JP2000307481A

JP2000307481A - ウィンドウ関数を有する離散複数トーン被変調信号のための受信装置

Info

Publication number: JP2000307481A
Application number: JP2000034721A
Authority: JP
Inventors: Samir Kapoor; サミエル・カップーア; Slobodan Nedic; スロボダン・ネディック
Original assignee: NEC USA Inc
Current assignee: NEC USA Inc
Priority date: 1999-04-08
Filing date: 2000-02-14
Publication date: 2000-11-02
Also published as: EP1043875B1; EP1043875A3; DE69918945T2; US7023938B1; EP1043875A2; DE69918945D1

Abstract

(57)【要約】【課題】ウィンドウ関数を有する離散複数トーン被変
調信号のための受信装置を提供する。【解決手段】受信した離散複数トーン変調された入力
信号から復調出力を供給する受信装置であって、通信チ
ャネルから受信された入力信号上に雑音が存在し、かつ
当該入力信号上でデジタル・ビット・ストリームが変調
され、入力信号を受信するために結合された第１及び第
２データパスを備え、データパスのうち第１データパス
は、離散フーリエ変換を前記入力信号に適用するための
周波数応答を有する第１ステージを備え、さらに、第１
ステージの出力に結合された入力を有する周波数領域等
化器を備え、データパスのうち第２データパスは、前記
第１ステージの周波数応答のサイドローブを抑制するた
めのウィンドウ・ステージを備え、事前定義された試験
に基づいて第１データパスまたは第２データパスからの
出力を選択し、復調された前記デジタル・ビット・スト
リームを表す選択出力を供給するための論理ステージを
備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＭＴベース（Ｄ
ｉｓｃｒｅｔｅＭｕｌｔｉｔｏｎｅＭｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ：離散複数トーン変調）信号のための受信装置に
関し、望ましくはＤＭＴＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｅｔｒ
ｉｃＤｉｇｉｔａｌＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒＬｉｎ
ｅ：非対称デジタル加入者線路）及びＬｉｔｅＡＤＳ
Ｌモデムのための受信装置に関する。特に、本発明は受
信装置のウィンドウイング及び接続方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】デジタル情報を２点間で高速かつ効率的
に、しかもエラーを発生させずに送信する技術はますま
す重要となっている。デジタル情報を無線、光ファイバ
ー、有線などの各種通信チャネル上で送信できる通信シ
ステムは多数存在する。

【０００３】従来から、ＤＭＴ送受信装置の狭帯域干渉
（ＮＢＩ：ｎａｒｒｏｗｂａｎｄｉｎｔｅｒｆｅｒｅ
ｎｃｅ）とスペクトル色クロストークの解決策としてい
くつかの関連方式が検討されてきた。ウィンドウイング
（さらに一般的には、パルス／波形整形フィルタリン
グ）は、単一または複数のＤＭＴ記号に対して実行で
き、また送信装置と受信装置で同時に、あるいは単独に
実行することもできる。いくつかの既存の方法では、送
信装置の関与を必須とし、及び／または１つかそれ以上
のＤＭＴ記号にまたがるウィンドウ／パルス波形を利用
することによってスペクトル内容物をより良好にし、性
能を向上させている。

【０００４】しかし、現行のＡＮＳＩ及びＩＴＵ−Ｔ
ＤＭＴベースＡＤＳＬ規格を見ると、送信装置側ではパ
ルス整形は使用されていない。そのため、送信装置での
波形整形を必須とする方式の標準化が必要であり、それ
が実現されなければ、専有技術に基づく標準非適合モデ
ムが作られる結果となる。送信装置の関与を必須としな
い方式は存在するが、この場合は実質的に等化されたチ
ャネルが必要となる（例えば、ＮＥＣ（日本電気株式会
社）のＡＤＳＬモデムは、直交性インターバルの境界で
部分整形を行うための措置を備えている）。

【０００５】本発明は、ツイストペア銅線を利用した電
話回線に代表される有線通信チャネルに関連して説明す
る。以下の議論から当該技術に精通する当業者には明ら
かなように、本発明の用途は有線システムに限定されな
いことに留意されたい。

【０００６】モデムは、典型的には、電話回線上でデジ
タル・データを送受信するために使用される。モデム
は、変調装置によって電話回線上でデジタル・データを
送信し、復調装置によって電話回線からデジタル・デー
タを受信する。広く普及した変調方式の１つに、「離散
複数トーン変調（ＤＭＴ：ｄｉｓｃｒｅｔｅｍｕｌｔ
ｉ−ｔｏｎｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）」と呼ばれるも
のがある。この技術では、通信システム内の各モデム
に、離散複数トーン送信装置と離散複数トーン受信装置
を備えることが必要とされる。当該技術に精通する当業
者の間では、この種のモデム方式はしばしば「ＤＭＴ物
理層変調方式」と呼ばれる。

【０００７】ここで、従来のＤＭＴ通信システム１のブ
ロック図である図１５を参照する。

【０００８】システム１は、ＤＭＴ送信装置１０、伝送
チャネル２０、及びＤＭＴ受信装置３０を備える。ＤＭ
Ｔ送信装置１０はさらに、記号生成装置１２、逆高速フ
ーリエ変換（ＩＦＦＴ：ｉｎｖｅｒｓｅｆａｓｔＦ
ｏｕｒｉｅｒｔｒａｎｓｆｏｒｍ）変調装置１４、及
び巡回接頭生成装置１６を備える。ＤＭＴ送信装置１０
は、記号生成装置１２に供給される入力ビット・ストリ
ームｂ（ｎ）を受信する。記号生成装置１２は、ＩＦＦ
Ｔ変調装置１４に供給される信号Ｘ（ｋ）を生成する。
Ｘ（ｋ）は、入力ビット・ストリームｂ（ｎ）のビット
群を複素数データ空間に、複素数信号Ｘ（ｋ）がＮサン
プルの長さとなるようにマッピングすることによって形
成される複素信号（すなわち、当該技術に精通する当業
者によって、実数部と虚数部から成ると理解される信
号）である。記号生成装置１２はさらに、信号Ｘ（ｋ）
を複素共役で増補することによって、２Ｎサンプルの共
役対称信号を得る。

【０００９】ＩＦＦＴ変調装置１４は、共役複素信号Ｘ
（ｋ）に対して２Ｎ点逆高速フーリエ変換を実行して、
サンプリングされた実信号ｘ（ｎ）を得る。Ｘ（ｋ）は
対称信号なので、ＩＦＦＴ変調装置１６の出力は実信号
ｘ（ｎ）である。この実信号ｘ（ｎ）は、それぞれが有
限長を有し、周波数、相、及び振幅が互いに異なる複数
個のコサイン関数の合計であると考えることができる。
また、これらの周波数は基本周波数の倍数である。各コ
サイン関数の持続時間は有限なので、ｘ（ｎ）は、２Ｎ
サンプルにわたる有限持続時間を有する変動振幅離散信
号である。各コサイン関数は、「ビン」または「トー
ン」と呼ばれる。

【００１０】送信チャネル２０を、配線ループ２４の両
端にＤ／Ａ変換装置２２、送信フィルター（図示せ
ず）、受信フィルター（図示せず）、及びＡ／Ｄ変換装
置２６を備えるものとしてモデル化する。当該技術に精
通する当業者には、実用システムでは、ＤＭＴ送信装置
１０内にＤ／Ａ変換装置２２（及び送信フィルター）が
使用され、ＤＭＴ受信装置３０内にＡ／Ｄ変換装置２６
（及び受信フィルター）が使用されることが理解される
であろう。

【００１１】またさらに、当該技術に精通する当業者に
は、ｘ（ｎ）の周波数スペクトルは複数個の直交（ＳＩ
ＮＸ）／（Ｘ）関数であり、各関数の中心は、ｘ
（ｎ）のコサイン関数の各々に関連する周波数にあると
考えられることが理解されるであろう。

【００１２】ｘ（ｎ）は、チャネル２０を通ってＤＭＴ
受信装置３０に送信される。伝送チャネル２０は非理想
インパルス応答ｈ（ｎ）を有するので、受信信号ｙ
（ｎ）はｘ（ｎ）と厳密に一致することはなく、代わり
に、ｘ（ｎ）及びｈ（ｎ）の畳み込みの関数となる。典
型的には、ｈ（ｎ）は図１６に示す曲線と実質的に類似
したものとなる。ｈ（ｎ）の非理想特性は、一定量の干
渉（具体的には、記号間及びチャネル間の干渉）をもた
らす。この干渉は、ＤＭＴ送信装置１０とＤＭＴ受信装
置３０の両方において補償する必要がある。

【００１３】伝送チャネル２０の非理想インパルス応答
を補償する方法として一般的なのは、各有限持続時間信
号ｘ（ｎ）の冒頭にいわゆる保護帯域を導入して、ｘ’
（ｎ）を生成するものである。巡回接頭生成装置１６が
この機能を実行する。保護帯域は、典型的には、各ＤＭ
Ｔ記号についてｘ（ｎ）の最後のＧサンプルで形成され
る。伝送チャネル２０のインパルス応答ｈ（ｎ）の長さ
がＧ＋１以下の場合は、インパルス応答ｈ（ｎ）に
よって引き起こされる干渉を消滅させるには、保護帯域
の長さはＧで十分である。当該技術では、保護帯域は通
常「巡回接頭部（ＣＰ：ｃｙｃｌｉｃｐｒｅｆｉ
ｘ）」と呼ばれる。

【００１４】残念ながら、典型的な伝送チャネル２０の
インパルス応答ｈ（ｎ）はあまりにも長いので、巡回接
頭部も相応な長さを要し、その結果、伝送チャネル２０
におけるデジタル・ビットの伝送速度が大幅に低下して
しまう。そのため、伝送チャネル２０のインパルス応答
ｈ（ｎ）を効果的に短縮する信号処理方式をＤＭＴ受信
装置３０に採用することによって、ＤＭＴ送信装置１０
で必要とされる巡回接頭部の長さが相応に短縮されてい
る。

【００１５】ＤＭＴ受信装置３０は、時間領域等化器
（ＴＥＱ：ｔｉｍｅ−ｄｏｍａｉｎｅｑｕａｌｉｚｅ
ｒ）３２、巡回接頭部を除去するためのＣＰ除去装置３
４、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：ｆａｓｔｆｏｕｒｉ
ｅｒｔｒａｎｓｆｏｒｍ）復調装置３６、及びビット
生成装置３８を備える。時間領域等化器３２は、伝送チ
ャネル２０の非理想インパルス応答ｈ（ｎ）を補償する
ための有限インパルス応答（ＦＩＲ：ｆｉｎｉｔｅｉ
ｍｐｕｌｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルターである。
中でも、時間領域等化器３２には、伝送チャネル２０の
非理想インパルス応答を補償するために計算される有限
数の係数（Ｔ）が採用されている。時間領域等化器３２
は、伝送チャネル２０のインパルス応答ｈ（ｎ）に対し
て、チャネル２０と時間領域等化器３２との複合インパ
ルス応答ｈ_ｅｆｆ（ｎ）が少ないサンプル帯域内で最大
のエネルギーを有するように作用する。これは、チャネ
ル２０の有効インパルス応答を「短縮する」ものと考え
ることができるであろう。時間領域等化器の出力は、
ｚ’（ｎ）である。

【００１６】ＣＰ除去装置３４は、ｚ’（ｎ）から巡回
接頭部を除去してｚ（ｎ）を得ることを目的として採用
されている。信号ｚ（ｎ）は、複素対称信号Ｘ（ｋ）を
生成するために、ＦＴＴ復調装置３６（１ビン１タップ
周波数領域等化装置／ＡＧＣ機能を備えると理解されて
いる）に入力される。信号Ｘ（ｋ）の複素共役部分の除
去が完了すると、ビット生成装置３８はその複素信号Ｘ
（ｋ）を出力ビット・ストリームｂ（ｎ）にマッピング
する。出力ビット・ストリームは、理論的には、入力ビ
ット・ストリームｂ（ｎ）と一致している。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】図１５に示した従来の
ＤＭＴ受信装置３０は、時間領域等化器３２の出力に白
色雑音が存在するときに最適な動作を示すが、着色雑音
が存在しているときには干渉の増大に対して脆弱とな
る。これは、着色雑音がスペクトル・ヌルまたはスペク
トル・ピークを示すときに特に顕著となる。

【００１８】着色雑音が時間領域等化器３２の出力に存
在するのは、（ｉ）信号ｘ’（ｎ）が伝送チャネル２０
上を送信されたときに、それに付加的着色雑音が注入さ
れたため、または（ｉｉ）時間領域等化器３２自体が信
号ｚ’（ｎ）にスペクトル整形（特に、スペクトル・ヌ
ル／ピーク）を導入するため、またはこの両方の理由に
よる。つまり、伝送チャネル２０が受信信号ｙ（ｎ）に
付加的着色雑音を導入しない場合でも、時間領域等化器
３２自体が信号ｚ’（ｎ）の付加的雑音にスペクトル着
色を導入するかもしれないのである。これはさらに、時
間領域等化器３２が「短い」有効インパルス応答ｈ
_ｅｆｆ（ｎ）を生成する場合でも、ｚ’（ｎ）に着色雑
音（特に、スペクトル・ヌル／ピーク）を導入すること
によってシステム性能を低下させる可能性があることを
意味する。時間領域等化器３２の出力に存在する着色雑
音による影響は、特に、伝送チャネル２０上でのデータ
・ビットｂ（ｎ）の伝送速度とエラー率に現れやすい。

【００１９】したがって、当該技術においては、（ｉ）
ノイズ（特に、狭帯域干渉及びビン間干渉）の存在時に
も性能を向上し、（ｉｉ）伝送チャネルによって導入さ
れる付加的着色雑音及び／または狭帯域干渉（ＮＢＩ：
ｎａｒｒｏｗｂａｎｄｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、
またはチャネル短縮の不足、記号タイミングのオフセッ
ト、及びジッタリングなどのビン間直交性の減少につな
がるその他の状態を補償し、（ｉｉｉ）時間領域等化器
による付加的雑音のスペクトル着色を低減し、（ｉｖ）
ＤＦＴ周波数応答によって引き起こされるサイドローブ
を抑制し、（ｖ）送信装置を変更することなく、クロス
トーク及び狭帯域干渉（ＮＢＩ）に対する性能を向上
し、及び／または（ｖｉ）ＦＤＭ二重化方式におけるロ
ーカル・エコー信号クロストークの形態を持つ特定タイ
プの着色雑音を抑制することのできる改良型ＤＭＴ通信
システムの開発が必要とされている。

【００２０】従って、本発明の目的は、ノイズ（特に、狭
帯域干渉及びビン間干渉）の存在時にも性能を向上し、
（ｉｉ）伝送チャネルによって導入される付加的着色雑
音及び／または狭帯域干渉（ＮＢＩ：ｎａｒｒｏｗｂａ
ｎｄｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、またはチャネル短
縮の不足、記号タイミングのオフセット、及びジッタリ
ングなどのビン間直交性の減少につながるその他の状態
を補償し、（ｉｉｉ）時間領域等化器による付加的雑音
のスペクトル着色を低減し、（ｉｖ）ＤＦＴ周波数応答
によって引き起こされるサイドローブを抑制し、（ｖ）
送信装置を変更することなく、クロストーク及び狭帯域
干渉（ＮＢＩ）に対する性能を向上し、及び／または
（ｖｉ）ＦＤＭ二重化方式におけるローカル・エコー信
号クロストークの形態を持つ特定タイプの着色雑音を抑
制することのできる離散複数トーン被変調信号のための
受信装置を提供することにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明の第１の態様によると、受信された離散複数トーン変
調入力信号からの復調出力を提供し、通信チャネルから
受信された入力信号上には雑音が存在し、当該入力信号
上ではデジタル・ビット・ストリームが変調され、当該
受信装置は下記要件を備える。すなわち、入力信号を受
信するために結合された第１及び第２データパス。これ
ら２データパスのうち第１のものは、離散フーリエ変換
を入力信号に適用するための周波数応答を有する第１ス
テージを備え、さらに、第１ステージの出力に結合され
た入力を有する周波数領域等化器を備える。これら２デ
ータパスのうち第２のものは、第１ステージの周波数応
答のサイドローブを抑制するためのウィンドウ・ステー
ジを備える。及び、事前定義された試験に基づいて第１
データパスまたは第２データパスからの出力を選択し、
復調デジタル・ビット・ストリームを表す選択出力を供
給するための論理ステージ。

【００２２】第２の態様によると、本発明は、前記第２
データパス内に、前記ウィンドウ・ステージからの出力
を入力として有する、前記ウィンドウ・ステージにより
生成されたビン間干渉を取り消すための決定フィードバ
ック等化器を備える。

【００２３】第３の態様によると、決定フィードバック
等化器は、ビン間干渉を取り消すために前記論理ステー
ジの出力からフィードバック信号を受信する。

【００２４】さらなる態様によると、本発明は、入力と
して前記論理ステージの出力を有し、出力として復調デ
ジタル・ビット・ストリームを供給するスライサー・ス
テージを備える。前記復調デジタル・ビット・ストリー
ムは、前記フィードバック信号として供給される。

【００２５】またさらなる態様によると、前記第２パス
内のウィンドウ・ステージは、時間領域ウィンドウ・ス
テージを備える。

【００２６】またさらなる態様によると、当該時間領域
ウィンドウ・ステージは、時間領域等化器から直接供給
される入力を有する。

【００２７】またさらなる態様によると、本発明は、前
記第２パス内で離散フーリエ変換を実行するための第２
ステージを備え、第２ステージは前記時間領域ウィンド
ウ・ステージから出力を受信する入力を有する。

【００２８】さらに他の態様によると、本発明は前記第
２データパス内に、前記第２ステージからの入力を有
し、前記論理ステージに供給される出力を有する決定フ
ィードバック等化器を備える。

【００２９】またさらなる態様によると、当該決定フィ
ードバック等化器は前記第１ステージからさらに入力を
受信する。

【００３０】またさらなる態様によると、第２データパ
ス内のウィンドウ・ステージは周波数領域ウィンドウ・
ステージを備える。

【００３１】さらに他の態様によると、本発明は、前記
第２データパス内に、前記周波数領域ウィンドウ・ステ
ージから出力を受信する入力を有する決定フィードバッ
ク等化器を備え、前記決定フィードバック等化器は周波
数領域ウィンドウ・ステージによって生成されたビン間
干渉を取り消すために設けられ、前記決定フィードバッ
ク等化器の出力は前記論理ステージに供給される。

【００３２】さらに他の態様によると、周波数領域ウィ
ンドウ・ステージから入力／出力として受信する決定フ
ィードバック等化器は、さらに前記第１ステージからの
入力を有する。

【００３３】またさらなる態様によると、前記周波数領
域ウィンドウ・ステージによって生成されたビン間干渉
を取り消すために、フィードバック信号が前記論理ステ
ージの出力から前記決定フィードバック等化器に供給さ
れる。

【００３４】さらに他の態様によると、論理ステージは
出力をスライサー・ステージに供給し、スライサー・ス
テージは出力として前記復調デジタル・ビット・ストリ
ームを供給し、前記フィードバック信号は前記復調出力
を備える。

【００３５】またさらなる態様によると、周波数領域ウ
ィンドウ・ステージは、前記第１ステージの出力に結合
された入力を有する。

【００３６】またさらなる態様によると、論理ステージ
は、１記号当たりに供給するビット数が多い方のデータ
パス、またはＳＮＲマージンが高い方のデータパスなど
のその他の基準に基づいて、第１データパスまたは第２
データパスからデータを選択する。

【００３７】またさらなる態様によると、同点の場合、
論理ステージは第１データパスを選択する。

【００３８】またさらなる態様によると、ウィンドウ・
ステージは、Ｈａｎｎｉｎｇウィンドウ関数、長方形ウ
ィンドウ関数、ＤＰＳウィンドウ関数、及びＢａｒｌｅ
ｔｔウィンドウ関数の１つを備える。

【００３９】またさらなる態様によると、時間領域ウィ
ンドウ・ステージは、時間領域等化器からの出力を、時
間領域ウィンドウ・ステージの時間領域ウィンドウ関数
を定義するウィンドウ係数でサンプル別に乗算すること
によって時間領域パルス整形を実行する。

【００４０】またさらなる態様によると、周波数領域ウ
ィンドウ・ステージはビン別に、ビン出力と、周波数領
域ウィンドウ・ステージの周波数領域ウィンドウ関数を
定義する周波数領域ウィンドウ係数との線形結合を行う
ことによって周波数領域パルス整形を実行する。

【００４１】またさらなる態様によると、周波数領域等
化器は１ビン１タップ等化器を備える。

【００４２】またさらなる態様によると、受信装置はさ
らに、入力信号として通信チャネルから受信された入力
信号を有する時間領域等化器を備え、当該時間領域等化
器は第１及び第２データパスに供給される出力を備え
る。

【００４３】さらに他の態様によると、周波数領域ウィ
ンドウ・ステージは、周波数領域等化器の出力からの入
力を有する。

【００４４】また、本発明の受信された離散複数トーン
変調入力信号からの復調出力を供給する方法では、通信
チャネルから受信された入力信号上には雑音が存在し、
当該入力信号上ではデジタル・ビット・ストリームが変
調され、当該方法は下記要件を備える。すなわち、入力
信号を第１及び第２データパスに供給する。離散フーリ
エ変換を第１データパス内の入力信号に適用することに
よって第１変換信号を生成し、さらに当該第１変換信号
を等化することによって周波数領域等化信号を供給する
周波数領域を備える。第２データパス内の入力信号にウ
ィンドウ関数を適用してパルス整形信号を供給すること
によって、第１変換信号のサイドローブを抑制する。事
前定義された試験に基づいて第１データパスまたは第２
データパスからの出力を選択し、復調デジタル・ビット
・ストリームを表す選択出力を供給する。

【００４５】さらに他の態様によると、当該方式は、前
記ウィンドウ関数によって生成されたビン間干渉を取り
消すために、前記第２データパス内で前記パルス整形信
号に対して決定フィードバック等化を実行する。

【００４６】またさらなる態様によると、当該方式は、
前記決定フィードバック等化のステップを実行中にフィ
ードバック信号を使用してビン間干渉を取り消す。

【００４７】またさらなる態様によると、当該方式は、
選択出力を入力として有するスライサー・ステージを提
供し、復調デジタル・ビット・ストリームを出力として
供給し、前記復調デジタル・ビット・ストリームは前記
フィードバック信号として供給される。

【００４８】またさらなる態様によると、前記第２パス
内でウィンドウ関数を適用するステップは、時間領域ウ
ィンドウ関数を適用する。

【００４９】またさらなる態様によると、本発明は、前
記時間領域ウィンドウ関数を入力信号に直接適用する。

【００５０】またさらなる態様によると、当該方式は、
前記第２データパス内で離散フーリエ変換を実行して第
２変換信号を供給し、前記第２データパス内の当該離散
フーリエ変換は前記パルス整形信号に対して作用する。

【００５１】またさらなる態様によると、当該方式は、
前記第２データパス内で前記第２変換信号に対して決定
フィードバック等化を実行し、前記第２データパスの出
力として決定フィードバック等化信号を供給する。

【００５２】またさらなる態様によると、当該方式は、
決定フィードバック等化のステップを実行中に、前記第
１変換信号から成るさらなる入力を受信する。

【００５３】またさらなる態様によると、第２データパ
ス内でウィンドウ関数を適用するステップは、周波数領
域ウィンドウ関数を適用して周波数領域整形信号を供給
する。

【００５４】またさらなる態様によると、前記データパ
ス内で決定フィードバック等化を行うステップは、前記
周波数領域整形信号に対して作用することによって、周
波数領域ウィンドウ関数によって生成されたビン間干渉
を取り消し、前記第２データパスの出力として決定フィ
ードバック等化信号を供給する。

【００５５】またさらなる態様によると、当該方式は、
第２データパス内で決定フィードバック等化を行うステ
ップを実行中に、第１データパスから受信した周波数領
域等化信号を使用する。

【００５６】またさらなる態様によると、当該方式は、
決定フィードバック等化のステップを実行中に前記周波
数領域ウィンドウ関数によって生成されたビン間干渉を
取り消すために使用される、選択出力から成るフィード
バック信号を供給する。

【００５７】またさらなる態様によると、当該方式は、
選択出力をスライスして前記復調デジタル・ビット・ス
トリームを出力として供給し、前記フィードバック信号
は前記復調出力から成る。

【００５８】またさらなる態様によると、周波数領域ウ
ィンドウ関数は前記第１変換信号に対して作用する。

【００５９】またさらなる態様によると、第１データパ
スまたは第２データパスから出力を選択するステップ
は、１記号当たりに供給するビット数が多いデータパス
の決定に基づいて出力を選択する。

【００６０】またさらなる態様によると、同点の場合、
出力を選択するステップは第１データパスを選択する。

【００６１】またさらなる態様によると、ウィンドウ関
数は、Ｈａｎｎｉｎｇウィンドウ関数、長方形ウィンド
ウ関数、ＤＰＳウィンドウ関数、及びＢａｒｌｅｔｔウ
ィンドウ関数の１つを備える。

【００６２】またさらなる態様によると、時間領域ウィ
ンドウ関数を適用するステップは、時間領域等化信号
を、時間領域ウィンドウ関数を定義するウィンドウ係数
でサンプル別に乗算することによって時間領域パルス整
形を実行する。

【００６３】またさらなる態様によると、周波数領域ウ
ィンドウ関数を適用するステップは、ビン別に、ビン出
力と、周波数領域ウィンドウ関数を定義する周波数領域
ウィンドウ係数との線形結合を実行することによって周
波数領域パルス整形を実行する。

【００６４】またさらに他の態様によると、第１変換信
号の周波数領域等化を実行するステップは、１ビン１タ
ップ等化器を使用して第１変換信号の周波数領域等化を
行う。

【００６５】またさらなる態様によると、本発明は、通
信チャネルから受信した入力信号を時間領域等化し、時
間領域等化信号を第１及び第２データパスに供給するス
テップを備える。

【００６６】またさらなる態様によると、本発明は、周
波数領域ウィンドウ関数を周波数領域等化信号に適用す
るステップを備える。

【００６７】本発明のさらに他の特徴及び利点は、添付
図面を参照して以下に述べる本発明の詳細な説明から明
らかになるであろう。

【００６８】

【発明の実施の形態】本発明は、送信装置によるパルス
整形を必要としないＤＭＴ−ＡＤＳＬモデム用受信装置
を提供する。本発明の受信装置は、直交性インターバル
上の各記号（巡回接頭部を除く）ごとに独立してウィン
ドウイングを実行する。ウィンドウイングには、２種類
の同等な方式のうちどちらでも使用することができる。
この方式とは、１つは時間領域ウィンドウイング（ＴＤ
Ｗ：ｔｉｍｅ−ｄｏｍａｉｎｗｉｎｄｏｗｉｎｇ）、も
う１つは周波数領域ウィンドウイング（ＦＤＷ：ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ−ｄｏｍａｉｎｗｉｎｄｏｗｉｎｇ）で
ある。ＦＦＴ（高速フーリエ変換）型検出装置の後に１
ビン１タップ周波数領域等化器（ＦＥＱ：ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ−ｄｏｍａｉｎｅｑｕａｌｉｚｅｒ）が続く従
来の復調装置は、ウィンドウイングを利用して１つのデ
ータパスを追加することによって増補される。また、ウ
ィンドウ化データパスの出力側で決定フィードバック等
化器（ＤＦＥ：ｄｅｃｉｓｉｏｎｆｅｅｄｂａｃｋ
ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）型検出装置を使用することによっ
て、ウィンドウイングにより生成されたビン間干渉（Ｉ
ＢＩ：ｉｎｔｅｒ−ｂｉｎ−ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃ
ｅ）が取り消される。さらに、パイロットビンを使用し
て、ＤＦＥにおけるエラー伝搬の脅威が低減される。本
発明の受信装置のアーキテクチャーは、ＡＤＳＬ標準仕
様（ＡＮＳＩＴ１．４１３第２号、ＩＴＵ−ＴＧ．
９９２．１、及びＩＴＵ−ＴＧ．９９２．２など）に
変更を加えることを必要としないので、比較的簡単に実
装できる。

【００６９】ウィンドウイングは、狭帯域干渉（ＮＢ
Ｉ）、及びチャネル短縮の不足、記号タイミングのオフ
セット、ジッタリングなどのビン間直交性の減少につな
がるその他の状態に対して非常に効果的である。また、
強度のスペクトル着色をともなうクロストークの存在時
にも、ある程度の性能向上を実現できる。

【００７０】本発明にはいくつかの利点がある。その１
つは、本発明は送信装置の協力を必要としないので、標
準化の問題の影響を受けない（少なくとも、ＡＤＳＬ標
準の場合）。

【００７１】また、本発明の方式全体は比較的実装が簡
単であり、他のウィンドウイング方式や等化方式に比較
してある種の干渉状態において多大な性能向上を提供で
きる。

【００７２】さらに、方式全体を、ＡＤＳＬシステム、
ＶＤＳＬ（ＶｅｒｙＨｉｇｈＢｉｔ−ＲａｔｅＤ
ｉｇｉｔａｌＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒＬｉｎｅ：超高
ビット・レート・デジタル加入者線路）システム、及び
無線ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎ
ｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：
直交周波数分割多重化）システムなど、多数のＤＭＴベ
ース・モデムに小さな変更を行うだけで適用することが
可能である。

【００７３】本発明によるウィンドウイングは、時間領
域（ＴＤＷ）と周波数領域（ＦＤＷ）のいずれにおいて
も実行できる。各方式にはそれぞれ、主に実装の面で利
点と欠点がある。これについて、下記で詳述する。

【００７４】ＴＤＷは、第２データパス内でＦＦＴが実
行される前に、ウィンドウ係数で受信信号サンプルをサ
ンプル別に乗算することによって行われる。

【００７５】ＦＤＷは、ＦＦＴの後にビン別に、ビン出
力と周波数領域ウィンドウ係数との線形結合を取ること
によって行われる。第１データパス内に従来の復調装置
が備えられる。この従来の復調装置は、ＦＦＴ後に各ビ
ンについて、１ビン１タップＦＥＱを使用することがで
きる。第２データパスはウィンドウ化データパスであ
り、ＤＦＥを使用してウィンドウイングによって生じた
ＩＢＩを取り消す。このＤＦＥは、同じＤＭＴ記号内
で、サブ記号（ビン）に対してなされた以前の決定を使
用する。また、ＦＤＷの実装は、ＦＦＴ出力の代わり
に、第１データパス内のＦＥＱの出力を使用して行うこ
ともできる。この場合、全体的な構造は不変だが、ＤＦ
Ｅ係数も変更する必要がある。各記号時の等化手順は、
パイロット・ビン（決定的サブ記号）を利用して開始す
ることができる。受信装置は、２つのデータパスからの
ＤＦＥとＦＥＱに続いて、スライサーへの入力用として
いずれかのデータパスの出力を選択するビン選択論理ス
テージを備える。この決定は、各ビン内で達成されたＳ
ＮＲ（ＳｉｇｎａｌｔｏＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ：
信号対雑音比）が各データパスから測定され、さらに、
対応するビット・ロード・プロファイルが計算された後
に行うことができる。ＤＦＥエラー伝搬ＳＮＲペナルテ
ィーは、ビット・ロード・プロファイルの計算前に、ウ
ィンドウ化データパス内で達成されたＳＮＲに適用され
る。あるビン用としていずれかのデータパスを選択する
場合、１つの基準は１ビン当たりビット数が大きいパス
を選択することである（同点の場合は、非ウィンドウ化
データパスを選択できる）。

【００７６】最初に、ＤＭＴ信号モデルについて述べ
る。各記号時に１記号当たり２Ｎサンプルを使用してＮ
個の直交正弦波（トーン／ビン）を送信する離散時間Ｄ
ＭＴシステム・モデルについて考察する。ｉ番目のビン
に関する正規化送信信号のｎ番目の時間領域サンプル
は、以下の方程式によって与えられる。

【数１】ここで、Ｉ_ｉ及びＱ_ｉは、配座から選択したｉ番目の複
素周波数領域サブ記号ａ_ｉ＝Ｉ_ｉ＋ｊＱ_ｉの実
数部と虚数部、ｊ＝ √−１、ｗ_ｉ＝２πｉ／２
Ｎはｉ番目のビンのラジアン／サンプルにおける角周波
数である。活動中の最小及び最大ビン番号をそれぞれｂ
_ｍｉｎ及びｂ_ｍａｘで表すと、複合送信信号のｎ番目の
サンプルは以下の方程式により与えられる。

【数２】ここで、サンプル速度をｆ_ｓサンプル／秒とする。各
記号には、以下の設定により、接頭部として持続時間Ｔ
_ＣＰ＝Ｇ／ｆ_ｓ秒の巡回接頭部（ＣＰ：ｃｙｃｌｉ
ｃｐｒｅｆｉｘ）が付けられる。

【数３】例えば、通常ＡＤＳＬ及びＡＤＳＬ−Ｌｉｔｅに関する
Ｔ１．４１３ＡＮＳＩ規格によると、上流（ＡＴＵ−
ＲからＡＴＵ−Ｃまで）パラメーターは（ＡＤＳＬＴ
１．４１３第２号勧告、ＴＩＥ１．４委員会、１９９８
年１１月参照）、Ｎ＝３２、Ｇ＝４、ｆ_ｓ＝
２７６ＫＨｚである（オーバーサンプリングな
し）。ｂ_ｍｉｎよびｂ_ｍａｘの典型的な値は、それぞれ
６及び３１である（実装により異なる）。ＣＰは特殊な
巡回構造を有するが、保護時間としての役割を果たすに
すぎない。ＣＰ持続時間がチャネル・インパルス応答
（ＣＩＲ：ｃｈａｎｎｅｌｉｍｐｕｌｓｅｒｅｓｐ
ｏｎｓｅ）を超えると（すなわち、Ｇ・Ｕのと
き）、記号間干渉は除去され、ビン間の直交性は現状に
維持される。上記信号が遭遇する有効離散時間ＣＩＲに
は、アナログ通信チャネル、送信装置Ｄ／Ａ、受信装置
Ａ／Ｄ、補間、及びＡＴＵ−Ｃ及びＡＴＵ−Ｒにおける
フロントエンド・フィルタリングが含まれる。したがっ
て、離散時間合成ＣＩＲをｈ（ｎ）で表し、これが最大
持続時間Ｔ_ＣＩＲ＝Ｕ／ｆｓ秒にわたると想定す
る。チャネル転送機能は、線形で、時間の経過によって
変化せず、因果的であると想定する。チャネル及び付加
雑音を考慮に入れると、離散時間受信信号は以下の方程
式によって与えられる。

【数４】ここで、ｚ（ｎ）は合成離散時間ＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔ
ｉｖｅＷｈｉｔｅＧａｕｓｓｉｎＮｏｉｓｅ：付加
的白色ガウス雑音）とクロストークのサンプルを表し、
＊は線形畳み込み演算を表す。従来の受信装置は、ＣＰ
除去装置３４を使用してＣＰを廃棄した後（図１５参
照）、各記号時にＦＦＴアルゴリズムを介して離散フー
リエ変換（ＤＦＴ）を実行する（図１５のＦＦＴ３６
参照）。この後、図１５のＦＦＴ３６に含まれる１ビ
ン１タップ周波数領域等化器（ＦＥＱ）が続く。

【００７７】本発明の方式と従来型構成（ＦＦＴの後に
ＦＥＱ）との最大の違いは、ウィンドウ誘発ビン間干渉
（ＩＢＩ：ｉｎｔｅｒ−ｂｉｎ−ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎ
ｃｅ）を取り消すために、並行ウィンドウイング・ステ
ージを使用し、その後決定フィードバック等化器（ＤＦ
Ｅ）を使用する態様に見られる。ウィンドウイングは、
ウィンドウ・タイプ、計算上の制約、及び実装上の便宜
に応じて、時間領域または周波数領域のいずれにおいて
も同等に実装できる。図１及び図２を参照。

【００７８】図１はＴＤＷ実装を示し、図２はＦＤＷ実
装を示す。

【００７９】図１は、時間領域ウィンドウイングを使用
するＤＭＴ受信装置を示す。本発明は図１５のＣＰ除去
装置３４の後に採用されるので、入力はＣＰ除去装置３
４の出力から供給される。これは、ＴＥＱ３２による
時間領域等化の実行後が望ましい。標準ＴＥＱ３２及
びＣＰ除去装置３４の後、ＣＰ除去装置の出力が２つの
データパス１００及び２００に供給される。第１データ
パス１００（ＤＰ１）は、ＦＦＴ１２０及びＦＥＱ１４
０を採用する従来のデータパスである。ＦＥＱの出力
は、ビン選択論理３００に供給される。もう１つのデー
タパス２００（ＤＰ２）では、時間領域ウィンドウイン
グが時間領域ウィンドウ２２０によって実行される。時
間領域ウィンドウ２２０の出力はＦＦＴ２４０に供給
され、ＦＦＴ２４０の出力はＤＦＥ２６０に供給さ
れる。ＤＦＥ２６０には、ライン１２２を介してＦＦ
Ｔ１２０の出力も供給される。ＤＦＥ２６０の出力
は、ビン選択論理３００に供給される。これについて、
下記で詳細に説明する。ビン選択論理３００の出力はス
ライサー回路４００に供給され、スライサー回路４００
は復調出力を供給する。復調出力は、フィードバック・
パス４１０を通ってＤＦＥ２６０にも供給される。

【００８０】図２に、周波数領域ウィンドウイングを採
用するＤＭＴ復調装置を示す。ＣＰ除去装置３４の出力
は、ＦＦＴ１２０’とＦＥＱ１４０’を備える第１
データパス１００’（ＤＰ１）に供給される。ＦＦＴ
１２０’の出力は第２データパス２００’（ＤＰ２）に
供給され、ここで周波数領域ウィンドウイングが実行さ
れる。周波数領域ウィンドウ２２０’の出力は、ＤＦＥ
２６０’に供給される。ＤＦＥ２６０’の出力は、
ビン選択論理３００’に供給される。ビン選択論理に
は、第１データパス１０’からのＦＥＱ１４０’の出
力も供給される。ビン選択論理３００’の出力はスライ
サー回路４００’に供給され、スライサー回路４００’
は復調装置の出力を供給する。フィードバック・パス４
１０’は、スライサー回路４００’の出力からＤＦＥ
２６０’までの間に設けられる。ＦＥＱ１４０’は、
パス１４２’を介してＤＦＥ２６０’に係数を供給す
る。

【００８１】受信装置でウィンドウイングを行う目的
は、送信装置を変更することなく、離散フーリエ変換
（ＤＦＴ）周波数応答のサイドローブを抑制し、それに
よりクロストークと狭帯域干渉（ＮＢＩ）に対する性能
を向上させることにある。

【００８２】時間領域ウィンドウイング（ＴＤＷ）は、
各記号時に、ウィンドウ係数で２Ｎ個の受信信号サンプ
ルをサンプル別に乗算することによって実行される。こ
の目的のためには、さまざまなウィンドウを使用でき
る。例えば、正規化Ｈａｎｎｉｎｇウィンドウは以下の
方程式によって与えられる。

【数５】図３は、数個のウィンドウの周波数応答を示したもので
ある。ＤＰＳ（ＤｉｓｃｒｅｔｅＰｒｏｌａｔｅＳ
ｐｈｅｒｏｉｄａｌ：離散長球）ウィンドウは、メイン
ローブがもっとも狭く、サイドローブはメインローブの
ピークから−５０ｄＢ以上高くならないように設計さ
れている。ここで、図１の受信装置アーキテクチャーを
参照する。「データパス１（ＤＰ１）」と表記された上
側ボックス１００は、上記の従来型復調装置である。
「データパス２（ＤＰ２）」と表記された下側ボックス
２００は、時間領域ウィンドウイングを含む新規部分で
ある。入りサンプルはＤＰ１とＤＰ２の両方を同時に通
過する。ｉ番目の復調サブ記号（ＦＦＴ後）は、ＤＰ１
内ではａ^_ｉ、ＤＰ２内ではｂ^_ｉとしてとして表されて
いる。すると、以下の方程式が得られる。

【数６】ここで

【数７】である。

【００８３】上記の方程式では、μ_ｉは活動中の全ビン
のうちｉ番目のビンが遭遇するウィンドウ誘発ＩＢＩを
表す。ウィンドウ係数Ｃ_ｋは、Ｃ_ｏ＝１となるよう
に正規化することができる（全体を通して使用されると
想定）。例えば、Ｈａｎｎｉｎｇウィンドウの場合は、
Ｃ_ｏ＝１、Ｃ_−１＝Ｃ_＋１＝ −０．５であ
る。

【００８４】ここで、長方形ウィンドウイング（全ｎに
ついて、ｗ（ｎ）＝１）の特殊なケースの場合、μ
_ｉは消滅することに留意する必要がある。時間領域内の
ＤＭＴ記号サンプルでウィンドウ・サンプルを乗算し、
その後ＦＦＴを実行することは、周波数領域畳み込みと
同等である。換言すれば、ウィンドウイングは周波数領
域内では以下の形で効率的に実行することができる。

【数８】ＦＦＴ後雑音シーケンス｛ｕ_ｉ｝及び｛ｖ_ｉ｝では、以
下の特性が明らかである。

【００８５】１．｛ｚ（ｎ）｝がゼロ平均値及びガウス
である場合、ｕ_ｉとｖ_ｉもまたゼロ平均値及びガウスで
ある。ｕ_ｉとｖ_ｉが雑音サンプルｚ（ｎ）の線形結合と
して得られた場合、これが（２．３）の後に続く。

【００８６】２．｛ｚ（ｎ）｝は広義での定常ランダム
・プロセスの実現であると想定する。ｒ_ｚ（ｎ）は離散
時間のｎ番目の自己相関関数を表し、Ｐ_ｚ（ｗ）は｛ｚ
（ｎ）｝の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）を表す場合、
ｕ_ｉの分散量は以下の形で与えられる。

【数９】３．｛ｚ（ｎ）｝が白色（ｒ_ｚ（ｎ）＝ σ^２δ
（ｎ），Ｐ_ｚ（ｗ）＝σ^２／２π）の場合、ビン間
からのｕ_ｉ及びｖ_ｉの自己相関関数は以下によって与え
られる。

【数１０】したがって、ｕ_ｉはビン間からの白色シーケンスであ
り、一方、ｖ_ｉはウィンドウイング関数に従ってスペク
トル着色される。（任意のビンに関する）それぞれの分
散量σ_ｕ ^２とσ_ｙ ^２は、以下によって与えられる。

【数１１】４．付加的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）のみが存在し
ている場合、方程式（２．５）から、ＦＦＴ出力におい
て最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：ｍｉｎｉｍｕｍｍｅ
ａｎｓｑｕａｒｅｅｒｒｏｒ）を達成するウィンド
ウは長方形ウィンドウであることが分かる。他のウィン
ドウ（１≠０の場合、いくつかの非ゼロ係数ｃ_ｉを有す
る）では、ＭＳＥはこれより高くなる。換言すれば、送
信装置が長方形ウィンドウイングを使用する場合、ＡＷ
ＧＮのみが存在しているときの（例えば着色ノイズが無
い場合）、ＭＭＳＥの観点から見た受信装置における最
適受信ウィンドウもやはり長方形ウィンドウである。し
たがって、スペクトル着色クロストーク雑音または狭帯
域干渉（ＮＢＩ）が存在しない場合、または存在してい
ても微弱な場合、受信装置ウィンドウイングのメリット
はない。それどころか、受信装置ウィンドウイングによ
って、方程式（２．５）で与えられるようなＳＮＲの低
下が生じることになる。この方程式は、エラー伝搬（性
能をさらに低下させる）がないと想定した場合である。
一方、ＮＢＩか激しくスペクトル着色された雑音、また
はその両方が存在している場合、ウィンドウ及びスペク
トル位置、干渉のタイプと強さによっては、σ
^２ _ｖ（ｉ）がσ^２ _ｕ（ｉ）より数ｄＢ低くなることがあ
る。

【００８７】方程式（２．３）及び（２．４）から、ウ
ィンドウイングは、係数ｃ_ｉを有する周波数に沿った部
分応答信号送出（ＰＲＳ：ｐａｒｔｉａｌｒｅｓｐｏ
ｎｓｅｓｉｇｎａｌｉｎｇ）の１形態とみなすことが
できることを示唆している。Ｈａｎｎｉｎｇウィンドウ
はクラスＶＰＲＳ応答とみなして有効である。従来の
ＰＲＳと本発明の受信装置ウィンドウイングとの重大な
相違点は、ＰＲＳ機能は送信装置で実行されるのに対
し、本発明によるウィンドウイングは、チャネル減衰係
数と付加的雑音の影響が存在する受信装置側で実行され
ることである。

【００８８】これは、方程式（２．４）を使用した周波
数領域ウィンドウイング（ＦＤＷ）に関する図２の構造
を示唆する。この公式化によると、ウィンドウＤＦＴ応
答が数個のみの非ゼロ係数（ｃ_ｉ）を有する場合に、計
算効率が大幅に向上する。ビン中心周波数でヌルを表示
しないウィンドウ（図３に示すＤＰＳウィンドウなど）
の場合、等化器のタップ数は、しきい値（すなわち、こ
の値を下回ると、ＩＢＩが環境雑音最低値を下回るので
それを補償する必要がない）を想定することによって決
定される。次に、決定フィードバック等化器（ＤＦＥ）
の動作について説明する。ＤＦＥの動作は、トレーニン
グと通常動作の２段階に分かれる。

【００８９】トレーニングは、２段階のプロセスであ
る。

【００９０】１．最初に、ＤＰ１のみが、例えば５１
２記号の持続時間にわたって活動化する。この段階は、
Ｔ１．４１３ＡＤＳＬトレーニング・シーケンスに明
記されるＲＥＶＥＲＢ信号に対応する。この間に、各ビ
ンのＦＥＱ係数が従来の手順に従って推定される。ＦＥ
Ｑ係数をｆ_ｉで表すと、

【数１２】となる。α~_ｉは、ＦＥＱトレーニング期間後に得られ
たα_ｉの推定値を表す。ＦＥＱトレーニング後、ＤＰ１
からの出力として供給される等化サブ記号は、以下の方
程式によって与えられる。

【数１３】２．ｌ番目のビンからｉ番目のビンへのＩＢＩの寄与
は、ＩＢＩ係数α_１ｃ _１−ｉによって特徴付けられる。
これらの干渉項は、デコード済みのサブ記号をフィード
バックすることによって取り消すことができる。そのた
め、決定は「右側」からフィードバックされる（すなわ
ち、ビンｋの等化では、ビンｋ＋１、ビンｋ＋
２．．．についてなされた決定が利用される）と想定す
る。同じ手順を、「左側」からの決定を使用して実行す
ることもできる。本明細書の以降の部分では、便宜上、
右側フィードバックのみを示す。フィードバック・タッ
プがＬ個と想定すると、ＤＰ２内のｉ番目のビンに関す
る（Ｌ＋１）×１ＤＦＥ重みベクトルｗｉは、以
下の方程式によって与えられる。

【数１４】ここで、ｃ_ｉは方程式（２．３）から得られるウィンド
ウＩＢＩ係数である。ｗ_ｉのこの解は、トレーニング・
ステップ１後に直接得られるので、トレーニング記号を
追加する必要はない。１＜０の場合、係数ｃ_１は右
側にシフトされるだけなので、基準サブ記号（等化器の
出力におけるサブ記号）はｃ_０で乗算される。例えば、
周波数シフトされたＨａｎｎｉｎｇウィンドウの場合、
係数ｃ_０＝ −０．５、ｃ_１＝１、及びｃ_２＝
−０．５を有する。メイン・タップを１に正規化する
と、これはＤＦＥ用としてｃ_０＝１、ｃ_１＝ −
２、及びｃ_２＝１となる。上記のＤＦＥ係数は、以
下の方程式として与えられる入力ベクトルｘ_ｉ
^{ｒｉｇｈｔ}と共に使用される。

【数１５】ここで、ａ~_ｉは決定フィードバック・サブ記号値を表
す。左側からのフィードバック決定を使用する場合も、
ｘ_ｉ ^ｌｅｆｔは同様の方程式となる。ＤＦＥ係数が初期
化された後、ＤＰ２からの出力として供給される等化サ
ブ記号は以下の方程式によって与えられる。

【数１６】最後の項は、チャネル推定及びフィードバック決定エラ
ーにおける不一致から生じる。一方、ＤＰ１の出力は上
記方程式（２．７）によって与えられる。

【００９１】図４は、Ｌ＝２個のフィードバック・
タップを有する上記ＤＦＥ構造を示したものである。こ
の構造は、古典的なＰＲＳシステム内で使用されたＤＦ
Ｅ構造と類似している。これは、十分に予想できること
である。なぜなら、これら２方式の背後にある狙いは異
なっているが、時間−周波数の双対関係の観点からは、
基本的には数学的な類似性を有しているからである。単
一搬送波ＰＲＳ等化器／検出装置は時間領域内で記号で
分離されたタップを使用して動作するのに対し、ここで
のＤＦＥは周波数領域内でビンで分離されたタップを使
用して動作する。主な相違点は、ここでのＤＦＥではチ
ャネル（α_ｉ）の影響が考慮に入れられるのに対し、Ｐ
ＲＳ等化器ではこれは問題とはされないことである。

【００９２】図５は、４つの異なるＦＤＷウィンドウ応
答、すなわち、長方形（ｃ_０＝１のみ）、Ｈａｎｎｉ
ｎｇ（ｃ_０＝１、ｃ_１＝ −２、ｃ_２＝１）、
非ゼロ係数を有する非対称ＦＤＷ（ｃ_０＝１、ｃ_１
＝ −０．５）、及び係数を有する非対称ＦＤＷ（ｃ_０
＝１、ｃ_１＝ −１）をプロットしたものである。
当然ながら、他にさまざまなウィンドウも使用できる。
上記ウィンドウの中で、Ｈａｎｎｉｎｇウィンドウが最
良のサイドローブ抑制を示していることが分かる。ただ
し、Ｈａｎｎｉｎｇウィンドウは２個のフィードバック
・タップを必要とし、白色雑音におけるＳＮＲ低下が最
高の１０ｌｏｇ_１０６＝７．７８ｄＢとなってい
る。一方、最後の２つのウィンドウはサイドローブは高
いが、フィードバック・タップは１個しか必要ではな
く、白色雑音におけるＳＮＲ低下も、それぞれ１０ｌｏ
ｇ_１０１．２５＝０．９７ｄＢ及び１０ｌｏｇ
_１０２＝３ｄＢとなっている。

【００９３】ＦＤＷは、以下の方程式に示されるよう
に、ＦＥＱステージ後にＤＰ１内で実行するように実装
することもでき、同等の効果を得られる。

【数１７】図６を参照する。図６は、周波数領域ウィンドウイング
機能付きの代替の復調装置アーキテクチャーを示したも
のである。ＴＥＱ３２及びＣＰ除去装置ステージ３４
の後、ＣＰ除去装置３４の出力が高速フーリエ変換器
（ＦＦＴ）１２０’’に供給される。第１データパス１
００’’内のＦＦＴ１２０’’の出力は、周波数領域
等化器（ＦＥＱ）１４０’’に供給される。ＦＥＱ１
４０’’の出力は、等化サブ記号ａ^^を表す。等化サブ
記号ａ^^は、ビン選択論理３００’’に供給される。ビ
ン選択論理３００’’の出力はスライサー回路４０
０’’に供給される。等化サブ記号ａ^^は、周波数領域
ウィンドウ・ステージ２２０’’と決定フィードバック
等化器（ＤＦＥ）２６０’’を備える第２データパス２
００’’にも供給される。ＤＦＥ２６０’’から出力さ
れた等化サブ記号ｂ^^は、ビン選択論理３００’’に供
給される。他の実施例と同様に、ビン選択論理は、１記
号当たりに生成するデータ・ビットが多い方とか、ＳＮ
Ｒが高い方といった設定済み基準に応じて、第１データ
パス１００’’または第２データパス２００’’のいず
れかから出力を選択する。他の実施例と同様に、スライ
サー回路４００’’からの出力は、フィードバック・パ
ス内を通ってＤＦＥ２６０’’に供給され、周波数領
域ウィンドウ・ステージ２２０’’によって生じた干渉
が取り消される。

【００９４】（２．４）の代わりに方程式（２．１１）
を使用すると、図６の実施例の対応するＤＦＥ及び入力
ベクトルは以下のように示される

【数１８】したがって、方程式（２．８）及び（２．９）の代わり
に方程式（２．１２）のｗ_ｉとｘ_ｉ ^{ｒｉｇｈｔ}を使用す
ると、図６の実施例におけるＤＰ２からの等化サブ記号
出力は、以下の方程式によって与えられる。

【数１９】方程式（２．１０）と（２．１３）の付加的雑音項の間
には小さな相違が見られる。ｉ番目のビンに関する各Ｆ
ＦＴ後雑音サンプル（ｕ_ｉ＋ｌ）は、ｆ_ｉで重み付けす
る代わりに、対応するＦＥＱ係数（ｆ_ｉ＋１）で重み付
けされている。これにより対応する雑音分散量に生じる
差は、ＤＦＥスパンにわたるチャネル減衰係数干渉に大
きな差がある場合にのみ顕著となる。いくつかの実装で
は、この代替ＦＤＷ及びＤＦＥ構造が望ましいと考えら
れる。この代替ＤＦＥ構造はＦＤＷにのみ適用できるの
に対し、先ほどのＤＦＥ構造はＴＤＷとＦＤＷの両方に
適用できる。本明細書の以降の部分では、このＤＦＥ構
造を使用する。

【００９５】通常動作中、ｘ_ｉ ^{ｒｉｇｈｔ}（またはｘ_ｉ
^ｌｅｆｔ）内のａ~_ｉ要素は、スライサーから取得され
る復元サブ記号値として得られる。スライサー４００、
４００’、４００’’の出力の正規化においては、それ
らをｘ_ｉに代入する前にＡＤＳＬ利得倍率と配座エネル
ギー正規化倍率を考慮に入れることを忘れてはならな
い。ビン選択論理３００、３００’、３００’’（図
１、２、及び５Ａ）は、サブ記号にスライサー入力を供
給する際に使用するデータパス（ＤＰ１及びＤＰ２）を
決定する。（図４はｂ^^_ｉ上で動作するスライサーを示
す。）ビン選択論理は、ＤＰ１のみから全サブ記号を
選択する（すなわち、ウィンドウイングを使用しない）
か、ＤＰ２のみから全サブ記号を選択するか、またはビ
ン別にＤＰ１またはＤＰ２を選択することができる。例
えば、以下で説明するシミュレーションでは、ビン内に
生成するビット数が多い方という単純なパス選択基準が
使用される。ＤＰ１及びＤＰ２に関してビン別ＳＮＲプ
ロファイルが計算された後、ビット・ロード・アルゴリ
ズムが計２回（ＤＰ１のプロファイルとＤＰ２のプロフ
ァイル）ついて実行される。これにより、使用中の基本
ビット・ロード・アルゴリズムを変更する必要が生じる
可能性と、結合ビット割り当てがＤＰ１のパスしかない
従来の受信装置より悪くなる可能性をなくすことができ
る。

【００９６】ＦＥＱ（したがって、ＤＦＥ）重みの記号
レートＬＭＳ更新を実行して、チャネル・インパルス応
答（ＣＩＲ）と干渉の変動を追跡することができる。ま
た、実装を経済的に行うために、サブレートの適応を使
用することもできる。適応速度が全ビンに関する入力デ
ータの動的範囲の影響を受けないようにするためには、
通常のＬＭＳよりも正規化ＬＭＳの方が望ましい。

【００９７】ＤＰ１の場合、ＡＷＧＮが存在するＭ^２−
ａｒｙＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔ
ｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ：横軸振幅変調）におけ
る１次元当たりの記号エラーの確率は、以下によって与
えられる。

【数２０】ここで、Ｑ関数は、以下のように定義される。

【数２１】また、ｄ_{ｍｉｎ．ｉ} ＝｜α_ｉ｜ｄはチャネル出力に
おけるＱＡＭ配座点間の最小距離を表し、ｄは未コード
化入力ＱＡＭ配座点間の距離に等しい。ＡＤＳＬシステ
ムの場合は、概して１次元当たりの記号エラーの確率
（Ｐｅ／２）が規定される（ＡＤＳＬ／ＡＤＳＬ−Ｌｉ
ｔｅの場合はｌｅ−７）。同様に、ＤＰ２の場合は、方
程式（２．１０）及び（２．１４）を使用して、

【数２２】となる。

【００９８】この式は、一般的なケースにフィードバッ
ク決定エラーがある場合には、きわめて評価しにくい。
エラー伝搬が無視され、α_ｉの推定値が正確である場
合、方程式（２．１５）はσ_ｕがσ_ｖに置換された方程
式（２．１４）に短縮される。ＤＦＥ性能がフィードバ
ック・エラーによって低下するのは明白であり、全体的
な方程式構造を案出する際にはその影響を考慮に入れる
ことが重要である。また、フィードバック係数は典型的
には大きな値であるために、エラーがすべて複数のビン
を通って伝搬し、ＢＥＲ（ｂｉｔｅｒｒｏｒｒａｔ
ｅ：ビット・エラー率）が規定値から上昇する可能性が
高い。ただし、ＤＭＴ内では記号ごとの検出が行われる
ので、伝搬するエラーは常に同じＤＭＴ記号に閉じ込め
られる。ここでは、ある特定のＳＮＲにおけるＰ
_{ｅ．ＤＦＥ}とＰ_ｅを比較した場合、σ_ｕとσ_ｖとの差に
加えて、エラー伝搬の可能性があるため、前者の方が大
きくなることに留意する必要がある（すなわち、エラー
伝搬によってこの差の増減幅が大きくなる）。ＡＷＧＮ
のみの場合、σ^２ _ｖ・ σ^２ _ｕ（方程式２．５）とＰ
_ｅは、Ｐ_{ｅ．ＤＦＥ}上の下側バウンドとみなすことがで
きる。

【００９９】エラー伝搬は、すべての記号（等化中の記
号とフィードバック記号）がＭ−ａｒｙＰＡＭ（Ｐｈ
ａｓｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ：
位相振幅変調）の場合に、記号エラーの確率を最大ＭＬ
倍まで増大させることが知られている。ここで、Ｌはフ
ィードバック・タップ数である。例えば、フィードバッ
ク・タップ数１及び２５６ＱＡＭ（Ｍ＝１６）を
有するＤＰＥの場合、Ｐ_{ｅ．ＤＦＥ} ＜Ｋ_ｅｐＰ_ｅと
すると、Ｋ_ｅｐ＝１６である。フィードバック・タ
ップ数が２のＨａｎｎｉｎｇウィンドウの場合は、Ｋ
_ｅｐ＝２５６である。この式は、ｃ_１係数が実数
で、同相サンプル間のみ及び直角サンプル間のみのＩＢ
Ｉを生じさせる場合には、上記Ｍ^２−ａｒｙＱＡＭに
ついても有効である。ｃ_１が複素数であれば（実非対称
ウィンドウの場合）、同相及び直角サンプル間にクロス
トークが生じ、上記上側バウンドは楽観値となる。

【０１００】上側バウンドはフィードバック・タップ数
にともなって幾何級数的に上昇する。概して、ＢＥＲの
上昇度は、複数のフィードバック係数があり（Ｌが大き
い）、フィードバック係数が比較的大きな値であり（ｃ
_１／ｃ_０比が小さくない）、１サブ記号当たり複数のビ
ットがロードされる（Ｍが大きい）場合に大きくなる。
本発明で解決しようとする問題と上記結果の基礎を成す
想定との間には重要な差異がある。第１に、ＤＭＴ内の
隣接するサブ記号が帰属する配座のサイズが異なる可能
性がある。これはつまり、隣接する（フィードバック）
ビンのＭの値が異なることを意味する。これは、方程式
（２．１５）で可能な分析的解をさらに複雑にする。第
２に、ＤＭＴ記号では、各記号時（例：Ｔ１．４１３に
おける下流ビン６４と上流ビン１６）に決定的パイロッ
ト・サブ記号の利点による効果が得られる。これによ
り、単一のエラー伝搬事象の度合いにハード制限が設け
られる。最後に、上記の上側バウンドはＡＷＧＮのみの
場合に有効である。ウィンドウイングはクロストークか
ＮＢＩ、またはその両方が存在する場合にのみ有益なの
で、ＡＷＧＮのみの場合に上側バウンドに有効であるこ
とはここでは大きな意味を持たない。ただし、上側バウ
ンドは、性能低下の予想では貴重な指標となる。

【０１０１】エラー伝搬の対策として事前コード化を使
用する手法は、文献でよく知られている。しかし、ここ
で解決しようとする問題については、この方法にはいく
つかの欠点がある。第１に、この手法は送信装置の関与
を必要とする。そのため、標準化の考慮事項が満たされ
ない限り、手法全体を独立して適用することはできな
い。第２に、事前コード化を行なっても、配座のサイズ
やフィードバック係数によってはエラー伝搬を回避でき
ないこともありうる。それどころか、中には性能がわず
かに低下するケースさえあることが立証されている。第
３に、この事前コード化装置は、ＰＲＳシステム内で使
用される従来の事前コード化装置に比較してはるかに複
雑である。それは、チャネル係数と、隣接するフィード
バック・ビン内の不等なＱＡＭ配座の影響を明示的に考
慮に入れなければならないからである。

【０１０２】この問題の上記に代わる（事前コード化装
置ではなく受信装置のみ）解決策は、以下のとおりであ
る。この手法は２段階に分かれる。

【０１０３】（Ａ）トレーニング中にＤＰ２内で達成
されたＳＮＲに基づいて、ビット・ロードを実行する間
に付加的ＳＮＲマージンを供給する。換言すれば、ある
ＢＥＲに関してビット割り当てを行ない、これによりＫ
_ｅｐの影響を吸収するのである。例えば、４ｄＢマー
ジンを変更せず、目標ＢＥＲをｌｅ−７ではなくｌｅ−
９に設定することによって、ＤＰ２内のビット割り当て
をＫ_ｅｐ＝１００（かそれ以上）が補償されるよう
に選択することができる。比較的低い目標ＢＥＲに基づ
くビット割り当ては、ＱＡＭに関するＢＥＲ対ＳＮＲ曲
線から計算できる「ＤＦＥＳＮＲペナルティー」と同
等である。ＱＡＭサブ記号とＡＷＧＮの場合、ＳＮＲペ
ナルティーはこのケースでは１．１４ｄＢである（ｌ
ｅ−１０ＢＥＲ仕様の場合のＳＮＲペナルティーは１．
６２ｄＢ）。

【０１０４】（Ｂ）記号内の暴走エラーの危険を低減
するため、周期性疑似パイロットを確立することができ
る。疑似パイロットは、「エラー発生の確率を大幅に低
減するために、例えば３ｄＢ（ほぼ１ビット内の低減
に相当）などの付加的ＳＮＲマージンが設けられた、Ｄ
Ｐ１を使用して復調されるビン」と定義される。疑似パ
イロットは数通りの方法で確立できる。その方法として
は、例えば、周期的に確立する（例えば、３２ビンお
き）方法や、（ビン選択論理が実行された後に）ＤＰ２
を使用してデコード中のビン・グループ内に確立する方
法が挙げられる。疑似パイロットは、ＤＦＥを使用して
サブ記号を順に等化している間に、決定フィードバック
・プロセスを「リセット」する。また、疑似パイロット
によって、必要に応じてビン・グループの等化を並行し
て実行することも可能になる。この場合、各ビン・グル
ープは、その疑似パイロットを基準開始サブ記号として
使用して順に等化される。２個以上のフィードバック・
タップが使用される場合、必要とされる疑似パイロット
の数もそれに比例して増大する。例えば、２回のフィー
ドバック決定を必要とするＨａｎｎｉｎｇウィンドウの
場合は、隣接する疑似パイロットのペアが必要である。

【０１０５】これらの方策により、ウィンドウイングの
使用によって達成できる総合データ率が低減される。ま
た、計算量とエラー伝搬のリスクの低減（すなわち、Ｓ
ＮＲペナルティーの低減）を実現するために、フィード
バック係数の数を最小限にするのが望ましい。

【０１０６】図８から図１４に、下流伝送のテスト・ケ
ースを示す。図７は、このプロットに使用された２つの
ループ例を示したものである。第１のループ（ＡＮＳＩ
Ｔ１．６０１ループ２）は１６．５Ｋｆｔで、１個
のブリッジ・タップが付いている。第２のループ（ＣＳ
Ａループ４）は長さ７．６Ｋｆｔの中ループで、２個
のブリッジ・タップが付いている。ＮＢＩは単にトーナ
ル干渉装置（コサイン）により生成される。この干渉装
置の角周波数ｗ_ｃは、ｂ∈［ｂ_ｃ − １，ｂ_ｃ＋
１］にわたって１００ＤＭＴ記号おきにランダムに変
動する。ここで、図のペア７、８及びペア９、１０につ
いてはｗｂ＝２πｂ／２Ｎ及びｂ _ｃ＝５０であ
る。下流パラメーターはＮ＝２５６、Ｇ＝３
２、ｆｓ＝２．２０８ＭＨｚで、ビン３３〜１２７
だけが活動する。図１４を除くどの場合も、チャネル推
定付きの最小自乗ベース・チャネル短縮ＴＥＱアルゴリ
ズムを使用してＣＩＲを短縮した。チャネル推定は、ク
ロストークやＮＢＩなどの障害存在時にインパルス・ト
レーンを使用して実行した。５４４サンプル／記号の場
合、１０タップＦＩＲＴＥＱフィルターは１ＤＭＴ
記号時につき５，４４０回の実乗算と４，８９６回の実
加算を必要とする。

【０１０７】基準ビンとしてビン６４（パイロット）を
使用する全ケースに、２タップＦＤＷ（ウィンドウ１）
と３タップＨａｎｎｉｎｇウィンドウ（ウィンドウ２）
を使用する。Ｈａｎｎｉｎｇウィンドウの場合は、等化
プロセスを開始するための基準としてビン６３も使用す
る。６４を上回るビン指数については、ＤＦＥ入力ベク
トルとしてＸ_ｉ ^{ｒｉｇｈｔ}を使用する。その他のビン指
数については、Ｘ_ｉ ^ｌ ^ｅｆｔを使用する。ウィンドウ・
フィードバック係数は適宜選択する。例えば、ウィンド
ウ１の場合、６４を上回るビン指数については係数はｃ
_０＝１、ｃ _１＝ −１であり、６４を下回るビン
指数についてはｃ_０＝１、ｃ_−１＝ −１である。
同様に、ウィンドウ２の場合、６４を上回るビン指数に
ついては係数はｃ_０＝１、ｃ_＋１＝ −２、ｃ
_＋２＝１であり、６４を下回るビン指数については
ｃ_０＝１、ｃ_−１＝ −２、ｃ_−２＝１であ
る。ウィンドウ１では、少ないフィードバック・タップ
数、良好なサイドローブ抑制、及び白色ノイズにおける
少ないＳＮＲ性能低下という３要件の間でバランスの取
れたトレードオフが可能であるように見受けられる。ビ
ン６４におけるビット割り当てプロットに見られるスパ
イクは、常に２ビット・サブ記号の定数を使用して変調
されるパイロット・ビンによるものである。比較のた
め、対称Ｈａｎｎｉｎｇウィンドウ（ｃ_０＝１、ｃ
_−１＝ −０．５、ｃ_１＝ −０．５）についても
プロットする。このウィンドウでは、１つおきのビンが
活動するのみである。これを達成するため、１つおきの
ビンの利得倍率を送信装置側でゼロに設定する。これに
より、隣接するビンの間にＩＢＩが存在せず、必要とさ
れるのは単一タップＦＥＱ（ＤＰ１と同様）のみとな
る。当然ながら、これにより、活動中のビン数が半分に
減るが、ウィンドウイングの効果を示すには十分であ
る。

【０１０８】いずれのケースについても、チャネル短縮
ＴＥＱの前と後について、信号及び雑音（クロストーク
またはＮＢＩ）ＰＳＤをプロットする。また、いずれの
ケースについても、クロストークとＮＢＩにＰＳＤ −
１４０ｄＢｍ／ＨｚのＡＷＧＮを付加する。その結
果から、ＴＥＱはＤＰ１の入力とＤＰ２の入力における
信号及び雑音のスペクトルを変化させ、これにより受信
装置の他の部分の性能が影響を受けることが明らかであ
る。１ビン当たりに達成されたＳＮＲを、従来方式（Ｄ
Ｐ１と同一）とウィンドウイング付き（ＤＰ２）につい
てプロットする。その結果得られたビット・ロードの表
に、ＤＰ１の場合とウィンドウ１を使用した場合につい
て、４ｄＢマージン付きのｌｅ−７ＢＥＲに関する
ビット・ロード・プロファイルを示す（ウィンドウ２か
ら生じるビット・ロードはプロットしていない）。ＤＰ
２のビット・ロードには、上記の付加的ＳＮＲマージン
１．１４ｄＢが含まれる。各ビンについてＤＰ１また
はＤＰ２を選択するビン選択論理は、単純に、ビット・
ロードの完了後に１ビン当たりのビット数が大きい方の
パスを選択する。同点の場合は、ＤＰ１を選択する。結
合（最大）ビット割り当てには○印を付ける。

【０１０９】

【表１】図８と図９は、ＤＦＥがＮＢＩの付近で最大の利得をも
たらすことを示している。ウィンドウ２はＮＢＩの直近
ではウィンドウ１より良好な性能を示しているが、帯域
のその他の部分では損失がウィンドウ１より大きい。Ｎ
ＢＩの影響は、周波数分離に伴って単調に減少する。そ
のため、周波数の間隔が大きいビンの場合は影響が少な
く、ウィンドウイングによる性能向上度は、ウィンドウ
１については白色雑音損失３ｄＢに近づくまで徐々に
減少する。図１０と図１１は、中ループでは類似した性
能を示している。ここで注目されるのは、性能利得はＮ
ＢＩの強さによって左右されることである。ＮＢＩは、
チャネルを通過した後の受信信号電力とＡＷＧＮ最低値
によって決定される環境ＳＮＲに比例する。図１０で
は、環境ＳＮＲが高いため、ＮＢＩの影響は図８よりも
顕著である。そのため、ウィンドウイングによるＮＢＩ
抑制効果は高く、利得も大きい。

【０１１０】図１２と図１３は、ＴＥＱ（時間領域等化
器）の後に強く着色されないクロストークの存在時に
は、ＤＦＥは何らの効果ももたらさないことを示してい
る。特に、主な雑音がスペクトル・フラット白色雑音と
なるスペクトルの後半部分では、ウィンドウ１及び２は
ＤＰ１で予想されるレベルよりもそれぞれ３ｄＢ及び
８ｄＢ低くなっている。図１４は、効果的なスペクト
ル閉じ込めにより劇的な性能向上が得られる例である。
このケースは、ＴＥＱが使用されない点を除いては上記
の図１２の（Ａ）と同じである。したがって、ＣＩＲは
ＣＰに閉じ込められず、ＩＢＩとＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ
ＳｙｍｂｏｌＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：記号間干
渉）により雑音が付加される結果となっている。ＡＷＧ
Ｎとクロストークによる各ビンのＳＮＲははるかに高い
ので、ＩＢＩ＋ＩＳＩの影響は孤立している。その
ため、ＤＰ１内で達成される各ビンのＳＮＲ（固定曲
線）は、本質的にはチャネル誘発ＩＢＩ＋ＩＳＩに
よる雑音最低値を表す。ウィンドウイングを実行し、そ
の後ＤＦＥを使用すると、このケースでの各ビンのＳＮ
Ｒが大幅に改善され、総合データ率が約３倍も増大す
る。他のループについても同様の結果が得られた。ＴＥ
Ｑが使用されているが、ＣＩＲの短縮が十分でないケー
スでは、相応の性能利得が得られている。記号アライン
メントとタイミング・ジッターが不完全である場合もビ
ン間の直交性が減じられるので、この方式が有効である
可能性がある。予備結果でも、本発明が送信装置のロー
カル・エコー（強度にスペクトル着色されたクロストー
ク源として出現し、大きな影響をもたらしうる）に対し
てある程度の付加的マージンをもたらすことが示唆され
ている。ＮＢＩが存在する状況と同様に、どの状況にお
いても全体的なＳＮＲ向上度は、付加的雑音による環境
ＳＮＲと不完全なチャネル短縮によるＩＢＩ＋ＩＢ
Ｉ雑音の相対的なレベルによって決まる。ウィンドウイ
ングによって抑制されるのはＩＢＩ＋ＩＳＩ要素だ
けなので、向上が見られるとしても、それが顕著になる
のは環境ＳＮＲが比較的高い場合に限られる。

【０１１１】ＤＰ２における計算量の増大は、２つのこ
と―すなわち、ウィンドウイングとＤＦＥ―から生じ
る。表２はウィンドウ１の下流（ＡＴＵ−Ｒ）と上流
（ＡＴＵ−Ｃ）のチャネルで必要となる１ＤＭＴ記号
当たりの乗算回数と加算回数を示す（ＡＤＳＬ規格にお
ける総合記号率は４ＫＨｚ）。想定したパラメーター
は以下のとおりである。（Ａ）下流：Ｎ＝２５６または１２８、ＡＴＵ
−Ｒが２Ｎ点ＦＦＴを実行、９５ビンが活動（３３〜１
２７）。（Ｂ）上流：Ｎ＝３２、ＡＴＵ−Ｃが６４点Ｆ
ＦＴを実行、２６ビンが活動（６〜３１）。（Ｃ）ＦＤＷ：複素加算、及びチャネル係数を使用し
たＬ＋１回の複素乗算（ウィンドウ係数をバイナリ
ー・シフト演算として実装できると想定）。（Ｄ）ＤＦＥ：１記号当たりＬ回の複素加算と（Ｌ
＋１）の複素乗算。

【０１１２】

【表２】２Ｎ点ＦＦＴが使用される場合、ＴＤＷの動作には２Ｎ
回の実乗算が必要となるが、ＤＦＥの複雑性は上記と同
じである。ただし、ここで付加される複雑性の大部分
は、余分のＦＦＴを実行することにより生じるものであ
る。ＦＦＴの最適化実装では、乗算／加算の回数が上記
よりも少なくなることが多い。これは、入力が純粋に実
数であり、最初のＮ個の出力（出力は共役対称）だけが
必要とされるという事実を利用することによる効果であ
る。

【０１１３】ＴＤＷとＦＤＷは同等であるが、計算負荷
の面では大きな違いが生じることがある。ＴＤＷの場
合、実係数を使用するウィンドウの複雑性は常に同じで
ある。一方、ＦＤＷの計算負荷はフィードバック係数の
数、すなわち特定のＦＤＷ周波数応答によって左右され
る。また、ＦＤＷは先行するＦＦＴのサイズに非依存な
ので、必要に応じてビン別に実行することができる。複
数のウィンドウを実装する場合は、ＦＤＷ係数の数と値
をプログラム可能にすることによってそれを実行でき
る。さらに、必要に応じて、（同一記号内で）異なるビ
ンに異なるウィンドウを適用する（ウィンドウイングな
しも含む）ことも可能である。ＴＤＷの場合、ウィンド
ウ係数もプログラム可能であり、他のアルゴリズム（例
えば、ＴＥＱ用のアルゴリズムや、ＰＡＲ（Ｐｅａｋ−
ｔｏ−ＡｖｅｒａｇｅＲａｔｉｏ：ピーク平均比）低
減用のアルゴリズム）で使用されたＦＦＴブロックを再
使用することもできる。ＴＤＷの代替実施例を、実装の
ハードウェアや必須命令の面での複雑性を低減するため
に使用することもできる。例えば、図１の２つのＦＦＴ
は、２個のハードウェア／ファームウェア・ブロックに
よって同時に実行されているが、これを、同じハードウ
ェア／ファームウェア・ブロックによって順に実行する
（時差実行）ことも可能である。

【０１１４】異なるウィンドウ間では、サイドローブの
抑制と複雑性とのバランスが良好な２タップＦＤＷ（フ
ィードバック・タップ１個）が適している。複数のフィ
ードバック・タップを有するウィンドウの場合は、エラ
ー伝搬のリスク、基準サブ記号の所要数、及びＤＦＥ計
算量がすべて増大するという欠点がある。また、フィー
ドバック・タップ値によっては、白色雑音のみの場合に
ＳＮＲ性能低下も増大する。例えば、係数ｃ０＝
１、ｃ１＝ −１を有するウィンドウの白色雑音にお
ける損失は３ｄＢであるが、Ｈａｎｎｉｎｇウィン
ドウ（ｃ０＝１、ｃ１＝ −２、ｃ２＝１）の
それは７．７８ｄＢである。概して、これは、雑音抑
制効果を実現するには干渉がはるかに強い相関関係を有
する必要があることを示唆するものであり、よって複数
のフィードバック・タップを有するウィンドウはごく限
られた数のケースにしか適していないことが分かる。Ｄ
ＰＳウィンドウは、ＤＦＥタップの数を増やさず、異な
るサイドローブ抑制とメインローブ幅のバランスを変え
ることにより調整が可能なウィンドウ・クラスである
（図３）。このウィンドウはいくつかの状況で使用でき
る。

【０１１５】ＦＥＱとＤＦＥは、ＮＢＩまたはクロスト
ークがＬＭＳ（ＬｅａｓｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅ：
最小平均二乗）アルゴリズムの追跡能力で対応できるほ
どにスロー・ペースで出現するのであればそれに適応で
き、ビットスワップによってビット割り当てを変更する
ことができる。より精巧で高速追跡が可能なＲＬＳ（Ｒ
ｅｃｕｒｓｉｖｅＬｅａｓｔＳｑｕａｒｅ：再帰最
小二乗）アルゴリズムを使用することもできる。強い干
渉が突然出現すると、モデムは高速再トレーンに戻るか
（ＡＤＳＬ−Ｌｉｔｅの場合）、完全な再起動状態にな
ることがある。いずれの場合も、事象発生後の持続可能
なデータ率（すなわち、ＳＮＲマージン）は良好となる
か、必要なビットスワップ回数が減少する可能性が高
い。

【０１１６】ループ・リーチの増大、ＳＮＲマージンの
増大、及びデータ率の増大の間でトレードオフが行われ
る。これは、ビン内で達成可能なＳＮＲが高いことは、
動作制約により、（Ａ）最小マージンとデータ率に対
してループ・リーチが増大すること、または（Ｂ）
データ率及びループ・リーチに対して活動中のデータ搬
送ビン内のＳＮＲマージンが高くなること、または
（Ｃ）リーチ及びマージンに対してデータ率が増大す
ること、のいずれかと同等であるという事実に対応する
ための措置である。本発明の使用によるＳＮＲの利得は
無条件で実現できるわけではない。すなわち、この利得
が実現されるのは、ＮＢＩが存在しているか、クロスト
ークに強い相関関係が存在しているか、チャネル短縮不
足、記号アラインメントの偏り、及びジッターなどのそ
の他の障害が存在している場合に限られる。

【０１１７】小変更を度外視すると、この方式全体は、
ＶＤＳＬや無線ＯＦＤＭなどの他のＤＭＴベース・モデ
ムにも適用できる可能性が高い。上記のＮＢＩその他の
障害は、無線システムやＶＤＳＬシステムにも影響を及
ぼすことが知られており、その影響はさらに大きいこと
が予想される。これらのモデムは、上記で考察したＡＤ
ＳＬモデムにきわめて類似した送信装置ＰＭＤ（Ｐｈｙ
ｓｉｃａｌＭｅｄｉａＤｅｐｅｎｄｅｎｔ：物理媒
体依存）構造を使用する。しかも、この方式では送信装
置の関与が必要とされないので、標準適合性に関連する
ほとんどの問題は無視できると考えられる。

【０１１８】以上好ましい実施の形態及び実施例をあげ
て本発明を説明したが、本発明は必ずしも上記実施の形
態及び実施例に限定されるものではなく、その技術的思
想の範囲内において様々に変形して実施することができ
る。

【０１１９】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ノ
イズ（特に、狭帯域干渉及びビン間干渉）の存在時にも
性能を向上し、（ｉｉ）伝送チャネルによって導入され
る付加的着色雑音及び／または狭帯域干渉（ＮＢＩ：ｎ
ａｒｒｏｗｂａｎｄｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、ま
たはチャネル短縮の不足、記号タイミングのオフセッ
ト、及びジッタリングなどのビン間直交性の減少につな
がるその他の状態を補償し、（ｉｉｉ）時間領域等化器
による付加的雑音のスペクトル着色を低減し、（ｉｖ）
ＤＦＴ周波数応答によって引き起こされるサイドローブ
を抑制し、（ｖ）送信装置を変更することなく、クロス
トーク及び狭帯域干渉（ＮＢＩ）に対する性能を向上
し、及び／または（ｖｉ）ＦＤＭ二重化方式におけるロ
ーカル・エコー信号クロストークの形態を持つ特定タイ
プの着色雑音を抑制することのできる離散複数トーン被
変調信号のための受信装置が実現される。

【０１２０】また、本発明によれば、従来の離散複数トー
ン変調（ＤＭＴ）ベース非対称デジタル加入者線路（Ａ
ＤＳＬ）モデムの性能を、特に雑音及び／または干渉の
存在時に向上させる受信装置が提供される。

【０１２１】ＦＦＴの後に１ビン１タップ周波数領域等
化器を有する従来の復調装置は、ウィンドウイングまた
はパルス整形を利用する付加的データパスによって増補
される。ウィンドウイングは直交性インターバル上の各
記号について独立して行なわれ、時間領域または周波数
領域内で効率的に実行できる。

【０１２２】ウィンドウ化データパスの出力側で決定フ
ィードバック等化器を使用することによって、ウィンド
ウイングにより生成されたビン間干渉が取り消される。
ウィンドウイングは、狭帯域干渉（ＮＢＩ）、及びチャ
ネル短縮の不足、記号タイミングのオフセット、ジッタ
リングなどのビン間直交性の減少につながるその他の状
態に対して非常に効果的である。

【０１２３】また、強度のスペクトル着色をともなうク
ロストークの存在時にも、ある程度の性能向上を実現で
きる。方式全体を、ＶＤＳＬ及び無線ＯＦＤＭなどの他
のＤＭＴベース・モデムにも適用可能である。受信装置
は送信装置への変更を必要としない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の時間領域ウィンドウイング機能付き
復調装置アーキテクチャーを示すブロック図である。

【図２】本発明の周波数領域ウィンドウイング機能付
き復調装置アーキテクチャーを示すブロック図である。

【図３】各種の古典的ウィンドウの振幅応答を示す図
である。

【図４】２個のフィードバック・タップ付き決定フィ
ードバック等化器（ＤＦＥ）を示す回路図である。

【図５】異なる周波数領域ウィンドウイング振幅応答
を示す図である。

【図６】ＦＤＷを使用する代替復調装置を示す。

【図７】長ループと中ループを示す。

【図８】ＮＢＩが存在する長ループを示す。（Ａ）は
ＴＥＱ前の信号及び雑音電力スペクトル密度（ＰＳＤ：
ｐｏｗｅｒｓｐｅｃｔｒａｌｄｅｎｓｉｔｉｅ
ｓ）、（Ｂ）はＴＥＱ後のそれである。

【図９】ＮＢＩが存在する長ループを示す。（Ａ）は
ＳＮＲプロファイル、（Ｂ）はビット割り当てプロファ
イルである。

【図１０】ＮＢＩが存在する中ループを示す。（Ａ）
はＴＥＱ前の信号及び雑音電力スペクトル密度、（Ｂ）
はＴＥＱ後のそれである。

【図１１】ＮＢＩが存在する中ループを示す。（Ａ）
はＳＮＲプロファイル、（Ｂ）はビット割り当てプロフ
ァイルである。

【図１２】クロストークが存在する中ループを示す。
（Ａ）はＴＥＱ前の信号及び雑音電力スペクトル密度、
（Ｂ）はＴＥＱ後のそれである。

【図１３】クロストークが存在する中ループを示す。
（Ａ）はＳＮＲプロファイル、（Ｂ）はビット割り当て
プロファイルである。

【図１４】クロストークが存在するＴＥＱ付きでない
中ループを示す。（Ａ）はＳＮＲプロファイル、（Ｂ）
はビット割り当てプロファイルである。

【図１５】ＤＭＴ送信装置、通信チャネル、及びＤＭ
Ｔ受信装置を有する従来技術による典型的なＤＭＴチャ
ネルを示すブロック図である。

【図１６】典型的な通信チャネルのインパルス応答を
示すグラフである。

【符号の説明】

３２時間領域等化器３４ＣＰ除去装置１００、１００’、１００’’ 第１データパス１２０、１２０’、１２０’’ ＦＦＴ１２２ライン１４２’ パス１４０、１４０’、１４０’’ ＦＥＱ２００、２００’、２００’’ 第２データパス２２０時間領域ウィンドウ２２０２２０’ 周波数領域ウィンドウ２２０’’ 周波数領域ウィンドウ・ステージ２４０ＦＦＴ２６０、２６０’、２６０’’ ＤＦＥ３００、３００’、３００’’ ビン選択論理４００、４００’、４００’’ スライサー回路４１０、４１０’ フィードバック・パス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者スロボダン・ネディックアメリカ合衆国、ニュージャージー 08540、プリンストン、４インディペンデンスウェイエヌ・イー・シー・ユー・エス・エー内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信した離散複数トーン変調された入力
信号から復調出力を供給する受信装置であって、通信チ
ャネルから受信された入力信号上に雑音が存在し、かつ
当該入力信号上でデジタル・ビット・ストリームが変調
され、前記受信装置は下記要件を備える。前記入力信号
を受信するために結合された第１及び第２データパス、
前記データパスのうち第１データパスは、離散フーリエ
変換を前記入力信号に適用するための周波数応答を有す
る第１ステージを備え、さらに、第１ステージの出力に
結合された入力を有する周波数領域等化器を備え、前記
データパスのうち第２データパスは、前記第１ステージ
の周波数応答のサイドローブを抑制するためのウィンド
ウ・ステージを備え、事前定義された試験に基づいて前
記第１データパスまたは前記第２データパスからの出力
を選択し、復調された前記デジタル・ビット・ストリー
ムを表す選択出力を供給するための論理ステージ。
【請求項２】請求項１に記載の受信装置であって、前
記第２データパス内に、前記ウィンドウ・ステージから
の出力を入力とし、前記ウィンドウ・ステージにより生
成されたビン間干渉を取り消すための決定フィードバッ
ク等化器をさらに備える。
【請求項３】請求項２に記載の受信装置であって、前
記決定フィードバック等化器が、ビン間干渉を取り消す
ために前記論理ステージの出力からフィードバック信号
を受信する。
【請求項４】請求項３に記載の受信装置であって、入
力として前記論理ステージの出力を有し、出力として復
調デジタル・ビット・ストリームを供給するスライサー
・ステージをさらに備え、前記復調デジタル・ビット・
ストリームは前記フィードバック信号として供給され
る。
【請求項５】請求項１に記載の受信装置であって、前
記第２データパス内のウィンドウ・ステージが、時間領
域ウィンドウ・ステージを備える。
【請求項６】請求項５に記載の受信装置であって、前
記時間領域ウィンドウ・ステージが、前記時間領域等化
器から直接供給される入力を有する。
【請求項７】請求項６に記載の受信装置であって、前
記第２データパス内で離散フーリエ変換を実行するため
の第２ステージをさらに備え、該第２ステージは前記時
間領域ウィンドウ・ステージから出力を受信する入力を
有する。
【請求項８】請求項７に記載の受信装置であって、前
記第２データパス内に、前記第２ステージからの入力を
有し、前記論理ステージに供給される出力を有する決定
フィードバック等化器をさらに備える。
【請求項９】請求項８に記載の受信装置であって、前
記決定フィードバック等化器が、前記第１ステージから
さらに入力を受信する。
【請求項１０】請求項１に記載の受信装置であって、
前記第２データパス内の前記ウィンドウ・ステージが、
周波数領域ウィンドウ・ステージを備える。
【請求項１１】請求項１０に記載の受信装置であっ
て、前記第２データパス内に、前記周波数領域ウィンド
ウ・ステージから出力を受信する入力を有する決定フィ
ードバック等化器をさらに備え、前記決定フィードバッ
ク等化器は周波数領域ウィンドウ・ステージによって生
成されたビン間干渉を取り消すために設けられ、前記決
定フィードバック等化器の出力が前記論理ステージに供
給される。
【請求項１２】請求項１１に記載の受信装置であっ
て、前記決定フィードバック等化器が、前記第１ステー
ジからの別の入力をさらに有する。
【請求項１３】請求項１２に記載の受信装置であっ
て、前記周波数領域ウィンドウ・ステージによって生成
されたビン間干渉を取り消すために、フィードバック信
号が前記論理ステージの出力から前記決定フィードバッ
ク等化器に供給される。
【請求項１４】請求項１３に記載の受信装置であっ
て、前記論理ステージは、出力をスライサー・ステージ
に供給し、スライサー・ステージは出力として前記復調
デジタル・ビット・ストリームを供給し、前記フィード
バック信号は前記復調出力を備える。
【請求項１５】請求項１０に記載の受信装置であっ
て、前記周波数領域ウィンドウ・ステージが、前記第１
ステージの出力に結合された入力を有する。
【請求項１６】請求項１に記載の受信装置であって、
前記論理ステージは、１記号当たりに供給するビット数
が多い方のデータパス、またはＳＮＲマージンが高い方
のデータパスという決定基準に基づいて、前記第１デー
タパスまたは前記第２データパスから出力を選択する。
【請求項１７】請求項１６に記載の受信装置であっ
て、１記号当たりに供給するビット数が同じ、またはＳ
ＮＲマージンが同じである場合、前記論理ステージが前
記第１データパスを選択する。
【請求項１８】請求項１に記載の受信装置であって、
前記ウィンドウ・ステージは、Ｈａｎｎｉｎｇウィンド
ウ関数、長方形ウィンドウ関数、ＤＰＳウィンドウ関
数、Ｂａｒｌｅｔｔウィンドウ関数、及び有限数の周波
数領域係数を有するウィンドウ関数の１つを備える。
【請求項１９】請求項５に記載の受信装置であって、
前記時間領域ウィンドウ・ステージは、時間領域等化器
からの出力を、時間領域ウィンドウ・ステージの時間領
域ウィンドウ関数を定義するウィンドウ係数でサンプル
別に乗算することによって時間領域パルス整形を実行す
る。
【請求項２０】請求項１０に記載の受信装置であっ
て、前記周波数領域ウィンドウ・ステージは、ビン別
に、ビン出力と、前記周波数領域ウィンドウ・ステージ
の周波数領域ウィンドウ関数を定義する周波数領域ウィ
ンドウ係数との線形結合を行うことによって周波数領域
パルス整形を実行する。
【請求項２１】請求項１に記載の受信装置であって、
前記周波数領域等化器が、１ビン１タップ等化器を備え
る。
【請求項２２】請求項１に記載の受信装置であって、
入力として通信チャネルから受信された入力信号を有す
る時間領域等化器を備え、当該時間領域等化器は第１及
び第２データパスに供給される出力をさらに備える。
【請求項２３】請求項１０に記載の受信装置であっ
て、前記周波数領域ウィンドウ・ステージは、周波数領
域等化器の出力からの入力を有する。
【請求項２４】受信された離散複数トーン変調入力信
号からの復調出力を供給する方法であって、通信チャネ
ルから受信された入力信号上に雑音が存在し、かつ当該
入力信号上でデジタル・ビット・ストリームが変調さ
れ、当該方法は下記要件を備える。入力信号を第１及び
第２データパスに供給し、離散フーリエ変換を前記第１
データパス内の入力信号に適用することによって第１変
換信号を生成し、第１変換信号を等化することによって
周波数領域等化信号を供給し、ウィンドウ関数を適用し
てパルス整形信号を供給することによって、第２データ
パス内における第１変換信号の周波数応答のサイドロー
ブを抑制し、事前定義された試験に基づいて前記第１デ
ータパスまたは前記第２データパスからの出力を選択
し、復調されたデジタル・ビット・ストリームを表す選
択出力を供給する。
【請求項２５】請求項２４に記載の方法であって、前
記ウィンドウ関数によって生成されたビン間干渉を取り
消すために、前記第２データパス内で前記パルス整形信
号に対して決定フィードバック等化をさらに実行する。
【請求項２６】請求項２５に記載の方法であって、さ
らに決定フィードバック等化のステップを実行中に選択
出力から成るフィードバック信号を使用してビン間干渉
を取り消す。
【請求項２７】請求項２６に記載の方法であって、さ
らに選択出力をスライスし、スライスされた出力を復調
デジタル・ビット・ストリームとして供給し、前記復調
デジタル・ビット・ストリームは前記フィードバック信
号として供給される。
【請求項２８】請求項２４に記載の方法であって、前
記第２データパス内でウィンドウ関数を適用するステッ
プは、時間領域ウィンドウ関数を適用する。
【請求項２９】請求項２８に記載の方法であって、前
記時間領域ウィンドウ関数を適用するステップは、前記
時間領域ウィンドウ関数を前記入力信号に直接適用す
る。
【請求項３０】請求項２９に記載の方法であって、前
記時間領域ウィンドウ関数を適用するステップの後に、
さらに前記第２データパス内で離散フーリエ変換を実行
して第２変換信号を供給する。
【請求項３１】請求項３０に記載の方法であって、さ
らに前記第２データパス内で前記第２変換信号に対して
決定フィードバック等化を実行する。
【請求項３２】請求項３１に記載の方法であって、さ
らに決定フィードバック等化のステップを実行中に前記
第１変換信号を使用する。
【請求項３３】請求項２４に記載の方法であって、前
記第２データパス内でウィンドウ関数を適用するステッ
プは、周波数領域ウィンドウ関数を適用する。
【請求項３４】請求項３３に記載の方法であって、さ
らに前記第２データパス内で前記パルス整形信号に対し
て決定フィードバック等化を行い、前記データパス内で
決定フィードバック等化を行うステップは周波数領域ウ
ィンドウ関数によって生成されたビン間干渉を取り消す
ために設けられ、出力信号として選択される決定フィー
ドバック等化信号を供給する。
【請求項３５】請求項３４に記載の方法であって、さ
らに決定フィードバック等化を行うステップを実行中に
周波数領域等化信号を使用する。
【請求項３６】請求項３５に記載の方法であって、さ
らに前記決定フィードバック等化のステップを実行中
に、前記周波数領域ウィンドウ関数によって生成された
ビン間干渉を取り消すために使用されるフィードバック
信号を供給する。
【請求項３７】請求項３６に記載の方法であって、さ
らに選択出力を前記復調デジタル・ビット・ストリーム
にスライスし、前記フィードバック信号は前記復調デジ
タル・ビット・ストリームから成る。
【請求項３８】請求項３３に記載の方法であって、さ
らに周波数領域ウィンドウ関数を前記第１変換信号に適
用する。
【請求項３９】請求項２４に記載の方法であって、第
１データパスまたは第２データパスから出力を選択する
ステップは、１記号当たりに供給するビット数が多いデ
ータパスか、信号対雑音比が高いデータパスの決定に基
づいて出力を選択する。
【請求項４０】請求項３９に記載の方法であって、同
点の場合、出力を選択するステップは第１データパスを
選択する。
【請求項４１】請求項２４に記載の方法であって、ウ
ィンドウ関数は、Ｈａｎｎｉｎｇウィンドウ関数、長方
形ウィンドウ関数、ＤＰＳウィンドウ関数、Ｂａｒｌｅ
ｔｔウィンドウ関数、及び有限数の周波数領域係数を有
するウィンドウ関数の１つを備える。
【請求項４２】請求項２８に記載の方法であって、前
記時間領域ウィンドウ関数を適用するステップは、時間
領域等化信号を、時間領域ウィンドウ関数を定義するウ
ィンドウ係数でサンプル別に乗算することによって時間
領域パルス整形を実行する。
【請求項４３】請求項３３に記載の方法であって、前
記周波数領域ウィンドウ関数を適用するステップは、ビ
ン別に、ビン出力と、周波数領域ウィンドウ関数を定義
する周波数領域ウィンドウ係数との線形結合を実行する
ことによって周波数領域パルス整形を実行する。
【請求項４４】請求項２４に記載の方法であって、前
記周波数領域等化を実行するステップは、１ビン１タッ
プ等化器を使用して第１変換信号の周波数領域等化を行
う。
【請求項４５】請求項２４に記載の方法であって、さ
らに通信チャネルから受信した入力信号を時間領域等化
し、時間領域等化信号を第１及び第２データパスに供給
する。
【請求項４６】請求項３３に記載の方法であって、さ
らにウィンドウ関数を周波数領域等化信号に適用する。