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TECHNISCHES GEBIET
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Empfangsvorrichtung und ein Empfangsverfahren, welche die Bewegungsgeschwindigkeit der Empfangsvorrichtung aus einem Empfangssignal detektieren und Demodulationsoperationen steuern.
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HINTERGRUND
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Wenn ein durch eine Sendestation gesendetes Signal durch eine Mobilvorrichtung empfangen wird, wird im Allgemeinen, je schneller die Bewegungsgeschwindigkeit der Mobilvorrichtung ist, desto größer die Signaldegradierung aufgrund von Abschwächung (fading), was es schwierig macht, die gewünschte Empfangsleistungsfähigkeit zu erhalten. Sende- und Empfangsverfahren, welche die Degradierung bei der Qualität des demodulierten Signals reduzieren, werden daher angewendet, zum Beispiel durch Einsetzen eines Modulationssystems mit hoher Abschwächimmunität, wobei ein typisches Verfahren DQPSK (Differentielle Quadratur Phasen-Verschiebungs-Verschlüsselung, Differential Quadrature Phase Shift Keying) ist, oder durch Anwenden von Wellenformausgleichtechniken mit hoher Widerstandsfähigkeit gegenüber Abschwächung im Empfänger.
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Eine andere vorgeschlagene Technik besteht darin, die Empfangsleistungsfähigkeit durch Steuern von Demodulationsoperationen anhand der Bewegungsgeschwindigkeit zu verbessern. Beispielsweise dient ein in den Patentdokumenten 1 und 2 vorgeschlagenes Verfahren dazu, die Bewegungsgeschwindigkeit unter Verwendung des GPS (Globales Positionierungs-System), eine Gyroskops, eines Beschleunigungsmessers oder dergleichen zu detektieren, und Demodulationsoperationen anhand des Ergebnisses zu steuern.
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Eine andere vorgeschlagene Technik nutzt die Tatsache, dass die Bewegungsgeschwindigkeit einer Mobilvorrichtung, und Änderungen bei dieser Geschwindigkeit im Empfangssignal als temporale Variationen bei den Kanal-Charakteristik erscheinen, um die Bewegungsgeschwindigkeit der Mobilvorrichtung aus dem Empfangssignal zu detektieren und Demodulationsoperationen in der Empfangsvorrichtung anhand der Geschwindigkeitsinformation zu optimieren, wodurch die Empfangsleistungsfähigkeit verbessert wird.
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Beispielsweise schätzt beim Demodulieren der in den QPSK-(Quadratature Phase shift Keying) und QAM-(Quadratature Amplitude Modulation) Systemen verwendeten, synchron modulierten Unterträgern eine Empfangsvorrichtung (siehe beispielsweise Patentdokument 3) zum Empfangen der orthogonalen Frequenzunterteilungs-Multiplexsignale, die in terrestrischer und digitaler Ausstrahlung oder dergleichen eingesetzt werden, die Amplitude und Phasenvariationen jedes Unterträgers ab, die im Kanal auftreten (dies wird unten auch als Kanalabschätzung bezeichnet), indem ein bekanntes Signal (das unten auch als ein Pilotsignal bezeichnet wird) verwendet wird, das im gesendeten Signal eingefügt ist, und stellt Amplitude und Farbe der Unterträger auf Basis des Schätzergebnisses ein (dies wird nachfolgend als Ausgleich (equalization) bezeichnet)).
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Um Demodulationsoperationen durch Nachverfolgen temporaler Variationen bei den Kanal-Charakteristika zu optimieren, detektiert ein vorgeschlagenes System die Amplitudenvariationen im Empfangssignal aus einem CP-(Kontinuierlicher Pilot), TMCC-(Sende- und Multiplex-Konfigurationssteuerung) oder AC-(Hilfskanal)Signal oder irgendeinem anderen in das gesendete Signal mit einer festen Amplitude eingefügten Signal und steuert das Kanal-Abschätzverfahren anhand des Ergebnisses (siehe beispielsweise Patentdokument 4).
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Weiterhin beschreibt Patentdokument 5 ein Verfahren des Detektierens von Bewegungsgeschwindigkeit aus Amplitude und Phasenvariationen in einem Pilotsignal.
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REFERENZEN DES STANDS DER TECHNIK
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PATENTDOKUMENTE
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- Patentdokument 1: Japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 2006-157663 (S. 13, 15)
- Patentdokument 2: Japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 2007-235305 (S. 10, 1)
- Patentdokument 3: Japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 2001-292122 (S. 11, 1)
- Patentdokument 4: Japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 2006-140987 (S. 11, 1)
- Patentdokument 5: Japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 2007-243698 (S. 18, 15)
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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DURCH DIE ERFINDUNG ZU LÖSENDE PROBLEME
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Wenn Demodulationsoperationen durch Detektieren von Bewegungsgeschwindigkeit optimiert werden, wird, falls eine Vorrichtung wie etwa eine GPS-Vorrichtung oder ein Gyroskop verwendet wird, eine Geschwindigkeitsinformation hoher Genauigkeit erhalten, jedoch wird das Empfangssystem problematisch groß.
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Hinsichtlich der Verfahren zum Detektieren der Bewegungsgeschwindigkeit aus dem Empfangssignal stellen die Referenzen des Stands der Technik Verfahren zur Berechnung bereit, basierend auf Amplitudenvariationen und Phasenvariationen eines Pilotsignals. Ein Problem ist, dass eine solche Detektion weniger präzise als Methoden ist, die GPS oder dergleichen verwenden, so dass die Empfangsleistungsfähigkeit tatsächlich aufgrund fehlerhafter Detektion verschlechtert werden mag, weil Demodulationsoperationen nicht angemessen durchgeführt werden.
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Insbesondere in einem Rice'schen Kanal, in dem sowohl die Direktwelle aus der Sendestation als auch eine reflektierte Welle vorhanden sind, sind aufgrund des Effekts der direkten Welle temporale Variationen bei den Kanal-Charakteristika im Empfangssignal nicht leicht ersichtlich, so dass es eine gesteigerte Möglichkeit eines Falschdetektions-Problems gibt, bei welchem, obwohl die Bewegungsgeschwindigkeit hoch ist, die Geschwindigkeitsdetektion zu einer Entscheidung führt, dass die Geschwindigkeit niedrig ist.
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Diese Erfindung geht die obigen Probleme an, mit der Aufgabe, eine Geschwindigkeitsdetektionsvorrichtung und Verfahren zu realisieren, welche Bewegungsgeschwindigkeit aus einem Empfangssignal mit hoher Präzision detektieren, um die Mobil-Empfangsleistungsfähigkeit durch Optimieren von Demodulationsoperationen entsprechend der Bewegungsgeschwindigkeit zu verbessern.
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MITTEL ZUM LÖSEN DES PROBLEMS
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Um die obigen Aufgabe zu lösen, umfasst die Empfangsvorrichtung gemäß dieser Erfindung zum Empfangen eines Sendesignals, in welches ein Pilotsignal bei festen Intervallen eingefügt ist, oder eines Frequenzteiler-Multiplexsignal, in dem ein Pilotsignal auf einen bestimmten Unterträger übertragen wird, wobei in jedem Fall das Pilotsignal ein am Empfangsende bekanntes Signal ist, und zum Detektieren der Bewegungsgeschwindigkeit der Empfangsvorrichtung aus einem Empfangssignal:
ein Fourier-Transformationsmittel zum Speichern einer aus dem Pilotsignal für eine vorgegebene Anzahl von Symbolen erhaltenen Kanal-Charakteristik und Durchführen einer Fourier-Transformation;
ein Leistungsberechnungsmittel zum Berechnen der Leistung jeder Dopplerfrequenzkomponente aus einer Ausgabe des Fourier-Transformationsmittels;
ein Zeitrichtungsfiltermittel zum Filtern einer Ausgabe des Leistungsberechnungsmittels für jede Dopplerfrequenzkomponente in der Zeitrichtung;
ein Rauschmaskiermittel zum Maskieren einer Rauschkomponente, die in einer Ausgabe des Zeitrichtungsfiltermittels enthalten ist;
ein Kantenverstärkungsgewichtungsmittel zum Betonen von Leistungsänderungen zwischen wechselseitig angrenzenden Dopplerfrequenzkomponenten in einer Ausgabe des Rauschmaskiermittels; und
ein Kantenentscheidungsmittel zum Erzeugen von Bewegungsinformationen aus einer Ausgabe des Kantenverstärkungsgewichtungsmittels und einem vorbestimmten Entscheidungsschwellenwert.
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Ein Kantenverstärkungsfiltermittel zum Empfangen von Ausgaben des Rauschmaskiermittels in der Reihenfolge von Dopplerfrequenzgröße und Durchführen von Filtern mit einem Filter, das eine Hochpass-Charakteristik aufweist, kann ebenfalls vorgesehen sein, und
das Kantenverstärkungsgewichtungsmittel kann Leistungsänderungen zwischen wechselseitig angrenzenden Dopplerfrequenzkomponenten in einer Ausgabe des Kantenverstärkungsfiltermittels verstärken.
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WIRKUNG DER ERFINDUNG
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Gemäß der vorliegenden Erfindung kann Bewegungsgeschwindigkeit mit hoher Präzision nicht nur detektiert werden, wenn temporale Variationen in den Kanal-Charakteristika, die aus dem Empfangssignal erhalten werden, groß sind, sondern auch in einem Kanal, in dem es sowohl eine Direktwelle als auch eine reflektierte Welle gibt, wie durch einen Rice'schen Kanal typifiziert.
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In einer Konfiguration, in der ein Kantenverstärkungsfilter zum Betonen von Leistungswechseln zwischen angrenzenden Dopplerfrequenzkomponenten hinzugefügt wird und dann ein Kantenverstärkungsgewichtungsprozess durchgeführt wird, kann die Bewegungsgeschwindigkeit mit hoher Präzision nicht nur detektiert werden, wenn Zeitvariationen in den aus dem Empfangssignal erhaltenen Kanal-Charakteristika groß sind, sondern auch in einem Kanal, in dem es sowohl eine direkte Welle als auch eine reflektierte Welle gibt, wie durch einen Rice'schen Kanal typifiziert.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist ein Blockdiagramm, das die Empfangsvorrichtung in einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
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2 ist ein Diagramm, das die Leistungsspektrumspreizung eines Empfangssignals illustriert, das einen Abschwächkanal gequert hat, wobei der Abschwächkanal ein Einzelpfad-Rayleigh-Kanal ist.
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3(a), 3(b) und 3(c) sind Diagramme, welche die Leistungsspektrumspreizung eines Empfangssignals illustrieren, das einen Abschwächkanal gequert hat, wobei der Abschwächkanal ein Rice'scher Kanal ist.
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4 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Struktur des Rauschmaskierabschnitts in 1 repräsentiert.
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5(a), 5(b), 5(c), 5(d) und 5(e) sind Diagramme, die den Effekt der Bereitstellung des Rauschmaskierabschnitts illustrieren.
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6 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Struktur des Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitts in 1 repräsentiert.
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7(a) und 7(b) sind Diagramme, welche den Effekt der Bereitstellung des Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitts illustrieren.
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8 ist ein Blockdiagramm, das die Empfangsvorrichtung in einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
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9 ist ein Blockdiagramm, das die Empfangsvorrichtung in einer dritten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
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MODUS ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
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Erste Ausführungsform
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1 ist ein Blockdiagramm, das eine Mobilvorrichtung, zum Beispiel eine in einem Fahrzeug angeordnete Empfangsvorrichtung, in einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Diese Empfangsvorrichtung detektiert die Bewegungsgeschwindigkeit der Empfangsvorrichtung aus dem Empfangssignal und steuert dadurch eine Demodulationsoperation.
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In 1 bezeichnet Bezugszeichen 1 einen Fourier-Transformationsabschnitt, 2 einen Leistungsberechnungsabschnitt, 3 einen Zeitrichtungsfilterabschnitt, 4 einen Rauschmaskierabschnitt, 5 einen Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt und 6 einen Kantenentscheidungsabschnitt; die Ausgabe des Kantenentscheidungsabschnitts 6 ist die Bewegungsgeschwindigkeit der sich bewegenden Vorrichtung repräsentierte Geschwindigkeitsinformation.
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Als Nächstes wird der Betrieb beschrieben. Ein im Sendesignal beinhaltetes Pilotsignal wird am Fourier-Transformationsabschnitt 1 eingegeben.
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Hier wird das Pilotsignal unter festen Intervallen in das Sendesignal eingefügt, oder wird auf einem bestimmten Unterträger in einem Frequenzteilermultiplex-Übertragungssystem übertragen, und ist ein am Empfangsende bekanntes Signal.
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Der Fourier-Transformationsabschnitt 1 berechnet eine Kanal-Charakteristik in Bezug auf das Pilotsignal durch Teilen des empfangenen Pilotsignals durch ein bekanntes Signal, speichert diese Kanal-Charakteristik über eine vorgegebene Anzahl von Symbolen (N Symbole, wobei N eine positive Ganzzahl ist), führt eine Fourier-Transformation durch, um N komplexe Signale zu erzeugen und gibt die N komplexen Signale aus.
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Jedes der als eine Ausgabe aus dem Fourier-Transformationsabschnitt 1 erhaltenen N komplexen Signale repräsentiert eine Komponente, die erhalten wird, wenn temporale Variationen im Empfangssignal durch Frequenz dekomponiert werden und die Frequenz, die außerhalb der Position ist, an der die Dopplerfrequenz Null ist und die Umgebung dieser Position und den größten Absolutwert aufweist, repräsentiert die maximale Dopplerfrequenzkomponente.
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Der Leistungsberechnungsabschnitt 2 berechnet die Leistung jeder Frequenzkomponente (unten auch als „Dopplerfrequenzkomponente” bezeichnet) aus der Ausgabe des Fourier-Transformationsabschnitts 1 und gibt die berechnete Leistung aus.
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Die Beziehung zwischen der Ausgabe aus dem Leistungsberechnungsabschnitt 2 und der Leistungsspektrumsspreizung des Empfangssignals wird nun erläutert. 2 und 3(a) bis 3(c) repräsentieren die Leistungsspektrumsspreizung eines Empfangssignals, das einen Abschwächkanal durchquert hat. Wenn der Abschwächkanal als ein Einzelpfad-Rayleigh-Kanal modelliert werden kann, wird das Spektrum wie in 2 gezeigt gespreizt. Hier repräsentieren Fd und –Fd die maximale Dopplerfrequenz und weisen von den Dopplerfrequenzkomponenten die Maximalleistung auf.
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Es gibt ein anderes Kanalmodell, das als ein Rice'scher Kanal bekannt ist, zum mobilen Empfang eines Signals, wenn die Sendeantenne innerhalb der Sichtlinie liegt. In diesem Kanal werden sowohl die direkte Welle (3(a)) als auch eine reflektierte Welle, die zu einer Rayleigh-Abschwächwelle wird (3(b)), zusammen empfangen, so dass die Leistungsspektrumsspreizung des Empfangssignals wie in 3(c) gezeigt ist. Nunmehr, weil die Direktwellenkomponente (die Direktstromkomponente in 3(a), die nicht über die Zeit variiert, einen großen Teil der Empfangssignalleistung beisteuert, wird die Leistung der maximalen Dopplerfrequenzkomponente relativ klein.
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Als ein Verfahren zum Erhalten von Geschwindigkeitsinformationen durch Detektieren der maximalen Dopplerfrequenz aus der Ausgabe aus dem Leistungsberechnungsabschnitt 2, ist ein vorstellbares Verfahren, die Ausgabe aus dem Leistungsberechnungsabschnitt 2 mit einem vorgegebenen Schwellenwert (der unten auch Entscheidungsschwellenwert genannt wird) zu vergleichen, und den Wert mit der maximalen absoluten Dopplerfrequenz aus den Dopplerfrequenzkomponenten auszugeben, die größer als der Entscheidungsschwellenwert sind, als ein maximales Dopplerfrequenz-Detektionsergebnis. Bei einem Einzelpfad-Rayleigh-Kanal, wie in 2, kann die maximale Dopplerfrequenz durch dieses Verfahren leicht detektiert werden. Bei einem Rice'schen Kanal jedoch, wie in 3(a), ist die Ausgabe des Leistungsberechnungsabschnitts 2 für die maximale Dopplerfrequenzkomponente vergleichsweise klein und mag daher nicht den Entscheidungsschwellenwert übersteigen. Diese Tendenz ist besonders evident, wenn die Leistung der reflektierten Welle kleiner als die Leistung der Direktwelle ist. Falls die maximale Dopplerfrequenzkomponente den Entscheidungsschwellenwert nicht übersteigt, zeigt das Entscheidungsergebnis einen niedrigeren Wert als die wahre Bewegungsgeschwindigkeit an, und dies stellt sich als ein Hindernis für die Optimierung von Demodulationsoperationen heraus.
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Die erste Ausführungsform ist dafür ausgelegt, den Effekt des Rauschens auf die Ausgabe aus dem Leistungsberechnungsabschnitt 2 zu reduzieren und einen Kantenverstärkungsgewichtungsprozess durchzuführen, um Leistungsänderungen zwischen angrenzenden Dopplerfrequenzkomponenten zu betonen, bevor die maximale Dopplerfrequenz detektiert wird, so dass die Bewegungsgeschwindigkeit mit hoher Präzision detektiert werden kann, nicht nur, wenn Zeitvariationen in den aus dem Empfangssignal erhaltenen Kanal-Charakteristika groß sind, sondern auch in einem Kanal, in dem es sowohl eine Direktwelle als auch eine reflektierte Welle gibt, wie durch einen Rice'schen Kanal typisiert.
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Für diesen Zweck empfängt der Zeitrichtungsfilterabschnitt 3 die Ausgabe aus dem Leistungsberechnungsabschnitt 2 und führt eine Filterung durch, um jede Dopplerfrequenzkomponente in der Zeitrichtung zu glätten. Der Effekt des Rauschens auf jede Komponente kann dadurch reduziert werden. Der Rauschmaskierabschnitt 4 reduziert weiter den Effekt von Rauschen auf das Entscheidungsergebnis durch Maskieren der in der Ausgabe aus dem Zeitrichtungsfilterabschnitt 3 enthaltenen Rauschkomponente.
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Die Konfiguration des Rauschmaskierabschnitts 4 wird nunmehr unter Bezugnahme auf 4 beschrieben. In 4 bezeichnet das Bezugszeichen 41 einen Hochfrequenzkomponenten-Mittelwert-Berechnungsabschnitt, 42 einen Subtraktionsabschnitt und 43 einen Datenbegrenzungsabschnitt.
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Aus der Eingabe an den Rauschmaskierabschnitt 4 berechnet der Hochfrequenzkomponenten-Mittelwert-Berechnungsabschnitt 41 einen Mittelwert der Absolutwerte von Dopplerfrequenzkomponenten gleich oder größer als einem vorbestimmten Wert und gibt ihn aus.
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Der Subtraktionsabschnitt 42 subtrahiert den durch den Hochfrequenzkomponenten-Mittelwert-Berechnungsabschnitt 41 erhaltenen Mittelwert von der Eingabe an den Rauschmaskierabschnitt 4 für jede Dopplerfrequenzkomponente, um ein Ausgabesignal zu erzeugen.
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Der Datenbegrenzungsabschnitt 43 empfängt das Ausgabesignal des Subtraktionsabschnitts 42, gibt das Empfangssignal direkt (ohne Änderung) aus, wenn das Ausgabesignal des Subtraktionsabschnitts 42 gleich oder größer einem vorbestimmten Begrenzungspegel ist, und gibt ein Signal gleich dem vorgegebenen Begrenzungspegel aus, wenn das Ausgabesignal des Subtraktionsabschnitts 42 niedriger als der Begrenzungspegel ist. Der Begrenzungspegel wird auf Null oder einen vorbestimmten positiven Wert eingestellt.
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Die Wirkung einer Bereitstellung des Rauschmaskierabschnitts 4 wird unter Bezugnahme auf die 5(a) bis 5(e) erläutert. Der Fall, in dem der Rauschmaskierabschnitt 4 und der Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 nicht vorgesehen sind, und die Ausgabe aus dem Zeitrichtungsfilterabschnitt 3 direkt dem Kantenentscheidungsabschnitt 6 zugeführt wird, wird unten mit dem Fall verglichen, bei dem die Ausgabe aus dem Zeitrichtungsfilterabschnitt 3 im Rauschmaskierabschnitt 4 prozessiert wird und dann dem Kantenentscheidungsabschnitt 6 zugeführt wird. Um die Beschreibung zu vereinfachen, wird die Wirkung der Verarbeitung im Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 ignoriert.
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Um die maximale Dopplerfrequenz korrekt zu detektieren, ist es notwendig, eine betonte Signalkomponente auf der Dopplerfrequenzachse zu detektieren, aber abhängig von der Größe der Rauschleistung mag es nicht möglich sein, die maximale Dopplerfrequenzkomponente korrekt zu detektieren.
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5(a) zeigt eine schematische Darstellung von Dopplerfrequenzkomponenten, die aus dem Zeitrichtungsfilterabschnitt 3 ausgegeben und am Rauschmaskierabschnitt 4 eingegeben sind.
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5(b) und 5(d) zeigen vergrößerte Ansichten der Nachbarschaft der maximalen Dopplerfrequenz Fd in 5(a) in der Ausgabe aus dem Zeitrichtungsfilterabschnitt 3, und
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5(c) und 5(e) zeigen vergrößerte Ansichten der Nachbarschaft der maximalen Dopplerfrequenz Fd in 5(a) in der Ausgabe aus dem Rauschmaskierabschnitt 4.
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Der Begrenzungspegel des Datenbegrenzungsabschnitts 43 in 4 wird in 5(c) und 5(e) als Null angenommen.
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5(b) und 5(c) illustrieren einen Fall, in dem die Rauschleistung vergleichsweise groß ist; 5(d) und 5(e) illustrieren einen Fall, in dem die Rauschleistung vergleichsweise klein ist.
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Falls der Rauschmaskierabschnitt 4 und der Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 nicht vorhanden waren und die Ausgabe aus dem Zeitrichtungsfilterabschnitt 3 (5(b) und 5(d)) direkt am Kantenentscheidungsabschnitt 6 einzugeben waren, würden die Signale in 5(b) und 5(d) mit dem Entscheidungsschwellenwert des Kantenentscheidungsabschnitts 6 verglichen werden. Falls der Entscheidungsschwellenwert TH auf den vergleichsweise großen Wert eingestellt wird, welcher durch Bezugszeichen TH1 in 5(b) und 5(d) bezeichnet wird, wenn die Rauschleistung groß ist, wie in 5(b) gezeigt, kann die maximale Dopplerfrequenzkomponente ohne Probleme detektiert werden, aber wenn die Rauschleistung klein ist, wie in 5(d) gezeigt, weil die maximale Dopplerfrequenzkomponente kleiner als der Entscheidungsschwellenwert TH ist, kann die maximale Dopplerfrequenzkomponente nicht korrekt detektiert werden.
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Falls der Entscheidungsschwellenwert TH auf den vergleichsweise kleinen Wert eingestellt wird, der durch die Bezugszeichen TH2 in 5(b) und 5(d) bezeichnet wird, wenn die Rauschleistung klein ist, wie in 5(d) gezeigt, kann die maximale Dopplerfrequenzkomponente ohne Probleme detektiert werden, aber wenn die Rauschleistung groß ist, wie in 5(b) gezeigt, weil andere Komponenten als die maximale Dopplerfrequenzkomponente, das heißt Rauschleistungskomponenten, größer sind als der Entscheidungsschwellenwert TH2, kann die maximale Dopplerfrequenzkomponente alleine nicht extrahiert werden, so dass die maximale Dopplerfrequenzkomponente nicht korrekt detektiert werden kann.
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Falls ein Signal, das im Rauschmaskierabschnitt 4 prozessiert worden ist, dem Kantenentscheidungsabschnitt 6 zugeführt wird (der Effekt der Kantenverstärkungsgewichtung durch den Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 wird wie oben beschrieben ignoriert), werden Dopplerfrequenzkomponenten (5(c) und 5(e)) mit dem Entscheidungsschwellenwert TH verglichen, nachdem der Effekt der Rauschkomponenten der Dopplerfrequenzkomponenten durch Subtrahieren eines Mittelwertes von jeder Dopplerfrequenzkomponente im Rauschmaskierabschnitt 4 reduziert worden ist.
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Falls der Entscheidungsschwellenwert TH auf den durch die Bezugszeichen TH3 in 5(c) und 5(e) bezeichneten Wert eingestellt wird, kann die maximale Dopplerfrequenzkomponente korrekt so detektiert werden, sowohl wenn die Rauschleistung groß ist, als auch wenn die Rauschleistung klein ist. Spezifischer kann die maximale Dopplerfrequenz zuverlässiger detektiert werden, indem Signalvariationen aufgrund des Effektes von Rauschen durch die Verarbeitung im Rauschmaskierabschnitt 4 reduziert werden.
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Als Nächstes führt der Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 eine solche Gewichtungsoperation durch, um Leistungsänderungen zwischen wechselseitig angrenzenden Dopplerfrequenzkomponenten in der Ausgabe aus dem Rauschmaskierabschnitt 4 zu betonen. Der Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 hat beispielsweise einen Datenverzögerungsabschnitt 51, einen Gewichtungskoeffizienten-Berechnungsabschnitt 52, und einen Multiplikationsabschnitt 53, wie in 6 gezeigt.
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Der Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 empfängt Dopplerfrequenzkomponenten repräsentierende Daten (die durch den Rauschmaskierabschnitt 4 prozessiert worden sind), in der Reihenfolge ihrer Frequenzgröße (steigende Reihenfolge oder abnehmende Reihenfolge der Frequenz), das heißt, die Leistung bei jeder Frequenz repräsentierende Daten.
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Der Datenverzögerungsabschnitt 51 verzögert die Eingabe an den Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5, die in der Reihenfolge der Dopplerfrequenzgröße empfangen wird, um einen Zeitraum von einem Datum, und gibt die verzögerten Daten aus. Der Gewichtungskoeffizienten-Berechnungsabschnitt 52 empfängt die Eingabe am Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 und die Ausgabe aus dem Datenverzögerungsabschnitt 51 simultan. Der Gewichtungskoeffizienten-Berechnungsabschnitt 52 empfängt daher jede Dopplerfrequenzkomponente repräsentierende Daten und empfängt simultan Daten, welche die Dopplerfrequenzkomponente angrenzend zu und niedriger als diese Dopplerfrequenzkomponente repräsentieren. Der Gewichtungskoeffizienten-Berechnungsabschnitt 52 berechnet einen Gewichtungskoeffizienten für jede Dopplerfrequenzkomponente, basierend auf den Daten, welche diese Dopplerfrequenzkomponente repräsentieren, und den Daten, die eine Dopplerfrequenzkomponente angrenzend zu und niedriger als diese Dopplerfrequenzkomponente repräsentieren. Der Gewichtungskoeffizienten-Berechnungsabschnitt 52 stellt den Gewichtungskoeffizienten auf ”1” ein, wenn eines der zwei Objekte von empfangenen Daten, welche die Dopplerfrequenzkomponenten repräsentieren, Null ist, und gibt das durch Teilen der Daten (MAX) mit dem größeren Wert durch die Daten (MIN) mit dem kleineren Wert erhaltene Ergebnis (MAX/MIN) als den Gewichtungskoeffizienten aus, wenn keine der Daten Null ist. Der Multiplikationsabschnitt 53 multipliziert die Eingabe an den Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 (jede Dopplerfrequenzkomponente) mit dem im Gewichtungskoeffizienten-Berechnungsabschnitt 52 berechneten Gewichtungskoeffizienten für die Dopplerfrequenzkomponente und gibt das Ergebnis der Multiplikation aus.
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Der Kantenentscheidungsabschnitt 6 vergleicht die Ausgabe aus dem Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 mit einem vorgegebenen Schwellenwert TH, detektiert aus den Ausgaben des Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5, welche den Entscheidungsschwellenwert TH übersteigen, die Ausgabe der Dopplerfrequenz, welche den maximalen Absolutwert aufweist, und gibt das detektierte Ergebnis als Geschwindigkeitsinformation proportional zur Geschwindigkeit aus.
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Beispiele für Computersimulationsergebnisse des Effekts des Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitts 5 sind in den 7(a) und 7(b) gezeigt. 7(a) repräsentiert das Ausgabesignal des Rauschmaskierabschnitts 4, bei dem noch die Kantenverstärkungsgewichtung durchzuführen ist. Die Horizontalachse zeigt Dopplerfrequenz an und die Vertikalachse zeigt den detektierten Wert an und der Graph ist so vergrößert, dass die Differenzen zwischen den detektierten Werten in den hohen Dopplerfrequenzbändern unterschieden werden können. Der Kanal ist ein Rice'scher Kanal, die maximale Dopplerfrequenz ist 100 Hz und das Leistungsverhältnis der direkten Welle zur reflektierten Welle beträgt 18 dB.
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In der Konfiguration von 6, je größer das Leistungsverhältnis zwischen den angrenzenden Dopplerfrequenzkomponenten ist, desto größer ist der Gewichtungskoeffizient und desto leichter kann die maximale Dopplerfrequenz in der Ausgabe aus dem Rauschmaskierabschnitt 4 detektiert werden. Rauschkomponenten mit etwa einem Drittel der Größe der maximalen Dopplerkomponente werden in 7(a) beobachtet, so dass es eine starke Möglichkeit gibt, dass abhängig von dem Wert des Entscheidungsschwellenwerts TH, der im Kantenentscheidungsabschnitt 6 verwendet wird, einer Falschdetektion, bei der eine Rauschkomponente als die maximale Dopplerfrequenzkomponente entschieden wird. In 7(b) ist jedoch nach Gewichtung die maximale Dopplerfrequenzkomponente hervorgehoben und beträgt die Leistung der Rauschkomponenten ein Einunzwanzigstel bis ein Vierunddreissigstel der Leistung der maximalen Dopplerfrequenzkomponente. Die Wahrscheinlichkeit einer Falschdetektion ist daher niedriger als für das nicht gewichtete Signal.
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Wie oben beschrieben, reduziert die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Wirkung von Rauschen durch Filtern in der Zeitrichtung und Maskieren in der Dopplerfrequenzrichtung und führt weiter einen Kantenverstärkungsgewichtungsprozess durch, um Leistungsänderungen zwischen angrenzenden Dopplerfrequenzkomponenten zu betonen, bevor die maximale Dopplerfrequenz detektiert wird. Die Bewegungsgeschwindigkeit kann dadurch mit hoher Präzision detektiert werden, nicht nur wenn Zeitvariationen in den aus einem Empfangssignal erhaltenen Kommunikationscharakteristica groß sind, sondern auch in einem Kanal, in dem es sowohl eine Direktwelle als auch eine reflektierte Welle gibt, wie durch einen Rice'schen Kanal typisiert.
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Zweite Ausführungsform
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Die erste Ausführungsform ist dafür konfiguriert, die Präzision der Detektion der maximalen Dopplerfrequenz durch Verwendung des Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitts 5 zu verbessern. Als Nächstes wird eine Ausführungsform gezeigt, die die maximale Dopplerfrequenzkomponente weiter betont.
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8 ist ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung in einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Der Fourier-Transformationsabschnitt 1, der Leistungsberechnungsabschnitt 2, der Zeitrichtungsfilterabschnitt 3, der Rauschmaskierabschnitt 4, der Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 und der Kantenentscheidungsabschnitt 6 in 8 sind dieselben wie jene in der ersten Ausführungsform gezeigten. Ein Kartenverstärkungsfilterungsabschnitt 7, der die Ausgabe aus dem Rauschmaskierabschnitt 4 empfängt, wird jedoch hinzugefügt und der Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 empfängt die Ausgabe aus dem Kartenverstärkungsfilterungsabschnitt 7.
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Der Kartenverstärkungsfilterungsabschnitt 7 empfängt Dopplerfrequenzkomponenten repräsentierende Daten (die durch den Rauschmaskierabschnitt 4 prozessiert worden sind), das heißt Daten, die Leistung bei jeder Frequenz repräsentieren, in der Reihenfolge der Frequenzgröße (steigende Reihenfolge oder abnehmende Reihenfolge der Frequenz) und filtert die obige Eingabe mit einem Filter, der eine Hochpass-Charakteristik aufweist.
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Als Nächstes wird der Betrieb beschrieben. Schaltungselemente mit denselben Bezugszeichen wie in 1 arbeiten wie in der ersten Ausführungsform beschrieben. Der Kantenentscheidungsabschnitt 6 empfängt die Ausgabe aus dem Rauschmaskierabschnitt 4 und gibt ein Signal mit verstärkten Kanten durch Durchführen von Filterung mit einem Filter mit einer Hochpass-Charakteristik an die nächste Stufe aus. Der Kartenverstärkungsfilterungsabschnitt 7 kann beispielsweise als ein Hochpassfilter des FIR-(Finite Impuls-Reaktion)Typs konfiguriert sein.
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Weil die Gleichstromkomponente und die Niederfrequenzkomponenten im Ausgabesignal des Rauschmaskierabschnitts 4 durch Einfügen eines Filters mit einer Hochpass-Charakteristik vor dem Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5 reduziert werden können, sind die als Hochfrequenzkomponenten des Signals erhaltenen Dopplerfrequenzkomponenten und die maximale Dopplerfrequenzkomponente noch leichter zu detektieren. Als Ergebnis kann die Bewegungsgeschwindigkeit mit hoher Präzision detektiert werden, nicht nur wenn Zeitvariationen in den Kommunikationscharacteristika, die aus einem Empfangssignal erhalten werden, groß sind, sondern auch in einem Kanal, in dem es sowohl eine direkte Welle als auch eine reflektierte Welle gibt, wie durch einen Rice'schen Kanal typisiert.
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Dritte Ausführungsform
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Die ersten und zweiten Ausführungsformen oben geben direkte Ausgabe aus dem Kantenentscheidungsabschnitt 6 als Geschwindigkeitsinformation aus. Als Nächstes wird jedoch eine Ausführungsform gezeigt, die weiter die Präzision der Detektion verbessert, indem die Ausgabe aus dem Kantenentscheidungsabschnitt 6 gemittelt wird.
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9 ist ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung in einer dritten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Der Fourier-Transformationsabschnitt 1, Leistungsberechnungsabschnitt 2, Zeitrichtungsfilterabschnitt 3, Rauschmaskierabschnitt 4, Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt 5, Kantenentscheidungsabschnitt 6 und Kartenverstärkungsfilterungsabschnitt 7 in 9 sind dieselben wie jene, die in der zweiten Ausführungsform gezeigt sind. In der dritten Ausführungsform ist ein Mittelungsabschnitt 8, der die Ausgabe aus dem Kantenentscheidungsabschnitt 6 empfängt, hinzugefügt, und repräsentiert die Ausgabe aus dem Mittelungsabschnitt 8 die Geschwindigkeitsinformation.
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Als Nächstes wird der Betrieb beschrieben. Schaltungselemente mit denselben Bezugszeichen wie in 8 arbeiten wie in der zweiten Ausführungsform beschrieben. Der Mittelungsabschnitt 8 erzeugt Geschwindigkeitsinformationen durch Mitteln der Ausgabe aus dem Kantenentscheidungsabschnitt 6. Wenn im Ausgabesignal des Kantenentscheidungsabschnitts 6 Fehler auftreten und die Fehler um die wahre Geschwindigkeit herum verstreut sind, kann deren Effekt durch Durchführen des Mittelungsprozesses reduziert werden. Wenn beispielsweise die Bewegungsgeschwindigkeit der Mobilvorrichtung eines Fahrzeugs hinreichend langsam im Vergleich mit der Detektionsfrequenz variiert, sollte der detektierte Wert dann langsam variieren und der Mittelungsprozess ist effektiv.
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Der Mittelungsabschnitt 8 kann einen Durchschnittswert bei gleich beabstandeten Zeitintervallen berechnen oder den Durchschnittswert des detektieren Ergebnisses über einen festen Zeitraum berechnen, der sich von der Detektion des derzeit detektierten Wertes zurück erstreckt.
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Anstelle eines Durchschnitts über einen festen Zeitraum kann der detektierte Wert, der bei der höchsten Frequenz aus den detektierten Werten über einen festen Zeitraum auftritt, ausgegeben werden.
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Wie oben beschrieben, weil die aus der Entscheidung durch den Kantenentscheidungsabschnitt 6 erhaltenen Ergebnisse gemittelt werden, um die Geschwindigkeitsinformation zu erzeugen, können mit fehlerhafter Detektion im Kantenentscheidungsabschnitt 6 assoziierte Detektionsergebnisvariationen reduziert werden, so dass die Bewegungsgeschwindigkeit mit hoher Präzision detektiert werden kann.
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Im oben beschriebenen Fall wird der Mittelungsabschnitt 8 zu der in der zweiten Ausführungsform beschriebenen Geschwindigkeitsdetektionsvorrichtung hinzugefügt. Der Mittelungsabschnitt 8 kann jedoch auch zur in der ersten Ausführungsform beschriebenen Geschwindigkeitsdetektionsvorrichtung hinzugefügt werden.
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BEZUGSZEICHEN
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- 1 Fourier-Transformationsabschnitt, 2 Leistungsberechnungsabschnitt, 3 Zeitrichtungsfilterabschnitt, 4 Rauschmaskierabschnitt, 5 Kantenverstärkungsgewichtungsabschnitt, 6 Kantenentscheidungsabschnitt, 7 Kartenverstärkungsfilterungsabschnitt, 8 Mittelungsabschnitt, 41 Hochfrequenzkomponenten-Mittelwert-Berechnungsabschnitt, 42 Subtraktionsabschnitt, 43 Datenbegrenzungsabschnitt, 51 Datenverzögerungsabschnitt, 52 Gewichtungskoeffizienten-Berechnungsabschnitt, 53 Multiplikationsabschnitt.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- JP 2006-157663 [0008]
- JP 2007-235305 [0008]
- JP 2001-292122 [0008]
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