DE69918945T2

DE69918945T2 - Empfänger für diskrete Mehrträger-modulierte Signale mit Fensterfunktion

Info

Publication number: DE69918945T2
Application number: DE69918945T
Authority: DE
Inventors: Samir Voorhees Kapoor; Slobodan Plainsboro Nedic
Original assignee: NEC USA Inc
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1999-04-08
Filing date: 1999-11-17
Publication date: 2004-12-16
Anticipated expiration: 2019-11-18
Also published as: US7023938B1; EP1043875A3; DE69918945D1; EP1043875A2; EP1043875B1; JP2000307481A

Description

Die schnelle, effiziente und fehlerfreie Übertragung digitaler Information von einem zu einem anderen Ort wird immer wichtiger. Es existieren viele Kommunikationssysteme, die eine Übertragung digitaler Information über verschiedenartige Kommunikationskanäle ermöglichen, z. B. über Funkkanäle, faseroptische Kanäle und Drahtleitungskanäle.
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Empfänger für DMT-basierte (diskrete Multitonmodulation (Discrete Multitone Modulation)) Signale und vorzugsweise für DMT-ADSL- (Asymmetric Digital Subscriber Line) und Lite-ADSL-Modems. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere Empfänger-Fensterfunktions- oder Fensterungstechniken und ähnliche Techniken. Einige verwandte Techniken sind jüngst als mögliche Lösungen zum Vermeiden von Schmalbandinterferenz (NBI) und spektral gefärbtem Neben- oder Übersprechen für DMT-Transceiver in Betrachtet gezogen worden. Fensterungstechniken bzw. Fensterfunktionen oder allgemein Filtertechniken zur Formung von Puls-/Wellenformen, können am Sender und am Empfänger in Kombination oder einzeln über einzelne oder mehrere DMT-Symbole ausgeführt werden. In mehreren verfügbaren Verfahren ist eine Mitwirkung des Senders und/oder die Verwendung von Fenstern/Pulsformen erforderlich, die ein oder mehrere DMT-Symbole überspannen und die Leistungsfähigkeit basierend auf einer besseren spektralen Eingrenzung erhöhen.
Im Zusammenhang mit aktuellen ANSI- und ITU-T-DMT-basierten ADSL-Standards wird an der Senderseite keine Pulsformung verwendet. Daher müssen alle Verfahren, bei denen der Sender eine Wellenformformung ausführen muß, entweder standardisiert werden, oder durch die Verfahren wird ein nicht-kompatibles Modem mit firmeneigenem Standard erhalten. Es existieren Verfahren, bei denen keine Mitwirkung des Senders erforderlich ist, bei denen jedoch im wesentlichen entzerrte Kanäle erforderlich sind (z. B. weist das ADSL-Modem von NEC eine Einrichtung zum Ausführen einer Teil-Formungsverarbeitung an den Grenzen des Orthogonalitätsintervalls auf).
Die vorliegende Erfindung wird in Verbindung mit Drahtleitungs-Kommunikationskanälen beschrieben, die z. B. eine Telefonleitung sein können, in der ein verdrilltes Kupferleitungspaar verwendet wird. Die vorliegende Erfindung ist aber nicht auf Drahtleitungssysteme beschränkt, wie für Fachleute anhand der nachstehenden Diskussion ersichtlich ist.
Zum Übertragen und Empfangen von Digitaldaten über eine Telefonleitung wird typischerweise ein Modem verwendet. Modems verwenden einen Modulator zum Übertragen der Digitaldaten über die Telefonleitung und einen Demodulator zum Empfangen von Digitaldaten von der Telefonleitung. Ein übliches Modulationsverfahren ist als diskrete Multitonmodulation (DMT) bekannt, wofür an jedem Modem eines Kommunikationssystems ein diskreter Multitonsender und ein diskreter Multitonempfänger erforderlich ist. Fachleute bezeichnen derartige Modems häufig als Modems, in denen ein DTM-Physical-Layer-Modulationsverfahren verwendet wird.
Nachstehend wird auf 14 Bezug genommen, die ein Blockdiagramm eines herkömmlichen DMT-Kommunikationssystems 1 zeigt. Das System 1 weist einen DMT-Sender 10, einen Über tragungskanal 20 und einen DMT-Empfänger 30 auf. Der DMT-Sender 10 weist einen Symbolgenerator 12, einen Inverse-Fast-Fourier-Transformations(IFFT)modulator 14 und einen Cyclic-Prefix-Generator 16 auf. Der DMT-Sender 10 empfängt einen Eingangsbitstrom b(n), der dem Symbolgenerator 12 zugeführt wird. Der Symbolgenerator 12 erzeugt ein Signal X(k), das dem IFFT-Modulator 14 zugeführt wird. X(k) ist ein komplexes Signal (d. h. ein Signal, das sowohl eine reale als auch eine imaginäre Komponente enthält), das durch Abbilden von Bitgruppen des Eingangsbitstroms b(n) in einen komplexen Datenraum gebildet wird, so daß das komplexe Signal X(k) eine Länge von N Abtastwerten oder Samples hat. Der Symbolgenerator 12 erweitert außerdem das Signal X(k) mit einer komplex Konjugierten, um ein konjugiertes symmetrisches Signal mit 2N Abtastwerten zu erhalten.
Der IFFT-Modulator 14 führt eine 2N-Punkt-Inverse-Fast-Fourier-Transformation bezüglich des konjugiert komplexen Signals X(k) aus, um ein abgetastetes reales Signal x(n) zu erhalten. Weil X(k) ein symmetrisches Signal ist, ist das Ausgangssignal des IFFT-Modulators 16 ein reales Signal x(n). Das reale Signal x(n) kann als Summe mehrerer Kosinusfunktionen betrachtet werden, die jeweils eine endliche Länge und eine andere Frequenz, Phase und Amplitude besitzen, wobei diese Frequenzen Vielfache einer Grundfrequenz sind. Weil jede der Kosinusfunktionen eine endliche Dauer hat, ist x(n) ein diskretes Signal mit veränderlicher Amplitude und mit einer endlichen Dauer, die 2N Abtastwerte überspannt. Jede Kosinusfunktion ist als ein Bin oder Ton bekannt.
Der Übertragungskanal 20 wird als Kanal modelliert, der an jedem Ende einer Drahtschleife 24 einen D/A-Wandler 22, ein Sendefilter (nicht dargestellt), ein Empfangsfilter (nicht dargestellt) bzw. einen A/D-Wandler 26 aufweist. Für Fachleute ist ersichtlich, daß ein reales System den D/A-Wandler 22 (und das Sendefilter) im DMT-Sender 10 und den A/D-Wandler 26 (und das Empfangsfilter) im DMT-Empfänger 30 verwenden wird.
Für Fachleute ist ersichtlich, daß das Frequenzspektrum von x(n) als mehrere orthogonale (SinX)/(X)-Funktionen betrachtet werden kann, die jeweils an einer entsprechenden der Frequenzen der Kosinusfunktionen von x(n) zentriert sind.
x(n) wird über den Kanal 20 an den DMT-Empfänger 30 übertragen. Weil der Übertragungskanal 20 eine nicht ideale Impulsantwort h(n) aufweist, wird das Empfangssignal y(n) nicht exakt mit x(n) übereinstimmen. Statt dessen wird y(n) eine Funktion einer Faltung von x(n) und h(n) sein. Typischerweise wird h(n) der in 15 dargestellten Kurve ähnlich sein. Durch die nicht ideale Charakteristik von h(n) wird eine Störung oder Interferenz (insbesondere Intersymbol- und Interkanal-Interferenz) eingeführt, die sowohl im DMT-Sender 10 als auch im DMT-Empfänger 30 kompensiert werden sollte.
Ein übliches Verfahren zum Kompensieren der nicht idealen Impulsantwort des Übertragungskanals 20 besteht darin, am Beginn jedes Signals x(n) mit endlicher Dauer ein sogenanntes Sicherheitsband einzufügen, um ein Signal x'(n) zu erzeugen. Der Cyclic-Prefix-Generator 16 führt diese Funktion aus. Das Sicherheitsband wird typischerweise aus den letzten G Abtastwerten von x(n) für jedes DMT-Symbol erzeugt. Wenn die Länge der Impulsantwort h(n) des Übertragungskanals 20 kleiner oder gleich G + 1 ist, wird das Sicherheitsband mit der Länge G ausreichend sein, um die durch die Impulsantwort h(n) verursachte Interferenz zu eliminieren. Das Sicherheitsband wird auf dem Fachgebiet üblicherweise als "Cyclic Prefix" bezeichnet.
Die Impulsantwort h(n) eines typischen Übertragungskanals 20 kann nachteilig übermäßig lang sein, wodurch Cyclic-Prefix-Längen erforderlich sind, die die Rate, mit der digitale Bits über den Übertragungskanal 20 übertragen werden, wesentlich reduzieren. Der DMT-Empfänger 30 verwendet daher Signalverarbeitungsverfahren, durch die die Impulsantwort h(n) des Übertragungskanals 20 effektiv verkürzt wird, so daß die Länge des am DMT-Sender 10 erforderlichen Cyclic-Prefix entsprechend reduziert werden kann.
Der DMT-Empfänger 30 weist einen Zeitbereichsentzerrer (TEQ) 32, eine Einrichtung 34 zum Entfernen des Cyclic Prefix (CP) (CP-Remover), einen Fast-Fourier-Transformation- (FFT) Demodulator 36 und einen Bitgenerator 38 auf. Der Zeitbereichsentzerrer 32 ist ein Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR-Filter), das so konstruiert ist, daß die nicht ideale Impulsantwort h(n) des Übertragungskanals 20 kompensiert wird. Insbesondere verwendet der Zeitbereichsentzerrer 32 eine endliche Anzahl von Koeffizienten (T), die so berechnet werden, daß die nicht ideale Impulsantwort des Übertragungskanals 20 kompensiert wird. Der Zeitbereichsentzerrer 32 wirkt auf die Impulsantwort h(n) des Kanals 20 derart ein, daß die kombinierte Impulsantwort h_eff(n) des Kanals 20 und des Zeitbereichsentzerrers 32 eine maximale Energie innerhalb eines begrenzten Bandes von Abtastwerten aufweist. Dies kann als "Verkürzung" der effektiven Impulsantwort des Kanals 20 betrachtet werden. Das Ausgangssignal des Zeitbereichsentzerrers ist z'(n).
Die Einrichtung 34 zum Entfernen des Cyclic Prefix (CP) wird zum Entfernen des Cyclic Prefix von z'(n) verwendet, um z(n) zu erhalten. Das Signal z(n) wird dem FFT-Demodulator 36 zugeführt (der eine Frequenzbereichsentzerrer/AGC-Funktion mit einem Anschluß oder Tap pro Bin aufweist), um das kom plexe symmetrische Signal X(k) zu erzeugen. Nachdem der komplex konjugierte Teil des Signals X(k) entfernt wurde, bildet der Bitgenerator 38 das komplexe Signal X(k) in einen Ausgangsbitstrom b(n) ab, der theoretisch mit dem Eingangsbitstrom b(n) übereinstimmt.
Obwohl der herkömmliche DMT-Empfänger 30 von 14 optimal arbeitet, wenn am Ausgang des Zeitbereichsentzerrers 32 weißes Rauschen vorhanden ist, erfährt er eine höhere Interferenz, wenn farbiges Rauschen vorhanden ist. Dies ist insbesondere ausgeprägt, wenn das farbige Rauschen spektrale Nullen oder spektrale Peaks oder Spitzenwerte aufweist.
Farbiges Rauschen kann am Ausgang des Zeitbereichsentzerrers 32 vorhanden sein, weil (i) additives farbiges Rauschen in das Signal x'(n) eingeführt wurde, als es über den Übertragungskanal 20 übertragen wurde, und/oder (ii) der Zeitbereichsentzerrer 32 selbst eine spektrale Formung (insbesondere spektrale Nullen/Peaks) in das Signal z'(n) einführt. Dadurch kann, auch wenn der Übertragungskanal 20 kein additives farbiges Rauschen in das Empfangssignal y(n) einführt, der Zeitbereichsentzerrer 32 selbst eine spektrale Färbung in das additive Rauschen des Signals z'(n) einführen. Dadurch kann, obwohl der Zeitbereichsentzerrer 32 eine "kürzere" effektive Impulsantwort h_eff(n) erzeugen kann, die Systemleistung durch Einführen von farbigem Rauschen (insbesondere von spektralen Nullen/Peaks) in z'(n) vermindert werden. Insbesondere können die Rate, mit der Datenbits b(n) über den Übertragungskanal 20 übertragen werden, und die Fehlerrate der Übertragung durch farbiges Rauschen am Ausgang des Zeitbereichsentzerrers 32 nachteilig beeinflußt werden.
Daher besteht auf dem Fachgebiet Bedarf für ein verbessertes DMT-Kommunikationssystem, das (i) eine verbesserte Leistungsfähigkeit bei Anwesenheit von Rauschen und insbe sondere bei Schmalband-Interferenz und Inter-Bin-Interferenz aufweist, (ii) additives farbiges Rauschen und/oder Schmalband-Interferenz (NBI) kompensiert, die durch den Übertragungskanal und/oder andere Bedingungen eingeführt werden, die zu einer verminderten Orthogonalität zwischen Bins führen, wie beispielsweise ungeeignete Kanalverkürzung, Symbolzeit-Offset und Jitter, (iii) spektrale Färbung von additivem Rauschen durch den Zeitbereichsentzerrer reduziert, (iv) durch die DFT-Frequenzantwort erzeugte Nebenkeulen oder -peaks unterdrückt, (v) eine verbesserte Leistungsfähigkeit bezüglich Übersprechen und Schmalband-Interferenz (NBI) aufweist, ohne daß der Sender geändert oder modifiziert werden muß, und/oder (vi) einen spezifischen Typ farbigen Rauschens in der Form von Übersprechen eines lokalen Echosignals im FDM-Duplexverfahren unterdrückt.
In der EP-A-802649 ist ein diskreter Multitonempfänger mit einer Serienschaltung aus einem Zeitbereichsentzerrer, einer Fensterfunktionseinheit, einer diskreten Fourier-Transformationseinrichtung und einem Frequenzbereichsentzerrer beschrieben. Die Fensterfunktion hat eine spezifische Form, um spektralen Signalschwund von einer Frequenz zu einer anderen zu reduzieren und dadurch den Einfluß von bandbegrenztem Rauschen auf DMT-Träger zu vermindern.
Die Erfindung ist in den beigefügten Patentansprüchen definiert.
Durch die vorliegende Erfindung wird ein Empfänger für DMT-ADSL-Modems bereitgestellt, für den keine Senderimpulsformung erforderlich ist. Der erfindungsgemäße Empfänger führt eine Fensterfunktion für jedes Symbol über sein gesamtes Orthogonalitätsintervall (mit Ausnahme des Cyclic Prefix) unabhängig aus. Als Fensterfunktion kann eine von zwei äquivalenten Fensterfunktionen verwendet werden – eine Zeitbereichfensterfunktion (TDW) oder eine Frequenzbereich fensterfunktion (FDW). Ein herkömmlicher Demodulator, der aus einem FFT- (Fast-Fourier-Transformation) Detektor und einem nachgeschalteten Frequenzbereichsentzerrer (FEQ) mit einem Anschluß oder Tap pro Bin besteht, wird um einen weiteren Datenpfad erweitert, in dem eine Fensterfunktion verwendet wird. Ein Decision-Feedback-Entzerrer- (DFE) Detektor wird am Ausgang des gefensterten Datenpfades verwendet, um durch die Fensterfunktion oder Fensterung verursachte Inter-Bin-Interferenz (IBI) zu eliminieren bzw. zu unterdrücken. Es werden Pilot-Bins verwendet, um die Gefahr einer Fehlerfortpflanzung im DFE zu reduzieren. Für die erfindungsgemäße Empfängerarchitektur müssen an den ADSL-Standard-Spezifikationen (z. B. ANSI T1.413 Issue 2, ITU-T G.992.1 und IRU G.992.2) keinerlei Änderungen vorgenommen werden, und die Empfängerarchitektur ist relativ einfach implementierbar.
Die Fensterfunktion ist gegen Schmalband-Interferenz (NBI) und andere Zustände, die zu einer verminderten Orthogonalität zwischen Bins führen, z. B. ungeeignete Kanalverkürzung, Symbolzeit-Offset und Jitter, am wirksamsten. Außerdem können, wenn ein Übersprechen mit starker spektraler Färbung auftritt, begrenzte Leistungsgewinne oder -vorteile erzielt werden.
Die Erfindung hat mehrere Vorteile. Einer der Vorteile besteht darin, daß für die vorliegende Erfindung keinerlei Mitwirkung des Senders erforderlich ist, so daß sie bezüglich Standardisierungen (zumindest im Fall von ADSL-Standards) unempfindlich ist.
Außerdem ist das gesamte erfindungsgemäße Verfahren relativ einfach implementierbar und kann im Vergleich zu anderen Fensterungs- und Entzerrungstechniken für bestimmte Interferenzbedingungen erhebliche Leistungsvorteile mit sich bringen.
Außerdem ist die gesamte Technik mit geringfügigen Modifikationen potentiell auf viele DMT-basierte Modems, z. B. ADSL-, VDSL- (Very High Bit-Rate Digital Subscriber Line) und drahtlose OFDM- (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Systeme, anwendbar.
Die erfindungsgemäße Fensterfunktion kann im Zeitbereich (TDW) oder im Frequenzbereich (FDW) ausgeführt werden. Jedes Verfahren hat seine spezifischen Vor- und Nachteile hauptsächlich hinsichtlich der Implementierung, wie nachstehend ausführlich beschrieben wird.
Die TDW-Fensterfunktion wird vor der FFT-Verarbeitung in einem zweiten Datenpfad durch abtastwertweises Multiplizieren der Empfangssignalabtastwerte mit Fensterkoeffizienten ausgeführt.
Die FDW-Fensterfunktion wird nach der FFT-Verarbeitung auf einer binweisen Basis unter Verwendung einer Linearkombination von Bin-Ausgangssignalen und Frequenzbereichfensterkoeffizienten ausgeführt. In einem ersten Datenpfad ist ein herkömmlicher Demodulator angeordnet. Der herkömmliche Demodulator kann für jedes Bin nach der FFT-Verarbeitung einen FEQ mit einem Anschluß oder Tap pro Bin verwenden. Der zweite Datenpfad ist der gefensterte Datenpfad und verwendet einen DFE zum Unterdrücken der durch die Fensterfunktion erzeugten Inter-Bin-Interferenz (IBI). Der DFE nutzt vorherige Entscheidungen, die bezüglich Teilsymbolen (Bins) innerhalb des gleichen DMT-Symbols getroffen wurden. Außerdem kann eine alternative Frequenzbereichfensterfunktion (FDW) unter Verwendung des Ausgangssignals des FEQ im ersten Datenpfad an Stelle des FFT-Ausgangssignals ausgeführt werden. Hierbei müssen auch die DFE-Koeffizienten geändert werden, obwohl die Gesamtstruktur unverändert bleibt. Um die Entzerrungsverarbeitung während jeder Symbolzeit zu aktivieren, können Pilot-Bins (deterministische Teilsymbole) verwendet werden. Hinter dem DFE und dem FEQ in den beiden Datenpfaden weist der Empfänger eine Bin-Auswahl-Logikstufe auf, die das Ausgangssignal eines der Datenpfade auswählt, um es einem Slicer zuzuführen. Diese Auswahl kann erfolgen nachdem der erhaltene Rauschabstand (SNR) in jedem Bin von jedem Datenpfad gemessen worden ist und entsprechende Bin-Ladeprofile berechnet worden sind. Ein DFE-Fehlerfortpflanzungs-SNR-Zuschlag wird auf den erhaltenen SNR-Wert im gefensterten Datenpfad angewendet, bevor das Bit-Ladeprofil berechnet wird. Ein Kriterium für die Auswahl eines Datenpfades für ein vorgegebenes Bin ist, den Pfad auszuwählen, über den mehr Bits pro Bin erhalten werden (im Fall einer Blockierung kann der ungefensterte Datenpfad verwendet werden). Dieser Punkt wird nachstehend ausführlicher diskutiert.
Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden ausführlichen Beschreibung der Erfindung unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen deutlich; es zeigen:
1 die erfindungsgemäße Demodulatorarchitektur mit einer Zeitbereichfensterfunktion;
2 die erfindungsgemäße Demodulatorarchitektur mit einer Frequenzbereichfensterfunktion;
3 die Magnitudenantwort verschiedener herkömmlicher Fenster;
4 einen Decision-Feedback-Entzerrer (DFE) mit zwei Rückkopplungs-Abgriffen (Taps);
5 verschiedene Magnitudenantworten für Frequenzbereichfensterfunktionen;
5A einen anderen Demodulator, in dem eine Frequenzbereichfensterfunktion (FDW) verwendet wird;
6 eine lange Schleife und eine Schleife mittlerer Länge;
7 eine lange Schleife mit Schmalband-Interferenz (NBI): (A) spektrale Signal- und Rauschsignalleistungsdichten (PSDs) vor einem TEQ und (B) hinter dem TEQ;
8 eine lange Schleife mit Schmalband-Interferenz (NBI): (A) SNR-Profil und (B) Bitallokationsprofil;
9 eine Schleife mittlerer Länge mit Schmalband-Interferenz (NBI): (A) spektrale Signal- und Rauschsignalleistungsdichten (PSDs) vor einem TEQ und (B) hinter dem TEQ;
10 eine Schleife mittlerer Länge mit Schmalband-Interferenz (NBI): (A) SNR-Profil und (B) Bitallokationsprofil;
11 eine Schleife mittlerer Länge mit Übersprechen: (A) spektrale Signal- und Rauschsignalleistungsdichten (PSDs) vor einem TEQ und (B) hinter dem TEQ;
12 eine Schleife mittlerer Länge mit Übersprechen: (A) SNR-Profil und (B) Bitallokationsprofil;
13 eine Schleife mittlerer Länge mit Übersprechen ohne TEQ: (A) SNR-Profil und (B) Bitallokationsprofil;
14 ein Blockdiagramm zum Darstellen eines typischen herkömmlichen DMT-Kanals mit einem DMT-Sender, einem Kommunikationskanal und einem DMT-Empfänger; und
15 einen Graphen zum Darstellen der Impulsantwort eines typischen Kommunikationskanals.
Zunächst wird ein DMT-Signalmodell diskutiert. Es wird ein zeitdiskretes DMT-System-Modell betrachtet, in dem während jeder Symbolzeit N orthogonale Sinuskurven (Töne/Bins) unter Verwendung von 2 Abtastwerten oder Samples pro Symbol übertragen werden. Der n-te Zeitbereich-Abtastwert des normierten Sendesignals für das i-te Bin ist gegeben durch:
n ∊ [0, 2N – 1], i ∊ [0, N – 1]
wobei I_i und Q_i den Real- und den Imaginärteil des i-ten komplexen Frequenzbereich-Teilsymbols a_i = I_i + jQ_i bezeichnen, das von einer QAM-Konstellation ausgewählt wird; j = √–1 ist; und w_i = 2πi/2N die Winkelfrequenz in Radian/Abtastwert des i-ten Bins bezeichnet. Wenn die minimale und die maximale aktive Bin-Nummer durch b_min bzw. b_max bezeichnet werden, ist der n-te Abtastwert des kombinierten Sendesignals gegeben durch:
Es wird vorausgesetzt, daß die Abtastrate f_s Abtastwerte/s beträgt. Jedes Symbol weist ein Cyclic Prefix (CP) mit der Dauer T_CP = G/f_s Sekunden auf, wobei x(–n) = x(2N – n), n ∊ [1, G] (1.3)gesetzt wird.
Beispielsweise lauten hinsichtlich des ANSI-Standards T1.413 für Vollraten-ADSL und für ADSL-Lite die Upstream-Parameter (von ATU-R zu ATU-C) (vgl. ADSL T1.413 Issue 2 Recommendation, Committee T1E1.4, November 1998): N = 32, G = 4, f_s = 276 kHz (keine Überabtastung). Typische Werte für b_min und b_max sind 6 bzw. 31 (abhängig von der Implementierung). Das Cyclic Prefix (CP) dient lediglich als Sicherheitszeit, obwohl es eine spezielle zyklische Struktur hat. Intersymbol-Interferenz wird eliminiert, und die Orthogonalität zwischen Bins wird gewährleistet, wenn die CP-Dauer größer ist als die Kanalimpulsantwort (CIR), d. h., wenn G ≥ U ist. Die durch das vorstehend dargestellte Signal erhaltene effektive zeitdiskrete Kanalimpulsantwort CIR umfaßt den analogen Kom munikationskanal, den D/A-Wandler des Senders, den A/D-Wandler des Empfängers, die Interpolation und die Front-End-Filterung in der ATU-C und in der ATU-R. Es wird vorausgesetzt, daß die zeitdiskrete kombinierte Kanalimpulsantwort CIR durch h(n) bezeichnet wird und eine maximale Zeitdauer T_CIR = U/f_s Sekunden überspannt. Es wird vorausgesetzt, daß die Kanalübertragungsfunktion linear, zeitinvariant und kausal ist. Wenn das Kanalrauschen und das additive Rauschen berücksichtigt werden, ist das zeitdiskrete Empfangssignal gegeben durch: r(n) = x(n)*h(n) + z(n) (1.4)wobei z(n) das kombinierte zeitdiskrete Rauschen (AWGN (additives weißes gaußsches Rauschen)) und Übersprech-Abtastwerte und * die lineare Faltungsoperation bezeichnen. Nachdem das Cyclic Prefix CP unter Verwendung der Einrichtung 34 zum Eliminieren des Cyclic Prefix (vgl. 14) eliminiert wurde, führt ein herkömmlicher Empfänger während jeder Symbolzeit eine Diskrete-Fourier-Transformations(DFT)verarbeitung durch einen FFT-Algorithmus auf. Vgl. FFT-Demodulator 36 von 14. Der FFT-Verarbeitung folgt eine Verarbeitung durch einen im FFT-Demodultaor 36 von 14 angeordneten Frequenzbereichsentzerrer (FEQ) mit einem Anschluß bzw. Tap pro Bin.
Ein Schlüsselaspekt der erfindungsgemäßen Technik, der sie von der vorstehend beschriebenen herkömmlichen Konfiguration (FFT mit nachgeschaltetem FEQ) unterscheidet, ist die Verwendung einer parallelen Fensterfunktionsstufe mit einem nachgeschalteten Decision-Feedback-Entzerrer (DFE), um fensterinduzierte Inter-Bin-Interferenz (IBI) zu unterdrücken. Die Fensterfunktion kann in Abhängigkeit vom Fenstertyp, von Rechenbeschränkungen und der Einfachheit der Implementierung äquivalent im Zeit- oder im Frequenzbereich implementiert werden. Vgl. 1 und 2.
1 zeigt eine TDW-Implementierung, und 2 zeigt eine FDW-Implementierung.
1 zeigt einen DMT-Empfänger, in dem eine Zeitbereichfensterfunktion verwendet wird. Die Erfindung wird hinter der Einrichtung 34 zum Eliminieren des Cyclic Prefix (CP) von 14 angewendet, d. h. das Eingangssignal wird vom Ausgang der Einrichtung 34 zum Eliminieren des Cyclic Prefix (CP) bereitgestellt, vorzugsweise nachdem es durch den TEQ 32 zeitbereichsentzerrt wurde. Hinter dem Standard-TEQ 32 und der Einrichtung 34 zum Eliminieren des Cyclic Prefix (CP) wird das Ausgangssignal der Einrichtung 34 zum Eliminieren des Cyclic Prefix (CP) zwei Datenpfaden 100 und 200 zugeführt. Der erste Datenpfad 100 (DP1) ist ein herkömmlicher Datenpfad, in dem eine FFT-Einrichtung 120 und ein FEQ 140 verwendet wird. Das Ausgangssignal des FEQ wird einer Bin-Auswahllogik 300 zugeführt. Im zusätzlichen Datenpfad 200 (DP2) wird durch eine Zeitbereichfensterfunktionseinrichtung 220 eine Zeitbereichfensterfunktion ausgeführt. Das Ausgangssignal der Zeitbereichfensterfunktionseinrichtung 220 wird einer FFT-Einrichtung 240 zugeführt, deren Ausgangssignal einem Decision-Feedback-Entzerrer- (DFE) 260 zugeführt wird. Das Ausgangssignal der FFT-Einrichtung 120 wird außerdem über eine Leitung 122 dem DFE 220 zugeführt. Das Ausgangssignal des DFE 260 wird der Bin-Auswahllogik 300 zugeführt, wie nachstehend ausführlicher beschrieben wird. Das Ausgangssignal der Bin-Auswahllogik 300 wird einer Slicer-Schaltung 400 zugeführt, die das demodulierte Ausgangssignal erzeugt. Das demodulierte Ausgangssignal wird außerdem in einem Rückkopplungspfad 410 dem DFE 260 zugeführt.
2 zeigt den DMT-Demodulator, in dem eine Frequenzbereichfensterfunktion verwendet wird. Das Ausgangssig nal der Einrichtung 34 zum Eliminieren des Cyclic Prefix wird einem ersten Datenpfad 100' (DP1) zugeführt, der eine FFT-Einrichtung 120' und einen FEQ 140' aufweist. Das Ausgangssignal der FFT-Einrichtung 120' wird einem zweiten Datenpfad 200' (DP2) zugeführt, in dem eine Frequenzbereichfensterfunktion ausgeführt wird. Das Ausgangssignal einer Frequenzbereichfensterfunktionseinrichtung 220' wird einem DFE 260' zugeführt. Das Ausgangssignal des DFE 260' wird einer Bin-Auswahllogik 300' zugeführt. Das Ausgangssignal des FEQ 140' vom ersten Datenpfad 100' wird auch der Bin-Auswahllogik zugeführt. Das Ausgangssignal der Bin-Auswahllogik 300' wird einer Slicer-Schaltung 400' zugeführt, die das Ausgangssignal des Demodulators bereitstellt. Ein Feedback- oder Rückkopplungspfad 410' wird vom Ausgang der Slicer-Schaltung 400' zum DFE 260' bereitgestellt. Der FEQ 140' stellt über einen Pfad 142' Koeffizienten für den DFE 260' bereit.
Aufgabe der Empfänger-Fensterfunktion ist es, die Nebenkeulen der Discrete-Fourier-Transformation- (DFT) Frequenzantwort zu unterdrücken und dadurch ein besseres Verhalten bezüglich Übersprechen und Schmalband-Interferenz (NBI) zu erhalten, während der Sender unverändert bleibt.
Die Zeitbereichfensterfunktion (TDW) wird durch abtastwertweises Multiplizieren von 2N EmpfangssignalAbtastwerten während jeder Symbolzeit mit Fensterkoeffizienten ausgeführt. Zu diesem Zweck können mehrere Fenster verwendet werden. Beispielsweise ist das normierte Hanning-Fenster gegeben durch: w(n) = (1 – coswn), n ∊ [0, 2N – 1] (2.1)
3 zeigt die Frequenzantwort mehrerer Fenster. Das DPS- (Discrete Prolate Spheroidal) Fenster ist so gestaltet, daß es die schmalste Hauptkeule aufweist, deren Nebenkeulen bezüglich des Hauptkeulenpeaks nicht größer sind als –50 dB.
In der Empfängerarchitektur von 1 bezeichnet der als Datenpfad 1 (DP1) gekennzeichnete obere Block 100 den vorstehend beschriebenen herkömmlichen Demodulator. Der als Datenpfad 2 (DP2) gekennzeichnete untere Block 200 ist der neue Abschnitt, der die Zeitbereichfensterfunktion beinhaltet. Ankommende Abtastwerte durchlaufen beide Datenpfade DP1 und DP2 gleichzeitig. Das i-te demodulierte Teilsymbol (hinter der FFT-Einrichtung) ist im Datenpfad DP1 durch â_i und im Datenpfad DP2 durch b ^_i bezeichnet.
μ_i bezeichnet die fensterinduzierte IBI-Interferenz, die das i-te Bin von allen anderen aktiven Bins erfährt. Die Fensterkoeffizienten c_k können so normiert sein, daß c₀ = 1 ist (was nachstehend vorausgesetzt wird). Beispielsweise gilt für ein Hanning-Fenster: c₀ = 1, c_–1 = c₊₁ = –0,5.
μ_i verschwindet für den speziellen Fall eines rechteckigen Fensters (w(n) = 1 für alle Werte von n). Die Multiplikation der Fenster-Abtastwerte mit den DMT-Symbol-Abtastwerten im Zeitbereich nach einer FFT-Transformation ist einer Frequenzbereichfaltung äquivalent. D. h., die Fensterfunktion kann im Frequenzbereich effizient ausgeführt werden durch:
Viele Eigenschaften der nach der FFT-Transformation auftretenden Rauschsequenzen {μ_i} und {v_i} sind offensichtlich.

1. Wenn {z(n)} im Mittel null und gaußförmig ist, sind μ_i und v_i ebenfalls im Mittel null und gaußförmig. Dies ergibt sich aus Gleichung (2.3), wo μ_i und v_i als Linearkombinationen der Rauschsignal-Abtastwerte z(n) erhalten werden.
2. Es wird vorausgesetzt, das {z(n)} eine Realisierung eines im weitesten Sinne stationären Zufallsprozesses ist. Wenn r_z(n) und P_z(w) zeitdiskrete n-te Autokorrelationskoeffizienten bzw. die spektrale Leistungsdichte (PSD) von {z(n)} bezeichnen, ist die Varianz von u_i gegeben durch:
3. Wenn {z(n)} weiß ist (r_z(n) = σ²δ(n), P_z(w) = σ²/2π, sind die Autokorrelationsfunktionen von u_i und v_i von Bin zu Bin gegeben durch: ru(i) = σ2δ(i)
Daher bezeichnet u_i eine Weißsequenz von Bin zu Bin, während v_i hinsichtlich der Fensterfunktion spektral gefärbt ist. Ihre jeweiligen Varianzen σ_u ² und σ_v ² (für jedes Bin) sind gegeben durch: σu 2 = σ2
4. Wenn nur additives weißes gaußsches Rauschen (AWGN) vorhanden ist, ist gemäß Gleichung (2.5) ersichtlich, daß das Fenster, durch das der minimale mittlere quadratische Fehler (MMSE) am Ausgang der FFT-Einrichtung erhalten wird, rechteckig ist. Jegliches andere Fenster (das einige von null verschiedene Koeffizienten c_l für l ≠ 0 aufweisen wird) wird zu einem größeren MSE-Fehler führen. D. h., wenn der Sender eine rechteckige Fensterfunktion verwendet, ist das im MMSE-Sinn optimale Empfangsfenster am Empfänger bei Anwesenheit ausschließlich von AWGN-Rauschen (d. h., wenn kein farbiges Rauschen vorhanden ist) ebenfalls rechteckig. Daher wird, wenn kein oder lediglich schwaches spektral farbiges Übersprechrauschen und keine oder nur schwache Schmalband-Interferenz (NBI) vorhanden ist, durch die Empfänger-Fensterfunktion kein Vorteil erhalten. Tatsächlich wird die Empfänger-Fensterfunktion zu einer Reduzierung des Rauschabstandes SNR führen, wie aus Gleichung (2.5) ersichtlich ist. Dabei wird vorausgesetzt, daß keine Fehlerfortpflanzung auftritt (wodurch die Leistungsfähigkeit weiter vermindert wird). Andererseits kann σ_v ²(i) bei Anwesenheit von Schmalband-Interferenz NBI und/oder starkem spektral gefärbtem Rauschen in Abhängigkeit von der Auswahl des Fensters und der spektralen Position, dem Typ und der Stärke der Interferenz mehrere dB niedriger sein als σ_u ²(i).

Gemäß den Gleichungen (2.3) und (2.4) kann die Fensterfunktion als eine Form von Partial-Response-Signalling (PRS) entlang der Frequenz mit den Koeffizienten c_l betrachtet werden. Das Hanning-Fenster kann effektiv als PRS-Antwort der Klasse V betrachtet werden. Ein wesentlicher Unterschied zwischen der herkömmlichen PRS-Funktion und der erfindungsgemäßen Empfänger-Fensterfunktion besteht darin, daß die PRS-Funktion an der Senderseite ausgeführt wird, während die erfindungsgemäße Fensterfunktion an der Empfängerseite ausgeführt wird, wobei die Wirkung von Kanaldämpfungskoeffizienten und des additiven Rauschens berücksichtigt werden.
Daher wird die Struktur von 2 für eine Frequenzbereichfensterfunktion (FDW) unter Verwendung von Gleichung (2.4) vorgeschlagen. Diese Formulierung ist bezüglich der Berechnung wesentlich effizienter, wenn die Fenster-DFT-Antwort nur wenige von null verschiedene Koeffizienten (c_l) aufweist. Für Fenster, die an den Bin-Mittenfrequenzen keine Nullen darstellen (wie das in 3 dargestellte DPS-Fenster), wird die Anzahl der Entzerrer-Taps bestimmt, indem vorausgesetzt wird, daß ein Schwellenwert kleiner ist als ein Umgebungs-Rauschuntergrund. Nachstehend wird die Funktionsweise des Decision-Feedback-Entzerrers (DFE) für seine beiden Betriebsstufen beschrieben, d. h. für einen Trainings- und einen Normalmodus.
Der Trainingsmodus beinhaltet einen zweistufigen Prozeß.

1. Zunächst ist nur der Datenpfad DP1 für eine Dauer von beispielsweise 512 Symbolen aktiv. Diese Stufe entspricht dem in der T1.413 ADSL-Trainingssequenz spezifizierten Signal REVERB. Während dieser Zeit werden die FEQ-Koeffizienten für jedes Bin durch herkömmliche Verarbeitungen geschätzt. Es wird vorausgesetzt, daß die FEQ-Koeffizienten durch f_i bezeichnet werden, wobei
ist, und ᾶ_i den Schätzwert von α_i bezeichnet, der nach der FEQ-Trainingsperiode erhalten wird. Nach dem FEQ-Training sind die als Ausgangssignal des Datenpfades DP1 bereitgestellten entzerrten Teilsymbole gegeben durch:
2. Der IBI-Beitrag vom l-ten Bin in das i-te Bin ist durch die IBI-Koeffizienten α_lc_l–i gekennzeichnet. Diese Interferenzausdrücke können durch Zurückführen von Teilsymbolen unterdrückt werden, die bereits decodiert worden sind. Daher wird vorausgesetzt, daß Entscheidungen von "rechts" zurückgeführt werden, d. h. für die Entzerrung von Bin k werden Entscheidungen verwendet, die bezüglich Bin k + 1, Bin k + 2, usw. getroffen worden sind. Die gleiche Verarbeitung kann auch unter Verwendung von Entscheidungen von "links" ausgeführt werden. Im Rest der vorliegenden Beschreibung wird zur Vereinfachung nur ein Feedback bzw. eine Rückkopplung von "rechts" dargestellt. Wenn vorausgesetzt wird, das L Rück kopplungs-Taps vorhanden sind, ist der (L + 1) × 1 DFE-Wichtungsvektor für das i-te Bin im Datenpfad DP2, w_i, gegeben durch: wi = fi[1, ..., –cL]T (2.8)wobei c_i die von Gleichung (2.3) erhaltenen Fenster-IBI-Koeffizienten bezeichnen. Diese Lösung für w_i wird direkt nach einem Trainingsschritt 1 erhalten und erfordert keinerlei zusätzlichen Trainingssymbole. Die Koeffizienten c_l für l < 0 sind lediglich nach rechts verschoben, so daß das Referenz-Teilsymbol (Teilsymbol am Ausgang des Entzerrers) mit c₀ multipliziert wird. Beispielsweise weist eine frequenzverschobene Version des Hanning-Fensters Koeffizienten c₀ = –0,5, c₁ = 1 und c₂ = –0,5 auf. Durch Normierung des Haupt-Taps auf eins wird c₀ = 1, c₁ = –2 und c₂ = 1 erhalten, wobei diese Werte durch den DFE verwendet werden. Die vorstehend dargestellten DFE-Koeffizienten werden in Verbindung mit den Eingangsvektoren x_i ^rechts verwendet, die gegeben sind durch: rechts xi rechts = [b ^i, ..., ᾶi+Lãi+L]T (2.9)wobei ã Decision-Feedback-Teilsymbolwerte bezeichnet. Ein ähnlicher Ausdruck gilt für x_i ^links, wenn Rückkopplungsentscheidungen von links verwendet werden. Nachdem die DFE-Koeffizienten initialisiert worden sind, sind als Ausgangssignal des Datenpfades DP2 bereitgestellte entzerrte Teilsymbole gegeben durch:

Der letzte Ausdruck ergibt sich aus Diskrepanzen in der Kanalschätzung und in Rückkopplungsentscheidungsfehlern. Das Ausgangssignal des Datenpfades DP1 ist durch die vorstehende Gleichung (2.7) gegeben.
4 zeigt die vorstehend beschriebene DFE-Struktur mit L = 2 Taps. Diese Struktur hat Ähnlichkeit mit in einem herkömmlichen PRS-System verwendeten DFE-Strukturen. Dies ist aufgrund der grundsätzlichen mathematischen Ähnlichkeit hinsichtlich der Zeit-Frequenz-Dualität in den beiden Verfahren trotz der verschiedenen Motivationen hinter diesen Techniken nicht überraschend. Einzelträger-PRS-Entzerrer/Detektoren arbeiten im Zeitbereich mit Taps im Symbolabstand, während der DFE im Frequenzbereich mit Taps im Bin-Abstand arbeitet. Ein Hauptunterschied besteht darin, daß der Einfluß des Kanals (α_i) im DFE berücksichtigt wird, während dies in PRS-Entzerrern nicht der Fall ist.
5 zeigt vier verschiedene FDW-Fensterantworten – "Rechteckige" (nur c_o = 1), "Hanning" (c_o = 1, c₁ = –2, c₂ = 1) und "Asymmetrische" FDW-Fensterfunktion mit von null verschiedenen Koeffizienten (c_o = 1, c₁ = –0,5) und mit Koeffizienten (c_o = 1, c₁ = –1). Es können natürlich auch verschiedene andere Fenster verwendet werden. Es zeigt sich, daß unter den vorstehenden erwähnten Fenstern das Hanning-Fenster die beste Nebenkeulenunterdrückung zeigt. Es erfordert auch 2 Rückkopplungs-Taps und hat mit 10log₁₀6 = 7,78 dB die größte SNR-Reduktion in weißem Rauschen. Im Vergleich haben die beiden letztgenannten Fenster höhere Nebenkeulen, sie erfordern jedoch nur einen einzelnen Rückkopplungs-Tap und weisen SNR-Reduktionen in weißem Rauschen von 10log₁₀1,25 = 0,97 dB bzw. 10log₁₀2 = 3 dB auf.
Eine alternative Implementierung einer FDW-Fensterfunktion kann äquivalent auch hinter der FEQ-Stufe im Datenpfad DP1 ausgeführt werden, d. h. gemäß
5A zeigt eine alternative Demodulatorarchitektur mit einer Frequenzbereichfensterfunktion. Nach dem TEQ 32 und der Einrichtung 34 zum Eliminieren des Cyclic Prefix (CP) wird das Ausgangssignal der Einrichtung 34 zum Entfernen des Cyclic Prefix (CP) einer Fast-Fourier-Transformations(FFT)einrichtung 120'' zugeführt. Das Ausgangssignal der FFT-Einrichtung 120'' im ersten Datenpfad 100'' wird einem Frequenzbereichsentzerrer (FEQ) 140'' zugeführt. Das Ausgangssignal des FEQ 140'' stellt entzerrte Teilsymbole
dar. Die entzerrten Teilsymbole
werden einer Bin-Auswahllogikstufe 300'' zugeführt, deren Ausgangssignal einem Slicer 400'' zugeführt wird. Die entzerrten Teilsymbole
werden außerdem dem zweiten Datenpfad 200'' zugeführt, der eine Frequenzbereichfensterfunktionsstufe 220'' und einen Decision-Feedback-Entzerrer (DFE) 260'' aufweist. Die vom DFE 260'' ausgegebenen entzerrten Teilsymbole
werden der BIN-Auswahllogik 300'' zugeführt. Wie in den anderen Ausführungsformen wählt die Bin-Auswahllogik das Ausgangssignal des ersten Datenpfades 100'' oder des zweiten Datenpfades 200'' in Abhängigkeit von einem gesetzten Kriterium aus, d. h. in Abhängigkeit davon, welcher Datenpfad mehr Bits pro Symbol erzeugt oder einen größeren Rauschabstand SNR aufweist. Wie in den anderen Ausführungsformen wird das Ausgangssignal des Slicers 400'' in einem Rückkopplungspfad zum DFE 260'' zurückgeführt, um die durch die Frequenzbereichfensterfunktionsstufe 220'' erzeugte Interferenz zu eliminieren.
Unter Verwendung von Gleichung (2.11) an Stelle von Gleichung (2.4) sind der entsprechende DFE und die Eingangsvektoren der Ausführungsform von 5A gegeben durch: wi = [1, ..., –cL]T xi rechts = [b ^i, ..., ãi+L]T (2.12)
Daher sind unter Verwendung von w_i und x_i ^rechts von Gleichung (2.12) an Stelle der Gleichungen (2.8) und (2.9) die vom Datenpfad DP2 ausgegebenen entzerrten Teilsymbole in der Ausführungsform von 5A gegeben durch:
In den Ausdrücken für das additive Rauschen in den Gleichungen (2.10) und (2.13) können geringfügige Unterschiede beobachtet werden. An Stelle jedes Rauschsignal-Abtastwertes (u_i+1) hinter der FFT-Transformation für das i-te Bin, das mit f_i gewichtet wird, wird jedes Bin mit dem entsprechenden FEQ-Koeffizienten (f_i+1) gewichtet. Die erhaltene Differenz in den entsprechenden Rauschsignal-Varianzen wird nur dann deutlich sein, wenn über die DFE-Zeitspanne große Unterschiede zwischen den Kanaldämpfungs- oder -abschwächungskoeffizienten auftreten. Es ist denkbar, daß diese alternative FDW- und DFE-Struktur in einigen Implementierungen bevorzugt sein kann. Diese alternative DFE-Struktur ist nur auf eine FDW-Fensterfunktion anwendbar, während die vorangehend beschriebene DFE-Struktur sowohl für TDW- als auch für FDW-Fensterfunktionen anwendbar ist und für den Rest der vorliegenden Beschreibung verwendet wird.
Während des Normalbetriebs werden ã_i Elemente in x_i ^rechts links (oder x_i ^links) als vom Slicer erhaltene rekonstruierte Teilsymbolwerte erhalten. Hinsichtlich der Normierung des Ausgangssignals des Slicers 400, 400', 400'' muß sorgfältig vorgegangen werden, indem die ADSL-Verstärkungsskalierungsfaktoren und Konstellationsenergienormierungsfaktoren berücksichtigt werden, bevor sie wieder in x_i substituiert werden. Die Bin-Auswahllogik 300, 300', 300'' (1, 2 und 5A) bestimmt den zum Bereitstellen des Slicer-Eingangssignals für ein beliebiges Teilsymbol bereitzustellenden Datenpfad (DP1 oder DP2). (4 zeigt den Slicer in einer Verarbeitung bezüglich
.) Die Bin-Auswahllogik kann alle Teilsymbole nur vom Datenpfad DP1 auswählen (d. h. es wird keine Fensterfunktion verwendet), alle Teilsymbole nur vom Datenpfad DP2 auswählen oder die Teilsymbole auf einer binweisen Basis von den Datenpfaden DP1 oder DP2 auswählen. Beispielsweise wird in einer nachstehend beschriebenen Simulation ein einfaches Kriterium verwendet, gemäß dem der Pfad ausgewählt wird, über den eine größere Anzahl von Bits in einem vorgegebenen Bin erhalten wird. Nachdem ein SNR-pro-Bin-Profil für die Datenpfade DP1 und DP2 berechnet wurde, wird der Bit-Ladealgorithmus zweimal angewendet – einmal für jedes Profil von den Datenpfaden DP1 und DP2. Dadurch wird gewährleistet, daß der verwendete Basis-Bit-Ladealgorithmus nicht modifiziert werden muß, und daß die kombinierte Bitallokation nicht minderwertiger ist als bei einem herkömmlichen Empfänger, der nur den Datenpfad DP1 aufweist.
Es kann eine Symbolraten-LMS-Aktualisierung der FEQ- (und damit der DFE-) Gewichte ausgeführt werden, um Änderungen in der Kanalimpulsantwort (CIR) und in der Interferenz nachzusteuern. Für eine wirtschaftliche Implementierung kann auch eine Unterratenadaption verwendet werden. Normierte LMS-Werte sind gegenüber regulären LMS-Werten bevorzugt, um die Adaptionsgeschwindigkeit für den dynamischen Bereich der Eingangsdaten für alle Bins unempfindlich oder unanfällig zu machen.
Für den Datenpfad DP1 ist die Wahrscheinlichkeit eines Symbolfehlers pro Dimension für M²-QAM (Quadraturamplitudenmodulation) mit additivem weißem gaußschem Rauschen (AWGN) gegeben durch:
wobei die Q-Funktion definiert ist durch
und d_min,i = |α_i|d den minimalen Abstand zwischen QAM-Konstellationspunkten am Kanalausgang bezeichnet und d dem Abstand zwischen uncodierten QAM-Konstellations-Eingangspunkten gleicht. Für ADSL-Systeme ist die Wahrscheinlichkeit von Symbolfehlern pro Dimension (Pe/2) allgemein spezifiziert (1·e-7 für ADSL/ADSL-Lite). Ähnlicherweise gilt für den Datenpfad DP2 unter Verwendung der Gleichungen (2.10) und (2.14):
Dieser Ausdruck ist hochgradig schwierig handhabbar, um die allgemeinen Fälle zu bewerten, bei denen Rückkopplungsentscheidungsfehler auftreten. Wenn Fehlerfortpflanzung ignoriert wird und α_i-Schätzwerte exakt bestimmt werden, reduziert sich Gleichung (2.15) zu Gleichung (2.14), wobei σ_u durch σ_v ersetzt wird. Das DFE-Verhalten wird durch Rückkopplungsfehler schlechter, und es ist wichtig, diesen Effekt bei der Implementierung oder Konstruktion der Gesamt-Entzerrungsstruktur zu berücksichtigen. Jegliche Fehler werden sich aufgrund der typischen großen Werte der Rückkopplungskoeffizienten und einer Erhöhung der Bitfehlerrate (BER) bezüglich des spezifizierten Wertes wahrscheinlich auch über mehrere Bins fortpflanzen. Aufgrund der symbolweisen Erfassung in der DMT-Einrichtung sind Fortpflanzungsfehler jedoch immer auf das gleiche DMT-Symbol beschränkt. Für einen vorgegebenen Rauschabstand SNR ist P_e,DFE aufgrund der möglichen Feh lerfortpflanzung zusätzlich zu Differenzen zwischen σ_u und σ_v, im Vergleich zu P_e größer (wodurch diese Differenz zusätzlich erhöht/vermindert werden kann). Für den Fall, daß nur additives weißes gaußsches Rauschen (AWGN) auftritt, σ² _v ≥ σ² _u (Gleichung 2.5), kann P_e als unterer Grenzwert von P_e,DFE betrachtet werden.
Es ist bekannt, daß durch die Fehlerfortpflanzung die Wahrscheinlichkeit von Symbolfehlern um höchstens einen Faktor ML zunimmt, wobei L die Anzahl der Rückkopplungs-Taps ist, wenn alle Symbole (d. h. alle entzerrten und Rückkopplungssymbole) M-PAM-(Phasenamplitudenmodulation)moduliert sind. Wenn beispielsweise vorausgesetzt wird, daß für einen DFE mit einem Rückkopplungs-Tap und 256-QAM (M = 16), P_e,DFE < K_epP_e gilt, ist K_ep = 16. Für ein Hanning-Fenster mit zwei Rückkopplungs-Taps beträgt K_ep = 256. Dieser Ausdruck gilt auch näherungsweise für eine M²-Quadraturamplitudenmodulation (QAM), wenn die Koeffizienten c_l real sind, so daß IBI-Interferenz erhalten wird, die nur zwischen phasengleichen Abtastwerten und nur zwischen Quadraturphasen-Abtastwerten auftritt. Wenn die Koeffizienten c_l komplex sind (was für reale asymmetrische Fenster der Fall ist), wird ein Übersprechen zwischen phasengleichen und Quadraturphasen-Abtastwerten auftreten, so daß der obere Grenzwert eher optimistisch sein wird.
Der obere Grenzwert nimmt mit der Anzahl der Rückkopplungs-Taps exponentiell zu. Im allgemeinen ist die Bitfehlerrate (BER) groß, wenn mehrere Rückkopplungskoeffizienten vorhanden sind (d. h., wenn L groß ist), wenn die Rückkopplungskoeffizienten relativ große Werte gaben (die Verhältnisse c₁/c₀ nicht klein sind), und wenn mehrere Bits pro Teilsymbol geladen sind (wenn M groß ist). Es existieren einige wichtige Unterschiede zwischen dem vorliegenden Problem und den zugrundeliegenden Annahmen der vorstehenden Ergebnisse. Zunächst können benachbarte Teilsymbole in der DMT-Einrichtung verschieden großen Konstellationen zugeordnet sein, d. h. verschiedenen Werten von M für benachbarte (Rückkopplungs) Bins. Dadurch wird eine potentielle analytische Lösung für Gleichung (2.15) komplizierter. Zweitens haben DMT-Symbole den Vorteil, daß während jeder Symbolzeit deterministische Pilot-Teilsymbole verwendet werden, z. B. Bin 64 Downstream und Bin 16 Upstream in T1.413). Dadurch wird die Auswirkung eines einzelnen Fehlerfortpflanzungsereignisses stark eingeschränkt. Schließlich gilt der vorstehend erwähnte obere Grenzwert nur für additives weißes gaußsches Rauschen (AWGN), was nicht von primärem Interesse ist, weil eine Fensterfunktion nur für solche Fälle nützlich ist, bei denen Übersprechen und/oder NBI-Interferenz auftritt. Trotzdem ist der obere Grenzwert ein wertvoller Indikator für die zu erwartende Verminderung der Leistungsfähigkeit.
Die Verwendung einer Vorcodierung als Gegenmaßnahme zur Fehlerfortpflanzung ist in der Literatur bekannt. Für das vorliegende Problem hat dieses Verfahren jedoch einige Nachteile. Erstens ist hierfür eine Mitwirkung des Senders erforderlich. Dies verhindert eine unabhängige Anwendung der gesamten Technik, insofern keine Standardisierungsbetrachtungen gemacht werden. Zweitens wird durch eine Vorcodierung in Abhängigkeit von der Konstellationsgröße und den Rückkopplungskoeffizienten keine Immunität gegen Fehlerfortpflanzung bereitgestellt. Tatsächlich hat es sich gezeigt, daß die Leistungsfähigkeit für einige Fälle sogar leicht vermindert wird. Drittens ist der Vorcodierer wahrscheinlich weitaus komplexer als in PRS-Systemen verwendete herkömmliche Vorcodierer. Dies ist der Fall, weil die Wirkung von Ka nalkoeffizienten und ungleichmäßigen QAM-Konstellationen in benachbarten Rückkopplungs-Bins ausdrücklich berücksichtigt werden muß.
Eine alternative (keine Vorcodierung, Verwendung nur des Empfängers) zweifache Lösung dieses Problems besteht darin:

(A) einen zusätzlichen Rauschabstand SNR bereitzustellen, während die Bit-Ladeverarbeitung gemäß dem im Trainingsbetrieb erhaltenen Rauschabstand SNR im Datenpfad DP2 ausgeführt wird. D. h., die Bitallokation kann für eine Bitfehlerrate (BER) ausgeführt werden, gemäß der die Wirkung von K_ep absorbiert wird. Beispielsweise kann die Bitallokation im Datenpfad DP2 so gewählt werden, daß K_ep = 100 (oder mehr) kompensiert wird, indem der BER-Sollwert anstatt auf le-7 auf le-9 gesetzt wird, wobei der 4-dB-Abstand unverändert bleibt. Eine Bitallokation gemäß einem unteren BER-Sollwert entspricht einem "DFE-SNR-Zuschlag", der aus BER-SNR-Kurven für QAM berechnet werden kann. Für QAM-Teilsymbole und AWGN beträgt der SNR-Zuschlag für diesen Fall 1,14 dB (der SNR-Zuschlag für eine le-10 BER-Spezifikation beträgt 1,62 dB).
(B) periodische Pseudo-Pilotsignale einzurichten, um die Gefahr von Streufehlern innerhalb eines Symbols zu reduzieren. Ein Pseudo-Pilotsignal ist als Bin definiert, das einen zusätzlichen Rauschabstand SNR von z. B. 3 dB hat (der grob einer Reduktion von 1 Bit entspricht), um die Wahrscheinlichkeit des Auftretens eines Fehlers zu reduzieren, und wird unter Verwendung des Datenpfades DP1 demoduliert. Pseudo-Pilotsignale können auf mehrere Weisen erzeugt werden, z. B. periodisch (z. B. bei jedem 32. Bin) oder in Gruppen von Bins, die unter Verwendung des Datenpfades DP2 decodiert werden (nachdem die Bin-Auswahllogik angewendet wur de). Pseudo-Pilotsignale setzen den Decision-Feedback-Prozeß zurück, während Teilsymbole unter Verwendung des DFE sequentiell entzerrt werden. Sie würden gegebenenfalls auch eine parallele Entzerrung von Bin-Gruppen ermöglichen, wobei jede Gruppe unter Verwendung ihres Pseudo-Pilotsignals als Referenz-Start-Teilsymbol sequentiell entzerrt würde. Wenn zwei oder mehr Rückkopplungs-Taps verwendet werden, nimmt auch die Anzahl der erforderlichen Pseudo-Pilotsignale proportional zu, z. B. sind für ein Hanning-Fenster, für das 2 Rückkopplungsentscheidungen erforderlich sind, Paare benachbarter Pseudo-Pilotsignale erforderlich.

Diese Maßnahmen werden die Gesamtdatenrate reduzieren, die unter Verwendung einer Fensterfunktion erreichbar ist. Es ist außerdem bevorzugt, die Anzahl von Rückkopplungskoeffizienten zu reduzieren, weil dadurch der Rechenaufwand sowie die Gefahr der Fehlerfortpflanzung (oder eines reduzierten SNR-Zuschlags) vermindert wird.
Die 7–13 zeigen Testfälle für eine Downstream-Übertragung. 6 zeigt die beiden für die Diagramme verwendeten Beispielschleifen. Die erste Schleife (ANSI T1.601 Loop 2) ist eine 5029,2-m- (16,5-Kilofuß (Kft)) Schleife mit einem Brücken-Tap. Die zweite Schleife (CSA Loop 4) hat ist eine 2316,5-m (7,6-Kilofuß (Kft)) Schleife mittlerer Länge mit zwei Brücken-Taps. Die NBI-Interferenz wird einfach durch einen Tonstörer (Kosinus) erzeugt, dessen Winkelfrequenz w_c sich nach jeweils 100 DMT-Symbolen für b ∊ [b_c– 1, b_c + 1] zufällig ändert, wobei für Figurenpaare 7, 8 und 9, 10 Wb = 2πb/2N und b_c = 50 betragen. Downstream-Parameter sind N = 256, G = 32, fs = 2,208 MHz, und nur die Bins 33–127 sind aktiv. In allen Fällen wurde ein auf einer Methode der kleinsten Quadrate basierender Kanalverkürzungs-TEQ-Algorithmus mit Kanalschätzung verwendet, um die Kanalimpulsant wort (CIR) zu verkürzen, außer in 13. Die Kanalschätzung wurde unter Verwendung von Impuls-Trainingssignalen bei Anwesenheit von Störungen, wie beispielsweise Übersprechen oder NBI-Interferenz, ausgeführt. Mit 544 Abtastwerten/Symbol sind für das FIR-TEQ-Filter mit 10 Taps 5440 reale Multiplikationen und 4896 reale Additionen pro DMT-Symbolzeit erforderlich.
Für alle dargestellten Fälle mit Bin 64 (Pilotsignal) als Referenz-Bin wird ein 2-Tap-FDW (Fenster 1) und ein 3-Tap-Hanning-Fenster (Fenster 2) verwendet. Für das Hanning-Fenster wird auch Bin 63 als Referenz-Bin verwendet, um den Entzerrungsprozeß einzuleiten. Für Bin-Indizes, die größer sind als 64, wird der DFE-Eingangsvektor x_i ^rechts verwendet, während für die anderen Bin-Indizes der DFE-Eingangsvektor x_i ^links verwendet wird. Die Fenster-Rückkopplungskoeffizienten werden geeignet ausgewählt. Beispielsweise sind die Koeffizienten für das Fenster 1 c₀ = 1, c₁ = –1 für Bin-Indizes, die größer sind als 64, und c₀ = 1, c_–1 = –1 für Bin-Indizes, die kleiner sind als 64. Ähnlicherweise sind die Koeffizienten für das Fenster 2 c₀ = 1, c₊₁ = –2 und c₊₂ = 1 für Bin-Indizes, die größer sind als 64, und c₀ = 1, c_–1 = –2 und c_–2 = 1 für Bin-Indizes, die kleiner sind als 64. Das Fenster 1 wird als guter Kompromiß zwischen einer geringeren Anzahl von Rückkopplungs-Taps, einer guten Nebenkeulenunterdrückung und einer geringen Reduzierung des Rauschabstandes (SNR) in weißem Rauschen betrachtet. Die in den Bitallokationsdiagrammen bei Bin 64 auftretenden Spikes oder Spitzen ergeben sich aufgrund des Pilot-Bins, das immer mit einem konstanten 2-Bit-Teilsymbol moduliert ist. Zum Vergleich ist auch der Rauschabstand (SNR) für ein symmetrisches Hanning-Fenster (c₀ = 1, c_–1 = –0,5 und c₁ = –0,5) dargestellt, wobei nur alter nierende Bits aktiv sind. Um dies zu erreichen, wird der Verstärkungsskalierungsfaktor für alternierende Bins am Sender auf null gesetzt. Dadurch wird gewährleistet, daß keine IBI-Interferenz zwischen benachbarten Bins auftritt und nur ein FEQ mit einem Tap (wie im Datenpfad DP1) erforderlich ist. Dadurch wird natürlich auch die Anzahl aktiver Bins um die Hälfte reduziert, es kann jedoch eine gute Anzeige dafür bereitgestellt werden, welches Ergebnis durch die Fensterfunktion erzielbar ist.
Für diese Fälle werden die Signal- und Rausch- (Übersprechen oder NBI) PSD-Werte vor und nach der kanalverkürzenden TEQ-Entzerrung dargestellt. Für alle Fälle wird dem Übersprechen und der NBI-Interferenz ein PSD-Wert für AWGN von –140 dBm/Hz hinzugefügt. Es ist ersichtlich, daß der TEQ das Spektrum des Signals und des Rauschens am Eingang der Datenpfade DP1 und DP2 ändert und dadurch das Verhalten des Rests des Empfängers beeinflußt. Der erreichte Rauschabstand SNR pro Bin wird für das herkömmliche Verfahren (identisch mit DP1) und mit einer Fensterfunktion (DP2) dargestellt. Die erhaltenen Bin-Ladetabellen zeigen die erhaltenen Bin-Ladeprofile für eine Bitfehlerrate (BER) von le-7 mit einem 4-dB-Spielraum für DP1 und unter Verwendung des Fensters 1 (das durch das Fenster 2 erhaltene Ergebnis der Bit-Ladeverarbeitung ist nicht dargestellt). Die Bit-Ladeverarbeitung für den Datenpfad DP2 beinhaltet auch einen zusätzlichen SNR-Spielraum von 1,14 dB, wie vorstehend beschrieben wurde. Die Bin-Auswahllogik zum Auswählen des Datenpfades DP1 oder DP2 für ein beliebiges vorgegebenes Bin besteht einfach in der Auswahl des Pfades, durch den mehr Bits pro Bin erhalten werden, nachdem der Bit-Ladevorgang abgeschlossen ist. Im Fall einer Blockierung wird der Datenpfad DP1 ausgewählt. Die kombinierte (maximale) Bitallokation ist durch "Kreise" gekennzeichnet.
Tabelle A: In den Figuren 7–13 darstellte Beispielfälle
Die 7 und 8 zeigen, daß durch die Decision-Feedback-Entzerrung (DFE) die größte Verstärkung in der Nähe der NBI-Interferenz bereitgestellt wird. Das Fenster 2 zeigt in der unmittelbaren Umgebung der NBI-Interferenz ein besseres Verhalten als Fenster 1, erfährt jedoch einen größeren Verlust im übrigen Bereich des Bandes. Die Wirkung der NBI-Interferenz nimmt mit der Frequenztrennung monoton ab. Dadurch werden Bins, die in der Frequenz weiter beabstandet sind, weniger beeinflußt, und der Vorteil des Verhaltens der Fensterfunktion nimmt allmählich ab, bis der Verlustwert des weißen Rauschens von 3 dB für das Fenster 1 erreicht ist. Die 9 und 10 zeigen ein ähnliches Verhalten für eine Schleife mittlerer Länge. Die Leistungsvorteile sind abhängig von der Intensität der NBI-Interferenz bezüglich des Umgebungs-SNR-Wertes, der durch die Empfangssignalleistung bestimmt wird, nachdem das Signal den Kanal und den AWGN-Untergrund durchlaufen hat. In 9 ist die Wirkung der NBI-Interferenz im Vergleich zu 7 ausgeprägter, weil der Umgebungs-SNR-Wert größer ist. Daher ist die NBI-Unterdrückung effektiver, und durch die Fensterfunktion können größere Vorteile erzielt werden.
Die 11 und 12 zeigen, daß der DFE bei Anwesenheit von Übersprechen, das nach dem Zeitbereichsentzerrer (TEQ) stark gefärbt ist, keinen Vorteil bietet. Tatsächlich haben im hinteren Abschnitt des Spektrums, wo das Rauschen im wesentlichen spektral flaches weißes Rauschen ist, die Fenster 1 und 2 im Vergleich zum Datenpfad DP1 einen Verlust von 3 dB bzw. 8 dB. 13 zeigt ein Beispiel der wesentlichen Verbesserung, die durch die sehr gute spektrale Begrenzung erhalten werden kann. Dieser Fall ist der gleiche wie in 11(A), außer daß kein TEQ verwendet wird. Daher ist die Kanalimpulsantwort (CIR) nicht auf das Cyclic Prefix (CP) begrenzt, so daß aufgrund von IBI-Interferenz und ISI-Interferenz (Inter-Symbol-Interferenz) zusätzliches Rauschen erhalten wird. Weil der Rauschabstand SNR pro Bin aufgrund von AWGN und Übersprechen relativ wesentlich größer ist, wird der Effekt der kombinierten IBI + ISI-Interferenz getrennt. Dadurch stellt der erhaltene Rauschabstand SNR pro Bin im Datenpfad DP1 (durchgezogene Kurve) im wesentlichen den Rauschuntergrund aufgrund der kanalindizierten IBI + ISI-Interferenz dar. Durch eine Fensterfunktion mit anschließender Verwendung des DFE wird der Rauschabstand SNR pro Bin in diesem Fall wesentlich verbessert, wodurch eine etwa dreifache Erhöhung der Gesamtdatenrate erhalten wird. Ähnliche Ergebnisse sind auch für andere Schleifen erhalten worden. In Fällen, in denen der TEQ vorhanden ist, in denen die Kanalimpulsantwort (CIR) jedoch nicht geeignet verkürzt wird, werden entsprechende Leistungsvorteile erzielt. Auch eine nicht perfekte Symbolausrichtung und Zeit- oder Takt-Jitter führen zu einer reduzierten Orthogonälität zwischen Bins und können von diesem Verfahren profitieren. Vorläufige Ergebnisse zeigen außerdem, daß durch die Erfindung einige zusätzliche Spielräume gegen lokale Sender-Echosignale bereitgestellt werden können (die als starkes spektral gefärbtes Übersprechen auftreten können). Ähnlich wie im Fall der NBI-Interferenz ist eine Verbesserung des Gesamt-Rauschabstands SNR für jede spezifische Situation von den relativen Pegeln des Umgebungs-Rauschabstands SNR abhängig, der durch additives Rauschen und IBI + ISI-Interfrenz-Rauschen aufgrund einer nicht perfekten Kanalverkürzug erhalten wird. Weil durch die Fensterfunktion nur die IBI + ISI-Komponente unterdrückt wird, wird eine wesentliche Verbesserung (falls überhaupt) nur dann erhalten, wenn der Umgebungs-Rauschabstand relativ größer ist.
Die zusätzliche Berechnung im Datenpfad DP2 ergibt sich durch zwei Hauptfaktoren – die Fensterfunktion und die Decision-Feedback-Entzerrung (DFE). Tabelle B zeigt diese Anforderungen für das Fenster 1 für Downstream- (bei ATU-R) und Upstream- (bei ATU-C) Kanälen hinsichtlich pro DMT-Symbol erforderlichen Multiplikationen und Additionen (die Gesamtsymbolrate beträgt in ADSL-Standards 4 kHz). Die vorausgesetzten Parameter sind:

(A) Downstream: N = 256 oder 128, ATU-R führt 2N-Punkt-FFT-Tranformationen aus, 95 Bins (33–127) sind aktiv.
(B) Upstream: N = 32, ATU-C führt 64-Punkt-FFT-Transformationen auf, 26 Bins (6–31) sind aktiv.
(C) FDW: Komplexe Additionen und L + 1 komplexe Multiplikationen mit Kanalkoeffizienten (es wird vorausgesetzt, daß Fensterkoeffizienten als binäre Schiebeoperationen implementierbar sind).
(D) DFE: L Komplexe Additionen und L + 1 komplexe Multiplikationen pro Symbol.

Tabelle B: Zusätzliche reale Multiplikationen und Additionen pro DMT-Symbol mit 2-Tap-FDW und DFE (4(B))
Für die TDW-Operation sind 2N reale Multiplikationen erforderlich, wenn eine 2N-Punkt-FFT-Transformation verwendet wird, während die Komplexität der Decision-Feedback-Entzerrung (DFE) die gleiche ist wie vorstehend beschrieben wurde. Der größte Beitrag der zusätzlichen Komplexität ergibt sich jedoch bei der Ausführung einer zusätzlichen FFT-Transformation. Optimierte Implementierungen von FFT-Transformationen führen häufig zu weniger Multiplikationen bzw. Additionen als vorstehend dargestellt wurde, indem die Tatsache ausgenutzt wird, daß das Eingangssignal rein real ist und lediglich die ersten N Ausgangssignale erforderlich sind (das Ausgangssignal ist konjugiert symmetrisch).
Obwohl die TDW- und die FDW-Fensterfunktion äquivalent sind, besteht ein wesentlicher Unterschied hinsichtlich des Rechenaufwandes. Alle Fenster mit realen Koeffizienten führen zu einer gleichen TDW-Komplexität. Andererseits ist der Rechenaufwand für die FDW-Fensterfunktion von der Anzahl der Rückkopplungskoeffizienten abhängig, d. h. von der spezifischen FDW-Frequenzantwort. Außerdem ist die FDW-Fensterfunktion von der vorstehend erwähnten FFT-Größe unabhängig und kann nach Erfordernis auf einer bin-weisen Basis ausgeführt werden. Mehrere Fenster können implementiert werden, indem die Anzahl der FDW-Koeffizienten und ihre Werte programmierbar gemacht werden. Außerdem können gegebenenfalls für verschiedene Bins verschiedene Fenster (im gleichen Symbol) angewendet werden (was den Fall einschließt, daß keine Fensterfunktion verwendet wird). Im Fall einer TDW-Fensterfunktion können die Fensterkoeffizienten ebenfalls programmierbar sein, und in anderen Algorithmen (z. B. für den TEQ oder für eine PAR- (Peak/Mittelwert-Verhältnis) Reduktion) verwendete FFT-Blöcke können wiederverwendbar sein. Alternative Ausführungsformen der TDW-Fensterfunktion sind potentiell verwendbar, um die Komplexität der Implementierung hinsichtlich der Hardware und/oder erforderlicher Anweisungen oder Befehle zu reduzieren. Beispielsweise können die beiden FFT-Transformationen in 1 anstatt daß sie durch zwei verschiedene Blöcke gleichzeitig ausgeführt werden, durch den gleichen Hardware-/Firmware-Block auf eine sequentielle Weise (zeitlich gestaffelt) ausgeführt werden.
Unter verschiedenen Fenstern sind FDW-Fenster mit 2 Taps (1 Rückkopplungs-Tap) gut geeignet, weil sie einen guten Kompromiß zwischen einer Nebenkeulenunterdrückung und der Komplexität bereitstellen. Fenster mit mehreren Rückkopplungs-Taps haben die Nachteile einer erhöhten Gefahr der Fehlerfortpflanzung, der Erfordernis für eine größere Anzahl von Referenz-Teilsymbolen und eines größeren DFE-Rechenaufwandes. Außerdem ist in Abhängigkeit von den Rückkopplungs-Tap-Werten auch die Reduzierung des Rauschabstands SNR nur in weißem Rauschen größer. Beispielsweise entsteht durch Koeffizienten c₀ = 1, c₁ = –1 ein Verlust von 3 dB in weißem Rauschen, während durch das Hanning-Fenster (c₀ = 1, c₁ = –2, c₂ = 1) ein Verlust von 7,78 dB entsteht. Im allgemeinen bedeutet dies, daß, um eine vorteilhafte Rauschunterdrückung bereitzustellen, die Interferenz eine wesentlich stärkere Korrelation haben muß und daher nur für eine begrenzte Anzahl von Fällen gut geeignet ist. DPS-Fenster sind eine Klasse von Fenstern, die für verschiedene Kompromisse zwischen einer Nebenkeulenunterdrückung und einer Hauptkeu lenbreite zum Preis einer größeren Anzahl von DFE-Taps (3) angepaßt werden können und in einigen Situationen verwendbar sind.
Der FEQ und der DFE können für NBI-Interferenz und/oder Übersprechen angepaßt werden, wenn diese Störsignale bezüglich der Nachsteuerungsfähigkeiten des LMS- (Least Mean Squares) Algorithmus ausreichend langsam ausgegeben werden, und die Bitallokation kann durch Bitwechsel oder -tausch geändert werden. Es können auch kompliziertere und potentiell schneller nachsteuerbare RLS- (Recursive Least Squares) Algorithmen verwendet werden. Wenn ein starker Störer plötzlich auftritt, kann das Modem in den schnellen Umlernzustand (in ADSL-Lite) oder sogar in einen vollständigen Neustartzustand zurückfallen. Auf jeden Fall ist die aufnehmbare Datenrate (oder der Rauschabstand SNR) nach dem Ereignis wahrscheinlich besser oder erfordert entsprechend weniger Bitwechsel.
Es besteht ein Kompromiß zwischen einer größeren Schleifenreichweite, dem Rauschabstand SNR oder der Datenrate. Dies ergibt sich aus der Tatsache, daß in Abhängigkeit von operativen Einschränkungen eine höherer erreichbarer Rauschabstand SNR in Bins äquivalent ist zu (A) einer größeren Schleifenreichweite für einen vorgegebenen minimalen Rauschabstand und eine vorgegebene Datenrate oder (B) einem größeren Rauschabstand SNR in aktiven Daten, die Bins übertragen, für eine vorgegebene Datenrate und eine vorgegebene Schleifenreichweite oder (C) einer höheren Datenrate für eine vorgegebene Reichweite und einen vorgegebenen Rauschabstand. Die durch die vorliegende Erfindung erhaltenen Vorteile im Rauschabstand SNR sind nicht uneingeschränkt, d. h. Vorteile können nur bei Anwesenheit von NBI-Interferenz, hochgradig korreliertem Übersprechen oder anderen Mängeln oder Schwä chen erzielt werden, wie beispielsweise bei ungeeigneter Kanalverkürzung, Symbolausrichtung-Offsets und Jitter.
Außer hinsichtlich kleinen Änderungen ist die gesamte Technik wahrscheinlich auch auf andere DMT-basierte Modems anwendbar, wie beispielsweise VDSL- und drahtlose OFDM-Modems. Es ist bekannt, daß die vorstehend diskutierte NBI-Interferenz und andere Störungen auch drahtlose und VDSL-Systeme beeinflussen, möglicherweise sogar stärker beeinflussen. Diese Modems verwenden eine Sender-PMD- (Physical Media Dependent) Struktur, die derjenigen der vorstehend betrachteten ADSL-Modems ähnlich ist. Außerdem werden, weil für diese Technik keine Mitwirkung des Senders erforderlich ist, die meisten mit einer Kompatibilität mit den entsprechenden Standards in Beziehung stehenden Merkmale als irrelevant betrachtet.
Obwohl die vorliegende Erfindung in Verbindung mit spezifischen Ausführungsformen beschrieben worden ist, ist für Fachleute ersichtlich, daß innerhalb des durch die beigefügten Patentansprüche definierten Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung zahlreiche Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden können.

Claims

Empfänger zum Bereitstellen eines demodulierten Ausgangssignals (ã) von einem empfangenen diskreten Multitonmodulationseingangssignal, wobei das Eingangssignal von einem verrauschten Kommunikationskanal empfangen wird, das Eingangssignal einen darauf aufmodulierten digitalen Bitstrom aufweist, und wobei der Empfänger aufweist: einen ersten (100, 100', 100'') und einen zweiten (200, 200', 200'') Datenpfad, die so verbunden sind, daß sie das Eingangssignal empfangen; wobei der erste der beiden Datenpfade (100, 100', 100'') eine erste Stufe mit einer Frequenzantwort zum Anwenden einer diskreten Fouriertransformation (120, 120', 120'') auf das Eingangssignal und ferner einen Frequenzbereichsentzerrer (140, 140', 140'') mit einem mit einem Ausgang der ersten Stufe verbundenen Eingang aufweist; wobei der zweite der beiden Datenpfade (200, 200', 200'') eine Fensterstufe (220, 220', 220'') zum Unterdrücken von Nebenkeulen der Frequenzantwort der ersten Stufe aufweist; und eine Logikstufe (300, 300', 300'') zum Auswählen eines Ausgangssignals vom ersten Datenpfad oder vom zweiten Datenpfad basierend auf einem vordefinierten Test und zum Bereitstellen eines den demodulierten digitalen Bitstrom darstellenden ausgewählten Ausgangssignals.
Empfänger nach Anspruch 1, ferner mit einem im zweiten Datenpfad angeordneten Entscheidungs-Feedback-Entzerrer (260, 260', 260''), dem als Eingangssignal ein Ausgangssignal der Fensterstufe zugeführt wird, zum Unterdrücken von durch die Fensterstufe erzeugter Inter-Bin-Interferenz.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei der Entscheidungs-Feedback-Entzerrer ein Rückkopplungssignal (410, 410', 410'') von einem Ausgang der Logikstufe empfängt, um Inter-Bin-Interferenz zu unterdrücken.
Empfänger nach Anspruch 3, ferner mit einer Slicer-Stufe (400, 400', 400''), der als Eingangssignal das Ausgangssignal der Logikstufe zugeführt wird, zum Bereitstellen des als das Rückkopplungssignal bereitgestellten demodulierten digitalen Bitstroms (ã) als Ausgangssignal.
Empfänger nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, wobei die Fensterstufe im zweiten Datenpfad eine Zeitbereichfensterstufe (220) ist.
Empfänger nach Anspruch 5, wobei der Zeitbereichfensterstufe ein Eingangssignal direkt von einem Zeitbereichsentzerrer zugeführt wird.
Empfänger nach Anspruch 6, ferner mit einer zweiten Stufe zum Ausführen einer diskreten Fouriertransformation (240) im zweiten Datenpfad, wobei die zweite Stufe einen Eingang aufweist, an dem ein Ausgangssignal von der Zeitbereichfensterstufe empfangen wird.
Empfänger nach Anspruch 7, ferner mit einem im zweiten Datenpfad angeordneten Entscheidungs-Feedback-Entzerrer (260), dem ein Eingangssignal von der zweiten Stufe zugeführt wird, und dessen Ausgangssignal der Logikstufe zugeführt wird.
Empfänger nach Anspruch 8, wobei der Entscheidungs-Feedback-Entzerrer ein weiteres Eingangssignal (122) von der ersten Stufe empfängt.
Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Fensterstufe im zweiten Datenpfad eine Frequenzbereichfensterstufe (220', 220'') ist.
Empfänger nach Anspruch 10, ferner mit einem im zweiten Datenpfad angeordneten Entscheidungs-Feedback-Entzerrer (260', 260'') mit einem Eingang, dem ein Ausgangssignal von der Frequenzbereichfensterstufe zugeführt wird, wobei der Entscheidungs-Feedback-Entzerrer zum Unterdrücken von durch die Frequenzbereichfensterstufe erzeugter Inter-Bin-Interferenz dient, und wobei ein Ausgangssignal des Entscheidungs-Feedback-Entzerrers der Logikstufe zugeführt wird.
Empfänger nach Anspruch 11, wobei dem Entscheidungs-Feedback-Entzerrer (260') ferner ein weiteres Eingangssignal (142') von der ersten Stufe zugeführt wird.
Empfänger nach Anspruch 12, wobei dem Entscheidungs-Feedback-Entzerrer ein Rückkopplungssignal (410') zum Unterdrücken von durch die Frequenzbereichfensterstufe erzeugter Inter-Bin-Interferenz von einem Ausgang der Logikstufe zugeführt wird.
Empfänger nach Anspruch 13, wobei die Logikstufe (300') einer Slicer-Stufe (400') ein Ausgangssignal zuführt, wobei die Slicer-Stufe den demodulierten digitalen Bitstrom als Ausgangssignal (ã) bereitstellt, und wobei das Rückkopplungssignal das demodulierte Ausgangssignal enthält.
Empfänger nach Anspruch 10, 11, 12, 13 oder 14, wobei die Frequenzbereichfensterstufe einen mit einem Ausgang der ersten Stufe verbundenen Eingang aufweist.
Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 15, wobei die Logikstufe (300, 300', 300'') ein Ausgangssignal vom ersten Datenpfad oder vom zweiten Datenpfad basierend auf einer Entscheidung darüber auswählt, welcher Datenpfad mehr Bits pro Symbol oder einen höheren Rauschabstand bereitstellt.
Empfänger nach Anspruch 16, wobei die Logikstufe im Fall einer Verbindung den ersten Datenpfad auswählt.
Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 17, wobei die Fensterstufe eine Hanning-Fensterfunktion, eine DPS-Fensterfunktion oder eine Bartlett-Fensterfunktion aufweist.
Empfänger nach einem der Ansprüche 5 bis 9, wobei die Zeitbereichfensterstufe (220) eine Zeitbereichpulsformung durch abtastwertweises Multiplizieren des Ausgangssignals vom Zeitbereichsentzerrer mit Fensterkoef fizienten ausführt, die eine Zeitbereichfensterfunktion der Zeitbereichfensterstufe definieren.
Empfänger nach einem der Ansprüche 10 bis 15, wobei die Frequenzbereichfensterstufe eine Frequenzbereichpulsformung auf einer bin-weisen Basis durch Ausführen einer Linearkombination von Bin-Ausgangssignalen und Frequenzbereichfensterkoeffizienten ausführt, die eine Frequenzbereichfensterfunktion der Frequenzbereichfensterstufe definieren.
Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 20, wobei der Frequenzbereichsentzerrer (140, 140', 140'') ein Entzerrer mit einem Abgriff pro Bin ist.
Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 21, ferner mit einem Zeitbereichsentzerrer (32), dem als Eingangssignal das vom Kommunikationskanal empfangene Signal zugeführt wird, wobei der Zeitbereichsentzerrer ein Ausgangssignal erzeugt, das dem ersten und dem zweiten Datenpfad zugeführt wird.
Empfänger nach einem der Ansprüche 10 bis 15, wobei der Fensterstufe (220'') als Eingangssignal ein Ausgangssignal des Frequenzbereichsentzerrers (140'') zugeführt wird.
Verfahren zum Bereitstellen eines demodulierten Ausgangssignals von einem empfangenen diskreten Multitonmodulationseingangssignal, wobei das Eingangssignal von einem verrauschten Kommunikationskanal empfangen wird, wobei das Eingangssignal einen darauf aufmodulierten digitalen Bitstrom aufweist, wobei das Verfahren die Schritte aufweist: Zuführen des Eingangssignals zum ersten (100, 100', 100'') und zweiten (200, 200', 200'') Datenpfad; Anwenden einer diskreten Fouriertransformation (120, 120', 120'') auf das Eingangssignal im ersten Datenpfad, um ein erstes transformiertes Signal (142') zu erzeugen, und Frequenzbereichsentzerren (140, 140', 140'') des ersten transformierten Signals, um ein frequenzbereichsentzerrtes Signal bereitzustellen; Unterdrücken von Nebenkeulen der Frequenzantwort des ersten transformierten Signals im zweiten Datenpfad durch Anwenden einer Fensterfunktion (220, 220', 220''), um ein pulsgeformtes Signal bereitzustellen; und Auswählen (300, 300', 300'') eines Ausgangssignals vom ersten Datenpfad oder vom zweiten Datenpfad basierend auf einem vordefinierten Test und Bereitstellen eines den demodulierten digitalen Bitstrom darstellenden ausgewählten Ausgangssignals.
Verfahren nach Anspruch 24, ferner mit dem Schritt zum Ausführen einer Entscheidungs-Feedback-Entzerrung (260, 260', 260'') im zweiten Datenpfad bezüglich des pulsgeformten Signals zum Unterdrücken von durch die Fensterfunktion erzeugter Inter-Bin-Interferenz.
Verfahren nach Anspruch 25, ferner mit einem während des Entscheidungs-Feedback-Entzerrungsschritts ausgeführten Schritt zum Bereitstellen eines Rückkopplungssignals (410, 410', 410''), das das ausgewählte Ausgangssignal enthält, zum Unterdrücken von Inter-Bin-Interferenz.
Verfahren nach Anspruch 26, ferner mit den Schritten zum Teilen (400, 400', 400'') des ausgewählten Ausgangssignals und zum Bereitstellen des geteilten Ausgangssignals als demodulierter digitaler Bitstrom, wobei der demodulierte digitale Bitstrom als Rückkopplungssignal bereitgestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 24, 25, 26 oder 27, wobei der Schritt zum Anwenden einer Fensterfunktion im zweiten Datenpfad das Anwenden einer Zeitbereichfensterfunktion (220) aufweist.
Verfahren nach Anspruch 28, wobei der Schritt zum Anwenden einer Zeitbereichfensterfunktion das direkte Anwenden einer Zeitbereichfensterfunktion auf das Eingangssignal aufweist.
Verfahren nach Anspruch 29, ferner mit einem nach dem Schritt zum Anwenden einer Zeitbereichfensterfunktion ausgeführten Schritt zum Ausführen einer diskreten Fouriertransformation (240) im zweiten Datenpfad, um ein zweites transformiertes Signal (b ^) bereitzustellen.
Verfahren nach Anspruch 30, ferner mit einem Schritt zum Ausführen einer Entscheidungs-Feedback-Entzerrung (260) des zweiten transformierten Signals im zweiten Datenpfad.
Verfahren nach Anspruch 31, ferner mit dem Schritt zum Verwenden des ersten transformierten Signals (142') während des Entscheidungs-Feedback-Entzerrungsschritts (260).
Verfahren nach einem der Ansprüche 24 bis 27, wobei der Schritt zum Anwenden einer Fensterfunktion im zweiten Datenpfad das Anwenden einer Frequenzbereichfensterfunktion (220', 220'') aufweist.
Verfahren nach Anspruch 33, ferner mit den Schritten zum Ausführen einer Entscheidungs-Feedback-Entzerrung (260', 260'') im zweiten Datenpfad bezüglich des pulsgeformten Signals, wobei der Entscheidungs-Feedback-Entzerungsschritt zum Unterdrücken von durch die Frequenzbereichfensterfunktion erzeugter Inter-Bin-Interferenz bereitgestellt wird, und Bereitstellen eines als Ausgangssignal auszuwählenden Entscheidungs-Feedback-entzerrten Signals (
).
Verfahren nach Anspruch 34, ferner mit dem Schritt zum Verwenden des ersten transformierten Signals (142') während des Entscheidungs-Feedback-Entzerrungsschritts (260'').
Verfahren nach Anspruch 35, ferner mit dem Schritt zum Bereitstellen eines Rückkopplungssignals (410') während des Entscheidungs-Feedback-Entzerrungsschritts zum Unterdrücken der durch die Frequenzbereichfensterfunktion erzeugten Inter-Bin-Interferenz.
Verfahren nach Anspruch 36, ferner mit dem Schritt zum Teilen (400) des ausgewählten Ausgangssignals in den demodulierten digitalen Bitstrom (ã), wobei das Rückkopplungssignal den demodulierten digitalen Bitstrom enthält.
Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 37, ferner mit dem Schritt zum Anwenden der Frequenzbereichfensterfunktion (220') auf das erste transformierte Signal.
Verfahren nach einem der Ansprüche 24 bis 38, wobei der Schritt (300, 300', 300'') zum Auswählen eines Ausgangssignals vom ersten Datenpfad oder vom zweiten Datenpfad das Auswählen eines Ausgangssignals basierend auf einer Entscheidung aufweist, gemäß der entschieden wird, welcher Datenpfad mehr Bits pro Symbol bereitstellt oder einen größeren Rauschabstand aufweist.
Verfahren nach Anspruch 39, wobei im Fall einer Blockierung der Schritt zum Auswählen eines Ausgangssignals das Auswählen des ersten Datenpfades aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 24 bis 40, wobei die Fensterfunktion eine Hanning-Fensterfunktion, eine DPS-Fensterfunktion oder eine Bartlett-Fensterfunktion aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 28 bis 32, wobei der Schritt zum Anwenden einer Zeitbereichfensterfunktion eine Zeitbereichpulsformung durch abtastwertweises Multiplizieren des zeitbereichsentzerrten Signals mit Fensterkoeffizienten aufweist, die eine Zeitbereichfensterfunktion definieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 38, wobei der Schritt zum Anwenden einer Frequenzbereichfensterfunktion eine Frequenzbereichpulsformung auf einer binweisen Basis durch Ausführen einer Linearkombination von Bin-Ausgangssignalen und Frequenzbereichfensterko effizienten aufweist, die eine Frequenzbereichfensterfunktion definieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 24 bis 38, wobei der Frequenzbereichsentzerrungsschritt (140, 140', 140'') das Frequenzbereichsentzerren unter Verwendung eines Entzerrers mit einem Abgriff pro Bin aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 24 bis 44, ferner mit den Schritten zum Zeitbereichsentzerren (32) des vom Kommunikationskanal empfangenen Eingangssignals zum Erzeugen eines zeitbereichsentzerrten Signals und zum Zuführen des zeitbereichsentzerrten Signals zum ersten und zum zweiten Datenpfad.
Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 38, ferner mit dem Schritt zum Anwenden der Fensterfunktion (220'') auf das frequenzbereichsentzerrte Signal (
).