diesen Steuerkanal nach der Inbetriebnahme von dem vorbestimmten Kanal auf einen weiteren Kanal, der durch den ersten Transceiver auf der Basis von Kanaleigenschaften gewählt worden ist, ändern kann.
Mehrträgerübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , dass der erste Transceiver so ausgebildet ist, dass er Entscheidungen bezüglich der Änderungen in der Bitbeladung und der Steuerkanalwahl initiieren kann, indem Befehlssignale über den Steuerkanal gesendet werden, dass der zweite Transceiver so ausgebildet ist, dass er Änderungen der Bitbeladung und der Steuerkanal-Trägerwellenwahl durchführen kann, und dass der zweite Transceiver so ausgebildet ist, dass er Änderun gen der Kanaleigenschaften messen kann und diesbezügliche Daten über den Steuerkanal an den ersten Transceiver leiten kann.
Mehrträger-Übertragungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Mehrträgerübertragungssystem ein DMT-Übertragungssystem ist.
Mehrträger-Übertragungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Mehrträgerübertragungssystem ein auf DMT basierendes VDSL-System ist.
Mehrträger-Übertragungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Mehrträger-Übertragungssystem ein auf DMT basierendes ADSL-System ist.
Mehrträger-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfänger des der ersten und zweiten Transceivers so ausgebildet sind, dass sie die vorbestimmte Trägerwelle aus der Mehrzahl von Trägerwellen auf der Basis der Kanal-SNR-Eigenschaften wählen können, so dass der Steuerkanal einer minimalen Interferenz durch Rauschen unterworfen ist.
Mehrträger-Übertragungssystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Mehrträgersystem so ausgebildet ist, dass es bei der Aktivierung des Mehrträgersystems den Steuerkanal errichtet, indem der erste und zweite Transceiver so ausgebildet ist, dass er – den Steuerkanal auf einer vorbestimmten Trägerwelle errichten kann; das erste Transceiver so ausgebildet ist, – den Steuerkanal auf einer Trägerwelle, die durch das Mehrfachträgersystem gewählt worden ist, transferieren kann, und die Bitbeladungssteuerung freigeben kann; und – alle Trägerwellen freigeben kann.
Mehrträger-Übertragungssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , dass zum Errichten der Steuerkanäle der erste und zweite Transceiver so ausgebildet ist, dass er: – den Sender startet; – wobei der Sender so ausgebildet ist, dass er einen Systemherzschlag sendet; – den Empfänger startet; – die Takte in dem ersten und zweiten Transceivern synchronisiert; und – den Steuerkanal auf der vorbestimmten Trägerwelle bei Empfang eines Herzschlags errichtet; – wobei der Empfänger so ausgebildet ist, dass er eine Kanalabgleichung initiiert; – der Sender so ausgebildet ist, dass er kontinuierlich Rahmen sendet, in welchen alle anderen Trägerwellen als die vorbestimmte Welle mit Direktdaten moduliert sind.
Mehrträger-Übertragungssystem nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet , dass der Sender in dem ersten Transceiver zum Transferieren des Steuerkanals so ausgebildet ist, dass er – Daten bezüglich gemessener Kanaleigenschaften von den Empfängern sowohl in dem ersten als auch zweiten Transceiver empfängt; – eine Trägerwelle wählt, welcher der Steuerkanal neu zugewiesen werden soll; – ein Signal, das diese Trägerwelle identifiziert, auf welche der Steuerkanal neu zugewiesen wird, an den zweite Transceiver sendet; – bei Empfang eines Bestätigungssignals von dem zweiten Transceiver den Steuerkanal auf der vorbestimmten Trägerwelle beendet; – den Steuerkanal auf der neu zugewiesenen Trägerwelle bei einem Herzschlag startet; und dass der Empfänger in dem ersten Transceiver so ausgebildet ist, dass er – die Kanaleigenschaften misst und diesbezügliche Daten an den Sender in dem ersten Transceiver sendet; – den gemessenen Kanal abgleicht; – eine Kanalschätzung von dem zweiten Transceiver erhält und diesbezügliche Daten an den Sender in dem ersten Transceiver sendet; – Daten, welche die Trägerwelle für die Neuzuweisung des Steuerkanals identifizieren,empfängt; – ein Bestätigungssignal von dem zweiten Transceiver empfängt; – den Steuerkanal auf der vorbestimmten Trägerwelle beendet; – den Steuerkanal auf der neu zugewiesenen Trägerwelle errichtet; und – wenn der Steuerkanal nicht errichtet werden kann, den Steuerkanal auf der vorbestimmten Trägerwelle bei Empfang eines Herzschlags errichtet.
Mehrträger-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender in dem ersten Transceiver zum Freigeben aller Trägerwellen auf einer fortlaufenden Basis so ausgebildet ist, dass er: – Daten bezüglich der gemessenen Kanäle von den Empfängern in beiden Transceivern erhält; – den Bitbeladungsparameter für jede Trägerwelle bestimmt; – den Bitbeladungsparameter bei Bestätigung vom zweiten Transceiver ändert; und dass der Empfänger in dem ersten Transceiver so ausgebildet ist, dass er: – die Kanaleigenschaften der Mehrzahl von Kanälen misst und Daten bezüglich dieser Messungen an den Sender schickt; – die Mehrzahl von Kanälen in Übereinstimmung mit den gemessenen Kanaleigenschaften abgleicht; – eine Kanalschätzung aus dem zweiten Transceiver für jeden der Mehrzahl von Kanälen erhält; – einen neuen Bitbeladungsparameter für jede der Mehrzahl von Kanälen erzielt; – ein Bestätigungssignal von dem zweiten Transceiver erhält; und – die Bitbeladungsparameter für jeden der Mehrzahl von Kanälen aktualisiert.
Mehrträger-Übertragungssystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , dass das Mehrträger-Übertragungssystem so ausgebildet ist, dass es Kanaleigenschaften durch eine periodische Übertragung durch einen der Transceiver eines Basis-Synchronisationsrahmens, der einen vorbestimmten Inhalt hat, und Vergleichen des empfangenen Synchronisationsrahmens mit einem Referenzrahmen in dem anderen Transceiver, abschätzt.
Mehrträger-Übertragungssystem nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Kanaleigenschaften Dämpfung, Phasenverschiebung und Varianz umfassen.
Mehrträger-Übertragungssystem nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Mehrträger-Übertragungssystem so ausgebildet ist, dass es die Basis-Synchronisationsrahmen in Intervallen, den BSI, überträgt, wobei der zugehörige Empfänger eine Logikeinrichtung zum Verriegeln des BSI in den Transceivern hat, wodurch es möglich wird, dass die Transceiver einen Rahmen als einen Synchronisationsrahmen identifizieren.
Mehrträger-Übertragungssystem nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Mehrträger-Übertragungssystem so ausgebildet ist, dass es zusätzliche Synchronisationsrahmen in Intervallen zwischen diesen Basissynchronisationsrahmen sendet.
Mehrträger-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Transceiver so ausgebildet ist, dass er Befehle für die Systemrekonfiguration beim Start eines BSI ausgibt, und dass die Systemrekonfiguration am Start des nächsten BSI durchgeführt wird. 16. Mehrträger-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das BSI größer als die zweifache Systemtransitzeit für Signale ist.
Verfahren zum Betreiben eines Steuerkanals in einem Mehrträger-Übertragungssystem mit einem ersten und einem zweiten Transceiver, wobei jeder der Transceiver einen Empfänger und einen Sender hat, wobei Daten zwischen den Transceivern durch Modulieren der Daten auf einer Mehrzahl von Trägerwellen in Form von Mehrbitsymbolen moduliert werden, wobei jede der Trägerwellen einen Kanal bildet und wobei die Anzahl der Bits pro Symbol, die Bitbeladung, zwischen den Kanälen und innerhalb eines Kanals mit der Zeit variiert, so dass jedem Kanal ein Bitbeladungsparameter zugeordnetist, gekennzeichnet durch: – synchrones Aktualisieren der Bitbeladungsparameter, die jedem Kanal zugeordnet sind, an dem ersten und zweiten Transceiver durch Senden von Daten über den Steuerkanal; – Errichten des Steuerkanals bei der Systeminbetriebnahme auf einer vorbestimmten Trägerwelle aus der Mehrzahl von Trägerwellen, deren Identität den ersten und zweiten Transceivern bekannt ist; und – nach der Inbetriebnahme Ändern des Steuerkanals von dem vorbestimmte Kanal auf einen weiteren Kanal, der durch den ersten Transceiver auf der Basis der Kanaleigenschaften, wie beispielsweise SNR, gewählt worden ist.
Verfahren nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch: – Initiieren der Entscheidungen bezüglich der Änderungen der Bitbeladung und der Steuerkanalwahl in dem ersten Transceiver und Senden von Befehlssignalen über den Steuerkanal; – wobei der zweite Transceiver Änderungen in der Bitbeladung und der Steuerkanalträgetwellenwahl bewirkt; und – der zweite Transceiver Änderungen der Kanaleigenschaften misst und diesbezügliche Daten über den Steuerkanal an den ersten Transceiver leitet.
Verfahren nach Anspruch 17 oder 18, wobei das Mehrträgerübertragungssystem ein DMT-Übertragungssystem ist.
Verfahren nach Anspruch 17 oder 18, wobei das Mehrträger-Übertragungssystem ein auf DMT basierendes VDSL-System ist.
Verfahren nach Anspruch 17 oder 18, wobei das Mehrträger-Übertragungssystem ein auf DMT-basierendes ADSL-System ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 21, gekennzeichnet durch Wählen der vorbestimmten Trägerwelle aus der Mehrzahl von Trägerwellen auf der Basis der Kanal-SNR-Eigenschaften, so dass der Steuerkanal einer minimalen Interferenz durch Rauschen ausgesetzt ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 22, gekennzeichnet durch Errichten des Steuerkanals bei Aktivierung des Mehrträgersystems mittels eines Vorganges, der die folgenden drei Schritte aufweist: – Errichten des Steuerkanals auf einer vorbestimmten Trägerwelle; – Transferieren des Steuerkanals auf eine Trägerwelle, die durch das Mehrträgersystem gewählt worden ist, und Freigeben der Bitbeladungs-Steuerung; und – Freigeben aller Trägerwellen.
Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt Errichten des Steuerkanals in jedem der ersten und zweiten Transceiver aufweist: – Starten des Senders; – kontinuierliches Senden von Rahmen, in welchen alle anderen Trägerwellen außer der vorbestimmten Welle mit beliebigen Daten moduliert sind, durch den Sender; – Senden eines Systemherzschlages durch den Sender; – Starten des Empfängers; – Initiieren einer Kanalabgleichung durch den Empfänger; – Synchronisieren der Takte in dem ersten und zweiten Transceiver; und – Errichten des Steuerkanals auf der vorbestimmten Trägerwelle bei Empfang eines Herzschlags.
Verfahren nach Anspruch 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt Transferieren des Steuerkanals in dem ersten Transceiver aufweist: – Empfangen von Daten durch den Sender, die sich auf gemessene Kanaleigenschaften der Empfänger in dem ersten und zweiten Transceiver beziehen; – Wählen einer Trägerwelle, welcher der Steuerkanal neu zugewiesen werden soll, durch den Sender; – Senden eines Signals, welches die Trägerwelle auf welche der Steuerkanal neu zugewiesen werden soll, identifiziert, durch den Sender an den zweiten Transceiver; – bei Empfangen eines Bestätigungssignals von dem zweiten Transceiver Beenden des Steuerkanals auf der vorbestimmten Trägerwelle durch den Sender; – Starten des Steuerkanals auf der neu zugewiesenen Trägerwelle bei einem Herzschlag durch den Sender; – wobei der Empfänger Kanaleigenschaften misst und diesbezügliche Daten an den Sender in dem ersten Transceiver überträgt; – der Empfänger den gemessenen Kanal abgleicht; – der Empfänger von dem zweiten Transceiver eine Kanalschätzung erhält und diesbezügliche Daten auf den Sender in dem ersten Transceiver überträgt; – der Empfänger Daten, welche die Trägerwelle für die Neuzuweisung des Steuerkanals identifiziert, empfängt; – der Empfänger ein Bestätigungssignal von dem zweiten Transceiver empfängt; – der Empfänger den Steuerkanal auf der vorbestimmten Trägerwelle beendet; – der Empfänger den Steuerkanal auf der neu zugewiesenen Trägerwelle errichtet; und – wenn der Steuerkanal nicht errichtet werden kann, Rückkehren zu dem Schritt gemäß Anspruch 25 zum Errichten des Steuerkanals.
Verfahren nach einem der Ansprüche 23 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Freigebens aller Trägerwellen das Folgende auf einer fortlaufenden Basis in dem ersten Transceiver umfasst: – der Sender Daten bezüglich gemessener Kanäle von den Empfängern in beiden Transceivern erhält; – der Sender den Bitbeladungsparameter für jede Trägerwelle bestimmt; – der Sender Daten bezüglich des Bitbeladungsparameters an den zweiten Transceiver überträgt; – der Sender den Bitbeladungsparameter bei Bestätigung von dem zweiten Transceiver ändert; – der Empfänger die Kanaleigenschaften der Mehrzahl von Kanälen misst und Daten bezüglich dieser Messungen an den Sender schickt; – der Empfänger die Mehrzahl von Kanälen in Übereinstimmung mit den gemessenen Kanaleigenschaften abgleicht; – der Empfänger von dem zweiten Transceiver für jeden der Mehrzahl von Kanäle eine Kanalschätzung erhält; – der Empfänger für jeden der Mehrzahl von Kanälen einen neuen Bitbeladungsparameter erhält; – der Empfänger von dem zweiten Transceiver ein Bestätigungssignal erhält; – der Empfänger die Bitbeladungsparameter für jeden der Mehrzahl von Kanälen aktualisiert.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 26, gekennzeichnet durch Schätzen der Kanaleigenschaften durch periodisches Übertragen eines Basis-Synchronisationsrahmens, der einen vorbestimmten Inhalt hat, durch einen der Transceiver und Vergleichen des empfangenen Synchronisationsrahmens mit einem Referenzrahmen in dem anderen Transceiver.
Verfahren nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Kanaleigenschaften Dämpfung, Phasenverschiebung und Varianz enthalten.
Verfahren nach Anspruch 27 oder 28, gekennzeichnet durch Übertragen der Basis-Synchronisationsrahmen in Intervallen, den BSI, und Verriegeln des BSI in die Transceiver, wodurch es für die Transceiver möglich wird, einen Rahmen als einen Synchronisationsrahmen zu identifizieren.
Verfahren nach Anspruch 29, gekennzeichnet durch Senden zusätzlicher Synchronisationsrahmen in Intervallen zwischen den Basis-Synchronisationsrahmen.
Verfahren nach Anspruch 29 oder 30, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Transceiver Befehle für die Systemrekonfiguration am Beginn eines BSI ausgibt und die Systemrekonfiguration am Beginn des nächsten BSI bewirkt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 29 bis 31, dadurch gekennzeichnet, dass der BSI größer als die zweifache Systemdurchgangszeit für Signale ist.
Transceiver, der dadurch gekennzeichnet ist, dass er für die Verwendung in einem Mehrträger-Übertragungssystem eingerichtet, wobei der Transceiver einen Empfänger und einen Sender hat, wobei Daten zwischen den Transceivern durch Modulieren dieser Daten auf einer Mehrzahl von Trägerwellen in Form eines Mehr-Bit-Symbols übertragen werden, wobei jede Trägerwelle einen Kanal bildet und wobei die Anzahl der Bits pro Symbole, die Bitbeladung, zwischen den Kanälen und innerhalb eines Kanals mit der Zeit variiert, so dass jedem Kanal ein Bitbeladungsparameter zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Transceiver so ausgebildet ist, dass er im Betrieb synchron aktualisiert wird durch Ändern eines Bitbeladungsdiagramms, das die Bitbeladungsparameter, welche jedem Kanal zugeordnet sind enthält, indem der Transceiver das Bitbeladungsdiagramm über einen Steuerkanal empfängt und das Bitbela dungsdiagramm ändert, dass der Transceiver so ausgebildet ist, dass er den Steuerkanal bei einer Systeminbetriebnahme auf einer vorbestimmten einen Trägerwelle der Mehrzahl von Trägerwellen errichtet, deren Identität den anderen Transceivern bekannt ist, und dass der Transceiver so ausgebildet ist, dass er auf der Basis der Kanaleigenschaften einen weiteren Kanal auswählt; so dass das Mehrträger-Übertragungssystem nach der Inbetriebnahme den Steuerkanal auf einen weiteren Kanal ändern kann.
Transceiver nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger des Transceivers so ausgebildet ist, dass er die vorbestimmte Trägerwelle aus der Mehrzahl von Trägerwellen auf der Basis der Kanal-SNR-Eigenschaften wählt, so dass der Steuerkanal einer minimalen Interferenz durch Rauschen ausgesetzt ist.
Transceiver nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, dass der Transceiver so ausgebildet ist, dass er den Steuerkanal errichten kann, indem – der Sender gestartet wird; – der Sender kontinuierlich Rahmen sendet, in denen alle anderen Trägerwellen außer der vorbestimmten Welle mit beliebigen Daten moduliert sind; – der Sender einen Systemherzschlag überträgt; – der Empfänger gestartet wird; – der Empfänger die Kanalabgleichung initiiert; – die Takte in dem ersten und zweiten Transceiver synchronisiert werden; und – der Steuerkanal bei Empfang eines Herzschlages auf der vorbestimmten Trägerwelle errichtet wird.
Transceiver nach einem der vorstehenden Ansprüche 33 bis 35, dadurch gekennzeichnet, dass der Transceiver so ausgebildet ist, dass er Kanaleigenschaften durch periodisches Senden eines Basis-Synchronisationsrahmens, der einen vorbestimmten Inhalt hat, und Vergleichen eines empfangenen Synchronisationsrahmens mit einem Referenzrahmen schätzt.
Transceiver nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, dass die Kanaleigenschaften Dämpfung, Phasenverschiebung und Varianz enthalten.
Transceiver nach Anspruch 36 oder 37, dadurch gekennzeichnet, dass der Transceiver so ausgebildet ist, dass er die Basis-Synchronisationsrahmen in Intervallen, den BSI, übertragen kann, wobei der zugehörige Empfänger eine Logikeinrichtung zum Verriegeln des BSI in den Transceiver aufweist, wodurch es möglich wird, das der Transceiver einen Rahmen als einen Synchronisationsrahmen identifiziert.
Transceiver nach Anspruch 38, dadurch gekennzeichnet, dass der Transceiver so ausgebildet ist, dass er zusätzliche Synchronisationsrahmen in Intervallen zwischen diesen Basis-Synchronisationsrahmen überträgt.
Transceiver nach Anspruch 38 oder 39, dadurch gekennzeichnet, dass der Transceiver so ausgebildet ist, dass er Befehle für die Systemrekonfiguration am Anfang eines BSI ausgibt.
Transceiver nach einem der Ansprüche 38 bis 40, dadurch gekennzeichnet, dass der BSI größer als die zweifache Systemdurchgangszeit für Signale ist.