DE102012007469A1

DE102012007469A1 - Verfahren zur kanalschätzung und kanalschätzer

Info

Publication number: DE102012007469A1
Application number: DE102012007469A
Authority: DE
Inventors: Cecilia Carbonelli; Stefan Franz
Original assignee: Intel Mobile Communications GmbH
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2011-04-13
Filing date: 2012-04-13
Publication date: 2012-10-18
Anticipated expiration: 2032-04-14
Also published as: US20120263245A1; DE102012007469B4; CN102739573B; CN102739573A; US8605804B2

Abstract

Das Verfahren umfasst das Empfangen eines Signals, das eine Symbolträgermatrix umfasst, wobei die Symbolträgermatrix ein vorbestimmtes Muster von Symbolen umfasst, und das Bestimmen von ersten Kanalschätzungen an Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole in der Symbolträgermatrix. Das Verfahren umfasst ferner das Korrigieren der ersten Kanalschätzungen an den Pilotsymbolpositionen unter Verwendung von Bayesischer Schätzung und das Bestimmen von zweiten Kanalschätzungen an anderen Symbolpositionen als den Pilotsymbolpositionen unter Verwendung von Interpolation auf der Basis der korrigierten ersten Kanalschätzungen.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kanalschätzung und einen Kanalschätzer.
STAND DER TECHNIK
Drahtlose Mehrträgermodulations-Funkübertragungssysteme mit Orthogonal-Frequenzmultiplex (OFDM) können auf der Basis davon konfiguriert werden, dass Sender und Empfänger mehrere Trägerdatensignale senden und empfangen können. Ein Beispiel für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem ist Orthogonal-Frequenzmultiplex (OFDM), bei dem ein OFDM-Sender Informationen ausstrahlt, die aus Symbolen bestehen, die mehrere gleich beabstandete Trägerfrequenzen enthalten. Die Eigenschaften des drahtlosen Kommunikationskanals variieren typischerweise mit der Zeit aufgrund von Änderungen in dem Übertragungspfad. Zum Demodulieren von OFDM-modulierten Daten bei Vorliegen wesentlicher Zeitschwankungen des Übertragungskanals ist Kenntnis des Übertragungskanal-Frequenzgangs erforderlich. Dadurch wird es notwendig, dass der Empfänger eine geeignete Kanalschätzung des Übertragungskanals bereitstellt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die beigefügten Zeichnungen sind vorgesehen, um ein weiteres Verständnis von Ausführungsformen zu gewährleisten, und sind in der vorliegenden Beschreibung integriert und bilden einen Teil dieser. Die Zeichnungen stellen Ausführungsformen dar und dienen zusammen mit der Beschreibung zur Erläuterung von Prinzipien von Ausführungsformen. Andere Ausführungsformen und viele der beabsichtigten Vorteile von Ausführungsformen werden ohne Weiteres ersichtlich, wenn sie durch Bezugnahme auf die folgende ausführliche Beschreibung besser verständlich werden. Gleiche Bezugszahlen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile.
1 zeigt eine schematische Blockdarstellung eines Empfängers;
2a und 2b zeigen schematisch eine Symbolträgermatrix für eine Antennenkonfiguration mit einem einzigen Eingang und einem einzigen Ausgang (SISO) bzw. Symbolträgermatrizen für eine Antennenkonfiguration mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (MIMO);
3 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem gemäß einer Ausführungsform;
4 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem gemäß einer Ausführungsform;
5 zeigt eine schematische Darstellung einer 2 × 2-Antennenkonfiguration;
6 zeigt eine schematische Blockdarstellung eines Kanalschätzers gemäß einer Ausführungsform; und
7 zeigt eine schematische Blockdarstellung eines Kanalschätzers gemäß einer Ausführungsform.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Die Aspekte und Ausführungsformen werden mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben, in denen im Allgemeinen durchweg gleiche Bezugszahlen benutzt werden, um gleiche Elemente zu bezeichnen. In der folgenden Beschreibung werden zur Erläuterung zahlreiche spezifische Einzelheiten dargelegt, um ein umfassendes Verständnis eines oder mehrerer Aspekte der Ausführungsformen zu gewährleisten. Für Fachleute ist jedoch erkennbar, dass einer oder mehrere Aspekte der Ausführungsformen mit einem geringeren Grad der spezifischen Einzelheiten ausgeübt werden können. In anderen Fällen werden bekannte Strukturen und Elemente in schematischer Form dargestellt, um die Beschreibung eines oder mehrerer Aspekte der Ausführungsformen zu erleichtern. Es versteht sich, dass andere Ausführungsformen benutzt und strukturelle oder logische Änderungen vorgenommen werden können, ohne von dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Obwohl ein bestimmtes Merkmal oder ein bestimmter Aspekt einer Ausführungsform bezüglich nur einer von mehreren Implementierungen offenbart sein mag, kann außerdem ein derartiges Merkmal oder ein derartiger Aspekt mit einem oder mehreren anderen Merkmalen oder Aspekten der anderen Implementierungen kombiniert werden, wenn es für eine gegebene oder bestimmte Anwendung erwünscht und vorteilhaft ist. Weiterhin sollen in dem Ausmaß, in dem die Ausdrücke „enthalten”, „haben”, „mit” oder andere Varianten davon entweder in der ausführlichen Beschreibung oder den Ansprüchen verwendet werden, solche Ausdrücke auf eine Weise ähnlich dem Ausdruck „umfassen” einschließend sein. Die Ausdrücke „gekoppelt” und „verbunden” können zusammen mit Ableitungen verwendet werden. Es versteht sich, dass diese Ausdrücke verwendet werden können, anzugeben, dass zwei Elemente unabhängig davon miteinander kooperieren oder interagieren, ob sie in direktem physischen oder elektrischen Kontakt stehen oder ob sie nicht in direktem Kontakt miteinander stehen. Außerdem ist der Ausdruck „beispielhaft” lediglich als ein Beispiel anstatt das Beste oder Optimale gemeint. Die folgende ausführliche Beschreibung ist deshalb nicht im einschränkenden Sinne aufzufassen und der Schutzumfang der vorliegenden Erfindung wird durch die angefügten Ansprüche definiert.
Die hier beschriebenen Vorrichtungen und Verfahren werden als Teil von Funkübertragungssystemen und für diese benutzt, insbesondere für Systeme, die im Modus des Orthogonal-Frequenzmultiplex (OFDM) arbeiten. Die offenbarten Vorrichtungen können in Basisbandsegmenten von zum Senden oder Empfangen von OFDM-Funksignalen verwendeten Einrichtungen realisiert werden, insbesondere in Sendern wie Basisstationen oder Relaisstationen und Empfängern wie Mobiltelefonen, Handgeräten oder anderen Arten von Mobilfunkempfängern. Die beschriebenen Vorrichtungen können verwendet werden, um hier offenbarte Verfahren auszuführen, obwohl diese Verfahren auch auf beliebige andere Weise ausgeführt werden können.
Die folgende Beschreibung kann in Verbindung mit einer beliebigen Art von Mehrträger-Funkübertragungssystemen, insbesondere beliebigen Mobilkommunikationssystemen, die Mehrträgermodulation verwenden, wie zum Beispiel dem UMTS-Standard (Universal Mobile Telecommunications System) oder dem LTE-Standard (Long Term Evolution), gelesen werden.
Die folgende Beschreibung kann auch in Verbindung mit Mehrträger-Funkübertragungssystemen auf dem Gebiet der digitalen Videoausstrahlung (DVB-T/H) gelesen werden, die auf terrestrischen Sendern und einem für Mobil- oder Handempfänger ausgelegten Kommunikationssystementwurf basiert. Es können jedoch auch andere Kommunikationssysteme, zum Beispiel Satelliten-OFDM-Systeme, aus den hier skizzierten Konzepten und Prinzipien Nutzen ziehen.
Die hier beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können mit einer beliebigen Art von Antennenkonfiguration benutzt werden, die in dem hier beschriebenen Mehrträger-Funkübertragungssystem verwendet wird. Insbesondere gelten die hier dargestellten Konzepte für Funksysteme, die eine beliebige Anzahl von Sende- und/oder Empfangsantennen verwenden, das heißt für Systeme mit einem einzigen Eingang und einem einzigen Ausgang (SISO), Systeme mit einem einzigen Eingang und mehreren Ausgängen (SIMO), Systeme mit mehreren Eingängen und einem einzigen Ausgang (MISO) und Systeme mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (MIMO).
Mit Bezug auf 1 ist eine schematische Blockdarstellung eines Empfängers gezeigt, der OFDM-Mehrträger-Übertragungssignale demodulieren und decodieren kann. Der Empfänger 150 kann einen Basisbandprozessor zum Ausführen der verschiedenen Funktionen umfassen, wie in 1 gezeigt. Der Basisbandprozessor entfernt das zyklische Präfix (CP) bei 50, transformiert das Signal in den Frequenzbereich unter Verwendung einer schnellen Fouriertransformation (FFT) 52 und führt Kanalschätzung 54, Entzerrung 56 und Turbokanaldecodierung 58 durch. Es soll ein OFDM-System mit N Subträgern und L OFDM-Symbolen pro Schlitz betrachtet werden. Unter der Annahme von perfekter Synchronisation reduziert sich die komplexe Basisbanddarstellung des Empfangssignals y_k,l für den Subträger k und das OFDM-Symbol l auf: y_k,l = x_k,lH_k,l + z_k,l k = 1, ..., N l = 1, ..., L (1) wobei x_k,l, H_k,l und z_k,l das gesendete Symbol mit der Energie pro Symbol E_s, den Kanalübertragungsfunktionsabtastwezt bzw. das additive weiße Gaußsche Rauschen mit dem Mittelwert null bzw. der Varianz N₀ bedeuten.
Mit Bezug auf 2a und 2b ist eine schematische Darstellung einer Symbolträgermatrix für eine SISO-Konfiguration (2a) und für eine MIMO-2 × 2-Konfiguration (2b) gezeigt. Um die Kanalschätzung zu erleichtern, werden bekannte Symbole, die als Piloten bezeichnet werden, an spezifischen Stellen in dem Zeit-Frequenz-Gitter der Symbolträgermatrix eingefügt. Das resultierende zweidimensionale Pilotmuster ist in 2a gezeigt, wobei der Pilotabstand in der Frequenzrichtung gleich sechs OFDM-Symbolen ist, während in der Zeitrichtung zwei OFDM-Symbole pro Piloten enthaltendem Schlitz vorliegen, bei einer Distanz von 4 und 3 OFDM-Symbolen voneinander.
Kanalschätzungen werden zuerst an den Pilotpositionen auf der Basis des Empfangssignals erhalten. Die übrigen Kanalkoeffizienten an anderen Symbolpositionen als den Pilotsymbolpositionen werden dann unter Verwendung von Interpolationstechniken sowohl in der Zeit- als auch in der Frequenzrichtung berechnet. Die anfänglichen Schätzungen an Pilotpositionen können auch anderen Blöcken in dem Empfänger zugeführt werden, z. B. dem Schätzer für den Rauschabstand (SNR) oder einer Fein-Zeitverfolgungseinheit usw. Die Güte dieser Kanalschätzungen wirkt sich somit signifikant auf die Genauigkeit anderer geschätzter Parameter aus.
2b zeigt das Pilotgitter für eine 2 × 2-Antennenkonfiguration. Wenn Antennenport 0 seine Pilotsymbole sendet, ist die andere Antenne still. Daraus folgt, dass Pilotübertragungen von den zwei Antennenports völlig orthogonal sind, d. h. die MIMO-Kanalschätzung ist eine unkomplizierte Erweiterung von SISO-Kanalschätzungstechniken.
Vor der Verwendung von Interpolationstechniken zum Erhalten einer Schätzung des Kanals an einer beliebigen Symbolposition wird eine Pilotverarbeitung auf der Basis des Empfangssignals an den Pilotpositionen ausgeführt. Die Pilotverarbeitung kann einfach eine Demodulationsoperation unter Verwendung einer einfachen Least-Squares-(LS-)Demodulation sein, was sich für PSK-Modulation (Phasenumtastung) auf Folgendes reduziert:
wobei P die Menge aller Pilotorte ist. Wie aus der obigen Gleichung zu sehen ist, wird die Pilotverarbeitung subträgerweise ausgeführt und weist deshalb geringe rechnerische Komplexität auf.
Nachdem die Kanalschätzung an den Pilotpositionen bekannt ist, können Interpolationstechniken angewandt werden, um die übrigen Koeffizienten an anderen Symbolpositionen als den Pilotsymbolpositionen auf der Basis der Kanalschätzungen an dem zweidimensionalen Pilotgitter zu schätzen. Zu diesen Interpolationstechniken gehört zum Beispiel die 2D- und die 2 × 1D-Wiener-Interpolation. 2D- und 2 × 1D-Interpolationstechniken verwenden beide minimale a-priori-Kanalkenntnis. Innerhalb dieser Techniken werden gleichförmige Doppler- und Verzögerungsleistungsspektren angenommen, wobei die Grenzen (f_max, τ_max) auf die maximale Dopplerbandbreite B_D = 2f_D (wobei f_D die maximale Kanal-Dopplerfrequenz ist) bzw. auf die Länge des zyklischen Präfix T_CP festgelegt werden können. Dadurch kann man die Interpolationskoeffizienten offline vorberechnen, so dass nur Multiplikationen mit realwertigen Koeffizienten und Summierungsoperationen in Echtzeit erforderlich sind. Für den 2 × 1D-Ansatz werden die Wiener-Koeffizienten (Minimum Mean Square Estimation, MMSE) folgendermaßen erhalten:
wobei F die Menge der Subträger und T die Menge der Referenzsymbole ist, worin Interpolation ausgeführt werden muss. Für den 2D-Fall werden die Wiener-(MMSE-)Koeffizienten erhalten als
wobei FT die Menge der Subträger und Referenzsymbole ist, worin Interpolation ausgeführt werden muss. Die Elemente der Kreuzkorrelations- und Autokorrelationsmatrix in (3)–(5) können über si-Funktionen ausgedrückt werden.
Mit Bezug auf 3 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem gemäß einer Ausführungsform gezeigt. Das Verfahren umfasst das Empfangen eines Signals, das eine Symbolträgermatrix umfasst, wobei die Symbolträgermatrix ein vorbestimmtes Muster von Pilotsymbolen umfasst (s1) und das Bestimmen von ersten Kanalschätzungen an Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole in der Symbolträgermatrix (s2). Das Verfahren umfasst ferner das Korrigieren der ersten Kanalschätzungen an den Pilotsymbolpositionen mittels Bayesischer Schätzung (s3) und das Bestimmen von zweiten Kanalschätzungen an anderen Symbolpositionen als den Pilotsymbolpositionen mittels Interpolation auf der Basis der korrigierten ersten Kanalschätzungen (s4). Die Bayesische Schätzung kann eine Minimum-Mean-Square- oder MMSE-Schätzung umfassen oder daraus bestehen.
Ein vorteilhafter Aspekt des Verfahrens zur Kanalschätzung nach 1 besteht darin, dass die ersten Kanalschätzungen an den Pilotsymbolpositionen durch Korrigieren dieser auf der Basis einer Bayesischen Schätzung verbessert werden können. Das in der obigen Gleichung (2) angegebene Least-Squares-Verfahren gibt trotz seiner Einfachheit keine sehr genauen Schätzungen an den Pilotpositionen, insbesondere im Regime mit niedrigem Rauschabstand (SNR). Das Verfahren zur Kanalschätzung nach 1 zielt darauf ab, die Kanalschätzungsleistungsfähigkeit zu verbessern, ohne die „Echtzeit-Komplexität”, d. h. die Komplexität der Operationen, die in Echtzeit berechnet werden müssen, signifikant zu vergrößern. Mit der optimaleren Pilotverarbeitung wird die Demodulationsleistungsfähigkeit des 2 × 1D- oder 2D-Wiener-Kanalschätzers ohne signifikante Vergrößerung der Komplexität signifikant verbessert. Ähnlich wird auch die Leistungsfähigkeit aller Blöcke, die Kanalschätzungen an Pilotpositionen verwenden, aus dem vorgeschlagenen Ansatz Nutzen ziehen.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens unter Verwendung von 1 umfasst das Verfahren ferner das Berechnen eines Rauschabstands des Empfangssignals.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens unter Verwendung von 1 umfasst das Übertragungssystem mindestens zwei Sendeantennen oder mindestens zwei Empfangsantennen, und das Verfahren umfasst ferner das Auswählen einer räumlichen Korrelationsmatrix aus einer Menge von vordefinierten räumlichen Korrelationsmatrizen und das Verwenden der ausgewählten räumlichen Korrelationsmatrix bei der Bayesischen Schätzung. Gemäß einer weiteren Ausführungsform davon umfasst das Verfahren das Berechnen von Korrelationskoeffizienten, die räumliche Korrelationen zwischen den mindestens zwei Sendeantennen und/oder den mindestens zwei Empfangsantennen repräsentieren.
Gemäß einer Ausführungsform wird die räumliche Korrelationsmatrix auf der Basis der berechneten Korrelationskoeffizienten ausgewählt, insbesondere abhängig davon, ob die berechneten Korrelationskoeffizenten über oder unter einem oder mehreren vorbestimmten Schwellenwerten liegen. Gemäß einer anderen Ausführungsform wird die räumliche Korrelationsmatrix zuerst auf der Basis der berechneten Korrelationskoeffizienten bestimmt, und danach wird eine kleinere räumliche Korrelationsmatrix gemäß einer gewünschten Komplexität der Bayesischen Schätzung ausgewählt.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens unter Verwendung von 1 umfasst das Übertragungssystem nur eine Sendeantenne und nur eine Empfangsantenne, und das Verfahren umfasst ferner das Auswählen einer Frequenzkorrelationsmatrix aus einer Menge von vordefinierten Frequenzkorrelationsmatrizen und das Verwenden der ausgewählten Frequenzkorrelationsmatrix bei der Bayesischen Schätzung. Gemäß einer Ausführungsform davon umfasst das Verfahren das Berechnen eines Rauschabstands des Empfangssignals. Gemäß einer weiteren Ausführungsform davon umfasst das Verfahren ferner das Auswählen der Frequenzkorrelationsmatrix auf der Basis des bestimmten Rauschabstands, insbesondere abhängig davon, ob der berechnete Rauschabstand über oder unter einem oder mehreren vorbestimmten Schwellenwerten liegt.
Die Güte der Kanalschätzungen an den Pilotpositionen wird somit durch Nutzung der Kenntnis von Korrelationseigenschaften verbessert, d. h. jeweils entweder der räumlichen Korrelation im Fall von mehreren Antennen auf der Sende- und/oder der Empfangsseite oder Frequenzkorrelation im Fall einer einzigen Antenne auf der Sende- bzw. Empfangsseite.
Mit Bezug auf 4 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem gemäß einer Ausführungsform gezeigt, wobei das Übertragungssystem mindestens zwei Sendeantennen oder mindestens zwei Empfangsantennen umfasst. Das Verfahren umfasst das Empfangen eines Signals, das eine Symbolträgermatrix umfasst, wobei die Symbolträgermatrix ein vorbestimmtes Muster von Pilotsymbolen umfasst (s1), und das Bestimmen von ersten Kanalschätzungen an Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole in der Symbolträgermatrix (s2). Das Verfahren umfasst ferner das Berechnen von Korrelationskoeffizienten, die räumliche Korrelationen zwischen den mindestens zwei Sendeantennen und/oder den mindestens zwei Empfangsantennen repräsentieren, und das Bestimmen einer räumlichen Korrelationsmatrix aus einer Menge von vordefinierten räumlichen Korrelationsmatrizen in Abhängigkeit von den berechneten Korrelationskoeffizienten (s5) und das Bestimmen, ob die Korrelationsmatrix die Einheitsmatrix ist (s6). Wenn in s6 gefunden wird, dass die Korrelationsmatrix nicht die Einheitsmatrix ist, wird bestimmt, ob niedrigere Komplexität des nachfolgenden Berechnungsprozesses benötigt wird (s7). Wenn in s7 gefunden wird, dass keine niedrigere Komplexität benötigt wird, werden die ersten Kanalschätzungen an den Pilotsymbolpositionen unter Verwendung von Bayesischer Schätzung auf der Basis der bestimmten räumlichen Korrelationsmatrix korrigiert (s8). Wenn in s6 gefunden wird, dass die Korrelationsmatrix die Einheitsmatrix ist, geht der Fluss direkt zu s8. Wenn in s7 gefunden wird, dass eine niedrigere Komplexität benötigt wird, werden die ersten Kanalschätzungen an den Pilotsymbolpositionen mittels Bayesischer Schätzung auf der Basis einer kleineren Matrix als die bestimmte räumliche Korrelationsmatrix korrigiert (s9). Als Letztes werden zweite Kanalschätzungen an anderen Symbolpositionen als den Pilotsymbolpositionen unter Verwendung von Interpolation auf der Basis der korrigierten ersten Kanalschätzungen bestimmt (s10).
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 4 umfasst das Verfahren ferner das Berechnen eines Rauschabstands des Empfangssignals.
Im Folgenden wird eine andere Ausführungsform eines Verfahrens zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem skizziert und umfasst Folgendes.

(1) Im MIMO-Fall muss man nur beurteilen, ob man sich in einem Szenario hoher, mittlerer oder geringer Korrelation befindet (durch die vorläufige Berechnung eines Korrelationskoeffizienten). Nachdem dies bekannt ist, wird die entsprechende vorberechnete MMSE-Schätzungsmatrix (auch abhängig von dem SNR-Wert) angewandt. In einer speziellen Form eines Szenarios geringer Korrelation, nämlich in einem Szenario geringer Korrelation, bei dem geringe Korrelation zwischen den Sendeantennen und auch zwischen den Empfangsantennen besteht, kann dann der in (2) folgende Ansatz herangenommen werden.
(2) Im SISO-Fall wird die MMSE-Schätzungsmatrix auch auf der Basis des SNR-Werts und potentiell der Verzögerungsspreizungsschätzung, wenn sie verfügbar ist, vorberechnet. Die Verwendung der Schutzintervalllänge wird jedoch ausreichen, um eine gute Leistungsfähigkeit zu gewährleisten, falls keine Verzögerungsspreizungsschätzung verfügbar ist.

Im Hinblick auf Komplexität ist zu beachten, dass es aus den obigen Fakten klar ist, dass keine Online-Matrixinversion erforderlich ist, sowie es typischerweise für MMSE-Schätzer der Fall ist, die exakte Kenntnis der Kanalstatistik verwenden. Stattdessen wird eine Matrix-Vektor-Multiplikation ausgeführt, wobei die Matrizen offline für verschiedene SNR und Korrelationskoeffizienten berechnet werden und wobei die Große des Vektors bzw. der Matrix von der Anzahl der Piloten (von 12 bis 200) abhängt.
Als Letztes sollte beachtet werden, dass der vorgeschlagene Ansatz typischerweise in einem „stationären” Regime angewandt wird, das heißt, nachdem einige grundlegende Nebeninformationen über die Kanalstatistik (z. B. der räumliche Korrelationskoeffizient, SNR) unter Verwendung des herkömmlichen Ansatzes gesammelt wurden.
1) Beschreibung des Algorithmus
Gemäß einer weiteren Ausführungsform eines Verfahrens zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem können die verschiedenen Schritte folgendermaßen zusammengefasst werden:

(1) Szenario-Detektion: Berechnen der Korrelationskoeffizienten für Sende- und Empfangsantenne und Anwenden entsprechender Schwellenwerte. An diesem Punkt hat man die drei folgenden Möglichkeiten oder Szenarien:
(2) MIMO: es wird eine hohe oder mittlere räumliche Korrelation sowohl an der Sende- als auch an der Empfangsantenne detektiert. Auf der Basis des Korrelationskoeffizienten in (1) und des SNR dann Auswählen der entsprechenden Schätzungsmatrix und Anwenden des „robusten” MMSE-Schätzers, wie nachfolgend im Abschnitt 2a (und 2c) angegeben.
(3) SIMO: es wird eine hohe oder mittlere räumliche Korrelation an der Empfangsantenne detektiert oder niedrigere Komplexität ist erwünscht. Dann trennt man die Verarbeitung an den Sendeantennen und auf der Basis des Korrelationskoeffizienten in dem obigen Schritt (1) und des SNR, Auswählen der entsprechenden Schätzungsmatrix und Anwenden des „robusten” MMSE-Schätzers, wie nachfolgend im Abschnitt 2b (und 2c) angegeben.
(4) SISO: es wird eine spezielle Form eines Szenarios geringer Korrelation detektiert, bei dem geringe Korrelation zwischen den Sendeantennen und auch zwischen den Empfangsantennen besteht. Dann auf der Basis des SNR einen SISO-Ansatz anwenden, Auswählen der entsprechenden Frequenzschätzungsmatrix und Anwenden des „robusten” MMSE-Schätzers wie nachfolgend im Abschnitt 2c angegeben.

Es ist zu beachten, dass in den vorläufigen Abschnitten die Schätzungsmatrizen in den obigen Schritten (2) und (3) aus einer sehr kleinen Menge auf der Basis von nur 3 Hypothesen über die räumliche Sende- und Empfangskorrelation (gering, mittel, hoch) ausgewählt wurden. Bessere Leistungsfähigkeit kann jedoch erzielt werden, wenn eine feinere Auflösung für den Korrelationskoeffizenten verwendet wird, wenn es darum geht, die MMSE-Schätzungsmatrix zu wählen, und nachdem die anfängliche Entscheidung im obigen Schritt (1) getroffen ist.
Um den Ausdruck für den verbesserten Pilotschätzer abzuleiten, muss man zuerst die empfangenen Pilotabtastwerte im Frequenzbereich vorverarbeiten, um eine Gleichung des Typs: z = Ah + n zu erhalten, die zu dem folgenden Ausdruck für den Schätzer führt: h ^ = Qz = CA^H(ACA^H + σ²I)^–1z wobei z der Vektor der empfangenen Abtastwerte an Pilotpositionen nach Demodulation ist. Diese Entzerrung kann als eine Verallgemeinerung von Gleichung (13) wie nachfolgend gezeigt betrachtet werden. In bestimmten Fällen könnte A die Identitätsmatrix sein (vgl. den nachfolgend gezeigten SISO-Fall), und C ist die Korrelationsmatrix (in ihren nachfolgend gezeigten verschiedenen Formen). Spezifisch kann man für z die volle Pilotmenge für die gegebene Bandbreite betrachten, wobei der Beitrag der verschiedenen Empfangs-(SIMO) und Sende/-Empfangsantennen (MIMO) gestapelt wird. Als Alternative konnte man zur Komplexitätsverringerung mit sich überlappenden oder angrenzenden Fenstern von Abtastwerten arbeiten. Der Vektor h in der obigen Gleichung könnte der Kanalimpulsantwortvektor (Zeitbereichsansatz) oder der Frequenzgangvektor (Frequenzbereichsansatz) sein. Die spezifische Struktur des LTE-Pilotmusters erlaubt beide Ansätze, die Wahl eines der zwei Verfahren (Zeit oder Frequenz) wird von dem gewünschten Kompromiss zwischen Komplexität und Leistungsfähigkeit abhängen, wie in den folgenden Abschnitten besprochen werden wird. Das neue und gemeinsame Merkmal der in der vorliegenden Erfindung entwickelten Folge von Algorithmen ist ein „robuster” Ansatz beim Modellieren der obigen Korrelationsmatrix C, um so die Online-Berechnung der Matrixinversen in dem Ausdruck des Schätzers zu vermeiden.
Im Folgenden werden ausführliche Gleichungen für die verschiedenen Varianten des vorgeschlagenen Schätzers angegeben.
2a) Der MIMO-Fall (Zeitbereich)
Zu Anfang soll die verbesserte Verarbeitung für den MIMO-Fall (Schritt 2) gemäß dem Zeitbereichsansatz dargestellt werden. Man betrachte das Empfangssignal an dem generischen Subträger k und k' = k + 3. Aufgrund der Orthogonalität des TX-Pilotmusters muss man zwei Subträgerindizes betrachten, um in der Lage zu sein, die Effekte beider TX-Antennen in einer Gleichung unterzubringen. Man bezeichne mit z(k, k') den Vektor der demodulierten Symbole, die den verschiedenen Empfangs- und Sendeantennen entsprechen (man beachte den verschiedenen Trägerindex). Dann gilt:
In Gleichung (6) repräsentiert h_i,j(k) den Kanalkoeffizienten zwischen der j-ten TX-Antenne n_i(k) der i-ten RX-Antenne an dem generischen Subträger k und n_i(k) ist der Rauschabtastwert an der i-ten RX-Antenne nach Demodulation. Man beachte, dass die Frequenzkoeffizienten durch die folgende Relation mit den Kanalabgriffen im Zeitbereich zusammenhängen:
wobei N die FFT-Größe ist. Es soll nun (6) weiter besprochen werden, um so den Ausdruck der empfangenen Abtastwerte in eine Form zu bringen, die eine einfache Ableitung des MMSE-Schätzers der Zeitbereichs-Kanalkoeffizienten
erlaubt.
Insbesondere wird Gleichung (3) in einer kompakteren Form umgeschrieben, das heißt:
Als Letztes stapelt man N_w (wobei N_w die Fenstergröße ist) Vektoren z(k, k') in einem längeren Vektor z, mit dem Ergebnis:
mit:
wobei k_i die Pilotsubträger der TX-Antenne 1 und k_i + 3 die Pilotsubträger der TX-Antenne 2 angeben.
Anhand des Modells in (11) und unter Verwendung des MMSE-Orthogonalitätsprinzips kann man den folgenden Ausdruck für einen auf MMSE basierenden Pilotschätzer ableiten, der die Korrelation zwischen TX- und RX-Antennen berücksichtigt: h ^_t = Q_MIMOz = C_MIMOD^H(DC_MIMOD^H + σ²I)^–1 = z (13) dabei ist C_MIMO = E{h_th H / t } die Korrelationsmatrix der Kanalimpulsantwort. Es sollte beachtet werden, dass Q_MIMO von dem Rauschabstand (SNR) abhängt, wie an dem Term σ²I ersichtlich ist, wenn man also den SNR berücksichtigen möchte, muss er gemessen und in die oben gezeigte Gleichung eingeführt werden. Unter der Annahme h_ij(k') ≈ h_ij(k), die der Annahme eines konstanten Kanals in der Frequenzrichtung entspricht, zumindest für Abstände in der Größenordnung von drei Subträgern, kann man C_h wie [6] ausdrücken:
dabei wurden die folgenden Beobachtungen benutzt:

a) die Korrelationsmatrix ist für verschiedene Kanalabgriffe dieselbe,
b) die Korrelationsmatrix für jeden Abgriff kann als das Kranecker-Produkt der TX- und RX-Korrelationsmatrix ausgedrückt werden,
c) die RX/TX-Korrelationsfaktoren sind von dem TX/RX-Antennenelement unabhängig.

Die Frequenzbereichs-Kanalschätzung ergibt sich dann schließlich als h ^_f = D·Q_MIMOz = P_MIMOz (17)
Die Dimensionen des Matrixprodukts P_MIMO sind durch 4N_W × 4N_V gegeben, wobei N_W und N_V Fenstergrößen sind.
Man erinnere sich, dass RX-(TX-)Korrelation versucht, die Korrelation zwischen h₁₁ und h₂₁ (h₁₁ und h₁₂), wie in 5 gezeigt, zu identifizieren. Ähnlich könnte man auch die Korrelation zwischen h₂₂ und h₂₁ (h₂₂ und h₁₂) nehmen. In der nachfolgenden Gleichung (32) wurde versucht, durch Mittelung beider Ergebnisse beide Möglichkeiten zu verwenden.
2b) Der SIMO-Fall (Zeitbereich)
An diesem Punkt stellt man fest, dass aufgrund der Orthogonalität der Sendeantennen an den Pilotpositionen der obige Ausdruck der empfangenen Abtastwerte eine Funktion von zwei Frequenzindizes k und k' mit einem Abstand von drei Subträgern ist. Man kann dann das Signalmodell in zwei kleinere SIMO-Modelle auftrennen, eines für jede Sendeantenne. Dies ist eine durchführbare Option, wenn geringe Korrelation an den Sendeantennen detektiert wird oder wenn niedrigere Komplexität erwünscht ist. Wenn nur RX-Korrelation betrachtet wird, erhält man:
Der empfangene Abtastwert an dem Subträger k kann dann folgendermaßen ausgedrückt werden:
Wenn man wieder N_w empfangene Abtastwerte in einem Vektor stapelt, erhält man:
Aus dem Ansatz in (17)–(20) folgt, dass wir die Korrelation zwischen Sendeantennen ignorieren, und es ist zu erwarten, eine bessere Kanalschätzung zu erhalten, indem man nur die Korrelation an den Empfangsantennen ausnutzt.
Auf der Basis von (21) kann man nun den Ausdruck für einen auf MMSE basierenden Pilotschätzer ableiten, der nur die Korrelation an den RX-Antennen berücksichtigt, mit dem Ergebnis h ^_l = Q_SIMOz = C_SIMOD^H(DC_SIMOD^H + σ²I)^–1z (22) mit
Es sollte beachtet werden, dass Q_SIMO von dem Rauschabstand (SNR) abhängt, wie an dem Term σ²I ersichtlich ist, wenn man also den SNR berücksichtigen möchte, muss er gemessen und in die oben gezeigte Gleichung eingeführt werden. Die Frequenzbereichs-Kanalschätzung wird dann erhalten als h ^_∫ = D·Q_SIMOz = P_SIMOz (24)
Die Dimensionen des Matrixprodukts P_SIMO sind durch 2N_P × 2N_P gegeben.
Die Frage ist nun, wie die Korrelationsmatrizen (Gleichungen (14) und (13)) zu berechnen sind, die in beiden obigen Schätzergleichungen erscheinen. Es kann zum Beispiel möglich sein, durch Verwendung der geschätzten Kanalkoeffizienten vorzugehen und die Koeffizienten in (16) zum Beispiel unter Verwendung der Kanalschätzungen numerisch zu berechnen.
An diesem Punkt kann man eine weitere Vereinfachung vornehmen, um die Berechnung der Korrelationsmatrix zu vermeiden. Insbesondere kann man einen „robusten” Ansatz befolgen, indem man nur eine von drei möglichen Korrelationsmatrizen mit reellen Elementen erlaubt. Um eine der drei Korrelationsmatrizen zu wählen, muss man entscheiden, ob man sich in einem Szenario geringer, mittlerer oder hoher Korrelation befindet. Dies kann durch numerisches Berechnen der TX- und RX-Korrelationskoeffizienten in (16) erfolgen, als (für den Schätzer in (21) wird nur der Empfangs-Korrelationskoeffizient benötigt):
wobei E{.} der Erwartungswert ist, h_in, h_jn Kanalkoeffizienten sind und (h)* der komplexe Wert von h ist.
Zum Beispiel könnten die drei Korrelationsmatrizen für R_T und R_R (vgl. Gl. (15)) folgendermaßen lauten:
Die Werte der Matrixelemente werden gemäß einem Vergleich der berechneten Korrelationskoeffizienten mit Schwellenwerten ausgewählt. In dem obigen Beispiel wird, wenn ρ über 0,9 gemessen wird, ein Wert von 0,9 ausgewählt, wenn ρ zwischen 0,3 und 0,9 gemessen wird, ein Wert von 0,3 ausgewählt und wenn ρ unter 0,3 gemessen wird, ein Wert von 0 ausgewählt, wobei in diesem Fall die Korrelationsmatrix die Einheitsmatrix ist. Wenn sich zeigt, dass R_T und R_R beide die Einheitsmatrix sind, sind auch C_MIMO und Q_MIMO die Einheitsmatrix (vgl. Gl. (13), (14), (27) und (28)). Natürlich können die Schwellenwerte anders gewählt werden, und es kann mehr als drei verschiedene vordefinierte Korrelationsmatrizen für R_T und R_R geben.
Die Korrelationskoeffizienten in (25) sind die in dem Szenario-Detektionsschritt zu verwendenden. Man beachte, dass ein anderer Vorteil des robusten Ansatzes darin besteht, dass die Kanalschätzermatrix Q vorberechnet werden kann, sobald der SNR und der Wert der Korrelation an der RX- und TX-Antenne bekannt sind. Wie oben erwähnt, kann bessere Leistungsfähigkeit erzielt werden, wenn eine feinere Auflösung für den Korrelationskoeffizienten verwendet wird, wenn es darum geht, die MMSE-Schätzungsmatrix zu wählen (und nachdem der Szenario-Detektionsschritt ausgeführt wurde).
2c) Der MIMO/SIMO-Fall (Frequenzbereich)
Die Frequenzbereichsvariante des Ansatzes in den obigen Abschnitten 2a und 2b führt zu den einfacheren Ausdrücken für die MIMO- und SIMO-Kanalschätzer. Durch Sammeln von N_W Piloten in dem Vektor z (und Stapeln der Sende-/Empfangsvektoren MIMO) oder nur der Empfangsvektoren (SIMO) wie in den obigen Abschnitten 2a und 2b) erhält man: h ^_∫ = Qz = C(C + σ²I)^–1z (26) wobei C eine Blockdiagonal-Korrelationsmatrix mit einer ähnlichen Struktur wie zuvor ist, d. h.
für den SIMO-Fall.
Man beachte, dass die Dimension von C für den MIMO-Fall 4N_w × 4N_w und für den SIMO-FAll 2N_w × 2N_w ist. Man beachte, dass N_w für die gegebene Bandbreite auf die Gesamtzahl von Piloten N_p gesetzt werden könnte, oder auf kleinere Fenster. Abhängig von der gewünschten Komplexität und Leistungsfähigkeit könnten die Fenster sich darüber hinaus teilweise überlappen (Gleitfensteransatz) oder aneinander angrenzen.
Im Allgemeinen beachte man, dass die obigen vorgeschlagenen Prozeduren leicht auf eine beliebige Anzahl von RX- und TX-Antennen erweitert werden können.
2d) Der SISO-Fall (Frequenzbereich)
Wenn ein Szenario geringer Korrelation detektiert wird, könnte man sich entscheiden, den herkömmlichen LS-Ansatz zu befolgen, um die Leistungsfähigkeit zu verbessern, wobei jedoch ein ähnlicher Ansatz wie bei dem MIMO-Fall befolgt werden soll, wobei dieses Mal die Frequenzkorrelation zwischen Piloten an einer spezifischen Empfangsantenne ausgenutzt wird. Dieses Signalmodell wird zu (wobei die Antennenindizes weggelassen werden):
wobei h direkt der Vektor der Frequenzbereichsabtastwerte an den Pilotsubträgern k_i ist. Der Ausdruck des MMSE-Schätzers ist dann: h ^_∫ = Q_SISOz = C_SISO(C_SISO + σ²I)^–1z (30)
In der Praxis werden für große Bandbreiten und somit für eine große Anzahl von Piloten (N_p > 25) kleinere Fenster N_W in (29) genommen und in (30) dann verarbeitet. Für unsere vorläufigen Untersuchungen wurden angrenzende (d. h. sich nicht überlappende Fenster) von 16 Piloten verwendet. Diese Fenster können angrenzend oder sich überlappend sein (Gleitfenster). Wieder wird bei einer robusten Formulierung des Problems die Korrelationsmatrix in (30) vorberechnet, zur Modellierung des Leistungsverzögerungsprofils als zeitlich konstant mit einer Dauer gleich dem zyklischen Präfix. Die Einträge von C_SISO werden dann folgendermaßen erhalten: C_SISO(i, j) = s_i(2πτ_max < ΔF(i – j)), i = 1, ..., N (31) wobei si die Sinc-Funktion ist, während ΔF und τ_max den Subträgerabstand bzw. die Verzögerungsspreizung des Kanals, die typischerweise auf den größten zulässigen Wert, d. h. die Länge des zyklischen Präfix T_CP gesetzt wird, bedeuten. Es ist zu sehen, dass die resultierende Matrix Q_SISO offline für verschiedene SNR-Werte vorberechnet werden kann. Hinsichtlich SIMO/MIMO könnte schließlich die Fensterlänge N_W auf die Gesamtzahl der Piloten N_p für die gegebene Bandbreite oder auf ein kleineres Fenster gesetzt werden. Abhängig von der gewünschten Komplexität und Leistungsfähigkeit könnten Fenster sich darüber hinaus teilweise überlappen (Gleitfensteransatz) oder angrenzend sein.
An diesem Punkt sind im Folgenden einige Bemerkungen angebracht. Wie oben erwähnt, richtet sich die Wahl zwischen einem Frequenz- und einem Zeitbereichsansatz nach dem gewünschten Kompromiss zwischen Komplexität und Leistungsfähigkeit.
Es kann Folgendes beobachtet werden:

1) Bei dem MIMO-FD- und dem SIMO-FD-Ansatz skaliert sich die Anzahl der Gleichungen und die Anzahl der Unbekannten linear mit der Anzahl der Piloten. Gleichgültig, wie groß die Fenstergröße N_W gewählt wird, bleibt somit die resultierende Leistungsfähigkeit dieselbe.
2) Wenn die Verzögerungen der Mehrwegekomponenten verfügbar sind (nach einer vorbereitenden Schätzung der Kanalimpulsantwort), kann diese Kenntnis in die Matrix D in (8) und (19) integriert werden, wodurch die Anzahl der Unbekannten im TD-Fall verringert wird und verbesserte Leistungsfähigkeit entsteht.
3) Bei dem MIMO-TD- und SIMO-TD-Ansatz ohne Kenntnis der exakten Kanalverzögerungen wächst die Anzahl der Unbekannten linear mit L, während die Anzahl der Gleichungen linear mit der Fenstergröße N_W wächst. Wenn die Fenstergröße (d. h. die Anzahl der Piloten) somit signifikant größer als L ist, ziehen die Algorithmen TD aus einem Rauschmittelungseffekt mit Bezug auf die FD-Ansätze Nutzen. Wenn dagegen die Anzahl der Kanalabgriffe signifikant größer als die Anzahl der Piloten ist, kann eine Verschlechterung der Leistungsfähigkeit mit Bezug auf die MIMO-/SIMO-FD-Ansätze erwartet werden.
4) Wenn die Verzögerungen des Kanals bekannt sind und die Anzahl der Abgriffe mit signifikanter Energie klein ist, ist die Leistungsfähigkeit der TD-Ansätze signifikant besser im Vergleich zu den FD-Ansätzen (unter der Annahme derselben Anzahl von Piloten). Da die Verzögerungen gewöhnlich nicht im Voraus bekannt sind, muss die Matrix Q in Echtzeit berechnet werden, was zu einer signifikanten Zunahme der Komplexität führt.
5) Auch der SISO-FD-Algorithmus kann skaliert werden, indem man die Fenstergröße justiert, die gemäß der erwarteten Kohärenzzeit des Kanals gewählt werden sollte. Wenn diese Informationen nicht verfügbar sind, ist der oben vorgeschlagene robuste Ansatz (Länge des zyklischen Präfix) eine durchführbare Option.

Mit Bezug auf 6 ist eine schematische Blockdarstellung eines Kanalschätzers gemäß einer Ausführungsform gezeigt. Der Kanalschätzer 10 umfasst eine erste Kanalschätzungsstufe 1, die dafür ausgelegt ist, erste Kanalschätzungen an Pilotsymbolpositionen von Pilotsymbolen in einer Symbolträgermatrix eines Empfangssignals zu bestimmen. Der Kanalschätzer 10 umfasst ferner eine Korrektureinheit 2, die dafür ausgelegt ist, die ersten Kanalschätzungen an den Pilotsymbolpositionen unter Verwendung von Bayesischer Schätzung zu korrigieren, und eine zweite Kanalschätzungsstufe 3, die dafür ausgelegt ist, zweite Kanalschätzungen an anderen Symbolpositionen als den Pilotsymbolpositionen unter Verwendung von Interpolation auf der Basis der korrigierten ersten Kanalschätzungen zu bestimmen.
Gemäß einer Ausführungsform des Kanalschätzers 10 ist die Auswahleinheit 2 dafür ausgelegt, eine räumliche Korrelationsmatrix aus einer Menge von vordefinierten räumlichen Korrelationsmatrizen auszuwählen und die ausgewählte räumliche Korrelationsmatrix der Korrektureinheit 3 zuzuführen. Diese Ausführungsform wird insbesondere im Fall eines Übertragungssystems erforderlich sein, das mindestens zwei Sendeantennen oder mindestens zwei Empfangsantennen umfasst, so dass räumliche Korrelationen zwischen den mindestens zwei Sendeantennen oder den mindestens zwei Empfangsantennen ausgenutzt werden können, um die ersten Kanalschätzungen an den Pilotsymbolpositionen zu verbessern. Gemäß einer weiteren Ausführungsform davon umfasst der Kanalschätzer 10 ferner eine Berechnungseinheit, die dafür ausgelegt ist, Korrelationskoeffizienten zu berechnen, die räumliche Korrelationen zwischen den mindestens zwei Sendeantennen und/oder den mindestens zwei Empfangsantennen repräsentieren, und die berechneten Korrelationskoeffizienten der Auswahleinheit zuzuführen.
Gemäß einer Ausführungsform des Kanalschätzers 10 umfasst der Kanalschätzer 10 ferner eine Auswahleinheit, die dafür ausgelegt ist, eine Frequenzkorrelationsmatrix aus einer Menge von vordefinierten Frequenzkorrelationsmatrizen auszuwählen und die ausgewählte Frequenzkorrelationsmatrix der Korrektureinheit 2 zuzuführen. Diese Ausführungsform kann insbesondere in dem Fall eines Übertragungssystems erforderlich sein, das nur eine Sendeantenne und nur eine Empfangsantenne umfasst, wobei in diesem Fall die Frequenzkorrelationen zwischen den Pilotsymbolen ausgenutzt werden können. Gemäß einer weiteren Ausführungsform davon umfasst der Kanalschätzer 10 ferner eine Berechnungseinheit, die dafür ausgelegt ist, einen Rauschabstand des Empfangssignals zu berechnen und den berechneten Rauschabstand der Auswahleinheit zuzuführen.
Mit Bezug auf 7 ist eine schematische Blockdarstellung eines Kanalschätzers gemäß einer Ausführungsform gezeigt. Die zwei RX-Ströme aus der RX-Antenne 1 und der RX-Antenne 2 (nicht gezeigt) werden in einem Pilotextraktionsblock 80 geleitet, der aus beiden Strömen die empfangenen Abtastwerte extrahiert, die zu einer Pilotübertragung gehören. Nach dem Demodulieren der empfangenen Pilotsignale werden die TX- und/oder RX-Korrelationen in dem Modul „Korrelation ber.” 84 berechnet, das die Korrelation numerisch auf der Basis von
berechnet, wobei P₁ die Menge von Piloten aus einer Antenne in einem OFDM-Referenzsymbol aus einer TX-Antenne ist. Die Kardinalität der Menge P₁ ist N₁. Es ist wichtig, zu beachten, dass das LTE-spezifische Pilotgitter eine Distanz von 3 Subträgern zwischen Piloten aus den zwei verschiedenen TX-Antennen aufweist.
Mit Bezug auf 5 ist eine schematische Darstellung einer 2 × 2-Antennenkonfiguration gezeigt. Es ist zu beachten, dass die räumliche Korrelation zwischen den Empfangsantennen versucht, die Korrelation zwischen h₁₁ und h₂₁ wie in 5 gezeigt zu identifizieren. Ähnlich könnte man auch die Korrelation zwischen h₂₂ und h₂₁ nehmen. Auf dieselbe Weise versucht die räumliche Korrelation zwischen den Sendeantennen, die Korrelation zwischen h₁₁ und h₁₂ zu identifizieren, obwohl man aber auch die Korrelation zwischen h₂₂ und h₁₂ nehmen könnte.
In der obigen Gleichung (32) werden durch Mitteln über beide Ergebnisse beide Möglichkeiten berücksichtigt.
Der Szenario-Detektor (oder Matrixdeterminator) 86 nimmt die numerisch berechneten Korrelationen ρ T / ij , ρ R / ij als Eingabe und vergleicht diese Schätzungen mit einer Menge von Schwellen für die TX- und RX-Korrelationen {T_T} und {T_R} der Kardinalitäten N_T und N_R.
Abhängig von dem Ergebnis dieser Vergleiche und möglicherweise dem aus einem SNR-Schätzer bereitgestellten SNR trifft der Szenario-Detektor 86 eine Wahl zwischen dem SISO-, SIMO- und dem MIMO-Fall und wählt die entsprechende bei dem Matrixmultiplikationsschritt zu verwendende Matrix Q aus einem Speicher 88 aus. bestimmen, zu bestimmen, welches Szenario auszuwählen ist, müssen (N_T + N_R) Vergleiche durch den Szenario-Detektor 86 ausgeführt werden.
Auf der Basis des gewählten Szenarios stellt das Modul 90 „Resort” den demodulierten Pilotvektor z zusammen. Der Szenario-Detektor 86 gibt außerdem einen Offsetadressenzeiger aus, der die mit dem demodulierten Pilotvektor z zu multiplizierende entsprechende Matrix aus dem Speicher 88 auswählt. Die ausgewählte Matrix wird dann bei 92 mit dem demodulierten Pilotvektor z multipliziert.

Claims

Verfahren zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem, umfassend: Empfangen eines Signals, das eine Symbolträgermatrix umfasst, wobei die Symbolträgermatrix ein vorbestimmtes Muster von Pilotsymbolen umfasst; Bestimmen von ersten Kanalschätzungen an Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole in der Symbolträgermatrix; Korrigieren der ersten Kanalschätzungen an den Pilotsymbolpositionen unter Verwendung von Bayesischer Schätzung; und Bestimmen von zweiten Kanalschätzungen an anderen Symbolpositionen als den Pilotsymbolpositionen mittels Interpolation auf der Basis der korrigierten ersten Kanalschätzungen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Bayesische Schätzung Minimum-Mean-Square-Schätzung umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Übertragungssystem mindestens zwei Sendeantennen oder mindestens zwei Empfangsantennen umfasst, wobei das Verfahren ferner Folgendes umfasst: Auswählen einer räumlichen Korrelationsmatrix aus einer Menge von vordefinierten räumlichen Korrelationsmatrizen und Verwenden der ausgewählten räumlichen Korrelationsmatrix bei der Bayesischen Schätzung.
Verfahren nach Anspruch 3, ferner umfassend: Berechnen von Korrelationskoeffizienten, die räumliche Korrelationen zwischen den mindestens zwei Sendeantennen oder den mindestens zwei Empfangsantennen oder beidem repräsentieren.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: Auswählen der räumlichen Korrelationsmatrix auf der Basis der berechneten Korrelationskoeffizienten.
Verfahren nach Anspruch 5, ferner umfassend: Auswählen der räumlichen Korrelationsmatrix abhängig davon, ob die berechneten Korrelationskoeffizienten über oder unter einem oder mehreren vorbestimmten Schwellenwerten liegen.
Verfahren nach Anspruch 4, ferner umfassend: Bestimmen einer räumlichen Korrelationsmatrix auf der Basis der berechneten Korrelationskoeffizienten und Auswählen einer kleineren räumlichen Korrelationsmatrix gemäß einer gewünschten Komplexität der Bayesischen Schätzung.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die räumliche Korrelationsmatrix die folgende Form umfasst:

wobei ρ T / ij der Korrelationskoeffizient zwischen der i-ten und j-ten Sendeantenne und ρ R / ij der Korrelationskoeffizient zwischen der i-ten und der j-ten Empfangsantenne ist.
Verfahren nach Anspruch 8, ferner umfassend: Korrigieren der ersten Kanalschätzungen gemäß den folgenden Gleichungen: h ^₁ = Q_MIMOz = C_MIMOD^H(DC_MIMOD^H + σ²I)^–1z wobei h_t die Zeitbereichs-Kanalschätzung, σ² die Rauschleistung und I die Einheitsmatrix ist, und
wobei k_i die Pilotsubträger einer ersten Sendeantenne angibt und k_i+3 die Pilotsubträger einer zweiten Sendeantenne angibt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 9, ferner umfassend: Vordefinieren der Menge von räumlichen Korrelationsmatrizen und Speichern der räumlichen Korrelationsmatrizen bzw. ihrer inversen Matrizen in einem Speicher.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Übertragungssystem nur eine Sendeantenne und nur eine Empfangsantenne umfasst, wobei das Verfahren ferner Folgendes umfasst: Auswählen einer Frequenzkorrelationsmatrix aus einer Menge von vordefinierten Korrelationsmatrizen und Verwenden der ausgewählten Frequenzkorrelationsmatrix bei der Bayesischen Schätzung.
Verfahren nach Anspruch 11, ferner umfassend: Berechnen eines Rauschabstands des Empfangssignals.
Verfahren nach Anspruch 12, ferner umfassend: Auswählen der Frequenzkorrelationsmatrix auf der Basis des bestimmten Rauschabstands.
Verfahren nach Anspruch 13, ferner umfassend: Auswählen der Frequenzkorrelationsmatrix abhängig davon, ob der berechnete Rauschabstand über oder unter einem oder mehreren vorbestimmten Schwellenwerten liegt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 14, wobei die Frequenzkorrelationsmatrix die folgende Form umfasst: C_SISO(i, j) = si(2πτ_maxΔF(i – j)), i = 1, ..., N_W wobei si die sinc-Funktion ist, ΔF der Subträgerabstand ist, T_max die Verzögerungsspreizung des Kanals ist, i und j Pilotindizes sind und N_w ein vordefinierter maximaler Pilotindex ist.
Verfahren nach Anspruch 15, ferner umfassend: Korrigieren der ersten Kanalschätzung gemäß Folgendem: h_f = Q_SISOz = C_SISO(C_SISO + σ²I)^–1z wobei h_f die Frequenzbereichs-Kanalschätzung, a² die Rauschleistung und I die Einheitsmatrix ist und
wobei h der Faktor der Frequenzbereichsabtastwerte an den Pilotsubträgern k_i ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: Bestimmen der ersten Kanalschätzung unter Verwendung von einer Least-Square-Schätzung.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: Bestimmen der zweiten Kanalschätzungen unter Verwendung Bayesischer Schätzung.
Verfahren nach Anspruch 18, wobei die Bayesische Schätzung Minimum-Mean-Square-Schätzung umfasst.
Kanalschätzer für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem, umfassend: eine erste Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, erste Kanalschätzungen an Pilotsymbolpositionen von Pilotsymbolen in einer Symbolträgermatrix eines Empfangssignals zu bestimmen; eine Korrektureinheit, die dafür ausgelegt ist, die ersten Kanalschätzungen an den Pilotsymbolpositionen unter Verwendung von Bayesischer Schätzung zu korrigieren; und eine zweite Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, zweite Kanalschätzungen an anderen Symbolpositionen als den Pilotsymbolpositionen mittels Interpolation auf der Basis der korrigierten ersten Kanalschätzungen zu bestimmen.
Kanalschätzer nach Anspruch 20, wobei das Übertragungssystem mindestens zwei Sendeantennen oder mindestens zwei Empfangsantennen umfasst, wobei der Kanalschätzer ferner Folgendes umfasst: eine Auswahleinheit, die dafür ausgelegt ist, eine räumliche Korrelationsmatrix aus einer Menge von vordefinierten räumlichen Korrelationsmatrizen auszuwählen und die ausgewählte räumliche Korrelationsmatrix der Korrektureinheit zuzuführen,
Kanalschätzer nach Anspruch 21, ferner umfassend: eine Berechnungseinheit, die dafür ausgelegt ist, Korrelationskoeffizienten zu berechnen, die räumliche Korrelationen zwischen den mindestens zwei Sendeantennen oder den mindestens zwei Empfangsantennen oder beidem repräsentieren, und die berechneten Korrelationskoeffizienten der Auswahleinheit zuzuführen.
Kanalschätzer nach Anspruch 21 oder 22, ferner umfassend: eine Speichereinheit, die mit der Auswahleinheit gekoppelt und dafür ausgelegt ist, die Menge von vordefinierten Frequenzkorrelationsmatrizen zu speichern.
Kanalschätzer nach einem der Ansprüche 20 bis 23, wobei das Übertragungssystem nur eine Sendeantenne und nur eine Empfangsantenne umfasst, wobei der Kanalschätzer ferner Folgendes umfasst: eine Auswahleinheit, die dafür ausgelegt ist, eine Frequenzkorrelationsmatrix aus einer Menge von vordefinierten Frequenzkorrelationsmatrizen auszuwählen und die ausgewählte Frequenzkorrelationsmatrix der Korrektureinheit zuzuführen.
Kanalschätzer nach Anspruch 24, ferner umfassend: eine Berechnungseinheit, die dafür ausgelegt ist, einen Rauschabstand des Empfangssignals zu berechnen und den berechneten Rauschabstand der Auswahleinheit zuzuführen.
Kanalschätzer nach Anspruch 24 oder 25, ferner umfassend: eine Speichereinheit, die mit der Auswahleinheit gekoppelt und dafür ausgelegt ist, die Menge von vordefinierten Frequenzkorrelationsmatrizen zu speichern.