JP2011101294A - 受信装置および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】移動速度に応じて復調動作を最適化することで移動受信性能を向上するため、受信信号から移動速度を高精度に検出する速度検出を可能にする。
【解決手段】パイロット信号から得られる伝送路特性を所定のシンボル数分蓄えてフーリエ変換し（１）、ドップラー周波数成分毎の電力を算出し（２）、ドップラー周波数成分毎に時間方向にフィルタリングし（３）、ノイズ成分をマスクし（４）、隣接するドップラー周波数成分間の電力変化を強調し（５）、判定閾値との比較を行なって速度情報を生成する（６）。
【選択図】図１

Description

この発明は、受信信号をもとに受信装置の移動速度を検出して復調動作を制御する受信装置および受信方法に関するものである。

一般に、送信局で送信された信号を移動体で受信する場合、移動体の移動速度が高速になるほどフェージングによる信号劣化が大きくなり、所望の受信性能が得難くなる。そのため、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）に代表されるフェージング耐性の高い変調方式を採用したり、受信機においてフェージングに強い波形等化技術を適用したりするなどして復調信号の品質劣化を抑える送信方式、受信方式が適用される。

一方、移動速度に応じて復調動作を制御することで受信性能を向上する技術が提案されている。例えば、特許文献１、２では、ＧＰＳ（Global Positioning System）やジャイロスコープ、速度メーター等を用いて移動速度を検出し、その結果に応じて復調動作を制御する方式が提案されている。

また、移動体の移動速度およびその変化は、受信信号においては伝送路特性の時間変動として現れることを利用し、受信信号から移動体の移動速度を検出し、受信装置における復調動作をその速度情報に応じて最適化することで受信性能を向上する技術が提案されている。

例えば、地上デジタル放送などで採用されている直交周波数分割多重信号の受信装置は、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式で同期変調されたサブキャリアを復調する際、送信信号にあらかじめ挿入されている既知信号（以下、「パイロット信号」ともいう）を用いて伝送路における各サブキャリアの振幅および位相変動量を推定し（以下、「伝送路推定」ともいう）、その推定結果に基づいてサブキャリアの振幅および位相を補正する（以下、「等化」ともいう）ことで信号を復調するよう構成されている（例えば、特許文献３参照）。

このとき、伝送路特性の時間変動に追従して復調動作を最適化するため、送信信号に一定の振幅で挿入されているＣＰ（Continual Pilot）、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）、ＡＣ（Auxiliary Channel）等をもとに受信信号の振幅変動を検出し、その結果に応じて伝送路推定方法を制御する方式が提案されている（例えば、特許文献４参照）。

さらに、パイロット信号の振幅変動や位相変動をもとに移動速度を検出する方法については特許文献５に記載がある。

特開２００６−１５７６６３号公報（第１３頁、第１５図） 特開２００７−２３５３０５号公報（第１０頁、第１図） 特開２００１−２９２１２２号公報（第１１頁、第１図） 特開２００６−１４０９８７号公報（第１１頁、第１図） 特開２００７−２４３６９８号公報（第１８頁、第１５図）

移動速度を検出して復調動作を最適化する場合、ＧＰＳやジャイロスコープなどの装置を使用すると高精度の速度情報が得られるが、受信システムが大規模になるという問題がある。

また、受信信号から移動速度を検出する方法については、パイロット信号の振幅変動や位相変動をもとに算出する方法が先行文献に挙げられている。しかし、ＧＰＳなどを使用する場合に比べ検出精度が悪いため、誤検出によって復調動作が適切に行われず、かえって受信性能が劣化してしまうという問題がある。

特に、送信局からの直接波と反射波が共に存在するライス伝送路では、直接波の影響によって伝送路特性の時間変動が受信信号に現れ難いため、高速移動しているにもかかわらず速度検出結果が低速移動と誤判定する可能性が高くなるという問題がある。

この発明は、上述のような課題を解消するためになされたもので、移動速度に応じて復調動作を最適化することで移動受信性能を向上するため、受信信号から移動速度を高精度に検出する速度検出装置および方法を実現することを目的とする。

上述の目的を達成するため、この発明による受信装置は、
受信側において既知信号であるパイロット信号が一定周期で挿入されている送信信号または受信側において既知信号であるパイロット信号が特定のサブキャリアで送信されている周波数分割多重信号を受信し、受信信号をもとに受信装置の移動速度を検出して復調動作を制御する受信装置であって、
パイロット信号から得られる伝送路特性を所定のシンボル数分蓄えてフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段の出力に対しドップラー周波数成分毎の電力を算出する電力算出手段と、
前記電力算出手段の出力をドップラー周波数成分毎に時間方向にフィルタリングする時間方向フィルタ手段と、
前記時間方向フィルタ手段の出力に含まれるノイズ成分をマスクするノイズマスク手段と、
前記ノイズマスク手段の出力に対して、互いに隣接するドップラー周波数成分間の電力変化を強調するエッジ強調重み付け手段と、
前記エッジ強調重み付け手段の出力と所定の判定閾値をもとに速度情報を生成するエッジ判定手段とを備える。

また、前記ノイズマスク手段の出力をドップラー周波数の大きさの順に入力し、高域通過特性を有するフィルタでフィルタリングするエッジ強調フィルタ手段を設け、
前記エッジ強調重み付け手段が、前記エッジ強調フィルタ手段の出力に対して、互いに隣接するドップラー周波数成分間の電力変化を強調することとしても良い。

本発明によれば、受信信号から得られる伝送路特性の時間変動が大きな場合だけでなく、ライス伝送路に代表されるように直接波と反射波が存在する伝送路においても高精度に移動速度を検出することができる。

また、隣接するドップラー周波数成分間の電力変化を強調するエッジ強調フィルタを付加した上でエッジ強調重み付け処理を行うよう構成した場合には、受信信号から得られる伝送路特性の時間変動が大きな場合だけでなく、ライス伝送路に代表されるように直接波と反射波が存在する伝送路においても高精度に移動速度を検出することができる。

この発明の実施の形態１の受信装置を示すブロック図である。 フェージング伝送路が１波レイリー伝送路の場合の、フェージング伝送路を経た受信信号の電力スペクトル広がりを示す図である。 （ａ）〜（ｃ）は、フェージング伝送路がライス伝送路の場合の、フェージング伝送路を経た受信信号の電力スペクトル広がりを示す図である。 図１のノイズマスク部４の構成例を表すブロック図である。 （ａ）〜（ｅ）は、ノイズマスク部４を設けることの効果を示す図である。 図１のエッジ強調重み付け部５の構成例を表すブロック図である。 （ａ）及び（ｂ）は、エッジ強調重み付け部５を設けることの効果を表す図である。 この発明の実施の形態２の受信装置を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３の受信装置を示すブロック図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による移動体、例えば車両に設けられる受信装置を示すブロック図である。この受信装置は、受信信号をもとに受信装置の移動速度を検出して復調動作を制御するものである。

図１において、１はフーリエ変換部、２は電力算出部、３は時間方向フィルタ部、４はノイズマスク部、５はエッジ強調重み付け部、６はエッジ判定部であって、エッジ判定部６の出力が移動体の移動速度を表す速度情報である。

次に、動作について説明する。フーリエ変換部１には、送信信号に含まれるパイロット信号が入力される。
ここで、パイロット信号は送信信号に一定周期で挿入されているか、または周波数多重分割伝送方式の特定のサブキャリアで送信されている、受信側において既知信号である。

フーリエ変換部１は、受信したパイロット信号を既知信号で除算することによってパイロット信号に対する伝送路特性を算出し、これを所定のシンボル数分（Ｎ個、Ｎは正の数）蓄えてフーリエ変換しＮ個の複素信号を生成して出力する。
フーリエ変換部１の出力として得られるＮ個の複素信号は、受信信号の時間変動を周波数毎に分解した場合の各成分を表し、ドップラー周波数がゼロの位置及びその近傍以外の箇所で、その絶対値が最も大きくなる周波数は最大ドップラー周波数成分を表す。
電力算出部２は、フーリエ変換部１の出力に対し周波数成分（以下、「ドップラー周波数成分」ともいう）毎の電力を算出して出力する。

ここで、電力算出部２の出力と受信信号の電力スペクトル広がりの関係について説明する。図２及び図３は、フェージング伝送路を経た受信信号の電力広がりを表している。フェージング伝送路が１波レイリー伝送路でモデル化できる場合、図２に表されるようなスペクトル広がりが発生している。ここで、Ｆｄおよび−Ｆｄは最大ドップラー周波数を表し、ドップラー周波数成分の中でこの成分の電力が最も大きくなる。
一方、送信アンテナが見通せる伝送路で移動受信する場合の伝送路モデルは、ライス伝送路として知られている。この伝送路では、直接波（図３（ａ）とレイリーフェージング波（図３（ｂ））となる反射波が重ね合わさって受信されるため、受信信号の電力スペクトル広がりは図３（ｃ）で示すようになる。このとき、受信信号電力のうち時間変動していない直接波成分（図３（ａ）における直流成分）の占める割合が大きくなるため、最大ドップラー周波数成分の電力は相対的に小さくなる。

電力算出部２の出力をもとに最大ドップラー周波数を検出して速度情報を得る方法として、電力算出部２の出力と所定の閾値（以下、「判定閾値」ともいう）とを比較し、判定閾値よりも大きなドップラー周波数成分のうち、ドップラー周波数の絶対値が最も大きくなる値を最大ドップラー周波数検出結果として出力する方法が考えられる。この方法によれば、図２のような１波レイリー伝送路では、最大ドップラー周波数を容易に検出可能であることがわかる。一方、図３（ａ）のようなライス伝送路では、最大ドップラー周波数成分の電力算出部２の出力が比較的小さいため、判定閾値を超えない場合がある。特に、直接波に対し、反射波の電力が小さい場合にはその傾向は顕著に現れる。最大ドップラー周波数成分が判定閾値をよりも大きくならないと判定結果は本来の移動速度よりも遅い値を示すものとなり、復調動作の最適化を妨げる要因となる。

そこで、実施の形態１では、電力算出部２の出力に対して雑音の影響を軽減すると共に、最大ドップラー周波数を検出する前に隣接するドップラー周波数成分間の電力変化を強調するエッジ強調重み付け処理を行い、受信信号から得られる伝送路特性の時間変動が大きな場合だけでなく、ライス伝送路に代表されるように直接波と反射波が存在する伝送路であっても移動速度を高精度に検出できるようにしている。

そのため、時間方向フィルタ部３は、電力算出部２の出力を入力とし、ドップラー周波数成分毎に時間方向に平滑化のためのフィルタリングを行う。これにより、各成分における雑音の影響を軽減することができる。さらに、ノイズマスク部４は、時間方向フィルタ部３の出力に含まれる雑音成分をマスクし、検出結果における雑音の影響を軽減している。

ここで、ノイズマスク部４の構成について図４を用いて説明する。図４において、４１は高域成分平均値算出部、４２は減算部、４３はデータクリップ部である。
高域成分平均値算出部４１は、ノイズマスク部４の入力のうち、ドップラー周波数の絶対値が所定の値以上の成分の平均値を算出して出力する。
減算部４２は、ノイズマスク部４の入力から高域成分平均値算出部４１で得られた平均値をドップラー周波数成分毎に減算して出力する。
データクリップ部４３は、減算部４２の出力信号を入力とし、減算部４２の出力信号が所定のクリップレベル以上のときは、そのまま出力し、減算部４２の出力信号がクリップレベルより低いときは、上記所定のクリップレベルに等しい信号を出力する。クリップレベルは、ゼロまたは所定の正の値に設定される。

ノイズマスク部４を設けることの効果について図５（ａ）〜（ｅ）を参照して説明する。以下では、ノイズマスク部４及びエッジ強調重み付け部５を設けずに、時間方向フィルタ部３の出力をそのまま、エッジ判定部６に供給する場合と、時間方向フィルタ部３の出力をノイズマスク処理部４で処理した上で、エッジ判定部６に供給する場合とを比較する。説明を簡単にするため、エッジ強調重み付け部５における処理の効果については無視する。

最大ドップラー周波数を正しく検出するには、ドップラー周波数軸上で突出した信号成分を検出する必要があるが、雑音電力の大小によって最大ドップラー周波数成分が正しく検出できない場合がある。
図５（ａ）は、時間方向フィルタ部３から出力され、ノイズマスク部４に入力される、ドップラー周波数成分の概略を示す。
図５（ｂ）及び（ｄ）は、時間方向フィルタ部３の出力のうち、図５（ａ）の最大ドップラー周波数Ｆｄの近傍の領域を拡大して示し、
図５（ｃ）及び（ｅ）は、ノイズマスク部４の出力のうち、図５（ａ）の最大ドップラー周波数Ｆｄの近傍の領域を拡大して示す。
図５（ｃ）及び（ｅ）は、図４のデータクリップ部４３のクリップレベルが零である場合を想定している。
図５（ｂ）及び（ｃ）は、雑音電力が比較的大きい場合を示し、図５（ｄ）及び（ｅ）は、雑音電力が比較的小さい場合を示す。

仮にノイズマスク部４及びエッジ強調重み付け部５を設けずに、時間方向フィルタ部３の出力（図５（ｂ）、（ｄ））をそのままエッジ判定部６に入力した場合には、図５（ｂ）、（ｄ）の信号を、エッジ判定部６における判定閾値と比較することになる。仮に判定閾値ＴＨを図５（ｂ）、（ｄ）に符号ＴＨ１で示す比較的大きな値に設定した場合、
図５（ｂ）に示すように、雑音電力が大きい場合には問題なく最大ドップラー周波数成分を検出することができるが、
図５（ｄ）に示すように、雑音電力が小さい場合には、最大ドップラー周波数成分が判定閾値ＴＨ１よりも小さくなるため、正しく検出できない。
一方、判定閾値ＴＨを図５（ｂ）及び（ｄ）に符号ＴＨ２で示す比較的小さな値に設定すると、図５（ｄ）に示すように、雑音電力が小さい場合には問題なく、最大ドップラー周波数成分を検出することができるが、
図５（ｂ）に示すように、雑音電力が大きい場合には、最大ドップラー周波数成分が以外の部分、即ち雑音電力が判定閾値ＴＨ２よりも大きくなるため、最大ドップラー周波数成分のみを抽出することができず、最大ドップラー周波数成分を正しく検出することができない。

ノイズマスク部４における処理を受けた後の信号を、エッジ判定部６に供給した場合（ここでは、上記のように、エッジ強調重み付け部５によるエッジ強調重み付けの効果を無視している）
ノイズマスク部４では、各ドップラー周波数成分から平均値を減算することによって雑音成分の影響を軽減した、ドップラー周波数成分（図５（ｃ）及び（ｅ）が、判定閾値ＴＨと比較されることになる。
判定閾値ＴＨを図５（ｃ）、（ｅ）に符号ＴＨ３で示す値に設定すれば、
雑音電力が大きい場合も、小さい場合も、最大ドップラー周波数成分を正しく検出することができる。すなわち、ノイズマスク部４における処理により、雑音の影響による信号のばらつきを抑え、最大ドップラー周波数の検出をより確実に行うことができる。

次に、エッジ強調重み付け部５は、ノイズマスク部４の出力に対し、互いに隣接するドップラー周波数成分間の電力変化を強調するよう重み付け演算を行う。エッジ強調重み付け部５は、例えば図６に示すように、データ遅延部５１と、重み係数算出部５２と、乗算部５３とを有する。
エッジ強調重み付け部５には、ドップラー周波数成分（ノイズマスク部４による処理を受けた後の値）を表すデータ、即ち各周波数における電力を表すデータが、周波数の大きさの順に（周波数の増加する方向又は減少する方向に）入力されるものとする。
データ遅延部５１は、ドップラー周波数の大きさ順に入力されるエッジ強調重み付け部５の入力を１データ分遅延して出力する。重み係数算出部５２には、エッジ協調重み付け部5の入力と、データ遅延部５１の出力が同時に入力される。従って、重み係数算出部５２には、各ドップラー周波数成分を表すデータと、当該ドップラー周波数成分に隣接し、当該ドップラー周波数成分よりも低いドップラー周波数成分を表すデータが同時に入力される。重み係数算出部５２は、各ドップラー周波数成分を表すデータと、当該ドップラー周波数成分に隣接し、当該ドップラー周波数成分よりも低いドップラー周波数成分を表すデータに基づいて、当該ドップラー周波数成分のための重み係数を算出する。重み係数算出部５２では、入力された２つのドップラー周波数成分を表すデータのいずれかが零の場合は重み係数を「１」とし、いずれも零でない場合は、値の大きい方（ＭＡＸ）を値の小さい方（ＭＩＮ）で除算した結果（ＭＡＸ／ＭＩＮ）を重み係数として出力する。乗算部５３は、重み係数算出部５２で計算された各ドップラー周波数成分のための重み係数をエッジ強調重み付け部５の入力（当該ドップラー周波数成分）に対して乗算し出力する。

エッジ判定部６は、エッジ強調重み付け部５の出力を所定の判定閾値ＴＨと比較し、エッジ強調重み付け部５の出力が判定閾値ＴＨよりも大きくなる周波数成分のうち、ドップラー周波数の絶対値が最も大きいものを検出し、検出結果を、速度に比例した速度情報として出力する。

図７（ａ）及び（ｂ）に、エッジ強調重み付け部５の効果についての計算機シミュレーション結果の例を示す。図７（ａ）は、エッジ強調重み付けを行う前のノイズマスク部４の出力信号を表している。但し、横軸はドップラー周波数、縦軸は検出値であり、ドップラー周波数が大きい帯域での検出値の違いが区別できるよう拡大して図示している。伝送路はライス伝送路であり、最大ドップラー周波数は１００Ｈｚ、また、反射波に対する直接波の電力比は１８ｄＢである。
図６の構成によれば、隣接するドップラー周波数成分間の電力比が大きいほど重み係数が大きくなるため、ノイズマスク部４の出力に対して最大ドップラー周波数を検出しやすくなる。図７（ａ）では最大ドップラー周波数成分の約３分の１の大きさを持つ雑音成分が観測されており、エッジ判定部６で用いる判定閾値ＴＨによってはこの雑音成分を最大ドップラー周波数成分であると誤判定してしまう可能性が高い。これに対し、重み付け後の図６（ｂ）では、最大ドップラー周波数成分が強調され、雑音成分の電力は最大ドップラー周波数成分の２１分の１〜３４分の１になっている。したがって、重み付け前の信号に比べて誤判定する確率が低くなる。

以上に示したように、本発明の実施の形態１によれば、時間方向のフィルタリングとドップラー周波数方向のマスク処理によって雑音の影響を軽減し、さらに最大ドップラー周波数を検出する前に隣接するドップラー周波数成分間の電力変化を強調するエッジ強調重み付け処理を行うよう構成されるため、受信信号から得られる伝送路特性の時間変動が大きな場合だけでなく、ライス伝送路に代表されるように直接波と反射波が存在する伝送路であっても移動速度を高精度に検出できる。

実施の形態２．
実施の形態１では、エッジ強調重み付け部５で最大ドップラー周波数の検出精度を向上するように構成されているが、次に、最大ドップラー周波数成分をさらに強調する実施の形態を示す。

図８はこの発明の実施の形態２による受信装置を示すブロック図である。図８において、１、２、３、４、５および６は実施の形態1で示したものと同じである。ただし、ノイズマスク部４の出力を入力とするエッジ強調フィルタ部７が追加され、エッジ強調重み付け部５は、エッジ強調フィルタ部７の出力を入力とする。

エッジ強調フィルタ部７には、ドップラー周波数成分（ノイズマスク部４による処理を受けた後の値）を表すデータ、即ち各周波数における電力を表すデータが、ドップラー周波数の大きさの順に（周波数の増加する方向又は減少する方向に）入力され、エッジ強調フィルタ部７は、そのような入力に対して、高域通過特性を有するフィルタでフィルタリングする。

次に、動作について説明する。図１と同じ符号の回路部分の動作は実施の形態１で説明したのと同じである。エッジ強調フィルタ部７は、ノイズマスク部４の出力を入力とし、高域を通過させる特性を持つフィルタでフィルタリングすることによってエッジを強調した信号を後段に出力する。例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）型の高域通過フィルタによって構成すればよい。

高域通過特性を持ったフィルタをエッジ強調重み付け部５の前段に挿入することにより、ノイズマスク部４の出力信号における直流成分および低域成分を抑圧することが可能になるため、信号中の高周波成分として得られるドップラー周波数成分および最大ドップラー周波数成分がさらに検出しやすくなる。その結果、受信信号から得られる伝送路特性の時間変動が大きな場合だけでなく、ライス伝送路に代表されるように直接波と反射波が存在する伝送路であっても移動速度を高精度に検出できる。

実施の形態３．
以上の実施の形態では、エッジ判定部６の出力をそのまま速度情報として出力するように構成されているが、次に、エッジ判定部６の出力に対して平均化処理を加えることで、さらに検出精度を向上する実施の形態を示す。

図９はこの発明の実施の形態３による受信装置を示すブロック図である。図９において、１、２、３、４、５、６および７は実施の形態２で示したものと同じである。本実施の形態では、エッジ判定部６の出力を入力とする平均化部８が追加されており、平均化部８の出力が速度情報を表す。

次に、動作について説明する。図８と同じ符号の回路部分の動作は実施の形態２で説明したのと同じである。平均化部８は、エッジ判定部６の出力に対して平均化処理を行い、速度情報を生成する。エッジ判定部６の出力信号に誤りがあり、検出誤差が本来の速度に対してばらついている場合は、平均化処理を行うことによって影響を軽減することができる。移動体、例えば車両の移動速度の変化が検出頻度よりも十分緩やかであれば、検出値は緩やかに変化するはずなので、平均化処理は有効である。

平均化部８は、一定の時間区間おきに平均値を算出する構成でもよく、現在の検出値からさかのぼって一定の時間区間の検出結果の平均値を算出する構成でもよい。
なお、また、一定の時間区間の平均ではなく、一定の時間区間の検出値の中で最も検出頻度の高いものを出力するように構成してもよい。

以上のように、エッジ判定部６で判定した結果に対して平均化処理を施した上で速度情報を生成するよう構成されているため、エッジ判定部６での誤検出に伴う検出結果のばらつきを抑えることができ、高精度に移動速度を検出することができる。

以上、実施の形態２で説明した速度検出装置に平均化部８を付加する場合について説明したが、実施の形態１で説明した速度検出装置に平均化部８を付加することとしても良い。

１ フーリエ変換部、 ２ 電力算出部、 ３ 時間方向フィルタ部、 ４ ノイズマスク部、 ５ エッジ強調重み付け部、 ６ エッジ判定部、 ７ エッジ強調フィルタ部、 ８ 平均化部、 ４１ 高域成分平均値算出部、 ４２ 減算部、 ４３ データクリップ部、 ５１ データ遅延部、 ５２ 重み係数算出部、 ５３ 乗算部。

Claims (12)

1. 受信側において既知信号であるパイロット信号が一定周期で挿入されている送信信号または受信側において既知信号であるパイロット信号が特定のサブキャリアで送信されている周波数分割多重信号を受信し、受信信号をもとに受信装置の移動速度を検出して復調動作を制御する受信装置であって、
   パイロット信号から得られる伝送路特性を所定のシンボル数分蓄えてフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
   前記フーリエ変換手段の出力に対しドップラー周波数成分毎の電力を算出する電力算出手段と、
   前記電力算出手段の出力をドップラー周波数成分毎に時間方向にフィルタリングする時間方向フィルタ手段と、
   前記時間方向フィルタ手段の出力に含まれるノイズ成分をマスクするノイズマスク手段と、
   前記ノイズマスク手段の出力に対して、互いに隣接するドップラー周波数成分間の電力変化を強調するエッジ強調重み付け手段と、
   前記エッジ強調重み付け手段の出力と所定の判定閾値をもとに速度情報を生成するエッジ判定手段と
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 受信側において既知信号であるパイロット信号が一定周期で挿入されている送信信号または受信側において既知信号であるパイロット信号が特定のサブキャリアで送信されている周波数分割多重信号を受信し、受信信号をもとに受信装置の移動速度を検出して復調動作を制御する受信装置であって、
   パイロット信号から得られる伝送路特性を所定のシンボル数分蓄えてフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
   前記フーリエ変換手段の出力に対しドップラー周波数成分毎の電力を算出する電力算出手段と、
   前記電力算出手段の出力をドップラー周波数成分毎に時間方向にフィルタリングする時間方向フィルタ手段と、
   前記時間方向フィルタ手段の出力に含まれるノイズ成分をマスクするノイズマスク手段と、
   前記ノイズマスク手段の出力をドップラー周波数の大きさの順に入力し、高域通過特性を有するフィルタでフィルタリングするエッジ強調フィルタ手段と、
   前記エッジ強調フィルタ手段の出力に対して、互いに隣接するドップラー周波数成分間の電力変化を強調するエッジ強調重み付け手段と、
   前記エッジ強調重み付け手段の出力と所定の判定閾値をもとに速度情報を生成するエッジ判定手段と
   を備えることを特徴とする受信装置。
3. 前記エッジ判定手段の出力を平均化する平均化手段をさらに備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
4. 前記ノイズマスク手段は、
   絶対値が所定のドップラー周波数以上の成分の平均電力を算出する高域成分平均値算出手段と、
   前記高域成分平均値算出手段の出力と前記ノイズマスク手段の入力との差分をドップラー周波数成分毎に算出する減算手段と、
   前記減算手段の出力信号が所定のクリップレベル以上のときは、該減算手段の出力信号をそのまま出力し、前記減算手段の出力信号が前記クリップレベルよりも低い値であるときは、前記クリップレベルに等しい信号を出力するデータクリップ手段とを備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信装置。
5. 前記エッジ強調重み付け手段は、
   各ドップラー周波数成分と、該ドップラー周波数成分に隣接するドップラー周波数成分をもとに上記各ドップラー周波数成分に対する重み係数を算出する重み係数算出手段と、
   前記重み係数算出手段で算出された係数を上記各ドップラー周波数成分に乗算して出力する乗算手段とを備える
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信装置。
6. 前記重み係数算出手段は、互いに隣接する２つのドップラー周波数成分のいずれかが零の場合は重み係数を「１」とし、いずれも零でない場合は、値の大きいほうを値の小さいほうで除算した結果を重み係数として出力する
   ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 受信側において既知信号であるパイロット信号が一定周期で挿入されている送信信号または受信側において既知信号であるパイロット信号が特定のサブキャリアで送信されている周波数分割多重信号を受信し、受信信号をもとに受信方法の移動速度を検出して復調動作を制御する受信方法であって、
   パイロット信号から得られる伝送路特性を所定のシンボル数分蓄えてフーリエ変換するフーリエ変換工程と、
   前記フーリエ変換工程の出力に対しドップラー周波数成分毎の電力を算出する電力算出工程と、
   前記電力算出工程の出力をドップラー周波数成分毎に時間方向にフィルタリングする時間方向フィルタ工程と、
   前記時間方向フィルタ工程の出力に含まれるノイズ成分をマスクするノイズマスク工程と、
   前記ノイズマスク工程の出力に対して、互いに隣接するドップラー周波数成分間の電力変化を強調するエッジ強調重み付け工程と、
   前記エッジ強調重み付け工程の出力と所定の判定閾値をもとに速度情報を生成するエッジ判定工程と
   を備えることを特徴とする受信方法。
8. 受信側において既知信号であるパイロット信号が一定周期で挿入されている送信信号または受信側において既知信号であるパイロット信号が特定のサブキャリアで送信されている周波数分割多重信号を受信し、受信信号をもとに受信方法の移動速度を検出して復調動作を制御する受信方法であって、
   パイロット信号から得られる伝送路特性を所定のシンボル数分蓄えてフーリエ変換するフーリエ変換工程と、
   前記フーリエ変換工程の出力に対しドップラー周波数成分毎の電力を算出する電力算出工程と、
   前記電力算出工程の出力をドップラー周波数成分毎に時間方向にフィルタリングする時間方向フィルタ工程と、
   前記時間方向フィルタ工程の出力に含まれるノイズ成分をマスクするノイズマスク工程と、
   前記ノイズマスク工程の出力をドップラー周波数の大きさの順に入力し、高域通過特性を有するフィルタでフィルタリングするエッジ強調フィルタ工程と、
   前記エッジ強調フィルタ工程の出力に対して、互いに隣接するドップラー周波数成分間の電力変化を強調するエッジ強調重み付け工程と、
   前記エッジ強調重み付け工程の出力と所定の判定閾値をもとに速度情報を生成するエッジ判定工程と
   を備えることを特徴とする受信方法。
9. 前記エッジ判定工程の出力を平均化する平均化工程をさらに備えることを特徴とする請求項７又は８に記載の受信方法。
10. 前記ノイズマスク工程は、
    絶対値が所定のドップラー周波数以上の成分の平均電力を算出する高域成分平均値算出工程と、
    前記高域成分平均値算出工程の出力と前記ノイズマスク工程の入力との差分をドップラー周波数成分毎に算出する減算工程と、
    前記減算工程の出力信号が所定のクリップレベル以上のときは、該減算工程の出力信号をそのまま出力し、前記減算工程の出力信号が前記クリップレベルよりも低い値であるときは、前記クリップレベルに等しい信号を出力するデータクリップ工程とを備えることを特徴とする請求項７乃至９のいずれかに記載の受信方法。
11. 前記エッジ強調重み付け工程は、
    各ドップラー周波数成分と、該ドップラー周波数成分に隣接するドップラー周波数成分をもとに上記各ドップラー周波数成分に対する重み係数を算出する重み係数算出工程と、
    前記重み係数算出工程で算出された係数を上記各ドップラー周波数成分に乗算して出力する乗算工程とを備える
    ことを特徴とする請求項７乃至９のいずれかに記載の受信方法。
12. 前記重み係数算出工程は、互いに隣接する２つのドップラー周波数成分のいずれかが零の場合は重み係数を「１」とし、いずれも零でない場合は、値の大きいほうを値の小さいほうで除算した結果を重み係数として出力する
    ことを特徴とする請求項１１に記載の受信方法。

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