CN116132240A - 信号检测方法、装置及设备 - Google Patents

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CN116132240A CN202310065890.3A CN202310065890A CN116132240A CN 116132240 A CN116132240 A CN 116132240A CN 202310065890 A CN202310065890 A CN 202310065890A CN 116132240 A CN116132240 A CN 116132240A
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signal
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方冬梅
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Spreadtrum Communications Shanghai Co Ltd
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Abstract

本申请实施例提供一种信号检测方法、装置及设备。该方法包括：将Nsymb个正交频分复用OFDM符号分为Nseg个分段，每个分段中包括至少一个OFDM符号，所述Nsymb为大于或等于1的整数，所述Nseg为大于或等于1的整数；获取各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，所述NFFT为OFDM符号的快速傅里叶变换FFT点数，所述NFFT为大于或等于1的整数；在时域上对各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行处理，以得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域最小二乘LS信道估计值；根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。减少了信号检测的计算量。

Description

信号检测方法、装置及设备
技术领域
本申请实施例涉及通信技术领域，尤其涉及一种信号检测方法、装置及设备。
背景技术
终端设备可以与基站之间通过收发信号的方式，进行数据传输。从而使得终端设备之间可以通过基站进行通信。在实际通信过程中，可以对终端设备发送的下行定位参考信号(Positioning reference signals，PRS)，以及基站发送的用于定位的上行探测参考信号(Sounding reference signal for Positioning，SRS-Pos)等具有频域梳状图像特点的信号进行检测。
在相关技术中，可以通过如下方式进行信号检测：将每个SRS或者PRS的时域正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)符号分别变换到频域。提取频域对应时频资源单元(Resource Element，RE)上的发射信号。将对应RE上的发射信号在频域上乘以发射信号的共轭，去除发射信号的影响。再将多个OFDM符号之间的结果进行拼凑，变换到时域，确定最大径位置和首径位置。根据最大径位置和首径位置，确定相对时偏，再进行其他相关信号的测量(例如，RSRP测量、SNR测量、FO测量)。在上述过程中，需要多次对多个OFDM符号从时域变换到频域，进行多次快速傅里叶变换(Fast FourierTransform，FFT)，导致信号检测的计算量较大。
发明内容
本申请实施例提供一种信号检测方法、装置及设备，用以解决信号检测的计算量较大的问题。
第一方面，本申请实施例提供一种信号检测方法，包括：
将Nsymb个正交频分复用OFDM符号分为Nseg个分段，每个分段中包括至少一个OFDM符号，所述Nsymb为大于或等于1的整数，所述Nseg为大于或等于1的整数；
获取各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，所述NFFT为OFDM符号的快速傅里叶变换FFT点数，所述NFFT为大于或等于1的整数；
在时域上对各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行处理，以得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域最小二乘LS信道估计值；
根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。
在一种可能的实施方式中，在时域上对各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行处理，以得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域最小二乘LS信道估计值，包括：
根据各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，确定各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号；
根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
在一种可能的实施方式中，针对任意一个分段中的任意一个OFDM符号；根据所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，确定所述分段中所述OFDM符号的时域加权复制信号，包括：
对所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号；
对所述时域加权合并信号进行时域加权复制处理，得到所述分段中所述OFDM符号的时域加权复制信号。
在一种可能的实施方式中，对所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号，包括：
将所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号分为Ncomm段，得到多个信号段，所述Ncomm为KTC和NFFT的公约数，所述Ncomm为大于或等于1的整数，所述KTC为梳齿尺寸；
对所述多个信号段进行时域加权合并处理，得到所述时域加权合并信号。
在一种可能的实施方式中，根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，包括：
获取各分段中各OFDM符号的频域发射序列；
根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号、以及各分段中各OFDM符号的频域发射序列，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
在一种可能的实施方式中，根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号、以及各分段中各OFDM符号的频域发射序列，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，包括：
将各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号进行相加处理，得到第二信号；
对所述第二信号进行FFT变换，得到第三信号；
将各分段中各OFDM符号的频域发射序列进行拼接处理，得到第四信号；
对所述第三信号和所述第四信号进行共轭相乘处理，得到各分段中各OFDM符号线性合并的频率LS信道估计值。
在一种可能的实施方式中，所述目标信号为频域梳状图像信号，且目标信号对应的相邻多个OFDM符号之间的频域梳状图样为交错状态。
第二方面，本申请实施例提供一种信号检测装置，所述装置包括：
分段模块，用于将Nsymb个OFDM符号分为Nseg个分段，每个分段中包括至少一个OFDM符号，所述Nsymb为大于或等于1的整数，所述Nseg为大于或等于1的整数；
获取模块，用于获取各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，所述NFFT为OFDM符号的FFT点数，所述NFFT为大于或等于1的整数；
处理模块，用于在时域上对各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行处理，以得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值；
检测模块，用于根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块具体用于：
根据各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，确定各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号；
根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块具体用于：
对所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号；
对所述时域加权合并信号进行时域加权复制处理，得到所述分段中所述OFDM符号的时域加权复制信号。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块具体用于：
将所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号分为Ncomm段，得到多个信号段，所述Ncomm为KTC和NFFT的公约数，所述Ncomm为大于或等于1的整数，所述KTC为梳齿尺寸；
对所述多个信号段进行时域加权合并处理，得到所述时域加权合并信号。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块具体用于：
获取各分段中各OFDM符号的频域发射序列；
根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号、以及各分段中各OFDM符号的频域发射序列，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块具体用于：
将各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号进行相加处理，得到第二信号；
对所述第二信号进行FFT变换，得到第三信号；
将各分段中各OFDM符号的频域发射序列进行拼接处理，得到第四信号；
对所述第三信号和所述第四信号进行共轭相乘处理，得到各分段中各OFDM符号线性合并的频率LS信道估计值。
在一种可能的实施方式中，所述目标信号为频域梳状图像信号，且目标信号对应的相邻多个OFDM符号之间的频域梳状图样为交错状态。
第三方面，本申请提供一种芯片，所述芯片上存储有计算机程序，所述计算机程序被所述芯片执行时，实现如第一方面任一项所述的方法。
第四方面，本申请提供一种芯片模组，所述芯片模组上存储有计算机程序，所述计算机程序被所述芯片模组执行时，实现如第一方面任一项所述的方法。
第五方面，本申请实施例提供一种信号检测设备，包括：
至少一个处理器；以及
与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，
所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行第一方面任一项所述的方法。
第六方面，本申请实施例提供一种存储有计算机指令的非瞬时计算机可读存储介质，其中，所述计算机指令用于使所述计算机执行第一方面中任一项所述的方法。
第七方面，本申请实施例提供一种计算机程序产品，包括计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现第一方面中任一项所述的方法。
本申请实施例提供的信号检测方法、装置及设备，将多个OFDM符号分为多个分段，每个分段中至少一个OFDM符号。获取各分段中各OFDM符号上的多个时域接收信号。在时域上对各分段中各OFDM符号上的多个时域接收信号进行处理，得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域最小二乘(Least Squares，LS)信道估计值。根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。在上述过程中，对于每个分段只需要做一次FFT，将信号从时域变换到频域，而不是做多次FFT，减少了信号检测的计算量。
附图说明
图1为本申请实施例提供的应用场景的示意图；
图2为本申请实施例提供的一种信号检测方法的流程示意图；
图3为本申请实施例提供的对OFDM符号进行分段的过程意图；
图4A为本申请实施例提供的一种PDP谱图的示意图；
图4B为本申请实施例提供的另一种PDP谱图的示意图；
图5为本申请实施例提供的另一种信号检测方法的流程示意图；
图6为本申请实施例提供的一种频域发射的RE示意图；
图7为本申请实施例提供的另一种频域发射的RE示意图；
图8为本申请实施例提供的又一种频域发射的RE示意图；
图9为本申请实施例提供的信号检测装置的结构示意图；
图10为本申请实施例提供的信号检测设备的结构示意图。
具体实施方式
这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本申请相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本申请的一些方面相一致的装置和方法的例子。
需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者装置所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者装置中还存在另外的相同要素。
为了便于理解，下面，结合图1，对本申请实施例所适用的应用场景进行说明。
图1为本申请实施例提供的应用场景的示意图。请参见图1，包括基站101以及多个终端设备102。终端设备102可以为手机、平板电脑等。基站101与终端设备102之间可以通过信号收发的方式，进行数据传输。多个终端设备102之间可以通过与基站收发信号，进行通信。
在相关技术中，可以通过如下方式进行信号检测：将每个SRS或者PRS的时域OFDM符号分别变换到频域。提取频域对应RE上的发射信号。将对应RE上的发射信号在频域上乘以发射信号的共轭，去除发射信号的影响。再将多个OFDM符号之间的结果进行拼凑，变换到时域，确定最大径位置和首径位置。根据最大径位置和首径位置，确定相对时偏，再进行其他相关信号的测量(例如，RSRP测量、SNR测量、FO测量)。在上述过程中，需要多次对多个OFDM符号从时域变换到频域，进行多次FFT，导致信号检测的计算量较大。
本申请实施例中，将多个OFDM符号分为多个分段，每个分段中至少一个OFDM符号。获取各分段中各OFDM符号上的多个时域接收信号。在时域上对各分段中各OFDM符号上的多个时域接收信号进行处理，得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域最小二乘(LeastSquares，LS)信道估计值。根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。在上述过程中，对于每个分段只需要做一次FFT，将信号从时域变换到频域，而不是做多次FFT，减少了信号检测的计算量。
下面，通过具体实施例对本申请所示的方法进行说明。需要说明的是，下面几个实施例可以单独存在，也可以互相结合，对于相同或相似的内容，在不同的实施例中不再重复说明。
图2为本申请实施例提供的一种信号检测方法的流程示意图。请参见图2，该方法可以包括：
S201、将Nsymb个OFDM符号分为Nseg个分段。
本申请实施例的执行主体可以为信号检测设备，也可以为设置在信号检测设备中的芯片、芯片模组或信号检测装置等。信号检测装置可以通过软件实现，也可以通过软件和硬件的结合实现。信号检测设备可以为手机、平板电脑、基站等。
每个分段中包括至少一个OFDM符号。
Nsymb为大于或等于1的整数，Nseg为大于或等于1的整数。
下面，结合图3，对OFDM符号进行分段的过程进行说明。图3为本申请实施例提供的对OFDM符号进行分段的过程意图。请参见图3，包括Nsymb个OFDM符号，分别为第0个OFDM符号、第1个OFDM符号、第2个OFDM符号、……、第Nsymb-1个OFDM符号。将Nsymb个OFDM符号分为Nseg个分段。若每个分段包括一个OFDM符号，则Nseg＝Nsymb。分段后，第0个分段包括第0个OFDM符号，第1个分段包括第1个OFDM符号，依次类推，第Nseg-1个分段包括第Nsymb-1个OFDM符号。
S202、获取各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号。
NFFT为OFDM符号的FFT点数，NFFT为大于或等于1的整数。
例如，根据上述图3所示的第1个分段，包括第1个OFDM符号。若第1个OFDM符号中，FFT点数为256个，则可以确定第1个分段中OFDM符号上的时域接收信号为256个。
可以通过如下公式(1)，先将每个天线每个符号时域数据的CP去除，获得OFDM解调窗内NFFT点：
Figure BDA0004073751300000081
其中，y(nRx,l,n)为第nRx个接收天线、第l个OFDM符号、第n个时域抽样点的时域接收信号；NRx为接收天线数；Nsymb为总发射OFDM符号数；NCP,l为该时隙第l个OFDM符号的CP点数。nRx＝0,…,NRx-1，l＝0,…,Nsymb-1，n＝0,…,NCP+NFFT-1。其他参数解释见上文。
设Ncomm为KTC和NFFT的公约数，KTC为梳齿尺寸。并设每一个分段里的信道变化可以忽略不计、接收OFDM符号之间可以采用线性合并，
Figure BDA0004073751300000082
为第nseg个分段中的OFDM符号数，并且满足
Figure BDA0004073751300000083
且
Figure BDA0004073751300000084
Figure BDA0004073751300000085
则可以通过如下公式(2)，确定第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的时域接收信号：
Figure BDA0004073751300000086
其中，
Figure BDA0004073751300000087
S203、在时域上对各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行处理，以得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
可以通过如下方式，得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值：根据各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，确定各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号；根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
可以通过如下方式，根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值：获取各分段中各OFDM符号的频域发射序列；根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号、以及各分段中各OFDM符号的频域发射序列，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
S204、根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。
目标信号为频域梳状图像信号，且目标信号对应的相邻多个OFDM符号之间的频域梳状图样为交错状态。例如，目标信号可以为SRS-pos或者PRS。
可以对频域LS信道估计值进行检测，再进行快速傅里叶逆变换(Inverse FastFourier Transform，IFFT)，将检测值变换到时域并计算功率-时延谱(Power-DelayProfile,PDP)。将不同天线、不同信道的分段之间的PDP谱进行非线性合并，确定时偏(Timing Offset，TO)。还可以对频域LS信道做相关的信号测量。例如，参考信号接收功率(Reference Signal Receiving Power，RSRP)测量、信噪比(Signal-Noise Ratio，SNR)测量、频偏(Frequency offset，FO)测量。
下面，结合图4A-图4B，对不同方式得到的PDP谱图进行说明。图4A为本申请实施例提供的一种PDP谱图的示意图。请参见图4A，在SNR为-15dB、Nsymb＝KTC＝2、24RB、AWGN信道条件下，根据现有技术方案计算频域LS信道估计值得到的PDP谱图。图4B为本申请实施例提供的另一种PDP谱图的示意图。请参见图4B，在与图4A相同条件下，通过根据本申请提供的方法计算频域LS信道估计值得到的PDP谱图。根据图4A-图4B，可以确定两种方案得到的PDP谱图近似相同，说明本申请提供的信号检测方法可以应用在实际信号检测中。
本申请实施例提供的信号检测方法，将Nsymb个OFDM符号分为Nseg个分段。获取各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号。在时域上对各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行处理，以得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域最小二乘LS信道估计值。根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。在上述过程中，对于每个分段只需要做一次FFT，将信号从时域变换到频域，而不是做多次FFT，减少了信号检测的计算量。
在上述任意一个实施例基础上，下面，结合图5，对信号检测的详细过程进行说明。
图5为本申请实施例提供的另一种信号检测方法的流程示意图。请参见图5，该方法包括：
S501、将Nsymb个正交频分复用OFDM符号分为Nseg个分段。
需要说明的是，S501的执行过程可以参见S201，此处不再赘述。
S502、获取各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号。
在对OFDM符号进行分段后，确定每个分段内各OFDM符号上的时域接收信号个数NFFT。并根据上述公式1以及公式2，确定NFFT个时域接收信号的时域接收信号。
S503、对分段中OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号。
可以通过如下方式，得到时域加权合并信号：将分段中OFDM符号上的NFFT个时域接收信号分为Ncomm段，得到多个信号段，Ncomm为大于或等于1的整数；对多个信号段进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号。
可以通过如下公式(3)，对多个信号段进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号：
Figure BDA0004073751300000101
其中，
Figure BDA0004073751300000102
yCombInSym(nRx,nseg,lseg,n)为第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的NFFT点时域接收信号对应的时域加权合并信号；
Figure BDA0004073751300000103
为该第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的发射REoffset；kstart为发射信号起始RE。其他参数的解释见上文。
S504、对时域加权合并信号进行时域加权复制处理，得到分段中OFDM符号的时域加权复制信号。
时域加权复制处理可以是对时域加权合并信号对应的序列加权复制Ncomm次。
可以通过如下公式(4)，得到分段中OFDM符号的时域加权复制信号：
Figure BDA0004073751300000104
Figure BDA0004073751300000111
其中，
Figure BDA0004073751300000112
其他相关参数解释见上文。
特别的，当Ncomm为2或者4的时候，上面加权合并用的因子
Figure BDA0004073751300000113
的取值只有1、-1、j、-j四种情况，则可以简单使用加减法实现上式的操作；同样的，上面加权复制用的因子
Figure BDA0004073751300000114
的取值只有1、-1、j、-j四种情况，可以只不需要乘法、只需要取反或者实部虚部互换即可完成加权复制操作。
其中，j为虚数单位，即
Figure BDA0004073751300000115
S505、获取各分段中各OFDM符号的频域发射序列。
S506、将各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号进行相加处理，得到第二信号。
可以通过如下公式(5)，确定第二信号：
Figure BDA0004073751300000116
其中，nseg＝0,…,Nseg-1,n＝0,…,NFFT-1。ySumInSeg(nRx,nseg,n)为第二信号。其他参数的解释见上文。
S507、对第二信号进行FFT变换，得到第三信号。
可以对第二信号ySumInSeg(nRx,nseg,n)进行FFT变换，从时域信号变为频域信号，得到第三信号YSumInSeg(nRx,nseg,k)。
S508、将各分段中各OFDM符号的频域发射序列进行拼接处理，得到第四信号。
设第nseg个分段的第lseg个OFDM符号、第k个RE的频域发射序列r(nseg,lseg,k),k＝0,…,NFFT-1。且对于r(nseg,lseg,k)，只有子载波
Figure BDA0004073751300000121
k′＝0,…,Msc-1上有值，其余在载波k上的r(nseg,lseg,k)为0，其中kstart为发射序列起始RE，Msc为发射序列的有效长度。则先将第nseg个分段的
Figure BDA0004073751300000122
个OFDM符号的频域发射序列r(nseg,lseg,k)进行该OFDM符号的公共相位的补偿，设补偿相位为
Figure BDA0004073751300000123
其中f0为接收机中心频点，
Figure BDA0004073751300000124
为该OFDM符号的相对起始时间，
Figure BDA0004073751300000125
为CP所占用的时间。则OFDM符号的公共相位的补偿过程为
Figure BDA0004073751300000126
然后进行对应RE上的拼凑。
则可以通过如下公式(6)，得到第四信号：
Figure BDA0004073751300000127
其中，nseg＝0,…,Nseg-1。其他参数的解释见上文。
S509、对第三信号和第四信号进行共轭相乘处理，得到各分段中各OFDM符号线性合并的频率LS信道估计值。
可以通过如下公式(7)，得到第nseg个分段的
Figure BDA0004073751300000128
个OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值：
HLS(nRx,nseg,k)＝YSumInSeg(nRx,nseg,k)*conj(rSumInSeg(nseg,k))   公式(7)
其中，nRx＝0,…,NRx-1,nseg＝0,…,Nseg-1,k＝0,…,NFFT-1。其他参数的解释见上文。
S510、根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。
若多个Seg分段之间的信道变化忽略不计，则可以将多个Seg分段的频域LS信道估计值线性合并，以提高频域LS信道估计值的信噪比，同时降低后续处理的复杂度。
原本第nseg个分段需要做
Figure BDA0004073751300000131
次FFT变换，本方案目前只需要做1次FFT变换，减少为原来次数的
Figure BDA0004073751300000132
当Ncomm为Nsymb的因子时，FFT的次数减少为原来次数的
Figure BDA0004073751300000133
当Ncomm>Nsymb的时候，上述FFT的次数减少为原来的
Figure BDA0004073751300000134
例如，对于SRS-pos，当
Figure BDA00040737513000001310
时，可令Ncomm＝KTC，FFT的次数直接减少为原来的
Figure BDA0004073751300000135
若KTC为8，则FFT的次数减少为原来的1/8。
本申请实施例提供的信号检测方法，将Nsymb个OFDM符号分为Nseg个分段。获取各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号。根据各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，确定各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号；根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。在上述过程中，对于每个分段只需要做一次FFT，将信号从时域变换到频域，而不是做多次FFT。且利用了多个相邻符号之间发射RE梳状错位互补的图样进行简化，减少了信号检测的计算量。
在上述任意一个实施例的基础上，如果
Figure BDA0004073751300000136
为Ncomm的约数且
Figure BDA0004073751300000137
Figure BDA0004073751300000138
如SRS-pos，Comb-2且符号数为1、或者Comb-4且符号数为2、或者Comb-8且符号数为4的场景，可以进一步的简化。
下面，对上述场景的简化过程进行说明。
可以将加权复制的次数减少为复制
Figure BDA0004073751300000139
份。即可以通过如下公式(8)，对时域加权合并信号进行时域加权复制处理，得到分段中OFDM符号的时域加权复制信号：
Figure BDA0004073751300000141
其中，
Figure BDA0004073751300000142
-1。其他参数解释见上文。
可以通过如下公式(9)，对第nseg个分段的
Figure BDA0004073751300000143
个OFDM符号的yCopyInSym(nRx,nseg,lseg,n)进行相加，得到第二信号：
Figure BDA0004073751300000144
其中，
Figure BDA0004073751300000145
其他参数解释见上文。
可以通过如下公式(10)，对第二信号ySumInSeg(nRx,nseg,n)乘以
Figure BDA0004073751300000146
进行时域线性相位补偿，得到相位补偿后的第二信号：
Figure BDA0004073751300000147
Figure BDA0004073751300000151
其中，
Figure BDA0004073751300000152
其他参数解释见上文。
可以对相位补偿后的第二信号进行FFT变换，得到第三信号YSumInSeg(nRx,nseg,k)。
设第nseg个分段的第lseg个OFDM符号、第k个RE的频域发射序列r(nseg,lseg,k),k＝0,…,NFFT-1。且对于r(nseg,lseg,k)，只有子载波
Figure BDA0004073751300000153
k′＝0,…,Msc-1上有值，其余在载波k上的r(nseg,lseg,k)为0。其中，kstart为发射信号起始RE，Msc为发射序列的有效长度。则先将第nseg个分段的
Figure BDA0004073751300000154
个OFDM符号的频域发射序列r(nseg,lseg,k)进行该OFDM符号的公共相位的补偿，设补偿相位为
Figure BDA0004073751300000155
其中f0为接收机中心频点，
Figure BDA0004073751300000156
为该OFDM符号的相对起始时间，
Figure BDA0004073751300000157
为CP所占用的时间。则OFDM符号的公共相位的补偿过程为
Figure BDA0004073751300000158
然后进行对应RE上的拼凑。
可以通过如下公式(11)，得到第四信号：
Figure BDA0004073751300000159
其中，nseg＝0,…,Nseg-1。其他参数解释见上文。
可以通过如下公式(12)，得到第nseg个分段的
Figure BDA0004073751300000161
个OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值：
HLS(nRx,nseg,k)＝YSumInSeg(nRx,nseg,k)*conj(rSumInSeg(nseg,k))
公式(12)
其中，
Figure BDA0004073751300000162
其他参数解释见上文。
通过上述简化步骤进行信号检测，可以进一步通过减少FFT的点数减少计算量。
在上述任意一个实施例的基础上，结合图6-图8，对信号检测的过程进行举例说明。
图6为本申请实施例提供的一种频域发射的RE示意图。请参见图6，假设OFDM符号的FFT点数NFFT为2048，总发射OFDM符号数目Nsymb为4，梳齿尺寸KTC为2。并设y(nRx,l,n)为第nRx个接收天线、第l个OFDM符号、第n个时域抽样点的时域接收信号，其中有nRx＝0,…,NRx-1，l＝0,…,3，n＝0,…,NCP+2047。
可以通过公式(1)，将每个天线每个符号时域数据的CP去除，获得OFDM解调窗内NFFT点：
Figure BDA0004073751300000163
设Ncomm＝2为KTC＝2和NFFT＝2048的公约数。将Nsymb＝4个OFDM符号分为Nseg＝2段。并设每一个分段里的信道变化可以忽略不计、接收OFDM符号之间可以采用线性合并。
Figure BDA0004073751300000164
为第nseg个分段中的OFDM符号数，且满足
Figure BDA0004073751300000165
且
Figure BDA0004073751300000166
可以通过公式(2)，确定第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的时域接收信号：
Figure BDA0004073751300000167
其中，nseg＝0,1,lseg＝0,1,n＝0,…,2047。
则各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号为：
Figure BDA0004073751300000171
设第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的发射RE offset为
Figure BDA0004073751300000172
设
Figure BDA0004073751300000173
设发射信号起始RE kstart＝0。对第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的NFFT点时域抽样点信号yseg(nRx,nseg,lseg,n)分Ncomm＝2段，通过公式(3)进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号：
yCombInSym(nRx,0,0,n)＝yseg(nRx,0,0,n)+yseg(nRx,0,0,n+1024)
yCombInSym(nRx,0,1,n)＝yseg(nRx,0,1,n)-yseg(nRx,0,1,n+1024)
yCombInSym(nRx,1,0,n)＝yseg(nRx,1,0,n)+yseg(nRx,1,0,n+1024)
yCombInSym(nRx,1,1,n)＝yseg(nRx,1,1,n)-yseg(nRx,1,1,n+1024)
n＝0,…,1023
然后再通过公式(4)，对yCombInSym(nRx,nseg,lseg,n),n＝0,…,1023序列加权复制Ncomm＝2份，得到时域加权复制信号：
yCopyInSym(nRx,0,0,n)＝yCombInSym(nRx,0,0,n)，
yCopyInSym(nRx,0,0,n+1024)＝yCombInSym(nRx,0,0,n)，
yCopyInSym(nRx,0,1,n)＝yCombInSym(nRx,0,1,n)，
yCopyInSym(nRx,0,1,n+1024)＝-yCombInSym(nRx,0,1,n)，
yCopyInSym(nRx,1,0,n)＝yCombInSym(nRx,1,0,n)，
yCopyInSym(nRx,1,0,n+1024)＝yCombInSym(nRx,1,0,n)，
yCopyInSym(nRx,1,1,n)＝yCombInSym(nRx,1,1,n)，
yCopyInSym(nRx,1,1,n+1024)＝-yCombInSym(nRx,1,1,n)，
其中，n＝0,…,1023。
可以通过公式(5)，将第nseg个分段的
Figure BDA0004073751300000174
个OFDM符号的时域加权复制信号yCopyInSym(nRx,nseg,lseg,n)进行相加，得到第二信号：
ySumInSeg(nRx,0,n)＝yCopyInSym(nRx,0,0,n)+yCopyInSym(nRx,0,1,n)
ySumInSeg(nRx,1,n)＝yCopyInSym(nRx,1,0,n)+yCopyInSym(nRx,1,1,n)
n＝0,…,2047
做2048点的FFT变换，将第二信号从时域到频域，得到第三信号YSumInSeg(nRx,nseg,k),nseg＝0,1,k＝0,…,2047。
设第nseg个分段的第lseg个OFDM符号、第k个RE的频域发射序列r(nseg,lseg,k),k＝0,…,2047。且对于r(nseg,lseg,k)，只有子载波
Figure BDA0004073751300000181
k′＝0,…,Msc-1上有值，其余在载波k上的r(nseg,lseg,k)为0。其中，Msc为发射序列的有效长度。则先将第nseg个分段的
Figure BDA0004073751300000182
个OFDM符号的频域发射序列r(nseg,lseg,k)进行该OFDM符号的公共相位的补偿，设补偿相位为
Figure BDA0004073751300000183
其中f0为接收机中心频点。
Figure BDA0004073751300000184
为该OFDM符号的相对起始时间，
Figure BDA0004073751300000185
为CP所占用的时间，则OFDM符号的公共相位的补偿过程为
Figure BDA0004073751300000186
Figure BDA0004073751300000187
可以通过公式(6)，得到第四信号：
Figure BDA0004073751300000188
其中，nseg＝0,1。
可以通过公式(7)，得到频域LS信道估计值：
HLS(nRx,nseg,k)＝YSumInSeg(nRx,nseg,k)*conj(rSumInSeg(nseg,k))
nRx＝0,…,NRx-1,nseg＝0,1,k＝0,…,2047,
进一步的，如果认为两个分段之间的信道变化忽略不计，则可以将两个Seg分段的HLS(nRx,nseg,k)线性合并，即HLS(nRx,0,k)+HLS(nRx,1,k)，以提高HLS的信噪比以及降低后续处理的复杂度。
图7为本申请实施例提供的另一种频域发射的RE示意图。请参见图7，假设OFDM符号的FFT点数NFFT为2048，总发射OFDM符号数目Nsymb为4，梳齿尺寸KTC为4。并设y(nRx,l,n)为第nRx个接收天线、第l个OFDM符号、第n个时域抽样点的时域接收信号，其中有nRx＝0,…,NRx-1，l＝0,…,3，n＝0,…,NCP+2047。
可以通过公式(1)，将每个天线每个符号时域数据的CP去除，获得OFDM解调窗内NFFT点：
Figure BDA0004073751300000191
设Ncomm＝4为KTC＝4和NFFT＝2048的公约数。将Nsymb＝4个OFDM符号分为Nseg＝1段，
Figure BDA0004073751300000192
为该分段中的OFDM符号数，并且满足
Figure BDA0004073751300000198
且
Figure BDA0004073751300000197
可以通过公式(2)，确定第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的时域接收信号：
Figure BDA0004073751300000199
其中，nseg＝0,lseg＝0,1,2,3,n＝0,…,2047。
设该第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的发射RE offset为
Figure BDA0004073751300000194
Figure BDA0004073751300000195
设
Figure BDA0004073751300000196
设发射信号起始RE kstart＝0。对第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的NFFT点时域抽样点信号yseg(nRx,nseg,lseg,n)分Ncomm＝4段，通过公式(3)，进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号：
yCombInSym(nRx,0,0,n)
＝yseg(nRx,0,0,n)+yseg(nRx,0,0,n+512)+yseg(nRx,0,0,n+1024)+yseg(nRx,0,0,n+1536)yCombInSym(nRx,0,1,n)
＝yseg(nRx,0,1,n)-yseg(nRx,0,1,n+512)+yseg(nRx,0,1,n+1024)-yseg(nRx,0,1,n+1536)yCombInSym(nRx,0,2,n)
＝yseg(nRx,0,2,n)-j*yseg(nRx,0,2,n+512)-yseg(nRx,0,2,n+1024)+j*yseg(nRx,0,2,n+1536)
yCombInSym(nRx,0,3,n)
＝yseg(nRx,0,3,n)+j*yseg(nRx,0,3,n+512)
-yseg(nRx,0,3,n+1024)-j*yseg(nRx,0,3,n+1536)
其中，n＝0,…,511。
然后再通过公式(4)，对yCombInSym(nRx,nseg,lseg,n),n＝0,…,511序列加权复制Ncomm＝4份，得到时域加权复制信号：
yCopyInSym(nRx,0,0,n)＝yCombInSym(nRx,0,0,n),
yCopyInSym(nRx,0,0,n+512)＝yCombInSym(nRx,0,0,n)，
yCopyInSym(nRx,0,0,n+1024)＝yCombInSym(nRx,0,0,n)，
yCopyInSym(nRx,0,0,n+1536)＝yCombInSym(nRx,0,0,n)，
yCopyInSym(nRx,0,1,n)＝yCombInSym(nRx,0,1,n),
yCopyInSym(nRx,0,1,n+512)＝-yCombInSym(nRx,0,1,n)，
yCopyInSym(nRx,0,1,n+1024)＝yCombInSym(nRx,0,1,n),
yCopyInSym(nRx,0,1,n+1536)＝-yCombInSym(nRx,0,1,n)，
yCopyInSym(nRx,0,2,n)＝yCombInSym(nRx,0,2,n),
yCopyInSym(nRx,0,2,n+512)＝j*yCombInSym(nRx,0,2,n)，
yCopyInSym(nRx,0,2,n+1024)＝-yCombInSym(nRx,0,2,n),
yCopyInSym(nRx,0,2,n+1536)＝-j*yCombInSym(nRx,0,2,n)，
yCopyInSym(nRx,0,3,n)＝yCombInSym(nRx,0,3,n),
yCopyInSym(nRx,0,3,n+512)＝-j*yCombInSym(nRx,0,3,n)，
yCopyInSym(nRx,0,3,n+1024)＝-yCombInSym(nRx,0,3,n),
yCopyInSym(nRx,0,3,n+1536)＝j*yCombInSym(nRx,0,3,n)，
其中，n＝0,…,511。
可以通过公式(5)，将该分段的
Figure BDA0004073751300000201
个OFDM符号的时域加权复制信号yCopyInSym(nRx,nseg,lseg,n)进行相加，得到第二信号：
ySumInSeg(nRx,0,n)
＝yCopyInSym(nRx,0,0,n)+yCopyInSym(nRx,0,1,n)
+yCopyInSym(nRx,0,2,n)+yCopyInSym(nRx,0,3,n)
其中，n＝0,…,2047。
做2048点的FFT变换，将第二信号从时域到频域，得到第三信号YSumInSeg(nRx,nseg,k),nseg＝0,k＝0,…,2047。
设该分段的第lseg个OFDM符号、第k个RE的频域发射序列r(nseg,lseg,k),k＝0,…,2047。且对于r(nseg,lseg,k)，只有子载波
Figure BDA0004073751300000211
k′＝0,…,Msc-1上有
值，其余在载波k上的r(nseg,lseg,k)为0。其中，Msc为发射序列的有效长度。则先将该分段的
Figure BDA0004073751300000212
个OFDM符号的频域发射序列r(nseg,lseg,k)进行该OFDM符号的公共相位的补偿，设补偿相位为
Figure BDA0004073751300000213
其中f0为接收机中心频点，
Figure BDA0004073751300000214
为该OFDM符号的相对起始时间，
Figure BDA0004073751300000215
为CP所占用的时间。则OFDM符号的公共相位的补偿过程为
Figure BDA0004073751300000216
Figure BDA0004073751300000217
可以通过公式(6)，得到第四信号：
Figure BDA0004073751300000218
其中，nseg＝0。
可以通过公式(7)，得到频域LS信道估计值：
HLS(nRx,nseg,k)＝YSumInSeg(nRx,nseg,k)*conj(rSumInSeg(nseg,k))
nRx＝0,…,NRx-1,nseg＝0,k＝0,…,2047
图8为本申请实施例提供的又一种频域发射的RE示意图。请参见图8，假设OFDM符号的FFT点数NFFT为2048，总发射OFDM符号数目Nsymb为2，梳齿尺寸KTC为4。并设y(nRx,l,n)为第nRx个接收天线、第l个OFDM符号、第n个时域抽样点的时域接收信号，其中有nRx＝0,…,NRx-1，l＝0,…,3，n＝0,…,NCP+2047。
可以通过公式(1)，将每个天线每个符号时域数据的CP去除，获得OFDM解调窗内NFFT点：
Figure BDA0004073751300000219
设Ncomm＝4为KTC＝4和NFFT＝2048的公约数。将Nsymb＝2个OFDM符号分为Nseg＝1段，
Figure BDA0004073751300000221
为该分段中的OFDM符号数，且
Figure BDA0004073751300000222
Figure BDA0004073751300000223
可以通过公式(2)，确定第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的时域接收信号：
Figure BDA0004073751300000224
其中，nseg＝0,lseg＝0,1,n＝0,…,2047。
设该第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的发射RE offset为
Figure BDA0004073751300000225
设
Figure BDA0004073751300000226
设发射信号起始RE kstart＝0。对第nseg个分段的第lseg个OFDM符号的NFFT点时域抽样点信号yseg(nRx,nseg,lseg,n)分Ncomm＝4段，通过公式(3)进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号：
yCombInSym(nRx,0,0,n)
＝yseg(nRx,0,0,n)-j*yseg(nRx,0,0,n+512)
-yseg(nRx,0,0,n+1024)+j*yseg(nRx,0,0,n+1536)
yCombInSym(nRx,0,1,n)
＝yseg(nRx,0,1,n)+j*yseg(nRx,0,1,n+512)
-yseg(nRx,0,1,n+1024)-j*yseg(nRx,0,1,n+1536)
其中，n＝0,…,511。
然后再通过公式(4)，对yCombInSym(nRx,nseg,lseg,n),n＝0,…,511序列加权复制
Figure BDA0004073751300000227
份，得到时域加权复制信号：
yCopyInSym(nRx,0,0,n)＝yCombInSym(nRx,0,0,n)，
yCopyInSym(nRx,0,0,n+512)＝yCombInSym(nRx,0,0,n)，
yCopyInSym(nRx,0,1,n)＝yCombInSym(nRx,0,1,n)，
yCopyInSym(nRx,0,1,n+512)＝-yCombInSym(nRx,0,1,n)
其中，n＝0,…,511。
可以通过公式(5)，将该分段的
Figure BDA0004073751300000228
个OFDM符号的时域加权复制信号yCopyInSym(nRx,nseg,lseg,n)进行相加，得到第二信号：
ySumInSeg(nRx,0,n)＝yCopyInSym(nRx,0,0,n)+yCopyInSym(nRx,0,1,n)
n＝0,…,1023
然后通过公式(10)，对第二信号ySumInSeg,进行时域线性相位补偿，得到相位补偿后的第二信号：
Figure BDA0004073751300000231
nseg＝0,…,Nseg-1,n＝0,…,1023
然后做1024点的FFT变换到频域，将相位补偿后的第二信号从时域到频域，得到第三信号YSumInSeg(nRx,nseg,k),nseg＝0,k＝0,…,1023。
设该分段的第lseg个OFDM符号、第k个RE的频域发射序列r(nseg,lseg,k),k＝0,…,2047。且对于r(nseg,lseg,k)，只有子载波
Figure BDA0004073751300000232
k′＝0,…,Msc-1上有值，其余在载波k上的r(nseg,lseg,k)为0。其中，Msc为发射序列的有效长度。则先将该分段的
Figure BDA0004073751300000233
个OFDM符号的频域发射序列r(nseg,lseg,k)进行该OFDM符号的公共相位的补偿。设补偿相位为
Figure BDA0004073751300000234
其中，f0为接收机中心频点，
Figure BDA0004073751300000235
为该OFDM符号的相对起始时间，
Figure BDA0004073751300000236
为CP所占用的时间。则OFDM符号的公共相位的补偿过程为
Figure BDA0004073751300000237
Figure BDA0004073751300000238
可以通过公式(6)，得到第四信号：
Figure BDA0004073751300000239
其中，nseg＝0。
可以通过公式(7)，得到频域LS信道估计值：
HLS(nRx,nseg,k)＝YSumInSeg(nRx,nseg,k)*conj(rSumInSeg(nseg,k))
其中，nRx＝0,…,NRx-1,nseg＝0,k＝0,…,1023。
图6-图8实施例所示的信号检测过程，将Nsymb个OFDM符号分为Nseg个分段。获取各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号。根据各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，确定各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号；根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。在上述过程中，对于每个分段只需要做一次FFT，将信号从时域变换到频域，而不是做多次FFT。且利用了多个相邻符号之间发射RE梳状错位互补的图样进行简化，减少了信号检测的计算量。
图9为本申请实施例提供的信号检测装置的结构示意图。信号检测装置可以为芯片或芯片模组。请参见图9，该信号检测装置10可以包括：
分段模块11，用于将Nsymb个OFDM符号分为Nseg个分段，每个分段中包括至少一个OFDM符号，所述Nsymb为大于或等于1的整数，所述Nseg为大于或等于1的整数；
获取模块12，用于获取各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，所述NFFT为OFDM符号的FFT点数，所述NFFT为大于或等于1的整数；
处理模块13，用于在时域上对各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行处理，以得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值；
检测模块14，用于根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。
本申请实施例提供的信号检测装置可以执行上述方法实施例所示的技术方案，其实现原理以及有益效果类似，此处不再进行赘述。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块13具体用于：
根据各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，确定各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号；
根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块13具体用于：
对所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号；
对所述时域加权合并信号进行时域加权复制处理，得到所述分段中所述OFDM符号的时域加权复制信号。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块13具体用于：
将所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号分为Ncomm段，得到多个信号段，所述Ncomm为KTC和NFFT的公约数，所述Ncomm为大于或等于1的整数，所述KTC为梳齿尺寸；
对所述多个信号段进行时域加权合并处理，得到所述时域加权合并信号。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块13具体用于：
获取各分段中各OFDM符号的频域发射序列；
根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号、以及各分段中各OFDM符号的频域发射序列，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
在一种可能的实施方式中，所述处理模块13具体用于：
将各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号进行相加处理，得到第二信号；
对所述第二信号进行FFT变换，得到第三信号；
将各分段中各OFDM符号的频域发射序列进行拼接处理，得到第四信号；
对所述第三信号和所述第四信号进行共轭相乘处理，得到各分段中各OFDM符号线性合并的频率LS信道估计值。
在一种可能的实施方式中，所述目标信号为频域梳状图像信号，且目标信号对应的相邻多个OFDM符号之间的频域梳状图样为交错状态。
本申请实施例提供的信号检测装置可以执行上述方法实施例所示的技术方案，其实现原理以及有益效果类似，此处不再进行赘述。
图10为本申请实施例提供的信号检测设备的结构示意图。请参见图10，该信号检测设备20可以包括：存储器21、处理器22。示例性地，存储器21、处理器22，各部分之间通过总线23相互连接。
存储器21用于存储程序指令；
处理器22用于执行该存储器所存储的程序指令，用以使得信号检测设备20执行上述方法实施例所示的方法。
本申请实施例提供的信号检测设备可以执行上述方法实施例所示的技术方案，其实现原理以及有益效果类似，此处不再进行赘述。
本申请实施例提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质中存储有计算机执行指令，当所述计算机执行指令被处理器执行时用于实现上述方法。
本申请实施例还可提供一种计算机程序产品，包括计算机程序，该计算机程序被处理器执行时，可实现上述方法。
实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一可读取存储器中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储器(存储介质)包括：只读存储器(英文：read-only memory，缩写：ROM)、随机存取存储器(英文：Random Access Memory，缩写：RAM)、快闪存储器、硬盘、固态硬盘、磁带(英文：magnetic tape)、软盘(英文：floppy disk)、光盘(英文：optical disc)及其任意组合。
本申请实施例是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理单元以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理单元执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
显然，本领域的技术人员可以对本申请实施例进行各种改动和变型而不脱离本申请的精神和范围。这样，倘若本申请实施例的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。
在本申请中，术语“包括”及其变形可以指非限制性的包括；术语“或”及其变形可以指“和/或”。本申请中术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。本申请中，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。

Claims (11)

1.一种信号检测方法，其特征在于，包括：
将Nsymb个正交频分复用OFDM符号分为Nseg个分段，每个分段中包括至少一个OFDM符号，所述Nsymb为大于或等于1的整数，所述Nseg为大于或等于1的整数；
获取各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，所述NFFT为OFDM符号的快速傅里叶变换FFT点数，所述NFFT为大于或等于1的整数；
在时域上对各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行处理，以得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域最小二乘LS信道估计值；
根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在时域上对各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行处理，以得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域最小二乘LS信道估计值，包括：
根据各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，确定各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号；
根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，针对任意一个分段中的任意一个OFDM符号；根据所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，确定所述分段中所述OFDM符号的时域加权复制信号，包括：
对所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号；
对所述时域加权合并信号进行时域加权复制处理，得到所述分段中所述OFDM符号的时域加权复制信号。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，对所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行时域加权合并处理，得到时域加权合并信号，包括：
将所述分段中所述OFDM符号上的NFFT个时域接收信号分为Ncomm段，得到多个信号段，所述Ncomm为KTC和NFFT的公约数，所述Ncomm为大于或等于1的整数，所述KTC为梳齿尺寸；
对所述多个信号段进行时域加权合并处理，得到所述时域加权合并信号。
5.根据权利要求2-4任一项所述的方法，其特征在于，根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，包括：
获取各分段中各OFDM符号的频域发射序列；
根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号、以及各分段中各OFDM符号的频域发射序列，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，根据各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号、以及各分段中各OFDM符号的频域发射序列，确定各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，包括：
将各分段中各OFDM符号的时域加权复制信号进行相加处理，得到第二信号；
对所述第二信号进行FFT变换，得到第三信号；
将各分段中各OFDM符号的频域发射序列进行拼接处理，得到第四信号；
对所述第三信号和所述第四信号进行共轭相乘处理，得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值。
7.根据权利要求1-6任一项所述的方法，其特征在于，所述目标信号为频域梳状图像信号，且目标信号对应的相邻多个OFDM符号之间的频域梳状图样为交错状态。
8.一种信号检测装置，其特征在于，所述装置包括：
分段模块，用于将Nsymb个OFDM符号分为Nseg个分段，每个分段中包括至少一个OFDM符号，所述Nsymb为大于或等于1的整数，所述Nseg为大于或等于1的整数；
获取模块，用于获取各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号，所述NFFT为OFDM符号的FFT点数，所述NFFT为大于或等于1的整数；
处理模块，用于在时域上对各分段中各OFDM符号上的NFFT个时域接收信号进行处理，以得到各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值；
检测模块，用于根据各分段中各OFDM符号线性合并的频域LS信道估计值，检测目标信号。
9.一种信号检测设备，其特征在于，包括：
至少一个处理器；以及
与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，
所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行权利要求1至7中任一项所述的方法。
10.一种存储有计算机指令的非瞬时计算机可读存储介质，其特征在于，其中，所述计算机指令用于使计算机执行根据权利要求1至7中任一项所述的方法。
11.一种计算机程序产品，包括计算机程序，其特征在于，该计算机程序被处理器执行时实现权利要求1至7中任一项所述的方法。
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