DE102012017560A1

DE102012017560A1 - Ein Verfahren zur Dopplerspreizungsschätzung

Info

Publication number: DE102012017560A1
Application number: DE102012017560A
Authority: DE
Inventors: Cecilia Carbonelli; Michael Horvat
Original assignee: Intel Mobile Communications GmbH
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2011-09-07
Filing date: 2012-09-05
Publication date: 2013-03-07
Also published as: CN103001910A; CN103001910B; US20130058443A1; US8675792B2

Abstract

Ein Verfahren umfasst das Empfangen eines Signals, das eine Symbolträgermatrix umfasst, wobei die Symbolträgermatrix ein vorbestimmtes Muster von Referenzsymbolen und das Bestimmen von mindestens einer Kanalschätzung H^ i,k an mindestens einer der Referenzsymbolpositionen der Referenzsymbole in der Symbolträgermatrix umfasst, wobei i = 0, 1, 2, ... der Trägerindex und k = 0, 1, 2, ... der Symbolindex der Symbolträgermatrix ist. Das Verfahren umfasst weiter das Bestimmen einer Dopplerspreizung ω^ D auf der Grundlage der mindestens einen Kanalschätzung H^ i,k.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Dopplerspreizungsschätzung in einem Mehrträger-Mobilkommunikationssystem, ein Verfahren zur Kanalschätzung in einem Mehrträger-Mobilkommunikationssystem, einen Dopplerspreizungsschätzer für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem, und einen Kanalschätzer für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem.
HINTERGRUND
Mehrträger-Mobilkommunikationssysteme sind auf der Grundlage von Sendern und Empfängern konfiguriert, die zum Senden und Empfangen von Mehrträger-Datensignalen fähig sind. Ein Beispiel eines Mehrträger-Funkübertragungssystems ist Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM), bei dem ein OFDM-Sender Informationen überträgt, die aus Symbolen bestehen, welche eine Vielzahl von abstandsgleichen Trägerfrequenzen enthalten. Die Eigenschaften des drahtlosen Kommunikationskanals variieren typischerweise zeitlich aufgrund von Änderungen im Übertragungsweg. Um OFDM-modulierte Daten in Gegenwart von wesentlichen Zeitabweichungen des Übertragungskanals zu demodulieren, ist eine Kenntnis der Übertragungskanal-Frequenzantwort erforderlich. Dies bedingt, dass der Empfänger eine entsprechende Kanalschätzung des Übertragungskanals bereitstellt.
Von einem Übertragungskanal ist bekannt, dass er unter einer Anzahl von Parametern durch eine als die Dopplerspreizung des Kanals bekannte Quantität charakterisiert ist. Wenn ein Benutzer oder Reflektor sich in seiner Umgebung bewegt, verursacht die Geschwindigkeit des Benutzers eine Verschiebung in der Frequenz des Signals, das entlang jedem Signalweg übertragen wird. Dieses Phänomen ist als Dopplerverschiebung bekannt. Signale, die sich entlang unterschiedlichen Wegen bewegen, können unterschiedliche Dopplerverschiebungen aufweisen, die unterschiedlichen Veränderungsraten in der Phase entsprechen. Die Differenz in Dopplerverschiebungen zwischen unterschiedlichen Signalkomponenten, die zu einer einzelnen Fadingkanalanzapfung beitragen, ist als die Dopplerspreizung bekannt. Eine Dopplerspreizungsschätzung ist für eine Kanalschätzung und jeden anderen Block im System entscheidend, der einen Hinweis auf die Geschwindigkeit des Mobiltelefons erfordert, wie z. B., ob es statisch ist oder nicht, um eine spezifische Signalverarbeitung durchzuführen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die begleitenden Zeichnungen sind eingeschlossen, um ein weiteres Verstehen von Ausführungsformen bereitzustellen. Sie sind in diese Beschreibung integriert und stellen einen Teil davon dar. Die Zeichnungen veranschaulichen Ausführungsformen und sie dienen zusammen mit der Beschreibung dazu, Prinzipien von Ausführungsformen zu erklären. Andere Ausführungsformen und viele der beabsichtigten Vorteile von Ausführungsformen werden leichter verstanden, während man sich auf die folgende ausführliche Beschreibung bezieht. Gleiche Bezugsnummern bezeichnen entsprechende gleiche Teile.
1 zeigt eine schematische Blockdarstellung eines Empfängers für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem.
Die 2a–2c zeigen Symbolträgermatrizen, die zellspezifische Referenzsignale in einer Ein-Übertragungsantennenport-Konfiguration enthalten (2a) und in einer Zwei-Übertragungsantennenport-Konfiguration (2b) und eine Symbolträgermatrix, die Positionierungs-Downlink-Referenzsignale (2c) umfasst.
3 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Dopplerspreizungsschätzung in einem Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform.
Die 4a und 4b zeigen Symbolträgermatrizen, um ein Verfahren zur Dopplerspreizungsschätzung gemäß Ausführungsformen zu veranschaulichen.
5 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Kanalschätzung in einem Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform.
6 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Kanalschätzung in einem Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform.
7 zeigt eine schematische Blockdarstellung eines Dopplerspreizungsschätzers für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform.
8 zeigt eine schematische Blockdarstellung eines Kanalschätzers für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform.
9 zeigt eine schematische Blockdarstellung eines Kanalschätzers für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform.
10 zeigt eine schematische Blockdarstellung eines Kanalschätzers für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform.
11 zeigt ein Zeitdiagramm, um die Zeitplanung der Übertragung von Positionierungs-Referenzsymbolen zu veranschaulichen.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Die Aspekte und Ausführungsformen werden jetzt nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, wobei gleiche Bezugsnummern generell verwendet werden, um sich durchgehend auf gleiche Elemente zu beziehen. In der folgenden Beschreibung werden zum Zweck der Erklärung zahlreiche spezifische Details erläutert, um ein gründliches Verstehen von einem oder mehreren Aspekten von Ausführungsformen zu bieten. Jedoch kann es für einen Fachmann offensichtlich sein, dass ein oder mehrere Aspekte der Ausführungsformen mit einem geringeren Grad dieser spezifischen Details praktiziert werden können. In anderen Fällen werden bekannte Strukturen und Elemente in schematischer Form gezeigt, um das Beschreiben von einem oder mehreren Aspekten der Ausführungsformen zu erleichtern. Es ist selbstverständlich, dass andere Ausführungsformen verwendet werden können und andere strukturelle oder logische Änderungen vorgenommen werden können, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Des Weiteren kann, während ein bestimmtes Merkmal oder ein bestimmter Aspekt einer Ausführungsform in Bezug auf nur eine von mehreren Implementierungen offenbart werden kann, ein solches Merkmal oder ein solcher Aspekt mit einem oder mehreren anderen Merkmalen oder Aspekten der anderen Implementierungen kombiniert werden, wie es für irgendeine gegebene oder bestimmte Anwendung gewünscht oder von Vorteil sein könnte. Weiter sind die Begriffe „einschließen”, „aufweisen”, „mit” oder andere Varianten davon, die entweder in der ausführlichen Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, dazu beabsichtigt, ähnlich dem Begriff „umfassen” einschließend zu sein. Die Begriffe „gekoppelt” und „verbunden” und deren Ableitungen können verwendet werden. Es sollte selbstverständlich sein, dass diese Begriffe gebraucht werden können, um anzuzeigen, dass zwei Elemente ungeachtet dessen, ob sie in direktem physischen oder elektrischen Kontakt stehen, miteinander arbeiten oder miteinander interagieren. Außerdem ist der Begriff „exemplarisch” lediglich als ein Beispiel zu verstehen, anstatt als das Beste oder Optimale. Die folgende ausführliche Beschreibung ist deshalb in keiner Weise einschränkend zu sehen, und der Umfang der vorliegenden Erfindung wird durch die angefügten Ansprüche definiert.
Die hiernach beschriebenen Vorrichtungen und Verfahren werden als Teil von Mehrträger-Funkübertragungssystemen und für diese insbesondere für Systeme verwendet, die im Orthogonal Frequency Division Multiplex-(OFDM)-Modus arbeiten. Die offenbarten Vorrichtungen können in Basisbandsegmenten von Geräten verkörpert sein, die für den Empfang von OFDM-Funksignalen in bestimmten Empfängern wie Mobiltelefonen, Handgeräten oder anderen Arten von Mobilfunkempfängern verwendet werden. Die beschriebenen Vorrichtungen können verwendet werden, um Verfahren wie sie hier offenbart werden auszuführen, obwohl diese Verfahren auch auf jede andere Art und Weise ausgeführt werden können.
Die folgende Beschreibung kann im Zusammenhang mit irgendeiner Art von Mehrträger-Funkübertragungssystemen, insbesondere irgendwelchen Mobilkommunikationssystemen gelesen werden, die Mehrträger-Modulation, wie beispielsweise den Universal Mobile Telecommunications System-(UMTS)-Standard oder den Long Term Evolution-(LTE)-Standard einsetzen.
Die folgende Beschreibung kann auch im Zusammenhang mit Mehrträger-Funkübertragungssystemen im Gebiet von Digital Video Broadcasting (DVB-T/H) gelesen werden, das auf terrestrischen Sendern und einem Kommunikationssystemdesign basiert, das für mobile oder tragbare Empfänger angepasst ist. Jedoch können auch andere Kommunikationssysteme, wie beispielsweise OFDM-Satellitensysteme, Nutzen aus den hier dargelegten Konzepten und Prinzipien ziehen.
Die hier beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können mit irgendeiner Art von Antennenkonfigurationen verwendet werden, die innerhalb des Mehrträger-Funkübertragungssystems wie es hier beschrieben wird verwendet werden. Insbesondere sind die hier präsentierten Konzepte auf Funksysteme anwendbar, die eine beliebige Anzahl an Sende- und/oder Empfangsantennen einsetzen, das heißt, Single Input Single Output-(SISO)-Systeme, Single Input Multiple Output-(SIMO)-Systeme, Multiple Input Single Output-(MISO)-Systeme und Multiple Input Multiple Output-(MIMO)-Systeme.
Mit Bezug auf 1 wird eine schematische Blockdarstellung eines Empfängers gemäß einer Ausführungsform gezeigt, die OFDM-Mehrträgerfrequenz-Übertragungssignale demodulieren und decodieren kann. Der Empfänger 100 kann einen Basisband-Prozessor einschließen, um die unterschiedlichen Funktionen, wie gezeigt in 1 auszuführen. Der Basisband-Prozessor empfängt OFDM-Signale über eine Antenne 10, entfernt den zyklischen Präfix (CP) in einem Funktionsblock 20, führt eine serielle/parallele Konvertierung in einem Funktionsblock 30 aus, transformiert das Signal in den Frequenzbereich unter Verwendung einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) in einem Funktionsblock 40, führt Kanalschätzung in einem Funktionsblock 50 und Entzerrung im Funktionsblock 60 aus. Unter der Annahme perfekter Synchronisation reduziert sich die komplexe Basisband-Repräsentation des empfangenen Signals y_k,l für den Unterträger k und das OFDM-Symbol 1 auf: y_k,l = x_k,lH_k,l + z_k,l, k = 1, ..., N l = 1, ..., L (1) wobei x_k,l, H_k,l und z_k,l das übertragene Symbol mit der Energie pro Symbol E_s, das Kanalübertragungsfunktionsmuster und das additive weiße gaußsche Rauschen mit jeweils dem Erwartungswert Null und der Varianz N₀ bezeichnen.
Ein Ausgang des Kanalschätzungsblocks 50 ist mit einem Eingang eines Dopplerspreizungsschätzungsblocks 70 verbunden, wobei die Dopplerspreizung auf der Grundlage der Kanalschätzungen, wie z. B. bei Referenzsymbol-Positionen wie zellspezifischen Referenz-(Pilot)-signalen oder Positionierungsreferenzsignalen geschätzt werden kann, die im Kanalschätzungsblock 50 bestimmt werden. Mögliche Arten des Sendens solcher Referenzsymbole werden im Zusammenhang mit den 2a–2c erklärt.
Ein Ausgang des Dopplerspreizungsschätzungsblocks 70 ist mit einem Eingang des Kanalschätzungsblocks 50 verbunden, um eine Dopplerspreizung, die im Dopplerspreizungsschätzungsblock 70 geschätzt wird, an den Kanalschätzungsblock 50 bereitzustellen. Ein Ausgang des schnellen Fourier-Transformations-Blocks 40 ist nicht nur mit einem Eingang des Kanalschätzungsblocks 50, sondern auch mit einem Eingang eines Rauschabstandschätzungsblocks 80 verbunden, wobei ein Signal-Rausch-Verhältnis des empfangenen und Fourier transformierten Signals geschätzt wird. Ein Ausgang des Kanalschätzungsblocks 50 ist auch mit einem weiteren Eingang des Rauschabstandschätzungsblocks 80 verbunden. Ein Ausgang des Rauschabstandschätzungsblocks 80 ist mit einem Eingang des Dopplerspreizungsschätzungsblocks 70 verbunden und ein weiterer Ausgang des Rauschabstandschätzungsblocks 80 ist mit einem Eingang des Kanalschätzungsblocks 50 verbunden. Der Empfänger 100 wie er zuvor beschrieben wurde kann verwendet werden, um die Verfahren wie nachfolgend weiter dargelegt durchzuführen und einen Dopplerspreizungsschätzer und einen Kanalschätzer wie beispielsweise diejenigen, die weiter unten dargelegt sind, zu integrieren.
Mit Bezug auf die 2a–2c werden Symbolträgermatrizen gezeigt, wobei jede spezifische Referenzsymbole an jeweils vorbestimmten Positionen der Symbolträgermatrix enthält. 2a und 2b zeigen die Übertragung von zellspezifischen Referenzsymbolen (CSRS) oder sogenannten Piloten in einer Ein-Übertragungsantennenkonfiguration (2a) und einer Zwei-Übertragungsantennenkonfiguration (2b). 2c zeigt die Übertragung von Positionierungs-Referenzsymbolen (PRS).
Bei vielen OFDM-Systemen werden bekannte Symbole, nämlich die oben genannten CSRS-Symbole oder Piloten, an spezifischen Stellen im Zeit-Frequenz-Gitter oder der Symbolträgermatrix eingefügt, um die Kanalschätzung zu erleichtern. Das zweidimensionale Pilotmuster für den LTE-Fall wird in den 2a und 2b gezeigt. Es geht daraus hervor, dass der Pilotabstand in der Frequenzrichtung sechs OFDM-Symbolen gleicht, während es in der Zeitrichtung zwei OFDM-Symbole pro Fenster gibt (gekennzeichnet als Referenzsymbole), die Piloten im Abstand von 4 und 3 OFDM-Symbolen voneinander enthalten. Kanalschätzungen werden zuerst an den Pilotpositionen unter Verwendung von einfacher LS-(least squares; kleinster Quadrate)-Demodulation erhalten, was sich für die PSK-Pilotmodulation reduziert auf H ^_n,l = y_n,lx * / n,l, {n, l} ∊ P (2) wobei P der Satz aller Pilotpositionen ist. Die verbleibenden Kanalkoeffizienten werden dann unter Verwendung von Interpolationsverfahren in der Zeit- und Frequenzrichtung berechnet.
Bei LTE wird eine weitere Referenzsignalart zusätzlich zu zellspezifischen Referenzsignalen (CSRS), nämlich Positionierungsreferenzsignale (PRS), eingeführt, was dem Teilnehmerendgerät (UE) ermöglicht, die Referenzsignal-Zeitdifferenz (RSTD) zwischen unterschiedlichen Zellen zu messen. PRS sowie CSRS sind zellspezifisch und erfordern nur die Zell-ID zur Erkennung. Das entsprechende Zeit-Frequenz-Gitter wird in 2c gezeigt. Das UE verwendet die PRS, um die RSTD zwischen den Subframes von einer unterschiedlichen Basisstation zu messen (eNB, evolved Node B), die definiert ist als: T_SubframeRxj – T_SubframeRxi. Die RSTD von mindestens 2 eNB-Paaren sind durch den dienenden eNB erforderlich, um die Position des berichtenden UEs aufzulösen. Die Details des Positionierverfahrens sind hier von keiner Bedeutung und werden nicht ausführlicher erörtert. Im Folgenden wird gezeigt, dass PRS-Symbole sowie CSRS-Symbole für die Dopplerspreizungsschätzung verwendet werden können.
Mit Bezug auf 3 wird ein Flussdiagramm gezeigt, um ein Verfahren zur Dopplerspreizungsschätzung in einem Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform zu veranschaulichen. Das Verfahren umfasst das Empfangen eines Signals, das eine Symbolträgermatrix umfasst, wobei die Symbolträgermatrix ein vorbestimmtes Muster von Referenzsymbolen umfasst (3.1) und das Bestimmen mindestens einer Kanalschätzung H ^_i,k an mindestens einer der Referenzsymbolpositionen der Referenzsymbole in der Symbolträgermatrix, wobei i = 0, 1, 2, ... der Trägerindex ist und k = 0, 1, 2, ... der Symbolindex der Symbolträgermatrix ist (3.2). Das Verfahren umfasst weiter das Bestimmen einer Dopplerspreizung ω ^_D auf der Grundlage der mindestens einen Kanalschätzung H ^_i,k (3.3).
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 3 wird das Bestimmen der mindestens einen Kanalschätzung an mindestens einer der Referenzsymbol-Positionen der Referenzsymbole in der Symbolträgermatrix durch Demodulation nach der Methode der kleinsten Quadrate ausgeführt. Wenn die Art der Modulation an den Referenzsymbol-Positionen Phasenumtastung (PSK) ist, reduziert sich die Demodulation nach der Methode der kleinsten Quadrate auf die obige Gleichung (2).
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 3 umfassen die Referenzsymbole Positionierungs-Referenzsymbole wie beispielsweise diejenigen, die in 2c eingefügt an spezifischen Stellen in der Symbolträgermatrix dargestellt sind, wie es in einem der Mobilkommunikationsstandards wie dem LTE-Standard vorgeschrieben sein kann.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 3 umfassen die Referenzsymbole zellspezifische Referenzsymbole oder sogenannte Piloten wie beispielsweise diejenigen, die in den 2a und 2b eingefügt an spezifischen Stellen in der Symbolträgermatrix dargestellt sind, wie es in einem der Mobilkommunikationsstandards wie dem LTE-Standard vorgeschrieben sein kann.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 3 umfasst das Verfahren weiter das Bestimmen einer Autokorrelation R ^(0T_s) = H ^_i,k × H ^ * / i,k von der mindestens einen Kanalschätzung H ^_i,k oder von einer Kanalschätzung an einer anderen Symbolposition als die Referenzsymbolposition oder das Bestimmen von mindestens einer weiteren Kanalschätzung H ^_i,k+l und das Bestimmen einer Korrelation R ^(lT_s) = H ^_i,k × H ^ * / i,k+l, wobei 1 = 1, 2, ....
Mit anderen Worten entspricht 0T_s der Symbolposition der bestimmten Kanalschätzung bei Symbolindex k und lT_s ist beispielsweise eine Symbolposition in zeitgerechter Entfernung einer Symboldauer T_s von der Symbolposition der bestimmten Kanalschätzung und lT_s ist eine Symbolposition in zeitgerechter Entfernung von l Symboldauern T_s von der Symbolposition der bestimmten Kanalschätzung.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform davon kann ein Mittelwert der einen oder mehreren Autokorrelationen und/oder der einen oder mehreren Korrelationen gemäß der folgenden Formel bestimmt werden, im Falle dass eine Vielzahl von Kanalschätzungen an Referenzsymbolpositionen und an anderen Symbolpositionen bereitgestellt ist:
wobei N_p die Anzahl an verfügbaren Referenzsymbolen in der Symbolträgermatrix ist und K ist die Länge des Beobachtungsintervalls. Zu beachten ist, dass die Summe über i von 1 bis 2N_p geht, da sowohl reguläre als auch „virtuelle” Referenzsymbole für dieses Verfahren ausgenutzt werden können, wobei „virtuelle” Referenzsymbole diejenigen sind, die von regulären Referenzsymbolen durch Interpolation erhalten werden. Gemäß einer weiteren Ausführungsform davon wird die mindestens eine weitere Kanalschätzung durch Interpolation, wie z. B. die Wiener Interpolation bestimmt. In einem kaskadierten Wiener Schätzer, der häufig als 2x1D bezeichnet wird, erfolgt die Schätzung zuerst in der Frequenz- und dann in der Zeitrichtung oder umgekehrt zuerst in der Zeit- und dann in der Frequenzrichtung.
Wiener basierende Schätzer verlassen sich auf minimales a priori Kanalwissen. Gewöhnlich werden in einer robusten aber suboptimalen Herangehensweise gleichförmige Doppler- und Verzögerungsleistungsspektren angenommen, wobei die Grenzen (f_max, τ_max) typischerweise an der maximalen Doppler-Bandbreite B_D = 2f_D oder der Dopplerspreizung ω ^_D = 2πf_D (wobei f_D die maximale Dopplerfrequenz des Kanals ist) und der Länge des zyklischen Präfixes T_CP fixiert sind. Dies ermöglicht, die Interpolationskoeffizienten offline vorauszuberechnen als: Frequenzrichtung:
Zeitrichtung:
wobei die Elemente der Kreuzkorrelation und Autokorrelationsmatrizen in (4)–(5) (gleichförmige und symmetrische Doppler und Verzögerungsleistungsspektren vorausgesetzt) gegeben sind durch:
In den Gleichungen (6)–(7) ist si die Sinc-Funktion, während ΔF und T_s entsprechend den Unterträgerabstand und die Symboldauer bezeichnen. Zu beachten ist, dass die Indizes n und l in den Gleichungen (4)–(7) die Tatsache berücksichtigen, dass sich das 1D-Wiener-Filtern auf eine Fensterverschiebungsoperation entlang der Frequenz- oder Zeitachse beläuft. Außerdem bezeichnen F und T die Sätze der Frequenz- und Zeitindizes, bei denen die Interpolation ausgeführt wird.
Es ist von den Gleichungen (6)–(7) klar verständlich, dass typische Interpolationsfilter eine vorausgehende Kenntnis der Dopplerbandbreite und der Kanallänge (Verzögerungsspanne) erfordern. Verzögerungsspannenschätzungen sind im Stand der Technik in Form von unterschiedlichen Variationen bekannt. In dieser Anmeldung konzentrieren wir uns auf die Dopplerspreizung ω ^_D oder Doppler-Bandbreite B_D, die mit der Empfängergeschwindigkeit v₀ durch die wohlbekannte Formel B_D = v₀f₀/v_c verbunden ist, wobei v_c die Lichtgeschwindigkeit ist und f₀ die Trägerfrequenz. Nach dem Bestimmen von ω ^D, ist f_D (wobei ω_D = 2πf_D) als f_max in Gleichung (7) einzufügen.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 3 umfasst das Verfahren weiter das Bestimmen der Dopplerspreizung ω ^_D anhand der Minimierung einer Funktion der Art
wobei ω_D = 2πf_D, und wobei f_D die maximale Dopplerfrequenz des Kanals und J₀(ω ^_DnT_s) die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art ist, die in zeitgerechter Entfernung von nT_s von der Symbolposition von mindestens einer der Referenzsymbolpositionen und n = 0, 1, 2, ... berechnet wird. Die Schreibweise ω ~_D bedeutet, dass unterschiedliche Werte von ω_D in die Funktion der Gleichung (8) eingefügt werden müssen, und die Schreibweise ω ^D steht für die geschätzte Dopplerspreizung infolge des Minimierungsverfahrens.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform des Verfahrens von 3 umfasst das Verfahren weiter das Bestimmen der Dopplerspreizung ω ^_D anhand der Minimierung einer Funktion der Art F_Δ(ω ~_D) = [(J₀(ω ~_D(p + m)T_s) – J₀(ω ~_DpT_s)) – (R ^((p + m)T_s) – R ^(pT_s))]² (9) oder der Art F_r(ω ~D) = [(J₀(ω ~_D(p + m)T_s)/J₀(ω ~_DpT_s)) – (R ^((p + m)T_s)/R ^(pT_s))]² (10) wobei ω_D = 2πf_D, wobei f_D die Doppler-Bandbreite ist, p = 0, 1, 2, ..., m = 1, 2 ... und J₀(ω ^_DpT_s) ist die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art, die in zeitgerechter Entfernung von pT_s von der Symbolposition von der mindestens einen der Referenzsymbolpositionen berechnet ist und J₀(ω ^_D(p + m)T_s) ist die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art, die in zeitgerechter Entfernung von (p + m)T_s von der Symbolposition von mindestens einer der Referenzsymbolpositionen berechnet wird.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 3 umfasst das Verfahren weiter das Vordefinieren eines endlichen Satzes Ω von Werten von ω ^_D und das Minimieren von F_Δ(ω ~_D) oder F_r(ω ~_D) durch Einfügen der Werte von ω ~_D und das Bestimmen eines Wertes von ω ^_D, an dem die entsprechende Funktion zu einem Minimum wird.
Die Motivation der oben erwähnten Ausführungsform ist wie folgt. Das Optimierungsproblem der Gleichungen (8)–(10) ist sehr nicht-linear. In realen Anwendungen interessiert man sich jedoch nur für eine Annäherung bis zu einem gewissen Grad. Deshalb kann es sich als ausreichend erweisen, eine begrenzte Anzahl von Koeffizientensätzen zu definieren, die auf 3–10, insbesondere 3–5, unterschiedlichen Werten der Dopplerspreizung basieren. Tatsächlich wird der Bereich der Dopplerspreizung somit in eine begrenzte Anzahl von Rahmen oder Bereichen gemäß der erforderlichen Genauigkeit unterteilt und die Werte von J₀() bei unterschiedlichen Verzögerungen (Symbolpositionsentfernungen von dieser einen Referenzposition) werden in einer Nachschlagetabelle gespeichert, wodurch das Problem der jedesmaligen Invertierung der Bessel-Funktion umgangen wird. Durch diese Maßnahmen läuft die Lösung des Optimierungsproblems auf einen einfachen Vergleich mit der Nachschlagetabelle hinaus und weist somit eine erschwingliche Komplexität auf.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 3 umfasst das Verfahren weiter das Bestimmen, ob ω ^_D unter einem vorbestimmten Schwellwert ist. Gemäß einer weiteren Ausführungsform davon umfasst das Verfahren weiter eine sogenannte Referenzsymbol- oder Pilot-Mittelwertbildung, d. h., die Mittelwertbildung über eine vorbestimmte Anzahl an Kanalschätzungen bei Pilotsymbolpositionen, wenn ω ^_D sich unter dem vorbestimmten Schwellwert befindet.
Die Absicht der oben erwähnten Ausführungsform ist es, die Kanalschätzung im Falle der Erkennung eines statischen Szenarios zu vereinfachen. Wenn ω ^_D < ϖ_th (wobei ϖ_th der Schwellwert und klein genug ist), dann ist ein erster Zustand erfüllt, um ein statisches Szenario zu erkennen. Wenn speziell ein statisches Szenario bestimmt ist, dann ist auch die folgende Beziehung erfüllt: |1 – R ^((q + m)T_s)/R ^(pT_s)| < r_th (11) wo q > p in (10) und r_th klein genug und möglicherweise SNR-abhängig ist, kann der Kanal dann als statisch betrachtet werden und man kann mit Referenzsymbol-Mittelwertbildung und insbesondere Pilot-Mittelwertbildung fortfahren. Eine mögliche Wahl für die Auswahlkorrelationen in der Gleichung (11) ist beispielsweise R ^(2T_s) und R ^(9T_S). Wenn ω ^_D < ϖ_th erfüllt ist, können wir tatsächlich auch relativ große Werte für die Verzögerung (q + m)T_s wählen, da wir sicher sind, dass in Anbetracht der geringen Geschwindigkeit die entsprechende Auswahlkorrelation keine negativen Werte annehmen wird.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 3 können mehr ausgearbeitete Optimierungsfunktionen als diejenigen der Gleichungen (8)–(10) verwendet werden, um die Dopplerspreizung zu schätzen. Man könnte beispielsweise mehrere Paare von Musterfunktionen betrachten, sie separat optimieren und dann die Stimmenmehrheit nehmen, um ω ^_D abzuschätzen.
Mit Bezug auf die 4a und 4b werden Symbolträgermatrizen gezeigt, um die Prozessschritte des Bestimmens von Kanalschätzungen an Referenzsymbolpositionen und an „virtuellen” oder „interpolierten” Symbolpositionen und des Bestimmens von Autokorrelationen oder Korrelationen zwischen diesen bestimmten Kanalschätzungen zu veranschaulichen. 4a zeigt eine Symbolträgermatrix, die SCRS-Symbole (Piloten) und „virtuelle” Piloten enthält, wobei an der Pilotsymbolposition die Kanalschätzungen mittels der Demodulation nach der Methode der kleinsten Quadrate und an den virtuellen Pilotsymbolpositionen die Kanalschätzungen durch Interpolation von den Kanalschätzungen an den Pilotsymbolpositionen bestimmt wurden. Dort wird auch in symbolisierter Form gezeigt, wie drei unterschiedliche Werte der Korrelation R(0T_s), R(4T_s) und R(7T_s) bestimmt werden. In 4b wird eine Symbolträgermatrix, die Positionierungs-Referenzsymbole (PRS (hier auch als Piloten bezeichnet)) und „virtuelle” Piloten enthält, gezeigt, die mit 4a vergleichbar ist. Auch gezeigt in 4b ist in symbolisierter Form das Bestimmen von drei unterschiedlichen Korrelationen R(2T_s), R(3T_s) und R(10T_s).
Es wird in 4b auch gezeigt, dass die Kanalschätzungen und die Korrelationen für zwei Unterträger K₁ und K₂ bestimmt werden. Bei den Unterträgern K₁ und K₂ und den Zeiten t_n = nN_s + [6T_s, 7T_s, 9T_s, 10T_s, 13T_s, 14T_s] werden Frequenzbereichschätzungen an jedem Unterträger unter Verwendung des Wiener Frequenz-Interpolationsfilters erhalten. An diesem Punkt sind die folgenden wichtigen zusätzlichen Aspekte zu erwähnen. Innerhalb der Ausführungsform von 4b wird das Muster von PRS-Symbolen verwendet, um die Dopplerspreizung zu schätzen. Es ist zu ersehen, dass das PRS-Muster im Allgemeinen besser für die Dopplerspreizungsschätzung geeignet ist als das CSRS-Muster, da das PRS-Muster eine höhere Dichte an Pilotsymbolen umfasst. Das PRS-Muster wird durch einen spezifischen Antennenport der Basisstation (eNB), nämlich Antennenport 6 gemäß dem LTE-Standard übertragen. Das oder die CSRS-Muster werden durch andere Antennenports der Basisstation übertragen. Beispielsweise wurde in 2b gezeigt, dass zwei Antennenports zwei unterschiedliche CSRS-Muster senden können, die einander nicht stören. Bei einer weiteren Ausführungsform, die im LTE-Standard beschrieben wird, werden vier Antennenports bezeichnet als 0, 1, 2, 3 verwendet, um vier unterschiedliche CSRS-Muster zu senden, die einander nicht stören, d. h., ihre Piloten befinden sich an entsprechenden unterschiedlichen Symbolpositionen der Symbolträgermatrix. Diese Piloten werden dann für die Kanalschätzung verwendet, in der Filterkoeffizienten bestimmt werden, die einem Wiener Interpolationsfilter des Kanalschätzers für die Antennenports 0–3 bereitzustellen sind. Die Filterkoeffizienten für die Interpolation der Frequenz können dann später für den im Zusammenhang mit dem PRS-Muster auszuführenden Interpolationsprozess verwendet werden. Die Filterkoeffizienten sind somit bereits vom Kanalschätzer für die Ports 0 bis 3 verfügbar. Dies wird auch in 10 gezeigt, die nachfolgend beschrieben wird, in dem ein LUT 525 Koeffizienten für den Wiener Frequenzinterpolator speichert und sie einem Kanalschätzungsblock 590 sowie einem Frequenzinterpolator 520 bereitstellt, der Teil eines Dopplerspreizungsschätzungsabschnitts ist (520, 530, 540, 545, 550). Abgesehen davon ist es auch möglich, Korrelationen zwischen den Antennenports 0, 1, 2, 3 und 6 für die weitere Verfeinerung des Dopplerspreizungsschätzungs- und des Kanalschätzungsprozesses zu verwenden.
Unter Verwendung der Schätzungen der kleinsten Quadrate an den Pilotpositionen und den frequenzinterpolierten Koeffizienten an den „virtuellen” Pilotpositionen können die folgenden Korrelationen erhalten werden:
wobei N_p die Anzahl an verfügbaren Piloten im LTE-Gitter ist, m ist ein generisches OFDM-Symbol im Subframe, der in 4b gezeigt wird, und N ist die Länge des Beobachtungsintervalls.
Mit Bezug auf 5 wird ein Flussdiagramm gezeigt, um ein Verfahren zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem zu veranschaulichen. Das Verfahren umfasst das Empfangen eines Signals, das eine Symbolträgermatrix umfasst, wobei die Symbolträgermatrix ein vorbestimmtes Muster von Referenzsymbolen umfasst (5.1) und das Bestimmen von ersten Kanalschätzungen an Referenzsymbolpositionen der Referenzsymbole in der Symbolträgermatrix (5.2). Das Verfahren umfasst weiter das Bestimmen einer Dopplerspreizung auf der Grundlage der bestimmten ersten Kanalschätzungen (5.3) und Bestimmen der zweiten Kanalschätzungen auf der Grundlage der bestimmten ersten Kanalschätzungen und der bestimmten Dopplerspreizung (5.4).
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 5 umfasst das Verfahren weiter das Bestimmen dritter Kanalschätzungen auf der Grundlage der zweiten Kanalschätzungen, insbesondere vom Interpolieren der zweiten Kanalschätzungen. Die zweiten Kanalschätzungen können durch die Interpolation der Frequenz erhalten werden und die dritten Kanalschätzungen können durch die Zeit-Interpolation oder umgekehrt erhalten werden.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 5 umfasst das Verfahren weiter das Bestimmen der zweiten Kanalschätzungen durch Interpolieren der ersten Kanalschätzungen. Gemäß einer weiteren Ausführungsform davon umfasst das Verfahren weiter das Bereitstellen der ersten Kanalschätzungen an einen Interpolationsfilter, das Bestimmen von Interpolationskoeffizienten auf der Grundlage der bestimmten Dopplerspreizung und das Bereitstellen der bestimmten Interpolationskoeffizienten an den Interpolationsfilter.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 5 umfassen die Referenzsymbole Positionierungsreferenzsymbole.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 5 umfassen die Referenzsymbole zellspezifische Referenzsymbole.
Gemäß einer Ausführungsform des Verfahrens von 5 umfasst das Verfahren weiter die Bestimmung, ob die bestimmte Dopplerspreizung unter einem vorbestimmten Schwellwert ist. Gemäß einer weiteren Ausführungsform davon umfasst das Verfahren weiter Pilot-Mittelwertbildung, d. h., die Mittelwertbildung über eine vorbestimmte Anzahl an Kanalschätzungen, wenn die bestimmte Dopplerspreizung unter dem vorbestimmten Schwellwert ist.
Weitere Ausführungsformen des Verfahrens von 5 können entlang der Linie von Ausführungsformen gebildet werden, wie sie im Zusammenhang mit dem Verfahren von 3 beschrieben wurden.
Mit Bezug auf 6 wird ein Flussdiagramm gezeigt, um ein Verfahren zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform zu veranschaulichen. Diese Ausführungsform ist im Zusammenhang mit der Ausführungsform von 3 zusammen mit 4b zu betrachten. Das Verfahren umfasst das Bestimmen von Kanalschätzungen durch die Schätzung der kleinsten Quadrate und die Interpolation bei den Frequenzen K₁ und K₂ bei 6.1, das Berechnen der Korrelationen der Kanalschätzungsmuster bei 6.2 und das Optimieren der Funktion F_Δ oder F_r und auf diese Weise das Abschätzen der Dopplerspreizung ω ^_D bei 6.3. Danach wird bestimmt, ob die Dopplerspreizung ω ^_D unter den Schwellwerten ω_th ist. Wenn das nicht der Fall ist, endet das Flussdiagramm bei Block 6.4, was das Aktualisieren des Interpolationsfilters mit der geschätzten Dopplerspreizung ω ^_D umfasst. Wenn es der Fall ist, dann umfasst der Block 6.5 das Erkennen, ob ein statisches Szenario erreicht ist, d. h., die Prüfung, ob die obige Beziehung (11) erfüllt ist. Wenn die Antwort nein ist, dann endet das Flussdiagramm bei Block 6.6, welcher gleich Block 6.4 ist. Wenn es der Fall ist, dann ist bestimmt worden, dass das statische Szenario erreicht wurde und der nächste Block 6.7 umfasst die Aktualisierung des Interpolationsfilters und die Aktivierung der Pilot-Mittelwertbildung.
Mit Bezug auf 7 wird eine schematische Blockdarstellung eines Dopplerspreizungsschätzers für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gezeigt. Der Dopplerspreizungsschätzer 200 von 7 umfasst eine erste Kanalschätzungsstufe 210, die konfiguriert ist, um mindestens eine erste Kanalschätzung an mindestens einer von Referenzsymbolpositionen von Referenzsymbolen in einer Symbolträgermatrix eines empfangenen Signals zu bestimmen und eine Dopplerspreizungsschätzungsstufe 220, die konfiguriert ist, um eine Dopplerspreizung ω ^_D auf der Grundlage von der mindestens einen bestimmten ersten Kanalschätzung zu bestimmen.
Gemäß einer Ausführungsform des Dopplerspreizungsschätzers von 7 ist die erste Kanalschätzungsstufe 210 konfiguriert, um die erste Kanalschätzung durch eine Demodulation nach der Methode der kleinsten Quadrate der Referenzsymbole zu bestimmen.
Gemäß einer Ausführungsform des Dopplerspreizungsschätzers von 7 umfasst der Schätzer weiter eine zweite Kanalschätzungsstufe, die konfiguriert ist, um die zweiten Kanalschätzungen an anderen Symbolpositionen zu bestimmen als den Referenzsymbolpositionen, insbesondere mittels der Interpolation wie beispielsweise der Wiener Interpolation.
Gemäß einer Ausführungsform des Dopplerspreizungsschätzers von 7 ist die Dopplerspreizungsschätzungsstufe konfiguriert, um eine Autokorrelation R ^(0T_s) = H ^_i _,k × H ^ * / i,k von der mindestens einen Kanalschätzung H ^_i,k oder von einer Kanalschätzung an einer anderen Symbolposition als der Referenzsymbolposition zu bestimmen, oder mindestens eine weitere Kanalschätzung H ^_i,k+l und eine Korrelation R ^(lT_s) = H ^_i,k × H ^ * / i,k+l zu bestimmen, wobei l = 1, 2, ....
Gemäß einer Ausführungsform des Dopplerspreizungsschätzers von 7 ist die Dopplerspreizungsschätzungsstufe 220 konfiguriert, die Dopplerspreizung ω ^_D zu bestimmen, indem eine Funktion der Art
minimiert wird, wobei ω ^_D = 2πf_D, und wobei f_D die Doppler-Bandbreite ist und J₀(ω ^_DnT_s) ist die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art, die in zeitgerechter Entfernung von nT_s von der Symbolposition von mindestens einer der Referenzsymbolpositionen berechnet ist.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform des Dopplerspreizungsschätzers von 7 ist die Dopplerspreizungsschätzungsstufe 220 konfiguriert, die Dopplerspreizung ω ^_D zu bestimmen, indem eine Funktion der Art F_Δ(ω ~_D) = [(J₀(ω ~_D(p + m)T_s) – J₀(ω ~_DpT_s)) – (R ^((p + m)T_s) – R ^(pT_s))]² oder der Art F_r(ω ~_D) = [(J₀(ω ~_D(p + m)T_s)/J₀(ω ~_DpT_s)) – (R ^((p + m)T_s)/R ^(pT_s))]² minimiert wird, wobei ω_D = 2πf_D, und wobei f_D die Doppler-Bandbreite ist, p = 0, 1, 2,..., m = 1, 2 ... und J₀(ω ^_DpT_s) ist die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art, die in zeitgerechter Entfernung von pT_s von der Symbolposition von mindestens einer der Referenzsymbolpositionen berechnet ist und J₀(ω ^_D(p + m)T_s) ist die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art, die in zeitgerechter Entfernung von (p + m)T_s von der Symbolposition von mindestens einer der Referenzsymbolpositionen berechnet ist.
Gemäß einer Ausführungsform des Dopplerspreizungsschätzers von 7 ist die Dopplerspreizungsschätzungsstufe 220 konfiguriert, um zu bestimmen, ob die bestimmte Dopplerspreizung unter einem vorbestimmten Schwellwert ist.
Weitere Ausführungsformen des Dopplerspreizungsschätzers von 7 können entlang den Ausführungsformen wie oben beschrieben im Zusammenhang mit dem Verfahren von 3 gebildet werden.
Mit Bezug auf 8 wird eine schematische Blockdarstellung eines Kanalschätzers für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gezeigt. Der Kanalschätzer 300 von 8 umfasst eine Kanalschätzungsstufe 310 die konfiguriert ist, Kanalschätzungen zu bestimmen und eine Dopplerspreizungsschätzungsstufe 320, die konfiguriert ist, um eine Dopplerspreizung auf der Grundlage der bestimmten Kanalschätzungen zu bestimmen, wobei ein Ausgang der Dopplerspreizungsschätzungsstufe 320 mit einem Eingang der Kanalschätzungsstufe 310 verbunden ist.
Gemäß einer Ausführungsform des Kanalschätzers von 8 umfasst die Kanalschätzungsstufe 310 einen Abschnitt zur Schätzung der kleinsten Quadrate.
Gemäß einer Ausführungsform des Kanalschätzers von 8 umfasst die Kanalschätzungsstufe einen Interpolationsfilter. Gemäß einer weiteren Ausführungsform davon ist die Dopplerspreizungsschätzungsstufe 320 konfiguriert, um Interpolationskoeffizienten auf der Grundlage der bestimmten Dopplerspreizung zu bestimmen und die bestimmten Interpolationskoeffizienten dem Interpolationsfilter bereitzustellen.
Weitere Ausführungsformen des Kanalschätzers von 8 können entlang der Linie der Ausführungsformen, wie beschrieben im Zusammenhang mit dem Verfahren von 3, gebildet werden.
Mit Bezug auf 9 wird eine schematische Blockdarstellung eines Kanalschätzers für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform gezeigt. Die Ausführungsform von 9 ist im Zusammenhang mit der Ausführungsform von 4a zu verstehen. Der Kanalschätzer 400 von 9 umfasst einen OFDM-Demodulator 410, der die Einheiten 20, 30 und 40, wie dargestellt in 1 und oben dargelegt einschließen kann. Der OFDM-Demodulator 410 ist mit einer Kanalschätzungseinheit 420 verbunden, welche die Kanalschätzungen H ^₁, H ^₅ und H ^₈ bestimmen und sie einer Multiplikations- und Akkumulationseinheit 430 bereitstellen kann. Die Multiplikations- und Akkumulationseinheit 430 generiert die Korrelationswerte R ^₀, R ^₉ und R ^₇ und stellt sie der Zielfunktionseinheit 440 bereit. In der Zielfunktionseinheit 440 werden eine oder beide der Funktionen, wie dargelegt in den Gleichungen (9) und (10), bestimmt. Die Zielfunktionseinheit 440 ist mit einer LUT-(Nachschlagetabelle)-Einheit 450 verbunden, in der die Werte der Bessel-Funktion, die hier als J₀, J₄ und J₇ bezeichnet sind, vorausberechnet werden und die Verzögerungen T₀, T₄ und T₇ werden für die Bereitstellung an die Zielfunktionseinheit 440 gespeichert. Die Zielfunktionseinheit 440 berechnet die Zielfunktion für einen Satz Ω von unterschiedlichen Dopplerspreizungen ω_D und liefert das Resultat an eine Minimumfeststellungseinheit 460, in der die Dopplerspreizung ω_D gefunden wird, welche einen Mindestwert der Zielfunktion ergibt. Die Minimumfeststellungseinheit 460 stellt die Dopplerspreizung ω_D an die Kanalschätzungseinheit 420 bereit. Am Anfang des Prozesses kann die Kanalschätzungseinheit 420 mit jedem Wert der Dopplerspreizung, der auf eine andere Weise angenommen oder eingeschätzt wird, beginnen.
Aus der vorstehenden Beschreibung, insbesondere den Gleichungen (3), (8)–(10), 4A und 9 wird offensichtlich, dass im Prinzip auch ein Ausdruck R(0T_s) berechnet und als Teil der Optimierungsfunktion verwendet werden könnte. Es sollte jedoch beachtet werden, dass in vielen Fällen R(0T_s) aufgrund seines relativ hohen Rauschens und seiner möglichen Interferenz zumindest für die Optimierungsfunktion nicht verwendet wird. Er kann zur Normalisierung der Bessel-Funktion mit einer Einschätzung der Kanalenergie verwendet werden. Diese Einschätzung könnte durch Berechnen der Musterkorrelation bei Verzögerung 0 erhalten werden; solch eine Einschätzung würde jedoch vorgespannt, da E{|H ^_i,k|²} = R ^(0T_s)= R(0T_s) + σ² (13) wobei σ² für das Schätzungsgeräusch in den Frequenzschätzungen H ^_i,k verantwortlich ist. In einer typischen Implementierung eines OFDM-Empfängers werden Einschätzungen der Varianz des Rauschens vom Schätzer des Signal-Rausch-Verhältnisses bereitgestellt. Wir modifizieren somit das Vorgeschlagene und den konventionellen Algorithmus wie folgt:
Mit Bezug auf 10 wird eine schematische Blockdarstellung eines Kanalschätzers gemäß einer Ausführungsform gezeigt. Der Kanalschätzer 500 von 10 ist konfiguriert, um die Dopplerspreizung durch Verwenden der Positionierungs-Referenzsymbole zu schätzen. Der Schätzer 500 umfasst eine Pilotextraktionseinheit 510 an einem Eingang, an dem die RX-Muster bereitgestellt werden. Ein erster Ausgang der Pilotextraktionseinheit 510 liefert die CSRS-Piloten und ein zweiter Ausgang der Pilotextraktionseinheit 510 liefert die PRS-Piloten.
Der zweite Ausgang ist mit einem Eingang eines Frequenzinterpolators 520 verbunden, um die Kanalschätzungen an anderen Symbolpositionen als den Pilotsymbolpositionen auf der Grundlage von Kanalschätzungen an den Pilotsymbolpositionen, die durch Schätzung der kleinsten Quadrate erhalten wurden, zu interpolieren. Ein Eingang des Frequenzinterpolators 520 ist mit einer LUT-Einheit 525 verbunden, in der Koeffizienten für die Interpolationsfilter der Frequenz gespeichert sind. Ein Ausgang des Frequenzinterpolators 520 ist mit einem Eingang eines Korrelationsanalysators 530 verbunden, in dem die Korrelationswerte R berechnet werden. Ein Ausgang des Korrelationsanalysators 530 ist mit einem Eingang einer Dopplerspreizungsschätzungseinheit 540 verbunden, in der die Dopplerspreizung wie oben dargestellt geschätzt wird. Ein Eingang der Dopplerspreizungsschätzungseinheit 540 ist mit einem LUT 545 verbunden, in dem die vorausberechneten Werte der Bessel-Funktion gespeichert sind. Ein Ausgang der Dopplerspreizungsschätzungseinheit 540 ist mit einem Szenario-Demodulator 550 verbunden, in dem bestimmt wird, ob die geschätzte Dopplerspreizung derart ist, dass ein statisches Szenario bestimmt werden kann. Ein Ausgang des Szenario-Demodulators 550 ist mit einem Schalter 560 verbunden, der die Aktivierung einer Pilotvorverarbeitungseinheit 570 aktiviert, die mit einem Ausgang der Pilotextraktionseinheit 510 verbunden ist. Der Schalter 560 ist mit einem Eingang einer Kanalschätzungseinheit 590 verbunden, dessen Ausgang mit einem (nicht dargestellten) Entzerrer verbunden ist. Ein Ausgang des Szenario-Demodulators 550 ist mit einem Eingang eines LUT 580 verbunden, in dem die Koeffizienten für die Zeit-Interpolationsfilter gespeichert sind. Wenn kein statisches Szenario im Szenario-Demodulator 550 erkannt wird, werden die CSRS-Piloten auf keine Weise verarbeitet, sondern direkt an die Kanalschätzungseinheit 590 bereitgestellt. Wenn jedoch der Szenario-Demodulator 550 ein statisches Szenario erkennt, dann werden die CSRS-Piloten an die Pilotvorverarbeitungseinheit 570 bereitgestellt, in der Pilot-Mittelwertbildung ausgeführt wird.
Mit Bezug auf 11 wird ein Zeitdiagramm gezeigt, um die PRS-Subframe-Zeitplanung zu veranschaulichen. Die mehreren PRS-Konfigurationsparameter werden wie folgt beschrieben.

– N_PRS ist die Anzahl an aufeinanderfolgenden Downlink-Subframes, was 1 PRS-Ereignis definiert, und ist auf 1, 2, 4, 6 begrenzt.
– I_PRS ist der Positionierungsreferenzsignal-Konfigurationsindex (nicht sichtbar in 11), der den Subframe-Konfigurationszeitraum T_PRS (160 bis 1280 ms) und den Subframe-Offset Δ_PRS (0 bis 2975 ms) definiert.
– Der Parameter n ist die Zellenzahl, welche gleichzeitig ihre PRS sendet und durch das UE erkannt werden muss.
– M ist die Anzahl an PRS-Ereignissen (begrenzt auf 2, 4, 8, 16, 32), wobei jedes N_PRS aufeinanderfolgende Subframes enthält.
– T_RSTD bestimmt eine Gesamtdauer, die für die RSTD-Messung bereitgestellt wird, einschließlich der Nachfrist von Δ (Mehrfache von 160 ms) für die Verarbeitungsverzögerung nach dem Beginn des letzten PRS-Ereignisses in einem T_RSTD-Intervall.
– T_REP wird in PRS-Ereignissen gezählt und auf 2, 4, 8, 16 begrenzt, was der Länge des maskierenden Bit-Vektors gleicht: wenn das Bit (0) unwahr ist, wird das entsprechende PRS-Ereignis unterdrückt.

Die PRS-Unterdrückung verhindert die Interferenz von Nachbarzellen mit identischer Zell-ID, die die PRS auf dem gleichen RE sendet.
Das Zeitdiagramm in 11 zeigt die potenziellen PRS-Ressourcen und möglichen Aktualisierungsraten, die für die Doppler-Schätzung verfügbar sind. Ein PRS-Ereignis umfasst bis zu 6 PRS-transportierende Subframes, was doppelt so viele Ressourcen-Elemente wie die CSRS-transportierenden Subframes enthält und deshalb in einer hochgenauen (Momentaufnahme) Doppler-Schätzung resultiert. Die Aktualisierungszeit könnte von 160 ms bis zu 1,28 s variieren. In der Praxis ist 1 s noch eine vernünftige Aktualisierungszeit, um Änderungen der Doppler-Geschwindigkeit aufzulösen. Da die Doppler- und Positionierungsaktualisierung eng verbunden sind, kann man erwarten, dass sich der konfigurierende Mobile Location Center für einen Kompromiss zwischen der Momentaufnahmegenauigkeit (N_PRS) und der Aktualisierungsgenauigkeit (T_PRS _;) entscheidet.
Während die Erfindung in Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen veranschaulicht und beschrieben wurde, können Änderungen und/oder Modifikationen an den veranschaulichten Beispielen vorgenommen werden, ohne vom Sinn und Umfang der angefügten Ansprüche abzuweichen. Insbesondere bei den verschiedenen Funktionen, die durch die oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Baugruppen, Geräte, Schaltungen, Systeme, usw.) ausgeführt werden, sind die Begriffe (einschließlich einer Bezugnahme auf ein „bedeutet”), die verwendet werden, um solche Komponenten zu beschreiben, dazu beabsichtigt, jeder Komponente oder Struktur, die die angegebene Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (die z. B. funktionell äquivalent ist) zu entsprechen (es sei denn, dass es anderweitig angezeigt ist), wenn sie auch nicht strukturell zur offenbarten Struktur, welche die Funktion in den hierin veranschaulichten exemplarischen Implementierungen der Erfindung ausführt, äquivalent ist.

Claims

Ein Verfahren zur Dopplerspreizungsschätzung in einem Mehrträger-Mobilkommunikationssystem, umfassend: das Empfangen eines Signals, das eine Symbolträgermatrix umfasst, wobei die Symbolträgermatrix ein vorbestimmtes Muster von Referenzsymbolen umfasst; das Bestimmen von mindestens einer Kanalschätzung H ^_i,k an mindestens einer der Referenzsymbolpositionen der Referenzsymbole in der Symbolträgermatrix, wobei i = 0, 1, 2, ... der Trägerindex und k = 0, 1, 2, ... der Symbolindex der Symbolträgermatrix ist; und das Bestimmen einer Dopplerspreizung ω ^_D auf der Grundlage der mindestens einen bestimmten Kanalschätzung H ^_i,k
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Referenzsymbole Positionierungs-Referenzsymbole umfassen.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Referenzsymbole zellspezifische Referenzsymbole umfassen.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, weiter umfassend: das Bestimmen einer Autokorrelation R ^(0T_s) = H ^_i,k × H ^ * / i,k der mindestens einen Kanalschätzung H ^_i,k oder einer Kanalschätzung an einer anderen Symbolposition als der Referenzsymbolposition oder das Bestimmen von mindestens einer weiteren Kanalschätzung H ^_i,k+l und das Bestimmen einer Korrelation R ^(lT_s) = H ^_i,k × H ^ * / i,k+l , wobei l = 1, 2, ...
Verfahren nach Anspruch 4, weiter umfassend: das Bestimmen der Dopplerspreizung ω ^_D durch Minimierung einer Funktion der Art
wobei ω ^_D = 2πf_D, und wobei f_D die Doppler-Bandbreite ist und J₀(ω ^_DnT_s) ist die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art, die in zeitgerechter Entfernung von nT_s von der Symbolposition von mindestens einer der Referenzsymbolpositionen berechnet ist, und n = 0, 1, 2, ....
Verfahren nach Anspruch 4, weiter umfassend: das Bestimmen der Dopplerspreizung ω ^_D durch Minimierung einer Funktion der Art F_Δ(ω ~_D) = [(J₀(ω ~_D(p + m)T_s) – J₀(ω ~_DpT_s)) – (R ^((p + m)T_s) – R ^(pT_s))]² oder der Art F_r(ω ~_D) = [(J₀(ω ~_D(p + m)T_s)/J₀(ω ~_DpT_s)) – (R ^((p + m)T_s)/R ^(pT_s))]² wobei (ω_D = 2πf_D, und wobei f_D die Doppler-Bandbreite ist, p = 0, 1, 2, ..., m = 1, 2, ... und J₀(ω ^_DpT_s) ist die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art, die in einer Entfernung von pT_s von der Symbolposition von mindestens einer der Referenzsymbolpositionen berechnet ist und J₀(ω ^_D(p + m)T_s) ist die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art, die in einer Entfernung von (p + m)T_s von der Symbolposition von mindestens einer der Referenzsymbolpositionen berechnet ist.
Verfahren nach Anspruch 6, weiter umfassend: das Vordefinieren eines endlichen Satzes Ω von Werten von ω ~_D und das Minimieren von F_Δ(ω ~_D) oder F_r(ω ~_D) durch das Einfügen der Werte von ω ^_D und das Bestimmen eines Wertes von ω ^_D an dem die entsprechende Funktion minimal wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, weiter umfassend: das Bestimmen, ob ω ^_D unter einem vorbestimmten Schwellwert ist.
Verfahren nach Anspruch 8, weiter umfassend: eine Mittelwertbildung über eine vorbestimmte Anzahl an Kanalschätzungen, wenn ω ^_D unter dem vorbestimmten Schwellwert ist.
Ein Verfahren zur Kanalschätzung in einem Mehrträger-Mobilkommunikationssystem, umfassend: das Empfangen eines Signals, welches eine Symbolträgermatrix umfasst, wobei die Symbolträgermatrix ein vorbestimmtes Muster von Referenzsymbolen umfasst; das Bestimmen von mindestens einer ersten Kanalschätzung an mindestens einer Referenzsymbolposition der Referenzsymbole in der Symbolträgermatrix; das Bestimmen einer Dopplerspreizung auf der Grundlage der mindestens einen bestimmten ersten Kanalschätzung; und das Bestimmen von mindestens einer zweiten Kanalschätzung auf der Grundlage der mindestens einen bestimmten ersten Kanalschätzung und der bestimmten Dopplerspreizung.
Verfahren nach Anspruch 10, weiter umfassend: das Bestimmen der zweiten Kanalschätzungen durch Interpolieren der ersten Kanalschätzungen.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Bestimmen der zweiten Kanalschätzungen durch das Interpolieren der ersten Kanalschätzung weiter umfasst: das Bereitstellen der ersten Kanalschätzungen an einen Interpolationsfilter, das Bestimmen von Interpolationskoeffizienten auf der Grundlage der bestimmten Dopplerspreizung, das Bereitstellen der bestimmten Interpolationskoeffizienten an den Interpolationsfilter und die Erzeugung der zweiten Kanalschätzungen am Ausgang des Interpolationsfilters unter Verwendung der mitgelieferten ersten Kanalschätzungen und der bestimmten Interpolationskoeffizienten.
Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die Referenzsymbole Positionierungs-Referenzsymbole umfassen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 13, wobei die Referenzsymbole zellspezifische Referenzsymbole umfassen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 14, weiter umfassend: das Bestimmen, ob die bestimmte Dopplerspreizung unter einem vorbestimmten Schwellwert ist.
Verfahren nach Anspruch 15, weiter umfassend: das Ausführen der Mittelwertbildung über eine vorbestimmte Anzahl an Kanalschätzungen, wenn die bestimmte Dopplerspreizung unter dem vorbestimmten Schwellwert ist.
Ein Dopplerspreizungsschätzer für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem, umfassend: eine erste Kanalschätzungsstufe, die konfiguriert ist, um die mindestens eine erste Kanalschätzung an mindestens einer Referenzsymbolposition von Referenzsymbolen in einer Symbolträgermatrix eines empfangenen Signals zu bestimmen; und eine Doppl erspreizungsschätzungsstufe, die konfiguriert ist, um eine Dopplerspreizung ω ^_D auf der Grundlage von der mindestens einen bestimmten ersten Kanalschätzung zu bestimmen.
Dopplerspreizungsschätzer nach Anspruch 17, wobei die Dopplerspreizungsschätzungsstufe konfiguriert ist, um eine Autokorrelation R ^(0T_s) = H ^_i,k × H ^ * / i,k von der mindestens einen Kanalschätzung H ^_i,k oder von einer Kanalschätzung an einer anderen Symbolposition als der Referenzsymbolposition zu bestimmen oder mindestens eine weitere Kanalschätzung H ^ * / i,k+l und eine Korrelation R ^(lT_s) = H ^_i,k × H ^ * / i,k+l zu bestimmen, wobei l = 1, 2, ....
Dopplerspreizungsschätzer nach Anspruch 18, wobei die Dopplerspreizungsschätzungsstufe konfiguriert ist, um die Dopplerspreizung ω ^_D durch die Minimierung einer Funktion der Art
zu bestimmen, wobei ω_D = 2πf_D, und wobei f_D die Doppler-Bandbreite ist und J₀(ω ^_DnT_s) die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art, die in einer Entfernung von nT_s von der Symbolposition von mindestens einer der Referenzsymbolpositionen berechnet ist, und n = 0, 1, 2, ...
Dopplerspreizungsschätzer nach Anspruch 18, wobei die Dopplerspreizungsschätzungsstufe konfiguriert ist, um die Dopplerspreizung ω ^_D durch die Minimierung einer Funktion der Art F_Δ(ω ~_D) = [(J₀(ω ~_D(p + m)T_s) – J₀(ω ~_DpT_s)) – (R ^((p + m)T_s) – R ^(pT_s))]² oder der Art F_r(ω ~_D) = [(J₀(ω ~_D(p + m)T_s)/J₀(ω ~_DpT_s)) – R ^((p + m)T_s)/R ^(pT_s))]² zu bestimmen, wobei ω_D = 2πf_D, und wobei f_D die Doppler-Bandbreite ist, p = 0, 1, 2, ..., m = 1, 2 ... und J₀(ω ^_DpT_s) ist die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art, die in einer Entfernung von pT_s von der Symbolposition von mindestens einer der Referenzsymbolpositionen berechnet ist und J₀(ω ^_D(p + m)T_s) ist die Bessel-Funktion der nullten Ordnung der ersten Art, die in einer Entfernung von (p + m)T_s von der Symbolposition von mindestens einer der Referenzsymbolpositionen berechnet ist.
Dopplerspreizungsschätzer nach einem der Ansprüche 17 bis 20, wobei die Dopplerspreizungsschätzungsstufe konfiguriert ist, um zu bestimmen, ob die bestimmte Dopplerspreizung unter einem vorbestimmten Schwellwert ist.
Ein Kanalschätzer für ein Mehrträger-Mobilkommunikationssystem, umfassend: eine Kanalschätzungsstufe, die konfiguriert ist, um Kanalschätzungen zu bestimmen und eine Dopplerspreizungsschätzungsstufe, die konfiguriert ist, um eine Dopplerspreizung auf der Grundlage der bestimmten Kanalschätzungen zu bestimmen, wobei ein Ausgang der Dopplerspreizungsschätzungsstufe mit einem Eingang der Kanalschätzungsstufe verbunden ist.
Kanalschätzer nach Anspruch 22, wobei die Kanalschätzungsstufe einen Abschnitt der Schätzung der kleinsten Quadrate umfasst.
Kanalschätzer nach Anspruch 22 oder 23, wobei die Kanalschätzungsstufe einen Interpolationsfilter umfasst.
Kanalschätzer nach Anspruch 24, wobei die Dopplerspreizungsschätzungsstufe konfiguriert ist, um Interpolationskoeffizienten auf der Grundlage der bestimmten Dopplerspreizung zu bestimmen und die bestimmten Interpolationskoeffizienten an den Interpolationsfilter bereitzustellen.