DE102009030959B4 - Kanalschätzer und Verfahren zur Kanalschätzung - Google Patents

Abstract

Funkempfänger, umfassend:eine Verarbeitungseinheit (3), die dafür ausgelegt ist, ein empfangenes Funksignal Antennenumschaltung zu unterziehen,wobeidie Verarbeitungseinheit (3) einen Wahlschalter (205) umfasst, der ausgelegt ist, selektiv zwischen einem oder mehreren spezifischen Antennensignalen zur Kopplung mit einem Ausgang der Verarbeitungseinheit (3) auszuwählen,eine Steuereinheit (6), die dafür ausgelegt ist, ein Steuersignal (7) auszugeben, das Informationen bezüglich der Antennenumschaltung angibt, undeinen mit dem Ausgang der Verarbeitungseinheit gekoppelten Kanalschätzer (4), wobei der Kanalschätzer (4) dafür ausgelegt ist, auf der Basis des von der Steuereinheit empfangenen Steuersignals Kanalparameter bereitzustellen.

Description

• Die Erfindung betrifft einen Funkempfänger mit einem Kanalschätzer sowie ein Verfahren zur Kanalschätzung in einem Funkempfänger, wobei das empfangene Signal in dem Funkempfänger einer Signalumschaltung unterzogen wird.
• Eine Signalumschaltung kann in einem Empfänger für vielfältige Zwecke verwendet werden, wobei sie aber auch das Leistungsverhalten des Empfängers nachteilig beeinflussen kann.
• Eine der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe kann darin gesehen werden, eine hohe Empfängerleistungsfähigkeit bei Anwesenheit von Signalumschaltung bereitzustellen.
• US 2007 / 0 230 635 A1 beschreibt einen Funkempfänger, welcher mit einem Automatic Gain Control (AGC) ausgerüstet ist, welcher eine Signalumschaltung durchführt und einen Kanalschätzer über das Timing der Umschaltvorgänge informiert. Dadurch wird der Kanalschätzer in die Lage versetzt, eine an den Umschaltzeitpunkt angepasste Kanalschätzung durchzuführen.
• In US 2007 / 0 071 149 A1 ist ein Mehrantennenempfänger gezeigt, welcher mit einem Wahlschalter versehen ist, um durch maximum-ratio combining (MRC) ein ausgewähltes Signal bereitzustellen, das auf eine Teilmenge der verfügbaren Antennen zurückgeht.
• US 2007 / 0 201 587 A1 gibt einen drahtlosen Empfänger an, bei dem eine Kanalschätzung mithilfe einer Auswahl von Filterkoeffizienten aus einer vorgegebenen Menge in Abhängigkeit vom Auftreten einer AGC-Änderung erfolgt.
• Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Ausführungsformen und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
• Aspekte der Erfindung werden anhand von Beispielen in der folgenden Beschreibung von Ausführungsformen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungsfiguren beschrieben. Es zeigen:
• 1 ein schematisches Blockdiagramm eines Funkkommunikationssystems;
• 2 ein schematisches Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Funkempfängers;
• 3 ein schematisches Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform einer Eingangseinheit eines Funkempfängers;
• 4 ein schematisches Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform einer Eingangseinheit eines Funkempfängers;
• 5 ein schematisches Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform einer Eingangseinheit eines Funkempfängers;
• 6 ein Diagramm der Funktion einer ersten Ausführungsform einer Steuereinheit eines Funkempfängers;
• 7 ein schematisches Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Kanalschätzers;
• 8 ein schematisches Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform einer in 7 gezeigten Programmiereinheit;
• 9 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Funktion einer in 8 gezeigten Teilmengenauswahleinheit;
• 10 ein schematisches Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform einer in 7 gezeigten Programmiereinheit;
• 11 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Funktionsweise einer zweiten Ausführungsform einer Steuereinheit eines Funkempfängers;
• 12 ein beispielhaftes Pilotmuster in dem Zeit-Frequenz-Gitter;
• 13 drei verschiedene Arten von pilotunterstützten Kanalschätzungstechniken, die in einem Mehrträger-Funkübertragungssystem verwendet werden; und
• 14 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Kanalschätzung in einem Funkkommunikationssystem.
• In der folgenden Beschreibung und in den Ansprüchen können die Ausdrücke „gekoppelt“ und „verbunden“ zusammen mit Ableitungen verwendet werden. Es versteht sich, dass diese Ausdrücke angeben können, dass zwei Elemente miteinander zusammenwirken oder in Wechselwirkung treten, gleichgültig, ob sie sich in direktem physischen oder elektrischen Kontakt oder sich nicht in direktem Kontakt miteinander befinden.
• Ferner versteht sich, dass Ausführungsformen der Erfindung in diskreten Schaltungen, teilweise integrierten Schaltungen oder vollständig integrierten Schaltungen implementiert werden können.
• Beispielsweise betreffen bestimmte Teile der folgenden Beschreibung Mehrträger-Modulationssysteme wie z.B. ein Funkkommunikationssystem mit Orthogonal-Frequenzmultiplex (OFDM). Der Ausdruck OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) soll nicht auf einen speziellen Standard oder eine spezielle Anwendung beschränkt sein, sondern soll allgemein so verstanden werden, dass er praktisch alle Mehrträger-Modulationssysteme umfasst. Insbesondere können Funksysteme, die mehrere Sende- und/oder Empfangsantennen verwenden, die als Systeme mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (MIMO - Multiple Input Multiple Output) bekannt sind, Mehrträger-Modulationstechniken wie etwa OFDM verwenden und können einen Teil von hier beschriebenen Ausführungsformen bilden.
• Hier beschriebene OFDM-Systeme können bei der terrestrischen bzw. Handheld-Digitalvideoausstrahlung (DVB-T/H) verwendet werden. DVB-T/H basiert auf terrestrischen Sendern und einem für Mobilempfänger ausgelegten Kommunikationssystementwurf. Es können jedoch auch andere Mehrträger- bzw. OFDM-Systeme von den hier skizzierten Konzepten und Prinzipien Nutzen ziehen, wie zum Beispiel Satelliten-Mehrträger- bzw. OFDM-Systeme.
• 1 zeigt die Grundbaublöcke eines Funkkommunikationssystems. In einem Sender TX werden Informationsdatensymbole s_n auf ein Trägersignal moduliert. n bedeutet den Zeitpunkt, z.B. den Symbolzeitindex. Für Fachleute ist erkennbar, dass Upstream-Datenverarbeitungstechniken, wie zum Beispiel Quellencodierung, Symbolverschachtelung, Kanalcodierung usw., angewandt werden können, obwohl sie in 1 nicht abgebildet sind.
• Die aufeinanderfolgenden Symbole s_n werden durch einen im Allgemeinen zeitvarianten, frequenzselektiven und rauschbehafteten Kanal 2 übertragen. Die Kanalübertragungsfunktion (CTF - Channel Transfer Function) kann durch mit H bezeichnete Kanalparameter beschrieben werden.
• Der Empfänger RX umfasst eine Verarbeitungseinheit 3, einen Kanalschätzer 4 und einen Entzerrer 5. Die Verarbeitungseinheit 3 kann eine Eingangseinheit 8 und einen Demodulator 9 umfassen. Obwohl in 1 nicht gezeigt, kann die Eingangseinheit 8 eine Antenne (oder mehrere Antennen), einen Hochfrequenz-(HF-)Teil und eine Abwärtsumsetzungseinheit umfassen, die dafür ausgelegt ist, das empfangene Signal in eine Zwischenfrequenz (ZF) oder in das Basisband umzusetzen. Nach weiterer ZF- oder Basisbandsignalverarbeitung, wie z.B. Abtastung, Analog-Digital-Umsetzung, Filterung und so weiter (eine beispielhafte detailliertere Konfiguration der Eingangseinheit 8 ist in 5 dargestellt), wird das durch die Eingangseinheit 8 erzeugte Signal in dem Demodulator 9 demoduliert, um eine Sequenz von Abtastwerten z_n zu erhalten. Der Demodulator 9 kann im Allgemeinen von beliebigem Typ sein, wie z.B. ein CDMA-Signaldemodulator (Code Division Multiple Access) oder ein OFDM-Demodulator. Die Abtastwerte z_n werden dem Eingang des Kanalschätzers 4 und dem Eingang des Entzerrers 5 zugeführt. Als Piloten bezeichnete bekannte Symbole unter diesen Abtastwerten z_n können verwendet werden, um geschätzte Kanalparameter Ĥ zu berechnen. Wie später ausführlicher beschrieben werden wird, wird ein Filter verwendet, um die Kanalparameter Ĥ aus den Abtastwerten z_n zu berechnen. Die Kanalschätzung kann durch vielfältige Techniken erreicht werden, darunter Kanalschätzung auf Pilotenbasis, pilotunterstützte Kanalschätzung, Entscheidungsrückkopplungs-Kanalschätzung (d.h. DF-Kanalschätzung) und Kombinationen dieser Techniken.
• Die Kanalschätzungen (Kanalparameter) Ĥ werden dem Entzerrer 5 zugeführt. In dem Entzerrer 5 bewirkt der Einfluss des Übertragungskanals auf die übertragenen Daten die geschätzte Sequenz von Abtastwerten s_n, die in dem Empfänger RX wiedergewonnen wird. Diese Sequenz wird mit ŝ = (ŝ_n) bezeichnet.
• Die Sequenz ŝ entzerrter Datensymbole wird dann einem Demapping unterzogen, d.h. es werden sogenannte Soft-Bits aus den Signalkonstellationspunkten erzeugt. Diese Soft-Bits werden zur weiteren Verarbeitung weiteren Datenverarbeitungsschaltkreisen, wie z.B. einem Kanaldecodierer, zugeführt. Für diese und andere Aufgaben verwendete Datenverarbeitungseinheiten sind in 1 der Kürze halber nicht abgebildet.
• Signalumschaltungsprozesse in dem Datenverarbeitungspfad signalaufwärts des Entzerrers 5 (d.h. in der Verarbeitungseinheit 3) bewirken in der Regel Unstetigkeiten in der von den folgenden Blöcken der Signalverarbeitungskette, wie zum Beispiel dem Kanalschätzer 4 und dem Entzerrer 5, gesehenen CTF. Solche Unstetigkeiten können die Leistungsfähigkeit des Kanalschätzers 4 und folglich die Leistungsfähigkeit des Entzerrers 5 signifikant beeinträchtigen.
• 2 zeigt ein einfaches Blockdiagramm eines Empfängers 100 gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung. Hier und in der gesamten folgenden Beschreibung betreffen dieselben Bezugszeichen dieselben oder funktional ähnliche Teile der Schaltkreise. Hinsichtlich der Blöcke 3, 4, 5, 8, 9 kann die erste Ausführungsform dem in Verbindung mit 1 beschriebenen Empfänger RX entsprechen. Ferner ist die Verarbeitungseinheit 3 mit einer Steuereinheit 6 verbunden, die ein mit d bezeichnetes Steuersignal 7 ausgibt. Das Steuersignal 7 wird dem Kanalschätzer 4 zugeführt.
• Das Steuersignal 7 zeigt Informationen bezüglich Signalumschaltung der Verarbeitungseinheit 3 an, d.h. in dem Signalpfad signalaufwärts des Entzerrers 5 und Kanalschätzers 4. Signalumschaltung in der Verarbeitungseinheit 3 führt im Allgemeinen Unstetigkeiten (oder genauer gesagt, Übergänge von einem Unstetigkeitsniveau zu einem anderen Unstetigkeitsniveau) in dem demodulierten Signal, d.h. der Sequenz von Abtastwerten z_n, ein. Aufgrund der in dem Steuersignal 7 enthaltenen Informationen bezüglich der Signalumschaltung kann der Kanalschätzer 4 das Berechnungsverfahren zur Berechnung der Kanalparameter Ĥ anpassen, um verschiedene durch die Signalumschaltung in der Verarbeitungseinheit 3 eingeführte Unstetigkeitsniveaus zu berücksichtigen. Beispielsweise können für jeden zur Kanalschätzung verwendeten Abtastwert z_n die in dem Steuersignal 7 enthaltenen Informationen bezüglich Signalumschaltung das mit diesem Abtastwert z_n assoziierte derzeitige Unstetigkeitsniveau anzeigen und/oder können eine Vorgeschichte von Unstetigkeitsniveaus vor oder nach dem Zeitpunkt n oder um diesen herum anzeigen. Das Berechnungsverfahren zur Berechnung der Kanalparameter Ĥ, das in dem Kanalschätzer 4 angewandt wird, wird somit in Reaktion auf die in dem Steuersignal 7 enthaltenen Signalumschaltinformationen variiert. Diese zusätzlichen Signalumschaltinformationen können es dem Kanalschätzer 4 erlauben, zu berücksichtigen, mit welchem Unstetigkeitsniveau ein spezifischer Abtastwert z_n in Beziehung steht, um so „blinde“ Mittelungs- oder Interpolationsprozeduren zu vermeiden, die über Abtastwerte z_n laufen, die verschiedene Unstetigkeitsniveaus betreffen.
• Anders ausgedrückt, würde der Kanalschätzer 4 ohne Informationen bezüglich Signalumschaltung versuchen, Signalniveauunstetigkeiten durch Mitteln über diese aufzulösen. Abhängig von der Art und Anzahl der Unstetigkeiten könnte sich das Ergebnis der Kanalschätzung stark von der realen CTF unterscheiden, und zwar sowohl vor als auch nach dem Auftreten einer Signalniveauunstetigkeit (aufgrund von in dem Kanalschätzer 4 durchgeführten Mittelungs- oder Interpolationsprozeduren). Solche Abweichungen der geschätzten CTF (d.h. der geschätzten Kanalparameter) würden ihrerseits zu einem Verlust bei dem Rauschabstand (SNR: Signal-to-Noise Ratio) und somit zu einer Verschlechterung der Leistungsfähigkeit des Empfängers führen. Dies lässt sich durch die hier beschriebene schaltabhängige Kanalschätzungstechnik vermeiden.
• In 14 ist somit ein Beispiel für ein Verfahren zur Kanalschätzung in einem Funkkommunikationssystem dargestellt, bei dem das empfangene Funksignal einer Signalumschaltung unterzogen wird, (Schritt S1). Gemäß Schritt S2 wird ein Steuersignal 7 erzeugt, das Informationen bezüglich der Signalumschaltung anzeigt. Bei Schritt S3 werden die Kanalparameter auf der Basis des aus der Steuereinheit 6 empfangenen Steuersignals 7 geschätzt.
• Es ist zu beachten, dass die Steuereinheit 6 auch Teil der Verarbeitungseinheit 3 sein kann. In diesem Fall wird das Steuersignal 7 direkt von der Verarbeitungseinheit 3 ausgegeben.
• 3 zeigt eine erste Ausführungsform von Schaltkreisen 200, die in der Eingangseinheit 8 enthalten sind. Die Schaltkreise 200 umfassen mehrere (in einem Beispiel vier) Antennen 201, 202, 203, 204. Ausgänge der Antennen 201, 202, 203, 204 sind mit einem Antennenschalter 205 verbunden. Der Antennenschalter 205 kann ein Wahlschalter sein, der dafür ausgelegt ist, selektiv einen oder mehrere der Antennenausgänge mit einem Ausgang 206 des Antennenschalters 205 zu verbinden. Dieser Ausgang 206 ist mit Hochfrequenz-(HF-)Schaltkreisen 207 verbunden. Die HF-Schaltkreise 207 können ein Kanalfilter, einen rauscharmen Verstärker (LNA), einen Mischer zur Abwärtsumsetzung des empfangenen Signals in ein Zwischenfrequenz-(ZF-) oder Basisband usw. umfassen. Beispielsweise wird auf 5 Bezug genommen, worin HF-Schaltkreise 207 ausführlicher exemplifiziert sind.
• Der Antennenschalter 205 wird als Reaktion auf ein Schaltsignal 208 betätigt, das durch Überwachen und Vergleichen der mit jedem Antennenausgang assoziierten Signalstärke abgeleitet werden kann. Eine Stellung des Antennenschalters 205 (d.h. eine Indexnummer 1, 2, 3, 4 der gewählten Antenne) wird über das Schalterstellungssignal 209 an die Steuereinheit 6 ausgegeben. Die Steuereinheit 6 erzeugt das Steuersignal 7 aus dem Schalterstellungssignal 209. Das Steuersignal 7 kann z.B. zu jedem Zeitpunkt n aktualisiert werden, oder immer dann, wenn sich die Stellung des Antennenschalters 205 ändert.
• Bei einer Ausführungsform kann das Schalterstellungssignal 209 binär codiert werden, um das Steuersignal 7 zu bilden. Die Schaltkreise 200 können N_ant Antennenumschaltungen enthalten, die mit der Symbolrate synchronisiert sein können (es ist zu beachten, dass N_ant mit der Anzahl der Antennen identisch sein kann, oder, wenn die Antennenumschaltung Antennenkombination umfasst, von der Anzahl der Antennen verschieden sein kann). Das Steuersignal 7 kann z.B. durch die binärcodierte Indexnummer der Antennenschaltstellung gebildet werden, die gewählt wurde, um das derzeitige Symbol zu empfangen (die Bezifferung selbst ist willkürlich, kann sich aber nicht ändern). Das Steuersignal 7 kann Bitworte d aus N_cs Bit (d₁,..., d_Ncs) umfassen, mit $${\text{N}}_{\text{CS}}=\lceil {\text{log}}_2\left({\text{N}}_{\text{ant}}\right)\rceil \text{,}$$

  

  wobei $\lceil \text{x}\rceil$

  

  die nächste ganze zahl zu x nicht kleiner als x und log₂(x) den Zweierlogarithmus von x bedeutet. Bei einem Schaltsystem mit vier Antennen wäre daher ein Steuersignal 7 aus einem Zwei-Bit-Wort d=(d₁,d₂) ausreichend.
• Die Funktion der Steuereinheit 6 ist in 6 dargestellt. Die Schaltstellungen, die entsprechende Signalunstetigkeitsniveaus in dem geschalteten empfangenen Funksignal der Abtastwerte z_n verursachen, werden durch Nummern 1, 2, 3, 4 ausgedrückt und in der Zeitrichtung aufgetragen. Das Steuersignal 7 wird durch zwei Bit (d₁,d₂) codiert. Zum Beispiel gilt bei t = n d = (1,0) und bei t = n+1 gilt d = (0,1).
• 11 zeigt einen anderen Algorithmus zum Erzeugen des Steuersignals 7. Wieder werden die Schaltstellungen p_n ∈ {1,2,3,4} auf dem Zeitmaßstab angegeben. Es sei φ_n ein Vektor der Größe 2W+1, der die Vorgeschichte der Schaltstellungen oder allgemeiner gesagt der Signalunstetigkeitsniveaus enthält, wobei der Zeitpunkt des mittleren Elements des Vektors φ_n n ist, d.h. φ_n= (p_n-w, p_n-w+1, ..., p_n, ..., p_n+w-1, p_n+w). Wenn beispielsweise W = 2 ist, gilt φ_n = (2,3,3,2,2) zum Zeitpunkt t = n und φ_n+1 = (3,3,2,2,2) zum Zeitpunkt t = n+1. Dieser Vektor φ_n wird in einen binären Vektor ϕ_n derselben Länge umgewandelt, indem man das n'-te Element auf 1 setzt, wenn p_n’ = p_n gilt, und auf 0 andernfalls, wobei n-W ≤ n’ ≤ n+W ist. Das mittlere Element von ϕ_n ist daher definitionsgemäß 1, da in diesem Fall n = n’ gilt, und alle anderen von null verschiedenen Elemente beschreiben Zeitpunkte in der Vorgeschichte, bei denen dieselbe Schaltstellung (oder dasselbe Signalunstetigkeitsniveau) wie bei p_n auftritt. Mit Bezug auf das obige Beispiel gilt ϕ_n = (0,1,1,0,0) bei t = n, und ϕ_n+1 = (0, 0, 1, 1, 1) bei t = n+1. Der binäre Vektor ϕ_n kann dann direkt als Steuersignal 7 verwendet werden, das zu jedem Zeitpunkt aktualisiert wird, d.h. d_n = ϕ_n. Da das mittlere Element des binären Vektors ϕ_n immer 1 ist, kann das mittlere Element ferner aus dem binären Vektor ϕ_n ausgeschlossen werden.
• 4 zeigt Schaltkreise 300, die in der Eingangseinheit 8 gemäß einer zweiten Ausführungsform des Funkempfängers RX enthalten sein können. Die Eingangseinheit 8 umfasst einen rauscharmen Verstärker (LNA) 301, dessen Eingang mit einer Antenne 302 gekoppelt ist. Der LNA 301 ist ein Verstärker mit schaltbarer Verstärkung. Solche Verstärker werden in der Regel durch eine Kette von Stufen mit schaltbarer Verstärkung gebildet, wobei jede Stufe selektiv freigegeben oder gesperrt werden kann. Die Verstärkungsumschaltung wird als Reaktion auf ein Verstärkungsschaltsignal 303 erreicht, das auf der Basis einer Signalstärkemessung in dem Empfänger RX erzeugt werden kann. Ein Verstärkungspegelsignal 304 wird verwendet, um der Steuereinheit 6 den derzeitigen Verstärkungspegel zu melden. Die Steuereinheit 6 erzeugt das Steuersignal 7, das Informationen in Bezug auf die durch Verstärkungspegelumschaltung verursachte Signalumschaltung anzeigt. Das Steuersignal 7 kann nur den derzeitigen Verstärkungspegel an dem betrachteten Zeitpunkt n oder eine Vorgeschichte von Verstärkungspegelumschaltungen, die vor oder nach dem betrachteten Zeitpunkt oder um diesen herum stattgefunden haben, anzeigen. Insbesondere kann das Steuersignal 7 des Werts d auf dieselbe Weise wie in Verbindung mit den 6 und 11 erläutert erzeugt werden.
• 5 zeigt andere Schaltkreise 400, die in der Eingangseinheit 8 gemäß einer dritten Ausführungsform enthalten sein können, ausführlicher. Die in 5 gezeigten Schaltkreise 400 kombinieren die Konzepte der Antennenumschaltung (d.h. Antennendiversität) und der Verstärkungsumschaltung wie oben bereits in Verbindung mit den in 3 und 4 gezeigten Ausführungsformen erläutert wurde. Ferner ist zu beachten, dass weitere schaltbare Einheiten in dem Signalpfad der Schaltkreise 400 vorgesehen sein können. In diesem Fall werden solche anderen schaltbaren Einheiten auch mit der Steuereinheit 6 gekoppelt, um dem Kanalschätzer 4 über das Steuersignal 7 Informationen über Signalumschaltung in diesen Einheiten zur Verfügung zu stellen.
• Kurz gesagt werden mehrere Antennen 402 (entsprechend den Antennen 201 bis 204) mit einem Antennenschalter 405 (entsprechend dem Antennenschalter 205) gekoppelt. Ein Ausgang des Antennenschalters 405 ist mit einem Kanalfilter 410, wie zum Beispiel einem SAW- (Oberflächenwellen-)Filter gekoppelt. Die Schaltkreise 400 können ferner einen rauscharmen Verstärker (LNA) 401, einen Mischer bzw. eine Abwärtsumsetzungsstufe 411, ein Analog-Basisband-Tiefpassfilter 412, einen Analog-Digital-Umsetzer 413, ein Digitalfilter 414, eine Gleichstromoffsetkorrekturstufe 415 und eine automatische Verstärkungsregelung (AGC) 416 umfassen. Die AGC 416 regelt die Verstärkung der Schaltkreise 400. Zu diesem Zweck ist ein Ausgang der AGC 416 über das Signal 403 (entspricht dem Signal 303 in 4) mit dem LNA 401 gekoppelt, und ein anderer Ausgang der AGC ist über das Signal 417 mit einer Einheit 418 für RSSI (Empfangssignalstärkeindikation) gekoppelt. Die RSSI-Einheit 418 berechnet für jede Antenne 402 einen Signalstärkeindikator. Zu diesem Zweck ist der Antennenschalter 405 dafür ausgelegt, periodisch durch die Antennen 402 durchzuschalten, und die RSSI-Einheit 418 überwacht die mit jeder Antenne 402 assoziierte Signalstärke. Dann wird eine Entscheidung getroffen, welche der Antennen 402 maximale Signalstärke liefert, und diese Entscheidung wird als Antennenauswahlsignal 408 (entsprechend dem Antennenauswahlsignal 208) mit dem Antennenschalter 405 gekoppelt. Die Überwachung der mit verschiedenen Antennen 402 assoziierten Signalstärke kann in einer Aquisitionsperiode oder z.B. periodisch während einer Schutzzeit, in der keine Benutzerdaten verarbeitet werden müssen, durchgeführt werden. Insbesondere in OFDM-Systemen ist die Schutzzeit T_g (guard time) zwischen sukzessiven OFDM-Symbolen für die Signalstärkeüberwachung verschiedener Antennen verfügbar. Es versteht sich, dass die Signalumschaltung sowohl in der Schalteinheit 405 als auch in dem LNA 401 mit dem Symboltiming synchronisiert ist.
• Wie in 5 dargestellt, werden die Signalschaltereignisse und Signalschaltstellungen über das Schaltstellungssignal 409 (entsprechend dem Schaltstellungssignal 209) und das Verstärkungsschaltsignal 404 (entsprechend dem Verstärkungsschaltsignal 304) der Steuereinheit 6 gemeldet. Beide Schaltsignale 409, 404 können kombiniert werden, um das Steuersignal 7 zu erzeugen, das dann alle Unstetigkeitsniveaus des empfangenen Funksignals anzeigt, die durch Antennenumschaltung und Verstärker-Verstärkungsumschaltung in Kombination verursacht werden.
• 7 ist ein schematisches Blockdiagramm von Schaltkreisen 500, die einen Kanalschätzer 4 bilden. Die Schaltkreise 500 umfassen ein Interpolationsfilter 501 und eine Programmiereinheit 502. Dem Interpolationsfilter 501 werden Symbole z_n (z.B. Pilotsymbole p_n, die aus den empfangenen Funksignalabtastwerten z_n extrahiert werden) zugeführt. Diese Symbole z_n werden in den Interpolationsfilter 501 unter Verwendung einer Menge von Filterkoeffizienten {f̃_-w}.gefiltert. Diese Menge von Filterkoeffizienten wird durch die Programmiereinheit 502 in Reaktion auf das durch d ausgedrückte Steuersignal 7 bereitgestellt. Der Ausgang des Interpolationsfilters 501 liefert die Kanalschätzungen (Kanalparameter) Ĥ.
• Die zeitliche Fenstergröße des Interpolationsfilters 501 sei 2W+1, d.h. es werden W vorausgehende und W folgende Symbole verwendet, um die derzeitige Kanalschätzung Ĥ zu berechnen. Somit kann die Menge von zur Interpolation verwendeten Filterkoeffizienten {f̃_-w} folgendermaßen beschrieben werden: $$\left\{{\tilde{\text{f}}}_{-\text{w}}\text{, }{\tilde{\text{f}}}_{-\text{w}+1}\text{,}\dots \text{, }{\tilde{\text{f}}}_{\text{w}-1}\text{, }{\tilde{\text{f}}}_{\text{w}}\right\}$$

  
• Die Filterkoeffizienten {f̃_-w, f̃_-w+1, ..., f̃_w-1, f̃_w} werden so berechnet, dass für die Schätzung der Kanalparameter zum derzeitigen Zeitpunkt n alle Symbole für die Berechnung ausgewählt werden, die mit demselben Unstetigkeitsniveau wie das Symbol Z_n assoziiert sind. Zu diesem Zweck sei z_n eine Menge von Indizes m dieser Symbole z_n+m, die zu demselben Signalunstetigkeitsniveau wie das derzeitige Symbol z_n gehören, wobei -W ≤ m ≤ W ist. Zusätzlich gilt z_n ⊆ Y, wobei Y die vollständige Menge von Filterkoeffizientenindizes ist, d.h. Y = {-W, -W+1,..., -1,0,1,...,W-1,W}. Wenn der derzeitige Zeitpunkt n als in der Mitte des Zeitfensters der Länge 2W+1 liegend definiert ist (was jedoch nicht unbedingt der Fall sein muss), ist somit der Index 0 ein Element der Teilmenge Z_n. Diese Teilmenge Z_n enthält die Indizes der für das Interpolationsfilter 501 zum Zeitpunkt n zu verwendenden Filterkoeffizienten. Das Interpolationsfilter 501 kann von beliebiger Art sein, z.B. es kann ein FIR-Filter (Finite Impulse Response) sein.
• Die Menge von Filterkoeffizienten mit Indizes, die in der Teilmenge Z_n enthalten sind, bewirkt, dass das Interpolationsfilter 501 nur Abtastwerte z_n (z.B. Piloten) verarbeitet, die demselben Signalunstetigkeitsniveau angehören, wenn die Kanalschätzung Ĥ berechnet wird. Man beachte, dass insbesondere im Fall einer Antennenumschaltung dies vorteilhaft sein kann, weil aus verschiedenen Antennen empfangene Symbole über verschiedene zeitveränderliche Kanäle 2 übertragen wurden (siehe 1) und somit verschiedene Kanalverzerrungen aufweisen.
• 8 ist ein schematisches Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform der Programmiereinheit 502. Die Programmiereinheit 502 kann eine Teilmengenauswahleinheit 5021, eine Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 5022, eine Nachschlagetabelle LUT 5023 und eine Normierungseinheit 5024 umfassen. Die Teilmengenauswahleinheit 5021 empfängt das durch d_n ausgedrückte Steuersignal 7. Wenn das Steuersignal 7 wie in 6 gezeigt codiert wird, zeigt d_n die derzeitige Schaltstellung (oder das Signalunstetigkeitsniveau) zum Zeitpunkt n an. Die Teilmenge Z_n kann dann so berechnet werden, dass sie alle Indizes m mit d_m+n = d_n umfasst. Wie in Fig. 9 für das Beispiel W = 2 dargestellt, gilt also Z_n = {-1,0} und Z_n+1 = {0,1,2}. In der Praxis kann W größer als 2 sein und kann zum Beispiel im Bereich zwischen 10 und 20 liegen.
• Diese Teilmengen von Indizes Z_n werden zu jedem Zeitpunkt n zu der Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 5022 übermittelt. Die Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 5022 greift auf die LUT 5023 zu, in der mindestens eine Menge von Filterkoeffizenten der Länge 2W+1 gespeichert ist. Diese Menge von Filterkoeffizienten kann eine konventionelle Menge von Filterkoeffizienten sein, die für herkömmliche Kanalschätzung in dem Interpolationsfilter 501 verwendet werden würde. Zum Beispiel kann diese Menge von Filterkoeffizienten optimiert sein, um eine Kanalschätzung mit minimalem mittleren quadratischen Fehler (MMSE) zu liefern. Zum Beispiel können Filterkoeffizienten, die einem Wiener Filter entsprechen, eine MMSE-Kanalschätzung liefern. Es sind jedoch gleichermaßen Filterkoeffizienten für andere Arten von Schätzern möglich. In der Regel sind die eine oder die mehreren Mengen von in der LUT 5023 gespeicherten Filterkoeffizienten vorbestimmte (d.h. offline vorberechnete) Mengen von Filterkoeffizienten, die in dem Empfänger RX fest implementiert sind. Die LUT 5023 kann somit als ROM (Nurlesespeicher) implementiert sein.
• Am Ausgang der Filterkoeffizienten-Auswahleinheit 5022 wird eine Teilmenge {f_w|w ∈ Z_n} von mit den gewählten Indizes assoziierten Filterkoeffizienten ausgegeben. Da die Filterkoeffizienten mit Bezug auf das Interpolationsfenster der Größe 2W+1 normiert sind, d.h. unter der Annahme, dass alle 2W+1 Filterkoeffizienten benutzt werden, wird die Teilmenge von Filterkoeffizienten in der Normierungseinheit 5024 neu normiert. Es sei {f_w|w ∈ Y} die Menge von Filterkoeffizienten, die für das Interpolationsfenster der Größe 2W+1 vorgesehen sind. Dann werden die neuen Filterkoeffizienten f̃_w̃ mit w̃ ∈ Z (der Index n wird zur leichteren Notation weggelassen) berechnet gemäß $${\tilde{\text{f}}}_{\tilde{\text{w}}}=\frac{{\displaystyle \sum _{\text{w}\in \text{Y}}{\text{f}}_{\text{w}}}}{{\displaystyle \sum _{\text{w}\in \text{Z}}{\text{f}}_{\text{w}}}}{\text{f}}_{\tilde{\text{w}}}{}_{\text{,}}$$

  

  $$=\frac{{\text{f}}_{\tilde{\text{w}}}}{{\displaystyle \sum _{\text{w}\in \text{Z}}{\text{f}}_{\text{w}}}}{}_{\text{,}}$$

  

  wobei in Gleichung (3) die Normierung ${\displaystyle \sum _{\text{w}\in \text{Y}}{\text{f}}_{\text{w}}=1}$

  

  verwendet wurde. Die Filterkoeffizienten f̃_w̃ mit w̃ ∉ Z werden auf null gesetzt und können der Menge gewählter und neu normierter Filterkoeffizienten hinzugefügt werden, um die Menge gewählter und neu normierter Filterkoeffizienten auf eine Anzahl von 2W+1 Elementen zu erweitern. Die Anwendung dieser Neunormierung garantiert, dass die Energie des gefilterten Signals erhalten bleibt. Die Neunormierung der gewählten Filterkoeffizienten kann neue Unstetigkeiten in der Signalenergie am Ausgang des Entzerrers 5 vermeiden. Andernfalls könnte die Leistungsfähigkeit nachfolgender Datenverarbeitungseinheiten (z.B. eines dem Entzerrer 5 folgenden Kanaldecodierers) beeinträchtigt werden.
• 10 zeigt Schaltkreise einer zweiten Ausführungsform der in 7 gezeigten Programmiereinheit 502. Bei dieser Ausführungsform umfasst die Programmiereinheit 502 eine Nachschlagetabelle LUT 5030, in der vorberechnete Mengen von mit allen möglichen Kombinationen von Unstetigkeitsniveaus über eine Zeitspanne der Fenstergröße 2W+1 assoziierten Filterkoeffizienten gespeichert sind, d.h. alle möglichen Mengen von Filterkoeffizienten, die durch die in 8 gezeigten Schaltkreise erzeugt werden könnten. In diesem Fall können die Indizes der Symbole auf demselben Unstetigkeitsniveau verwendet werden, um das Steuersignal d_n zu berechnen, das direkt den Eintrag in der Nachschlagetabelle LUT 5030 adressiert, an der die entsprechende neunormiert Menge von Filterkoeffizienten gefunden werden kann. Jeder Wert von d_n (oder einer entsprechend berechneten Adresse) adressiert also direkt eine entsprechende vorberechnete neunormierte Menge von Filterkoeffizienten, die dafür ausgelegt ist, jegliche Abtastwerte oder Piloten, die mit einem anderen Signalunstetigkeitsniveau als dem derzeitigen Abtastwert oder Pilot assoziiert ist, von der Durchführung der Filterung auszuschließen. Beispielsweise kann ein solches als Adresse für den Speicherzugriff dienendes Steuersignal 7 wie oben in Verbindung mit 11 beschrieben berechnet werden.
• Der Ansatz, alle möglichen vorberechneten und heunormierten Mengen von Filterkoeffizienten zu speichern, kann von besonderem Interesse sein, wenn die Fenstergröße 2W+1 des Interpolationsfensters relativ klein ist, da in diesem Fall die Anzahl möglicher Kombinationen von Filterkoeffizienten mit Bezug auf verschiedene Signalunstetigkeitsniveaus nicht unpraktikabel hoch ist.
• Anstatt vorberechnete Mengen von Filterkoeffizienten zu speichern, die durch Filterkoeffizientenauswahlen und Neunormierung aus herkömmlichen Mengen von Filterkoeffizienten wie oben beschrieben abgeleitet werden, ist es ferner möglich, dass die LUT 5030 vorberechnete Mengen von Filterkoeffizienten speichert, bei denen die Filterkoeffizienten durch eine Vorberechnung abgeleitet wurden, bei der sie individuell unter den Nebenbedingungen der verschiedenen möglichen Kombinationen von Signalunstetigkeitsniveaus hinsichtlich eines Optimierungskriteriums wie zum Beispiel MMSE optimiert sind. Solche voroptimierten Mengen von Filterkoeffizienten {f̃_w̃} berücksichtigen nicht einfach die Signalumschaltung durch Ausschließen ungeeigneter Filterkoeffizienten und Neunormierung geeigneter Filterkoeffizienten wie in Gleichung (3) und (4) angegeben, sondern können jeweils durch eine Optimierung unter der Nebenbedingurig einer der möglichen Kombinationen von Signalunstetigkeitsniveaus innerhalb der durch die Fenstergröße 2W+1 gegebenen Zeitspanne abgeleitet werden.
• Alle oben beschriebenen Ausführungsformen sind insbesondere für Mehrträgermodulations-Funkkommunikationssysteme wie z.B. OFDM anwendbar. OFDM ist in letzter Zeit zunehmend populär geworden, weil es eine wesentliche Reduktion der Entzerrungskomplexität im Vergleich zu klassischen Modulationstechniken ermöglicht. Wie oben bereits beschrieben wurde, ist zum Demodulieren von OFDM-modulierten Daten bei Anwesenheit wesentlicher Zeitschwankungen des Übertragungskanals Kenntnis des Übertragungskanal-Frequenzgangs erforderlich, und diese Kenntnis wird durch Kanalschätzung erhalten. Die durch Pilotsymbole unterstützte Kanalschätzung basiert auf periodischem Einfügen von Pilotsymbolen in die übertragene Datensequenz. Da bei OFDM-Systemen Kanalschwankungen in zwei Dimensionen vorliegen, werden Piloten in der Regel in dem Zeit-Frequenz-Gitter eingefügt. Die Kanalübertragungsfunktion kann dann über Interpolation durch Ausnutzen der Korrelation des Kanals in Bezug auf Zeit und Frequenz rekonstruiert werden.
• Falls der in 1 gezeigte Sender TX ein OFDM-Sender ist, wird der Modulator 1 durch einen OFDM-Modulator 1 gebildet, der durch eine Stufe für inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) implementiert werden kann. Die Datensymbole s_n,k werden auf K parallele Subträger abgebildet, wobei n den Symbolzeitindex und k den Subträgerfrequenzindex, der von 1 bis K läuft, angeben.
• Die aufeinanderfolgenden OFDM-Symbole werden durch den zeitveränderlichen frequenzselektiven und rauschbehafteten Kanal 2 übertragen. Kanalparameter werden mit H_n,k bezeichnet, d.h. sind abhängig von der Zeit (Symbolindex n) und der Frequenz (Subträgerindex k) .
• Der OFDM-Empfänger RX weist dieselbe Konfiguration wie in 1 gezeigt auf. Er umfasst einen OFDM-Demodulator 9, der als eine Stufe für schnelle Fouriertransformation (FFT) implementiert werden kann. Der OFDM-Demodulator 9 transformiert das empfangene Zeitbereichssignal in den Frequenzbereich, wodurch sich empfangene Subträgerabtastwerte z_n,k ergeben. Ferner umfasst der Empfänger RX einen OFDM-Kanalschätzer 4 und einen OFDM-Entzerrer 5.
• Das Ende-zu-Ende-OFDM-Modemübertragungsmodell für Informationsdatensymbole s_n,k kann ausgedrückt werden als $${\text{z}}_{\text{n}\text{,k}}={\text{H}}_{\text{n}\text{,k}}\cdot {\text{s}}_{\text{n}\text{,k}}+{\text{n}}_{\text{n}\text{,k}}\text{,}$$

  

  wobei n_n,k das thermische Rauschen und andere Unzulänglichkeiten bedeutet. In dem Empfänger RX werden die empfangenen Subträgerabtastwerte z_n,k in den OFDM-Kanalschätzer 4 und den OFDM-Entzerrer 5 eingespeist. Um die Datensymbole s_n,k in dem OFDM-Entzerrer 5 zu demappen (rekonstruieren), erzeugt der OFDM-Kanalschätzer 4 Kanalschätzungen Ĥ_n,k. Aus Gleichung (5) ist ersichtlich, dass die geschätzten Datensymbole ŝ_n,k direkt unter Verwendung der Kanalschätzung Ĥ_n,k bezüglich desselben Subträgers k und desselben Symbols n aus den empfangenen Subträgerabtastwerten z_n,k berechnet werden können. Somit muss gemäß Gleichung (5) keine ISI (Intersymbolstörung) berücksichtigt werden. Wie in der Technik der Mehrträgermodulation bekannt ist, erreicht man dies durch Implementierung einer Schutzzeitperiode T_g zur Verlängerung der nutzbaren OFDM-Symbolzeitperiode T_u auf die effektive OFDM-Symbolzeitperiode T_OFDM gemäß T_OFDM = T_u + T_g, wobei T_g eine Dauer von größer oder gleich der Länge der Kanalimpulsantwort (CIR: Channel Impulse Response) aufweist. Folglich wird ISI vermieden.
• Kanalschätzung basiert auf bekannten Piloten z_n,k = p_n,k, die sich an bekannten Positionen (n,k) in dem zweidimensionalen (2D-) OFDM-Zeit-Frequenz-Gitter befinden. Als ein Beispiel ist das besondere nichtsymmetrische DVB-T/H-Pilotmuster in dem Zeit-Frequenz-Gitter in 12 gezeigt. Der Frequenz-(Subträger-)Index k ist als Funktion des Zeit-(Symbol-)Index n aufgetragen. Die Piloten p_n,k sind durch ausgefüllte Koordinatenquadrate (n,k) angegeben.
• Wenn der Abstand der Pilotsymbole p_n,k dicht genug ist, um dem zweidimensionalen Abtasttheorem zu genügen, ist Kanalschätzung über Interpolation für alle Koordinaten (n,k) möglich. Es gibt mindestens drei grundlegend verschiedene Ansätze zur Ableitung der Kanalschätzungen Ĥ_n,k.
• Man nehme an, dass der Kanal an dem schraffierten Koordinatenquadrat (n,k) geschätzt werden soll. Eine in dem oberen Teil von 13 abgebildete erste Möglichkeit ist die Verwendung eines 2D-Schätzers 20, der den Kanal an der Position (n,k) durch Verwendung aller Piloten p_n,k innerhalb einer endlichen zweidimensionalen Region 10 (wie in 12 dargestellt) interpoliert. Bei 2D-Kanalschätzung erfolgt eine zweidimensionale lineare FIR-Interpolationsfilterung (Finite Impulse Response) der empfangenen Pilotabtastwerte p_n,k in der Region 10.
• Oft kann 2D-Kanalschätzung in 2 × 1D-Kanalschätzungen separiert werden, deren Implementierung mit Bezug auf optimale 2D-Kanalschätzung wesentlich weniger komplex ist. Die 2 × 1D-Kanalschätzung wird in der Zeitrichtung (ChE-T) bzw. Frequenzrichtung (ChE-F) ausgeführt und kann als eine Kaskade von zwei linearen FIR-Interpolationsfiltern 21, 22 implementiert werden. Der Fall, bei dem die Zeitinterpolation der Frequenzinterpolation vorausgeht, wird mit ChE-T/F bezeichnet und ist in dem mittleren Teil von 13 abgebildet. In diesem Fall führt der Zeitinterpolator 21 eine Interpolation in der Zeitrichtung mit festem Subträger k aus, und der Frequenzinterpolator 22 führt eine Interpolation in Frequenz-richtung mit festem Zeitindex n aus. Der alternative Fall, bei dem die Frequenzinterpolation der Zeitinterpolation vorausgeht, wird mit ChE-F/T bezeichnet und ist in dem unteren Teil von 13 gezeigt. In diesem Fall geht der Frequenzinterpolator 22 dem Zeitinterpolator 21 voraus.
• Bei 2D-Kanalschätzung sowie bei 2 × 1D-Kanalschätzung werden die FIR-Filterkoeffizienten in der Regel im Sinne des MMSE (minimalen mittleren quadratischen Fehlers) optimiert. Es ist bekannt, dass ein 2D-Wiener Filter oder zwei 1D-Wiener Filter optimale MMSE-Leistungsfähigkeit gewährleisten. Die Filterkoeffizienten hängen von den Pilot- und Datenpositionen (n,k) ab. Deshalb erfordert der 2D-Schätzer 20 für jede Koordinate in der Region 10 ein individuelles 2D-FIR-Filter, d.h. eine individuelle Menge von 2D-Filterkoeffizienten. Jede solche vorberechnete individuelle Menge von 2D-Filterkoeffizienten kann in der in 8 gezeigten LUT 5023 gespeichert werden. Jede dieser Mengen von 2D-Filterkoeffizienten kann wie in 8 gezeigt verarbeitet werden (durch Filterkoeffizientenauswahl und Neunormierung), um eine Menge von mit den Pilot- und Datenpositionen (n,k) assoziierten Filterkoeffizienten und unter Berücksichtigung von Signalumschaltereignissen zu erzeugen.
• Im ChE-T/F-Fall besitzt der Zeitinterpolator 21 4 verschiedene Filter (d.h. 4 Mengen von Filterkoeffizienten), und der Frequenzinterpolator 22 besitzt 3 verschiedene Filter (d.h. 3 Mengen von Filterkoeffizienten), weil die Pilotabstände in der Zeit-Frequenz-Richtung (4,3) betragen. Im Fall von ChE-F/T besitzt der Frequenzinterpolator 22 12 verschiedene Filter (d.h. 12 Mengen von Filterkoeffizienten), und der Zeitinterpolator 21 besitzt 1 Filter (d.h. 1 Menge von Filterkoeffizienten), weil die Pilotabstände in der Frequenz-ZeitRichtung (12,1) betragen. Deshalb können im ChE-T/F-Fall 4 Mengen von Filterkoeffizienten in der LUT 5023 für den Zeitinterpolator ChE-T 21 gespeichert werden, und im Fall von ChE-F/T kann 1 Menge von Filterkoeffizienten in der LUT 5023 für den Zeitinterpolator ChE-T 21 gespeichert werden. Wieder können diese Mengen von Filterkoeffizienten wie in 8 gezeigt verarbeitet werden (durch Filterkoeffizientenauswahl und Neunormierung).
• Wenn die Programmiereinheit 502 in einem OFDM-Empfänger RX wie in 10 gezeigt als eine LUT 5030 ausgelegt ist, werden als Alternative alle vorberechneten Mengen von Filterkoeffizienten abhängig von (n,k) und d_n in der LUT 5030 gespeichert. Wie bereits beschrieben, kann die LUT 5030 direkt durch das gemäß 11 codierte Signal d_n in Kombination mit einer Information bezüglich des auszuwählenden Filters abhängig von den tatsächlichen Pilot- und Datenpositionen (n,k) adressiert werden.
• Obwohl ein bestimmtes Merkmal oder ein bestimmter Aspekt einer Ausführungsform der Erfindung möglicherweise mit Bezug auf nur eine von mehreren Implementierungen offenbart wurde, kann ein solches Merkmal bzw. kann ein solcher Aspekt zusätzlich mit einem oder mehreren anderen Merkmalen oder Aspekten der anderen Implementierungen kombiniert werden, je nachdem, wie es für eine gegebene oder konkrete Anwendung erwünscht oder vorteilhaft ist.

Claims (23)

1. Funkempfänger, umfassend: eine Verarbeitungseinheit (3), die dafür ausgelegt ist, ein empfangenes Funksignal Antennenumschaltung zu unterziehen, wobei die Verarbeitungseinheit (3) einen Wahlschalter (205) umfasst, der ausgelegt ist, selektiv zwischen einem oder mehreren spezifischen Antennensignalen zur Kopplung mit einem Ausgang der Verarbeitungseinheit (3) auszuwählen, eine Steuereinheit (6), die dafür ausgelegt ist, ein Steuersignal (7) auszugeben, das Informationen bezüglich der Antennenumschaltung angibt, und einen mit dem Ausgang der Verarbeitungseinheit gekoppelten Kanalschätzer (4), wobei der Kanalschätzer (4) dafür ausgelegt ist, auf der Basis des von der Steuereinheit empfangenen Steuersignals Kanalparameter bereitzustellen.
2. Funkempfänger nach Anspruch 1, wobei der Kanalschätzer (4) ein programmierbares Interpolationsfilter (501) umfasst.
3. Funkempfänger nach Anspruch 2, ferner umfassend: eine Programmiereinheit (502), die dafür ausgelegt ist, dem programmierbaren Interpolationsfilter (501) eine Menge von Filterkoeffizienten zuzuführen, wobei die Menge von Filterkoeffizienten auf dem Steuersignal (7) basiert.
4. Funkempfänger nach Anspruch 3, wobei die Programmiereinheit (502) umfasst: eine Auswahleinheit (5022), die dafür ausgelegt ist, als Reaktion auf das Steuersignal (7) eine Teilmenge von Filterkoeffizienten aus einer vorbestimmten Menge von Filterkoeffizienten auszuwählen.
5. Funkempfänger nach Anspruch 4, wobei die Programmiereinheit ferner umfasst: eine Normierungseinheit (5024), die dafür ausgelegt ist, in der gewählten Teilmenge von Filterkoeffizienten enthaltene Filterkoeffizienten neu zu normieren.
6. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei die Programmiereinheit (502) umfasst: eine Nachschlagetabelle (5023), die dafür ausgelegt ist, mehrere Mengen von Filterkoeffizienten zu speichern, wobei die Nachschlagetabelle (5023) dafür ausgelegt ist, die Menge von Filterkoeffizienten als Reaktion auf das Steuersignal (7) bereitzustellen.
7. Funkempfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das von der Steuereinheit (6) ausgegebene das Steuersignal (7) mehrere mögliche Werte aufweist, wobei jeder mögliche Wert des Steuersignals (7) ein spezifisches Schaltniveau des geschalteten empfangenen Funksignals angibt.
8. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei das von der Steuereinheit (6) ausgegebene Steuersignal (7) mehrere mögliche Werte aufweist, wobei jeder mögliche Wert des Steuersignals (7) ein Vektor ist, der Abtastwerte des geschalteten empfangenen Funksignals angibt, die einem selben Schaltniveau entsprechen.
9. Funkempfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: mehrere in der Verarbeitungseinheit (3) enthaltene Antennen (201-204).
10. Funkempfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: einen mit dem Ausgang der Verarbeitungseinheit (3) gekoppelten Entzerrer (5), der dafür ausgelegt ist, das geschaltete empfangene Funksignal auf der Basis der Kanalparameter zu entzerrren.
11. Funkempfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Verarbeitungseinheit (3) ferner umfasst: einen Mehrträger-Demodulator.
12. Verfahren zur Kanalschätzung in einem Funkkommunikationssystem, bei dem: ein empfangenes Funksignal Antennenumschaltung durch Betätigung eines Wahlschalters (205), um ein spezifisches Antennensignal als das empfangene Funksignal auszuwählen, unterzogen wird; ein Steuersignal (7) erzeugt wird, das Informationen bezüglich der Antennenumschaltung angibt; und Kanalparameter auf der Basis des Steuersignals (7) geschätzt werden.
13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Schätzen von Kanalparametern umfasst: Filtern des geschalteten empfangenen Funksignals durch ein programmierbares Interpolationsfilter (501).
14. Verfahren nach Anspruch 13, ferner umfassend: Bereitstellen einer Menge von Filterkoeffizienten, wobei die Menge von Filterkoeffizienten auf dem Steuersignal (7) basiert; und Programmieren des programmierbaren Interpolationsfilters (501) .
15. Verfahren nach Anspruch 14, ferner umfassend: Auswählen einer Teilmenge von Filterkoeffizienten aus einer vorbestimmten Menge von Filterkoeffizienten auf der Basis des Steuersignals (7).
16. Verfahren nach Anspruch 15, ferner umfassend: Neunormieren von in der gewählten Teilmenge von Filterkoeffizienten enthaltenen Filterkoeffizenten.
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei das Bereitstellen einer Menge von Filterkoeffizienten umfasst: Adressieren einer Nachschlagetabelle (5023), die dafür ausgelegt ist, mehrere Mengen von Filterkoeffizienten zu speichern.
18. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 17, wobei das Steuersignal (7) so erzeugt wird, dass es mehrere mögliche Werte aufweist, wobei jeder mögliche Wert ein spezifisches Schaltniveau des geschalteten empfangenen Funksignals anzeigt.
19. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 18, wobei das Steuersignal (7) so erzeugt wird, dass es mehrere mögliche Werte aufweist, wobei jeder mögliche Wert des Steuersignals ein Vektor ist, der Abtastwerte des geschalteten empfangenen Funksignals angibt, die einem selben Schaltniveau entsprechen.
20. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 19, ferner umfassend: Bereitstellen mehrerer Antennensignale mittels mehrerer Antennen.
21. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 20, umfassend: Entzerren des geschalteten empfangenen Funksignals als Reaktion auf geschätzte Kanalparameter.
22. Verfahren nach Anspruch 21, ferner umfassend: Mehrträger-Demodulation des geschalteten empfangenen Funksignals vor der Entzerrung.
23. Mehrträger-Funkempfänger, umfassend: eine Empfängereingangseinheit (8) mit einem Wahlschalter (205) zum Umschalten zwischen verschiedenen Antennen, einen mit einem Ausgang der Empfängereingangseinheit (8) gekoppelten Mehrträger-Demodulator (9), einen Kanalschätzer (4), der betreibbar ist, um Kanalparameter zu berechnen, die eine Kanalübertragungsfunktion anzeigen, und einen mit einem Ausgang des Mehrträger-Demodulators (9) und mit einem Ausgang des Kanalschätzers (4) gekoppelten Entzerrer (5), der betreibbar ist, um ein empfangenes Signal als Reaktion auf die Kanalparameter zu entzerren, wobei die Empfängereingangseinheit (8) dafür ausgelegt ist, ein Steuersignal (7) auszugeben, das in der Empfängereingangseinheit (8) auftretende Antennenumschaltereignisse anzeigt, und der Kanalschätzer (4) dafür ausgelegt ist, die Kanalparameter abhängig von dem Steuersignal (7) zu berechnen.

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