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GEBIET DER ERFINDUNG
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Diese
Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Kommunikationssysteme
und insbesondere auf ein Verfahren zum Initialisieren eines Kommunikationssystems
mit Empfängern
und Sendern mit unterschiedlicher Bandbreite.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Kommunikationssysteme
werden verwendet, um Informationen von einem Ort zum anderen zu übertragen.
Der Inhalt und das Format dieser Informationen können je nach dem Typ des Systems
und der Anwendung stark variieren. Zum Beispiel gibt es einen großen Bedarf,
digitale Informationen wie etwa Daten, Sprache, Video und anderes
zu übermitteln.
Je nach dem verwendeten Kanal werden diese Informationen oft in analoger
Form gesendet.
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1 veranschaulicht
einen einfacheren Blockschaltplan eines herkömmlichen Empfängers 10.
Ein analoges Signal wird mit einem analogen Empfänger 12 empfangen.
Das Signal wird daraufhin in einem Analog-Digital-Umsetzer (ADU) 14 digitalisiert.
Die digitalen Informationen können
danach unter Verwendung eines digitalen Prozessors 16 verarbeitet
werden.
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Wie
gut bekannt ist, gibt die Nyquist-Theorie die minimale Abtastrate
an, die erforderlich ist, um ein analoges Signal in eine genaue
digitale Darstellung zu übertragen.
Genauer muss die Abtastrate wenigstens dem Zweifachen der höchsten Komponente
der analogen Frequenz entsprechen, um das abgetastete Signal genau
zu reproduzieren. Die 2a-2c veranschaulichen
diesen Punkt.
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2a zeigt
das Frequenzspektrum eines beliebigen analogen Signals. Wie in 2b gezeigt
ist, wird ein Bildspektrum erzeugt, wenn das Signal abgetastet wird.
Das Bildspektrum ist ein Spiegelbild des Originalspektrums, wobei
die Abtastfrequenz als die Symmetrieachse dient. Dieses Ergebnis
führt zur
Nyquist-Theorie.
Wenn die Abtastfrequenz größer als
die maximale Frequenz des Originalspektrums ist, kann das Originalspektrum
zurückgewonnen
werden. Wenn die Abtastfrequenz allerdings kleiner als die maximale Frequenz
ist, überlappt
das Bildspektrum das Originalspektrum, wie in 2c gezeigt
ist. Dieser Effekt ist bekannt als Aliasing. Der hier als Aliasing-Spektrum
oder Alias-Band bezeichnete Abschnitt des Bildspektrums, der das
Originalspektrum überlappt,
verzerrt das Originalspektrum und verhindert eine genaue Reproduktion.
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Die
vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren, wie es in den Ansprüchen dargestellt
ist.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
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1 ist
ein einfacher Blockschaltplan eines bekannten Empfängers;
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2a-2c veranschaulichen
die Nyquist-Theorie;
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3 veranschaulicht
das Spektrum eines asymmetrischen DSL-Kanals;
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4 veranschaulicht
die Situation, in der ein Sender einer Bandbreite Informationen
an einen Empfänger
einer kleineren Bandbreite sendet;
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5 veranschaulicht
den Aliasing-Effekt eines Empfängers
wie in 4; und
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6a und 6b veranschaulichen
die Frequenznutzung eines DMT-basierten Modems mit reduzierter Rate
im Vergleich zu einem DMT-basierten Modem mit voller Rate.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VERANSCHAULICHENDER
AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Die
Ausführung
und Verwendung der verschiedenen Ausführungsformen werden unten ausführlich erläutert. Es
ist jedoch klar, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare
erfindungsgemäße Konzepte
bereitstellt, die in einer breiten Vielzahl spezifischer Kontexte
verwendet werden können.
Die erläuterten
spezifischen Ausführungsformen
veranschaulichen lediglich spezifische Möglichkeiten, die Erfindung
auszuführen und
zu verwenden, wobei sie den Umfang der Erfindung nicht einschränken.
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Die
vorliegende Erfindung kann in mehreren Kontexten verwendet werden.
Beispielsweise ist die bevorzugte Ausführungsform eines Kommunikationssystems
ein digitales Teilnehmerleitungssystem (DSL-System). Im Ergebnis
wird die vorliegende Erfindung zunächst im Kontext eines solchen
Systems beschrieben.
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Allerdings
ist zu erkennen, dass sich die erfindungsgemäßen Konzepte ebenso auf eine
Anzahl anderer Systeme richten können.
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DSL
ist eine Technik, die die digitale Kapazität normaler Telephonleitungen
(die Ortsanschlussleitungen) in die Wohnung oder das Büro enorm
steigert. DSL-Geschwindigkeiten
sind an die Entfernung zwischen dem Kunden und der Vermittlungsstelle
(CO) der Telephongesellschaft gebunden. DSL ist auf zwei Verbindungstypen
ausgerichtet. Asymmetrisches DSL (ADSL) dient dem Internet-Zugriff, bei dem
ein schneller Abwärtsstrom
benötigt
wird, wobei ein langsamer Aufwärtsstrom
jedoch akzeptabel ist. Symmetrisches DSL ist für Nahverkehrsverbindungen vorgesehen,
die eine hohe Geschwindigkeit in beiden Richtungen benötigen.
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Ein
Vorteil eines DSL-Systems besteht darin, dass es auf einem bestehenden
Telephonsystem gleichzeitig mit Sprechverkehr arbeiten kann. Dieses
Merkmal wird erreicht, indem dem Datenverkehr ein anderer Bereich
von Frequenzen zugeteilt wird. Dieses Spektrum ist verschieden von
dem Spektrum, das bereits der Sprache zugewiesen ist. Ein Beispiel
eines ADSL-Spektrums ist in 3 gezeigt,
wo die Sprache den Basisbandabschnitt der Leitung belegt und die
Aufwärtsstromsignale
(US) und die Abwärtsstromsignale
(DS) ein Hochfrequenzband verwenden. Dieses System ist asymmetrisch,
da das Abwärtsstromspektrum
(d. h. von einer CO zu einer entfernten Einheit oder RU) eine größere Bandbreite
besitzt als das Aufwärtsstromspektrum (d.
h. von einer RU zu einer CO).
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Verschiedene
Normen wurden entwickelt, die die Bandbreite definieren, die zwischen
den zwei Spektren verwendet wird. Beispielsweise definiert die G.dmt-Norm eine Abwärtsstrombandbreite
von 1100 kHz, während
die G.lite-Norm eine Abwärtsstrombandbreite
von 552 kHz definiert. Wenn zwei Modems kommunizieren, können sie
lediglich die Bandbreite verwenden, die für das kleinere der zwei Modems
verfügbar
ist. Wenn z. B. ein G.dmt-Modem mit einem G.lite-Modem kommuniziert,
erfolgt die Abwärtsstromkommunikation lediglich
in einem 412-kHz-Band.
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Die
Vielfachträger-Kommunikation
ist eine Technik, bei der die verfügbare Übertragungsbandbreite konzeptionell
in mehrere Unterkanäle
unterteilt ist, derart, dass die Kanalantwort über jeden der Unterkanäle etwa
konstant ist. Es wird eine orthogonale Basis von Signalen verwendet,
um die gesendeten Daten über den verschiedenen
Unterkanälen
zu modulieren. Es kann ein zyklischer Vorsatz verwendet werden,
um die Unterträgerorthogonalität aufrechtzuerhalten
und eine Störung
zwischen Blöcken
zu verringern.
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Die
Vielfachträger-Modulationstechnik
wird verwendet, um Datenübertragungsraten
nahe der Kanalkapazität
zu erzielen. Mehrere Anwendungen wie Hör-/Fernsehrundfunk, Kabelfernsehen,
xDSL-Modems, mobile lokale Netze und Breitbandzellensysteme einer
zukünftigen
Generationen verwenden Vielfachträger-Modulationsverfahren (oder
planen sie zu verwenden). Die vorliegende Erfindung wird besonders
mit der Vielfachträger-Modulationstechnik
verwendet.
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Wenn
die Modems ein Vielfachträger-Modulationsschema
verwenden wie etwa digitale Vielfachtöne (DMT), ist die Einstellung
der Bandbreite ein relativ unkomplizierter Prozess. Die DMT-Modulation
verwendet mehrere in der Frequenz beabstandete Trägersignal.
Die Bandbreite des Gesamtsystems kann unter Verwendung von mehr
oder weniger Unterträgern
eingestellt werden. Dasselbe Prinzip findet in anderen Vielfachträger-Modulationsschemata
Anwendung.
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Ein
Initialisierungs- oder Trainingsvorgang wird verwendet, um die Eigenschaften
der zwei Vorrichtungen in dem System zu bestimmen. Diese Eigenschaften
schließen
die verfügbare
Bandbreite ein. 4 veranschaulicht eine Situation,
in der ein erstes Modem (z. B. CO) Informationen über einen
Kanal an ein zweites Modem (z. B. RU) sendet. Das zweite Modem kennt
den Inhalt der Initialisierungssequenz und bestimmt die Informationen,
die erfolgreich übermittelt
wurden. Anhand der Ergebnisse bestimmen die zwei Einheiten eine geeignete
Betriebsart.
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Eines
der Ergebnisse des Zusammenspiels zwischen Vielfachträger-Kommunikationssystemen
unter Verwendung überlappender
Bandbreiten zur Datenübertragung
ist die ungenaue Schätzung
von Unterkanal-Rauschabständen
(Unterkanal-SNRs), die in der Trainingsphase wegen der Aliasing-Signalenergie
erhalten wird. Dieser Effekt ist in 5 veranschaulicht.
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In 5 ist
das Originalspektrum mit dem Bezugszeichen 20 gekennzeichnet
und das Bildspektrum ist mit dem Bezugszeichen 22 kennzeichnet.
In diesem Beispiel hat das Originalspektrum eine Bandbreite von B.
Allerdings ist wegen des Aliasing die verwendbare Bandbreite auf
a*B (wobei 0 < a < 1 ist) reduziert worden. Das
Aliasing-Spektrum (das durch den schattierten Abschnitt 24 angedeutet
ist) belegt den Rest in der ansonsten verfügbaren Bandbreite.
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Dieser
Effekt kann die Leistung deutlich verringern und in bestimmten Fällen sogar
verhindern, dass eine Datenverbindung aufgebaut wird. Zum Beispiel
gibt es bei ADSL-Modems zwei unterschiedliche Normen, die eine Abwärtsstrom-Datenübertragung
von dem Modem der Vermittlungsstelle zu dem Anwender-Modem über verschiedene
Bandbreiten von 140 kHz-1,104 MHz (Vollband) und 140 kHz-552 kHz
(Halbband) spezifizieren.
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Wenn
ein Anwender-Modem mit reduziertem Band eine Verbindung zu einem
Vollband-Modem der Vermittlungsstelle herstellt, setzt die von dem
Modem der Vermittlungsstelle während
des Trainings übertragene
Alias-Energie außerhalb
des Bands den Empfangsstörpegel
und reduziert daher deutlich die erzielbare Leistung, wie sie während des
Trainings geschätzt
wird (siehe 2). Am Ende der Trainingsphase
zeigt das Anwender-Modem jedoch dem Modem der Vermittlungsstelle
an, Daten nicht über
den Frequenzbereich außerhalb
des Bands zu übertragen,
was den Aliasing-Bereich 24 einschließt. Diese Hinweismeldung erfolgt
anhand der geschätzten
SNRs, die durch den Aliasing-Effekt beeinflusst werden. Daher ist
in Wirklichkeit die erzielbare Datenrate sehr viel größer als
die während
der Trainingsphase geschätzte
(da es keine Aliasing-Signalenergie während der Datenübertragung
gibt).
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Die
vorliegende Erfindung umfasst Ausführungsformen, die verwendet
werden können,
um dieses Problem zu umgehen. Beispielsweise werden in einer Ausführungsform
die Aliasing-Signalkomponenten in dem Anwender-Modem über die
verschiedenen Unterkanäle
beseitigt (da das Anwender-Modem die von dem Modem der Vermittlungsstelle
gesendeten Trainingssignale kennt), wobei ferner während der
SNR-Schätzphase
die Aliasing-Signalenergie abgezogen wird. Wie oben erwähnt ist,
ist das vorgeschlagene Alias-Löschungsverfahren
im Allgemeinen ausreichend, um auf irgendein verdrahtetes oder drahtloses
Vielfachträger-Kommunikationsszenario
angewendet zu werden (z. B. unter Verwendung von DMT, OFDM und anderem).
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Die
folgenden Abschnitte stellen eine spezifische Implementierung einer
bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung bereit, um die Nützlichkeit der Erfindung zu
veranschaulichen.
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Dieses
Beispiel sieht Verfahren zur Rauschabstand-Schätzung (SNR-Schätzung) für entfernte
Endgerät-Empfänger (RT-Empfänger) mit
reduzierter Rate vor, die gegen einen Sender der Vermittlungsstelle (CO-Sender)
mit voller Rate arbeiten. Die Techniken werden anhand eines Systems
beschrieben, das das Modulationsschema mit diskreten Vielfachtönen (DMT-Modulationsschema)
verwendet. Die Terminologie reduzierte Rate im Vergleich zu volle
Rate bezieht sich auf die Anzahl von Frequenztönen, die bei der DMT-Modulation
verwendet werden, d. h., das Modem mit reduzierter Rate verwendet
einen Bruchteil α der
Frequenztöne,
die in dem Vollraten-Modem verfügbar
sind.
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Ein
typisches Szenario ist das eines Halbraten-RT, das lediglich die
erste Hälfte
der Frequenztöne
verwendet, die für
eine Vollraten-CO, mit der es kommuniziert, verfügbar sind. Dies ist z. B. der
Fall für
ein G.lite-RT (wie es z. B. in dem US-Patent Nr. 6.044.107 gezeigt
ist) das mit einer G.dmt-CO (wie sie z. B. in F. van der Putten
(Hrsg.), "G.dmt-bis:
draft recommendation",
ITU Telecommunications Standardization Sector Study Group 15 Question
4, Aug. 2000, gezeigt ist) in Abwesenheit einer Handshake-Prozedur
kommuniziert, wie die Prozedur, die durch T. Cole (Hrsg.), "G.lite-bis: draft
recommendation",
ITU Telecommunications Standardization Sector Study Group 15 Question
4, Aug. 2000, gezeigt ist.
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Während des
Trainings übermittelt
die Vollraten-CO ein Vollband-Signal, das auch dem RT bekannt ist.
Der Halbraten-Empfänger
versucht, die obere Hälfte
des übertragenen
Spektrums herauszufiltern. Wie oben beschrieben ist, ist dies allerdings
kein perfekter Vorgang. Der Teil des oberen Bandes des empfangenen Spektrums,
der durch das Filter kommt, zeigt sich in dem unteren Band als Alias
und wird als Störung
betrachtet. Daher wird die während
des Trainings ausgeführte
SNR-Berechnung beeinflusst. Es wird darauf hingewiesen, dass dies
während
des Ausführungszeitbetriebs
(nach dem Training) kein Problem ist, da die oberen Töne einen
SNR niedriger als das Minimum aufweisen und nicht verwendet werden.
Ein Aspekt dieser Erfindung stellt eine Lösung dieses Problems bereit
und schlägt
Lösungswege
für eine
genaue Schätzung
des SNR im Beisein des unvermeidbaren Alias vor.
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In
der nachfolgenden Erläuterung
wird angenommen, dass das Modem mit reduzierter Rate und das Vollraten-Modem αN bzw. N
Frequenztöne
mit α < 1 aufweisen. Dies
ist in den 6a und 6b veranschaulicht.
Es werden zwei Frequenzindizes verwendet. Der erste Index repräsentiert
den Kanal mit reduzierter Rate und wird mit k1 ∊ [0, αN – 1] bezeichnet.
Der zweite Index, der mit k2 ∊ [αN, N – 1] bezeichnet
wird, umfasst jene Kanäle
in der oberen Hälfte
des Vollraten-Kanals, d. h. den Alias-Kanal. Diese Indizes hängen durch
k2 = N – 1 – k1 zusammen. Folglich werden der Kanal mit
reduzierter Rate und der Alias-Kanal in dem Frequenzbereich als
H(k1) bzw. H(k2)
dargestellt. Der Rahmenindex wird mit n bezeichnet und die empfangenen
und Trainingssymbole in dem Frequenzbereich werden mit Y(k, n) bzw.
X(k, n) bezeichnet. Mit diesen Definitionen ist das empfangene Signal
gegeben durch Y(k1,
n) = H(k1) X(k1,
n) + H(X2) X(k2,
n) + V(k1, n) (1)
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Bei
einem Aspekt besteht das Ziel darin, den Kanal mit reduzierter Rate
und den Alias-Kanal anhand des empfangenen Signals Y(k1,
n) und der Kenntnis des übertragenen
Vollband-Signals, d. h. von X(k1, n) und X(k2, n), zu schätzen. Im Folgenden werden zwei
Verfahren zum Schätzen
des Kanals mit reduzierter Rate und des Alias-Kanals vorgestellt.
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Für wirklich
unkorrelierte Trainingsdaten (sowohl in Bezug auf den Rahmen als
auch die Tonindizes) kann der Kanal mit reduzierter Rate geschätzt werden
als
E[Y(k1,
n) X*(k1, n)] =
= E[H(k1)
X(k1, n) X*(k1,
n) + H(k2) X(k2,
n) X*(k1, n) + V(n) X*(k1,
n)]
= E[H(k1) X(k1,
n) X*(k1, n) + H(k2)
X(k2, n) X*(k1,
n)] (2) = E[H(k1) X(k1,
n) X*(k1, n)] (3) = 2 H(k1) (4)wobei sich
die Gleichungen (2) und (3) aus X(k
1, n),
X(k
2, n) und V(n), die unkorreliert sind,
ergeben, während die
Gleichung (4) voraussetzt, dass X(k, n) ein 4-QAM-Signal ist. Durch Näherung des
Erwartungsoperators mit einem zeitlichen Mittelwert, kann H(k
1) geschätzt
werden als
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Unter
Verwendung einer ähnlichen
Ableitung, kann H(k
2) geschätzt werden
als
wobei die unterlegte Schätzfunktion
gegeben ist durch
H ^(k2)
= 12 E[Y(k1, n) X*(k2,
n)] (7) -
Genauer
kann (7) geschrieben werden als H ^(k2) = 12 {H(k2) E[X(k2, n) X*(k2, n)]
+ H(k1) E[X(k1,
n) X*(k2, n)]}
= 12 {H(k2) σ2x (k2) + H(k1) rx(k1, k2,)} (8)wobei σ 2 / x(k2) die Energie der Trainingssequenz mit dem
Ton k2 ist und rx(k1, k2) die Kreuzkorrelation
zwischen den mit den Tönen
k1 und k2 übertragenen
Sequenzen ist. Im Bezug auf das ideale Szenario von Gleichung (7), σ 2 / x(k2) = 2 (für
4-QAM), und auf Grund der Unabhängigkeitsannahme,
dass rx(k1, k2) = 0 ist, ist deshalb eine perfekte Alias-Kanalschätzung möglich. Leiter
ist diese Annahme nicht immer gegeben, da pseudo-zufällige Sequenzen
mit schlechten statistischen Eigenschaften typisch in realen Modems
verwendet werden.
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Eine
bessere Schätzung
des Alias-Kanals kann ausgeführt
werden, indem zunächst
der Kanal mit reduzierter Rate geschätzt wird, sein Effekt von den
empfangenen Symbolen subtrahiert wird und danach der Alias-Kanal
geschätzt
wird. Die Prozedur kann mathematisch wie folgt angegeben werden.
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Es
wird eine Ableitung ähnlich
der für
den Alias verwendeten Ableitung verwendet. H ^(k1) = 12 E[Y(k1,
n) X*(k1, n)]
= 12 {H(k1) σ2x (k1) + H(k2) rx(k1, k2,)} (9)
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Es
wird angemerkt, dass die Schätzung
für H(k
1) besser als die Schätzung für H(k
2)
ist, weil angenommen wird, dass H(k
1) ≥ H(k
2) ist. Diese Darstellung kann durch Identifizieren
der Fehlerkomponente der Kanalschätzungen, d. h. des zweiten
Terms in den Gleichungen (9) und (8), eingeschränkt werden.
|ek1|2 =
|H(k2)|2 |rx(k1, k2)|2 (10) |ek2|2 =
|H(k1)|2 |rx(k1, k2)|2 (11) -
Der
Effekt des Kanals mit reduzierter Rate kann wie folgt subtrahiert
werden. Y(k1, n) = Y(k1, n) – H ^(k1) X(k1) (13)
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Und
anhand dieser Berechnungen kann der Alias-Kanal geschätzt werden. H ^(k2) = 12 E[Y(k1, n) X*(k2, n)]
= 12 {H(k2) σ2x (k2) + ((H(k1) – H ^(k1)) rx(k1,
k2)} (14)
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Die
Verbesserung dieses Lösungswegs
gegenüber
dem von Gleichung (8) wird durch Vergleichen der entsprechenden
Fehlerenergien quantifiziert, d. h., |e'k2|2 = |H(k1) – H ^(k1)|2|rx(k1, k2)|2 (15)
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Genauer
ergibt das Verhältnis
der Gleichungen (11) und (15)
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Wenn
der Kanal mit reduzierter Rate und der Alias-Kanal unter Verwendung
eines der oben vorgeschlagenen Verfahren identifiziert worden sind,
kann das Rauschen geschätzt
werden als V(n) = Y(k1,
n) – H(k1) X(k1, n) – H(k2) X(k2, n) (17)
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Unter
Verwendung von Daten vom Zeitpunkt n = 0, ..., T – 1 kann
die Rauschvarianz geschätzt
werden als
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Der
Unterkanal-SNR kann daraufhin geschätzt werden durch
wobei
für 4-QAM σ 2 / x = 2 ist.
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Eine
alternative Ausführungsform
kann einen Alias-Löschungsansatz
niedriger Komplexität
verwenden, der dem zuvor beschriebenen Zweistufenverfahren zum Schätzen des
Kanals mit reduzierter Rate und des Alias-Kanals konzeptionell gleichwertig
ist. Dieser reduzierte Implementierungsansatz verwendet lediglich ein
Viertel der verfügbaren
Daten, wobei effektiv die Speicher- und Rechenanforderungen um denselben
Faktor reduziert werden.
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Der
Lösungsansatz
niedriger Komplexität
berechnet implizit den Kanal H(k1) mit reduzierter
Rate, subtrahiert seinen Effekt von dem Empfangssignal und schätzt daraufhin
den Alias-Kanal H(k2). Als Erstes wird der
Effekt des Empfangskanals auf die Konstellation ++ erhalten, indem
die empfangenen Töne
gemittelt werden, die die gewünschte
Konstellation tragen, d. h., X(k1, n) =
1 + j.
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Hierbei
ist Y ^1++ (k1) =
E[Y(k1, n)] ≈ H(k1)(1
+ j) mit k1, n s.t. X(k1,
n) = (1 + j) (20)
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Als
Zweites werden vier Mittelwerte der empfangenen Symbole geschätzt, dabei
ist Y1,2++ (k1)
= E[Y(k1, n)] mit k1,
n s.t. X(k1, n) = (1 + j) und X(k2, n) = (1 + j) ≈ Y1++ (k1)
+ H(k2)(1 + j) (21) Y1,2-+ (k1) = E[Y(k1,
n)] mit k1, n s.t. X(k1,
n) = (1 + j) und X(k2, n) = (–1 + j) ≈ Y1++ (k1) + H(k2)(–1 + j) (22) Y1,2+- (k1) = E[Y(k1,
n)] mit k1, n s.t. X(k1,
n) = (1 + j) und X(k2, n) = (1 – j) ≈ Y1++ (k1) + H(k2)(1 – j) (23) Y1,2-- (k1) = E[Y(k1,
n)] mit k1, n s.t. X(k1,
n) = (1 + j) und X(k2, n) = (–1 – j) ≈ Y1++ (k1) + H(k2)(–1 – j) (24)einer für jede der
vier möglichen
Alias-Konstellationen X(k2, n) = ± 1 ± j und
bedingt für
den Empfangspunkt ++, d. h. X(k1, n) = 1
+ j. Schließlich
wird der Effekt von H(k2) auf das empfangene
Symbol berechnet als Y2++ (k1)
= Y1++ (k1) = Y1,2++ (k1) ≈ –H(k2)(1 + j) (25) Y2-+ (k1) = Y1++ (k1)
= Y1,2-+ (k1) ≈ –H(k2)(–1
+ j) (26) Y2+- (k1) = Y1++ (k1)
= Y1,2+- (k1) ≈ –H(k2)(1 – j) (27) Y2-- (k1) = Y1++ (k1)
= Y1,2-- (k1) ≈ –H(k2)(–1 – j) (28)
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Diese
Größen werden
vor der SNR-Berechnung direkt von den empfangenen Rahmen subtrahiert,
um die Alias-Komponente zu entfernen. Y(k1,
n) = Y(k1, n) + Y2++ (k1)
für k1, n s.t. X(k2, n)
= (1 + j) (29) Y(k1, n) = Y(k1, n)
+ Y2-+ (k1) für k1,
n s.t. X(k2, n) = (–1 + j) (30) Y(k1, n) = Y(k1, n)
+ Y2+- (k1) für k1,
n s.t. X(k2, n) = (1 – j) (31) Y(k1, n) = Y(k1, n)
+ Y2-- (k1) für k1,
n s.t. X(k2, n) = (–1 – j) (32)
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Eine
unmittelbare Verbesserung dieses Lösungsansatzes besteht in der
Zusammenfassung der vier "Schätzungen" des Alias-Kanals
H(k2) zu einer einzigen Schätzung. Dies
erfordert ein Rotieren der Y 2 / xx sowie eine Mittelwertbildung am Ende.
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Unabhängig von
dem zur Alias-Löschung
verwendeten Verfahren ist dann, wenn Erwartungswerte berechnet werden,
darauf zu achten, ob eine Trainingssequenz mit schlechten statistischen
Eigenschaften verwendet wird. Dies ist ins besondere für die T1.413-Medley-Sequenz
der Fall. Diese Einschränkung
kann aufgelöst
werden, indem für
die Implementierung der Erwartungswertoperatoren dieselbe Anzahl
von Konstellationspunkten berücksichtigt
wird.
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Bisher
ist die vorliegende Erfindung im Kontext eines ADSL-Modems unter
Verwendung eines DMT-Modulationsschemas beschrieben worden. Es wird
jedoch angemerkt, dass die Erfindung auf eine große Anzahl
weiterer Anwendungen angewendet werden kann. Grundsätzlich können alle
Vielfachton-Kommunikationssysteme Nutzen aus dieser Erfindung ziehen.
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Während diese
Erfindung anhand veranschaulichender Ausführungsformen beschrieben worden
ist, ist diese Beschreibung nicht in einem einschränkenden
Sinne zu verstehen. Für
den Fachmann auf dem Gebiet sind anhand dieser Beschreibung sowohl
verschiedene Abwandlungen und Kombinationen der veranschaulichenden
Ausführungsformen
als auch weitere Ausführungsformen
der Erfindung klar. Die beigefügten Ansprüche sollen
daher alle derartigen Abwandlungen oder Ausführungsformen umfassen.
