WO2013080578A1 - 受信装置及び方法 - Google Patents

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WO2013080578A1
WO2013080578A1 PCT/JP2012/060440 JP2012060440W WO2013080578A1 WO 2013080578 A1 WO2013080578 A1 WO 2013080578A1 JP 2012060440 W JP2012060440 W JP 2012060440W WO 2013080578 A1 WO2013080578 A1 WO 2013080578A1
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signal
fourier transform
unit
impulse noise
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Inventor
井戸　純
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三菱電機株式会社
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus and a receiving method for reducing the influence of impulse noise and improving the receiving performance when receiving an orthogonal frequency division multiplexed signal.
  • a system for wirelessly transmitting information using an orthogonal frequency division multiplexing system has been put into practical use in the communication and broadcasting fields.
  • information to be transmitted (hereinafter also referred to as “transmission data”) is allocated to a plurality of subcarriers, and each subcarrier is assigned by QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) or multilevel QAM (Quadrature Amplitude Modulation). After digital modulation, they are transmitted at a frequency interval orthogonal to each other.
  • a known signal hereinafter also referred to as “pilot carrier”) is multiplexed as a specific subcarrier as a signal used when demodulating the subcarrier on the receiving side.
  • pilot carrier is multiplexed as a specific subcarrier as a signal used when demodulating the subcarrier on the receiving side.
  • these multiplexed subcarriers are orthogonally transformed by inverse Fourier transform processing, and are frequency-converted to a desired transmission frequency and transmitted.
  • transmission data to be transmitted at the time of transmission is mapped according to the modulation scheme of each subcarrier, and these are subjected to inverse Fourier transform.
  • the last part of the signal after the inverse Fourier transform is copied to the head of the signal. This part is called a guard interval, and by adding a guard interval, even if there is a delayed wave having a delay time shorter than the guard interval length, a signal can be reproduced on the receiving side without intersymbol interference.
  • orthogonal frequency division multiplexing method since all subcarriers are orthogonal to each other, transmission data can be correctly reproduced when synchronization of subcarrier frequencies is established between the transmission device and the reception device. Therefore, in a receiving apparatus that receives an orthogonal frequency division multiplexed signal (hereinafter also referred to as “OFDM signal”), the OFDM signal is orthogonally demodulated and frequency-converted into a desired frequency band, and timing synchronization between the transmitting apparatus and the receiving apparatus is performed.
  • the subcarrier frequency synchronization is established, and the frequency-converted received signal (hereinafter also referred to as “time domain signal”) is subjected to Fourier transform to generate a received signal for each subcarrier, and demodulation is performed. .
  • each subcarrier is demodulated, for example, using a pilot signal inserted in advance in a transmission signal.
  • the amplitude and phase fluctuation amount of the subcarrier is estimated (hereinafter also referred to as “transmission path estimation”), and the subcarrier amplitude and phase are corrected (hereinafter also referred to as “equalization”) based on the estimation result.
  • the received signal is affected by the impulse noise in the transmission path, the reception performance deteriorates.
  • the influence of impulse noise generated from other mobile bodies and impulse noise generated by peripheral devices becomes a serious problem.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to realize a receiving apparatus and method that can improve and improve the receiving performance by estimating and suppressing impulse noise components with high accuracy.
  • the receiving apparatus includes: A receiving device that receives a frequency division multiplexed signal and reproduces transmission data, A Fourier transform unit that Fourier transforms a time domain signal obtained by frequency transforming a received signal to a desired frequency and outputs a frequency domain signal; Among the outputs of the Fourier transform unit, an even-numbered subcarrier extraction unit that extracts a subcarrier component whose subcarrier frequency is an even multiple of the subcarrier interval; A first inverse Fourier transform unit that performs inverse Fourier transform on the output of the even-numbered subcarrier extraction unit and outputs a signal for each symbol in the time domain; A first front-half power comparator that compares the power of the first half and the second half of the signal of each symbol output from the first inverse Fourier transform unit and outputs a comparison result; The impulse noise component included in the signal for each symbol output from the first inverse Fourier transform unit is removed or suppressed based on the output of the first and second half power comparison unit, and the signal after the
  • a first impulse noise removing unit for outputting; Of the outputs of the Fourier transform unit, an odd-numbered subcarrier extraction unit that extracts a subcarrier component whose subcarrier frequency is an odd multiple of the subcarrier interval; A second inverse Fourier transform unit that performs inverse Fourier transform on the output of the odd-numbered subcarrier extraction unit and outputs a signal for each symbol in the time domain; A second first / second half power comparator that compares the power of the first half and the second half of the signal of each symbol output from the second inverse Fourier transform unit and outputs a comparison result; A signal after removing the noise component by removing or suppressing the impulse noise component included in the signal for each symbol output from the second inverse Fourier transform unit based on the output of the second front / rear power comparison unit A second impulse noise removing unit that outputs A signal component adder that adds the output of the first impulse noise remover and the output of the second impulse noise remover and outputs the addition result; A re-Fourier transform unit that Fourier-
  • the receiving apparatus includes: A receiving device that receives a frequency division multiplexed signal and reproduces transmission data, A Fourier transform unit that Fourier transforms a time domain signal obtained by frequency transforming a received signal to a desired frequency and outputs a frequency domain signal; Among the outputs of the Fourier transform unit, an even-numbered subcarrier extraction unit that extracts a subcarrier component whose subcarrier frequency is an even multiple of the subcarrier interval; A first inverse Fourier transform unit that performs inverse Fourier transform on the output of the even-numbered subcarrier extraction unit and outputs a signal for each symbol in the time domain; A first front-half power comparator that compares the power of the first half and the second half of the signal of each symbol output from the first inverse Fourier transform unit and outputs a comparison result; A difference signal having a half symbol length is obtained by obtaining a difference between the first half part and the second half part of the signal of each symbol output from the first inverse Fourier transform unit based on the
  • the first and second half subtracting unit for generating Of the outputs of the Fourier transform unit, an odd-numbered subcarrier extraction unit that extracts a subcarrier component whose subcarrier frequency is an odd multiple of the subcarrier interval; A second inverse Fourier transform unit that performs inverse Fourier transform on the output of the odd-numbered subcarrier extraction unit and outputs a signal for each symbol in the time domain; A second first / second half power comparator that compares the power of the first half and the second half of the signal of each symbol output from the second inverse Fourier transform unit and outputs a comparison result; A first and second half adder for adding a first half and a second half of a signal for each symbol output from the second inverse Fourier transform unit to generate a sum signal having a half symbol length; An impulse noise component adder that outputs the addition result by adding the output of the first and second half subtracting section and the output of the first and second half adding section; An impulse noise component generation unit that generates an impulse noise component based on the output of the first front
  • the impulse noise can be detected with high accuracy, the influence of the impulse noise can be reduced more than before, and the reception performance can be improved.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows the receiver of Embodiment 1 of this invention.
  • A)-(f) is a figure which decomposes
  • A)-(c) is a figure showing the time domain signal 1 symbol of an OFDM signal. It is a block diagram showing the example of a structure of the 1st impulse noise removal part of FIG. (A) And (b) is a figure which shows the output of the 1st impulse noise removal part of FIG. It is a block diagram showing the example of a structure of the 2nd impulse noise removal part of FIG. (A) And (b) is a figure which shows the output of the 2nd impulse noise removal part of FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the illustrated receiving apparatus receives a frequency division multiplexed signal and reproduces transmission data, and includes a Fourier transform unit 1, an even-numbered subcarrier extraction unit 2, a first inverse Fourier transform unit 3, an odd-numbered subcarrier.
  • Extraction unit 4 second inverse Fourier transform unit 5, first front / second half power comparison unit 6, first impulse noise removal unit 7, second front / second half power comparison unit 8, second impulse noise removal unit 9 ,
  • a signal component adding unit 10 a re-Fourier transform unit 11, and an equalizing unit 12.
  • the Fourier transform unit 1 receives a time domain signal Sin obtained by frequency-converting a received signal to a desired frequency, and one symbol (hereinafter referred to as “1”) excluding the guard interval length and header length added on the transmission side. Fourier transform is performed on the long signal (also referred to as “effective symbol”) to output a frequency domain signal D1.
  • the nature of the OFDM time domain signal Sin will be described with reference to FIGS. 2 (a) to 2 (f) and FIGS. 3 (a) to 3 (c). However, for simplicity, it is assumed that noise superimposed on the OFDM signal can be ignored. Since OFDM is a method of transmitting a signal using a plurality of subcarriers orthogonal to each other, the time domain signal is a signal obtained by superimposing these subcarrier components. The effective symbol length is represented by the reciprocal of the subcarrier interval.
  • Each subcarrier component can be considered as a complex signal having a frequency that is an integral multiple of the subcarrier interval. Therefore, when one effective symbol is expressed separately for each subcarrier component, it is as shown in FIGS. However, only the imaginary part component of the complex signal component is shown in the figure for simplicity.
  • the subcarriers having a frequency that is an even multiple of the subcarrier interval (FIGS. 2B, 2D, and 2F) have the same waveform in the first half and the second half of each effective symbol.
  • Subcarriers having a frequency that is an odd multiple of the carrier interval (FIGS. 2A, 2C, and 2E) have waveforms having different polarities in the first half and the second half of each effective symbol.
  • the time of each symbol is obtained as shown in FIG.
  • the first half Ep and the second half Eq of the domain signal have the same waveform and only the subcarrier component having a frequency that is an odd multiple of the subcarrier interval (hereinafter also referred to as “odd-numbered subcarrier”) is extracted, FIG. As shown in FIG. 4, the first half Op and the second half Oq of the time domain signal of each symbol have waveforms having different polarities.
  • the output (hereinafter also referred to as “frequency domain signal”) D1 of the Fourier transform unit 1 is separated into even-numbered subcarrier components and odd-numbered subcarrier components, and the respective properties are used. To remove impulse noise.
  • the even-numbered subcarrier extracting unit 2 receives the output D1 of the Fourier transform unit 1 as an input, extracts only the even-numbered subcarrier component D2 contained therein, and sets the odd-numbered subcarrier component to 0. Output.
  • the first inverse Fourier transform unit 3 receives the output D2 of the even-numbered subcarrier extraction unit 2, performs an inverse Fourier transform of the same number of points as the Fourier transform unit 1, and outputs a time domain signal D3.
  • the output D3 of the first inverse Fourier transform unit 3 is a signal obtained by superimposing all even-numbered subcarrier components in the time domain signal.
  • the odd-numbered subcarrier extraction unit 4 receives the output D1 of the Fourier transform unit 1 as an input, extracts only the odd-numbered subcarrier component D4 contained therein, and outputs the even-numbered subcarrier component as 0. To do.
  • the second inverse Fourier transform unit 5 receives the output D4 of the odd-numbered subcarrier extraction unit 4, performs an inverse Fourier transform with the same number of points as the Fourier transform unit 1, and outputs a time domain signal D5.
  • the output D5 of the second inverse Fourier transform unit 5 is a signal obtained by superimposing all odd-numbered subcarrier components in the time domain signal.
  • the first front-half power comparator 6 generates signals representing the power of the first half D3p and the second half D3q of the signal D3 of each symbol output from the first inverse Fourier transform unit 3, respectively.
  • the signal D6 indicating the comparison result (power information) is generated and output based on the comparison of the power.
  • the first impulse noise removing unit 7 is included in the output of the first inverse Fourier transform unit 3 based on the output D6 of the first front and rear power comparison unit 6 and the output D3 of the first inverse Fourier transform unit 3. The impulse noise component is removed.
  • the first impulse noise removal unit 7 determines whether the impulse noise component is in the first half or the second half of the effective symbol based on the power information D6 regarding the even-numbered subcarrier component output from the first front / second half power comparison unit 6.
  • the time domain signal of the even-numbered subcarrier component is reconstructed using the signal component that is not affected by the impulse noise.
  • the first impulse noise removal unit 7 includes a first first-half signal extraction unit 70 and a first second-half signal extraction unit 71 that receive the output D3 of the first inverse Fourier transform unit 3. And a first repetitive signal generation unit 72 which receives the output D3p of the first first half signal extraction unit 70, the output D3q of the first second half signal extraction unit 71, and the output D6 of the first first half signal comparison unit 6.
  • the output of the first repetitive signal generator 72 is the output D7 of the first impulse noise remover 7.
  • the first first half signal extracting unit 70 extracts the first half signal D3p of the signal D3 for each symbol output from the first inverse Fourier transform unit 3, and the first second half signal extracting unit 71 performs the first inverse signal extraction.
  • the second half part D3q of the signal D3 for each symbol output from the Fourier transform unit 3 is extracted.
  • the first repetitive signal generation unit 72 uses either the output D3p of the first first half signal extraction unit 70 or the output D3q of the first second half signal extraction unit 71 as the output D6 of the first first half signal comparison unit 6.
  • the signal D7 is generated by removing or suppressing the impulse noise component based on the selected signal.
  • the first repetitive signal generation unit 72 is a signal obtained by repeating the output D3q of the second second half signal extraction unit 71 twice, that is, the output D3q of the second second half signal extraction unit 71 in the first half and the second half.
  • a signal (FIG. 5A) in which is placed is output.
  • the 1 repetitive signal generation unit 72 arranges the output D3p of the first second half signal extraction unit 70 in the first half and the second half, that is, a signal obtained by repeating the output D3p of the first first half signal extraction unit 70 twice.
  • a signal (FIG. 5B) is output.
  • the output D7 of the first repetitive signal generation unit 72 uses the signal that is not affected by the impulse noise or has a relatively small effect, and converts the time domain signal of the even-numbered subcarrier component. This is a reconstructed 1-symbol LE signal.
  • the second front-half power comparator 8 generates signals representing the power of the first half D5p and the second half D5q of the signal D5 of each symbol output from the second inverse Fourier transform unit 5, respectively.
  • the signal D8 indicating the comparison result (power information) is generated and output based on the comparison of the power.
  • the second impulse noise removal unit 9 is included in the output of the second inverse Fourier transform unit 5 based on the output D8 of the second front and rear power comparison unit 8 and the output D5 of the second inverse Fourier transform unit 5. The impulse noise component is removed.
  • the second impulse noise removal unit 9 has the impulse noise component in the first half or the second half of the effective symbol based on the power information D8 regarding the odd-numbered subcarrier component output from the second first / second half power comparison unit 8.
  • the time domain signal of the odd-numbered subcarrier component is reconstructed using the signal component that is not affected by the impulse noise.
  • the second impulse noise removing unit 9 includes a second first half signal extracting unit 90 and a second second half signal extracting unit 91 that receive the output D5 of the second inverse Fourier transform unit 5 as an input.
  • a second repetitive signal generation unit 92 that receives the output D5p of the second first half signal extraction unit 90, the output D5q of the second second half signal extraction unit 91, and the output D8 of the second first half signal comparison unit 8.
  • the output of the second repetitive signal generation unit 92 is the output D9 of the second impulse noise removal unit 9.
  • the second first half signal extraction unit 90 extracts the first half part D5p of the signal D5 for each symbol output from the second inverse Fourier transform unit 5, and the second second half signal extraction unit 91 outputs the second inverse Fourier.
  • the second half part D5q of the signal D5 for each symbol output from the conversion unit 5 is extracted.
  • the second repetitive signal generation unit 92 uses either the output D5p of the second first half signal extraction unit 90 or the output D5q of the second second half signal extraction unit 91 as the output D8 of the second first half signal comparison unit 8.
  • the signal D9 from which the impulse noise component is removed or suppressed is generated based on the selected signal.
  • the second repetitive signal generation unit 92 outputs the signal nD5q obtained by inverting the polarity of the output D5q of the second second half signal extraction unit 91 for the first time, and then the output D5q of the second second half signal extraction unit 91. Is output as it is (that is, without polarity inversion).
  • the signal nD5q obtained by inverting the polarity of the output D5q of the second second-half signal extraction unit 91 is disposed in the first half, and the output D5q of the second second-half signal extraction unit 91 is left as it is (that is, without polarity inversion).
  • the arranged signal (FIG. 7A) is output.
  • the second repetitive signal generation unit 92 uses the output D5p of the first first half signal extraction unit 90 as it is (that is, without polarity inversion) for the first time, and subsequently the output D5p of the first first half signal extraction unit 90 The signal nD5p with the polarity reversed is output for the second time.
  • the output D5p of the first first-half signal extraction unit 90 is arranged in the first half as it is (that is, without polarity inversion), and the signal nD5p obtained by inverting the polarity of the output D5p of the first first-half signal extraction unit 90 is set to the second half.
  • the arranged signal (FIG. 7B) is output.
  • the output D9 of the second repetitive signal generation unit 92 uses the signal that is not affected by the impulse noise or has a relatively small effect, and converts the time domain signal of the odd-numbered subcarrier component. This is a reconstructed 1-symbol LE signal.
  • the signal component adder 10 receives the output D7 of the first impulse noise remover 7 and the output D9 of the second impulse noise remover 9 as inputs, and adds them to obtain an even-numbered subcarrier component and an odd-numbered subcarrier component. Are recombined and output. Accordingly, the output D10 of the signal component adder 10 is a time domain signal from which the impulse noise component has been removed, and includes an even-numbered subcarrier component and an odd-numbered carrier component.
  • the output D10 of the signal component adder 10 is input to the re-Fourier transform unit 11, and the re-Fourier transform unit 11 performs Fourier transform on the output of the signal component adder 10 and outputs a frequency domain signal D11.
  • the signal D11 output from the re-Fourier transform unit is demodulated by, for example, a known method by the equalizing unit 12, and becomes a demodulated signal D12.
  • each subcarrier component of the received signal has the same polarity and amplitude in the first half and the second half of each symbol interval, or the same amplitude and different polarity.
  • the detection accuracy of the impulse noise is high, and the influence can be reduced as compared with the conventional case, and the reception performance can be improved.
  • Embodiment 2 the signal is demodulated using a signal that is not affected by the impulse noise component or has a relatively small effect. Next, the impulse noise component is removed from the time domain signal. Then, an embodiment for demodulating will be described.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the receiving apparatus according to the second embodiment further includes a first / second half subtraction unit 13, a first / second half addition unit 14, an impulse noise component addition unit 15, an impulse noise component generation unit 16, a delay adjustment unit 17, and an impulse noise suppression unit 18.
  • the re-Fourier transform unit 11 receives the output of the impulse noise suppression unit 18 as an input.
  • the first / second half subtracting unit 13 is based on the output D6 of the first first / second half power comparing unit 6 and the difference between the first half part D3p and the second half part D3q of the signal D3 of each symbol output from the first inverse Fourier transform unit 3.
  • the difference signal D13 is a signal having a length LE / 2 that is half of one effective symbol period (LE), that is, a signal having a half symbol length.
  • the first / second half subtracting unit 13 generates a difference signal between the first half part D3p and the second half part D3q of the even-numbered subcarrier component D3. Therefore, in the case of an ideal OFDM signal on which no impulse noise is superimposed, The output D13 of 13 becomes 0. This means that the original signal component is removed by subtraction and only the noise component remains. Therefore, the output D13 of the first and second half subtracting unit 13 when the impulse noise is superimposed represents the impulse noise component superimposed on the even-numbered subcarrier component.
  • the front / rear adder 14 generates a sum signal of the first half D5p and the second half D5q of the odd-numbered subcarrier component D5, so that in the case of an ideal OFDM signal on which no impulse noise is superimposed, the first half The output D14 of the adding unit 14 becomes zero. This means that the original signal component is removed by addition and only the noise component remains. Therefore, the output D14 of the first and second half adder 14 when impulse noise is superimposed represents the impulse noise component superimposed on the odd-numbered subcarrier component.
  • the impulse noise component addition unit 15 adds the output D13 of the first / second half subtraction unit 13 and the output D14 of the first / second half addition unit 14 and outputs the result.
  • the output D15 of the impulse noise component addition unit 15 is also a signal having a half symbol length LE / 2 as shown in FIG. 9C.
  • the impulse noise component generation unit 16 outputs the output D6 of the first front / rear power comparison unit 6, the output D8 of the second front / rear power comparison unit 8, and the output (half symbol length signal) D15 of the impulse noise component addition unit 15. Based on the above, an impulse noise component of one symbol length LE is generated and output.
  • the output D6 of the first front-half power comparator 6 indicates that the power of the first half D3p of the signal D3 of each symbol output from the first inverse Fourier transform unit 3 is greater than that of the second half D3q.
  • the determination result is shown, and the output D8 of the second first / second half power comparison unit 8 is higher in power in the first half portion D5p of the signal D5 of each symbol output from the second inverse Fourier transform unit 5 than in the second half portion D5q.
  • the impulse noise component generation unit 16 arranges the output D15 of the impulse noise component addition unit 15 as the first half and 0 as the second half (FIG. 10A). ) Is output.
  • the output D6 of the first front-half power comparator 6 indicates that the power of the second half D3q of the signal D3 of each symbol output from the first inverse Fourier transform unit 3 is higher than that of the first half D3p.
  • the determination result is shown, and the output D8 of the second first-half power comparator 8 is higher in power in the second half D5q of the signal D5 of each symbol output from the second inverse Fourier transform unit 5 than in the first half D5p.
  • 10 indicates that the impulse noise component generation unit 16 has placed 0 as the first half and the output D15 of the impulse noise component addition unit 15 as the second half (FIG. 10B). ) Is output.
  • the impulse noise component generation unit 16 generates a signal D16 of 1 symbol length LE from the signal D15 of half symbol length LE / 2 output from the impulse noise component addition unit 15.
  • the output D16 of the impulse noise component generation unit 16 becomes an estimation signal of the impulse noise component included in the time domain signal.
  • the delay adjustment unit 17 delays the output of the Fourier transform unit 1 for a predetermined time so that the signal output from the Fourier transform unit 1 is synchronized with the output of the signal from the impulse noise component generation unit 16.
  • the delay time of the delay adjustment unit 17 is such that the output of the Fourier transform unit 1 is the subcarrier extraction units 2 and 4, the inverse Fourier transform units 3 and 4, the power comparison units 6 and 8, the former and latter half subtracting unit 13, and the former and latter half addition. It is set to be the same as the time required for processing in the path of the unit 14, the impulse noise component addition unit 15, and the impulse noise component generation unit 16.
  • the impulse noise suppression unit 18 subtracts the output D16 of the impulse noise generation unit 16 from the output D17 of the delay adjustment unit 17 (time domain signal whose delay time is adjusted), thereby removing the time domain signal from which the impulse noise component has been removed. D18 is generated.
  • the output D18 of the impulse noise suppression unit 18 is output to the re-Fourier transform unit 11.
  • the re-Fourier transform unit 11 Fourier-transforms the output D18 of the impulse noise suppression unit 18 and outputs the result as a frequency domain signal D11.
  • the impulse noise component generation unit 16 indicates that the power of the signal portion in which the output D6 of the first front / rear power comparison unit 6 and the output D8 of the second front / rear power comparison unit 8 are different from each other is large.
  • a signal in which 0 is arranged in both the first half and the second half may be output, and instead, the signals to be arranged in the first half part and the second half part are determined based on the comparison result for the signal component having a larger difference in compared power. May be.
  • each subcarrier component of the received signal has the same polarity and amplitude in the first half and the second half of each symbol period, or the same amplitude and different polarity. It is configured to demodulate the signal after detecting the interference component using the property, generating the impulse noise component based on the detection result, removing it from the received signal, and improving the detection accuracy of the impulse noise. The influence can be reduced as compared with the conventional case, and the reception performance can be improved.
  • Embodiment 3 Next, before removing the estimated impulse noise component from the time domain signal, based on the magnitude of the generated impulse noise component, determine whether it is necessary to remove it from the received signal as impulse noise. An embodiment for demodulating a signal is shown.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the members denoted by reference numerals 1, 2, 3, 4, 5, 6, 8, 11, 12, 13, 14, 15, 16, 17 and 18 are the same as those shown in the second embodiment. is there.
  • the receiving apparatus of FIG. 11 differs from the receiving apparatus of Embodiment 2 in that an impulse noise determination unit 19 is added.
  • the impulse noise determination unit 19 receives the output D16 of the impulse noise component generation unit 16 and the determination threshold Th19 given from the outside. The impulse noise determination unit 19 determines that there is no impulse noise component that needs to be removed when the maximum value of the amplitude of the output D16 of the impulse noise component generation unit 16 is smaller than the determination threshold Th19, and the first half of each symbol section. A signal (FIG. 10C) in which both the output of the partial portion and the latter half portion are replaced with 0 is output to the impulse noise suppression unit 18.
  • the signal used for determining the presence or absence of the impulse noise component is not the maximum value of the amplitude of the output of the impulse noise component generation unit 16 but is proportional to the magnitude of the amplitude, for example, the square value of the amplitude of the output. Anything to do. Further, it may be determined by a difference or ratio between the maximum value and the average value.
  • the impulse noise suppression unit 18 uses the output D19 of the impulse noise determination unit 19 in place of the output D16 of the impulse noise component generation unit 16, and uses the output of the delay adjustment unit 17 in the same manner as described in the second embodiment. By subtracting, the time domain signal D18 from which the impulse noise component is removed is output.
  • the operations of the re-Fourier transform unit 11 and the equalization unit 12 that process the signal D18 output from the impulse noise suppression unit 18 are the same as those in the first and second embodiments.
  • the third embodiment of the present invention in addition to the effect of the second embodiment, it is necessary to remove from the received signal as impulse noise based on the magnitude of the generated impulse noise component. Since it is configured to be able to determine whether or not there is, it is possible to reduce the influence of erroneous estimation of impulse noise and improve reception performance.
  • the present invention has been described above as a receiving device, the receiving method implemented by the receiving device also forms part of the present invention.

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Abstract

　直交周波数分割多重で伝送された信号の受信にあたり、所望の周波数に周波数変換した受信信号をフーリエ変換し（１）、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分（Ｄ２）と奇数倍のサブキャリア成分（Ｄ４）に分離し、それぞれを逆フーリエ変換（３、５）した信号の前半部分（Ｄ３ｐ、Ｄ５ｐ）と後半部分（Ｄ３ｑ、Ｄ５ｑ）の電力の大きさをもとにインパルス雑音成分の位置を判定し、インパルス雑音の影響が小さい方の信号を用いて偶数番目のサブキャリア成分の時間ドメイン信号(Ｄ)及び奇数番目のサブキャリア成分の時間ドメイン信号（Ｄ）を再構成した後、それらを加算し（１０）、再度フーリエ変換して（１１）復調する（１２）。インパルス雑音の影響を軽減して受信性能を向上させることができる。

Description

受信装置及び方法
　この発明は、直交周波数分割多重された信号を受信する場合に、インパルス雑音の影響を軽減し、受信性能を向上する受信装置及び受信方法に関するものである。
　直交周波数分割多重方式を用いて情報を無線伝送するシステムが通信、放送分野で実用化されている。直交周波数分割多重方式では、送信する情報（以下、「送信データ」ともいう）は複数のサブキャリアに割り振られ、各サブキャリアをＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）や多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）でデジタル変調した後、これらを互いに直交する周波数間隔に配置して伝送する。さらに、サブキャリアを受信側で復調する際に利用する信号として、既知信号（以下、「パイロットキャリア」ともいう）が特定のサブキャリアとして多重されている。実際には、これらの多重化されたサブキャリアは、逆フーリエ変換処理によって直交変換され、所望の送信周波数に周波数変換されて伝送される。
　具体的には、送信時に送信する伝送データが各サブキャリアの変調方式に応じてマッピングされ、これらが逆フーリエ変換される。次に、逆フーリエ変換後の信号の最後部が信号の先頭にコピーされる。この部分はガードインターバルと呼ばれ、ガードインターバルを付加することによって、ガードインターバル長以下の遅延時間を有する遅延波があっても、受信側でシンボル間干渉することなく信号を再生できるようになる。
　直交周波数分割多重方式では全てのサブキャリアは互いに直交するため、送信装置と受信装置の間でサブキャリア周波数の同期が確立した場合、送信データを正しく再生することができる。従って、直交周波数分割多重信号（以下、「ＯＦＤＭ信号」ともいう）を受信する受信装置では、ＯＦＤＭ信号を直交復調して所望の周波数帯域に周波数変換し、送信装置と受信装置の間のタイミング同期、サブキャリア周波数同期を確立しつつ、上記周波数変換した受信信号（以下、「時間ドメイン信号」ともいう）に対してフーリエ変換を行ってサブキャリア毎の受信信号を生成し、復調を行っている。
　サブキャリア変調方式としてＱＰＳＫやＱＡＭが採用されているＯＦＤＭ信号を受信する従来の受信装置では、各サブキャリアを復調するため、例えば送信信号にあらかじめ挿入されているパイロット信号を用いて伝送路における各サブキャリアの振幅及び位相変動量を推定し（以下、「伝送路推定」ともいう）、その推定結果に基づいてサブキャリアの振幅及び位相を補正（以下、「等化」ともいう）する。
　ところで、受信信号が伝送路においてインパルス雑音の影響を受けると受信性能が劣化する。特に、自動車などの移動体で信号を受信する場合は、他の移動体から発せられるインパルス雑音や周辺機器が発するインパルス雑音の影響が大きな問題になる。
　インパルス雑音の抑圧技術として、例えばガードインターバルまたはガードインターバルの元の信号である有効シンボル最後尾の期間にインパルス雑音が重畳した場合に、その影響を受けていないほうの信号を利用して信号を復調する技術が提案されている（特許文献１参照）。
　また、伝送路特性を推定し、その推定結果とパイロット信号を用いて基準信号を生成し、基準信号と受信信号の差異から雑音成分を推定した後、周波数ドメインで補正する技術も提案されている（特許文献２参照）。
　また、入力信号レベルの変動をもとにインパルス雑音成分を検出、除去する技術も提案されている（特許文献３参照）。
国際公開第２００６／０６８１８６号（第１５頁、第１図） 特表２００９－５０５５１１号公報（第４９頁、第１０図） 特表２００８－５１４０８０号公報（第７頁、第１図）
　従来のインパルス雑音抑圧技術は、インパルス雑音を抑圧可能な期間に制限があったり、受信信号のレベル変動や伝送路推定結果をもとにインパルス雑音成分を推定する必要があるために、推定誤差の影響で十分な抑圧効果が得られないという問題がある。
　この発明は、上述のような課題を解消するためになされたもので、インパルス雑音成分を高精度に推定、抑圧し、受信性能を向上できる受信装置及び方法を実現することを目的とする。
　本発明の第１の態様の受信装置は、
　周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信装置であって、
　受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換部と、
　上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出部と、
　上記偶数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換部と、
　上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第１の前後半電力比較部と、
　上記第１の前後半電力比較部の出力をもとに上記第１の逆フーリエ変換部から出力されるシンボル毎の信号に含まれるインパルス雑音成分を除去又は抑圧し、雑音成分除去後の信号を出力する第１のインパルス雑音除去部と、
　上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出部と、
　上記奇数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換部と、
　上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第２の前後半電力比較部と、
　上記第２の前後半電力比較部の出力をもとに上記第２の逆フーリエ変換部から出力される上記シンボル毎の信号に含まれるインパルス雑音成分を除去又は抑圧し、雑音成分除去後の信号を出力する第２のインパルス雑音除去部と、
　上記第１のインパルス雑音除去部の出力と上記第２のインパルス雑音除去部の出力を加算して加算結果を出力する信号成分加算部と、
　上記信号成分加算部の出力をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力する再フーリエ変換部と、
　上記再フーリエ変換部の出力から復調信号を生成する等化部と
　を備えたことを特徴とする。
　本発明の第２の態様の受信装置は、
　周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信装置であって、
　受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換部と、
　上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出部と、
　上記偶数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換部と、
　上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第１の前後半電力比較部と、
　上記第１の前後半電力比較部の出力をもとに上記第１の逆フーリエ変換部から出力される上記各シンボルの信号の前半部分と後半部分の差を求めて、半シンボル長の差信号を生成する前後半減算部と、
　上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出部と、
　上記奇数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換部と、
　上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第２の前後半電力比較部と、
　上記第２の逆フーリエ変換部から出力されるシンボル毎の信号の前半部分と後半部分を加算して、半シンボル長の和信号を生成する前後半加算部と、
　上記前後半減算部の出力と上記前後半加算部の出力を加算して加算結果を出力するインパルス雑音成分加算部と、
　上記第１の前後半電力比較部の出力、上記第２の前後半電力比較部の出力及び上記インパルス雑音成分加算部の出力をもとにインパルス雑音成分を生成するインパルス雑音成分生成部と、
上記フーリエ変換部の出力を遅延させて、上記インパルス雑音成分生成部からの上記インパルス雑音成分の出力と同期させる遅延調整部と、
　上記遅延調整部の出力と上記インパルス雑音生成部から出力される上記インパルス成分雑音成分又はこれに基づいて生成された信号から、インパルス雑音成分を除去した時間ドメイン信号を生成するインパルス雑音抑圧部と、
　上記インパルス雑音抑圧部の出力をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力する再フーリエ変換部と、
　上記再フーリエ変換部の出力から復調信号を生成する等化部と
　を備えたことを特徴とする。
　本発明によれば、インパルス雑音を高精度に検出することができ、インパルス雑音の影響を従来よりも軽減することが可能となり、受信性能を向上させることができる。
この発明の実施の形態１の受信装置を示すブロック図である。 （ａ）～（ｆ）は、ＯＦＤＭ信号の時間ドメイン信号をサブキャリア成分毎に分解して示す図である。 （ａ）～（ｃ）は、ＯＦＤＭ信号の時間ドメイン信号１シンボル分を表す図である。 図１の第１のインパルス雑音除去部の構成例を表すブロック図である。 （ａ）及び（ｂ）は、図１の第１のインパルス雑音除去部の出力を示す図である。 図１の第２のインパルス雑音除去部の構成例を表すブロック図である。 （ａ）及び（ｂ）は、図１の第２のインパルス雑音除去部の出力を示す図である。 この発明の実施の形態２の受信装置を示すブロック図である。 （ａ）～（ｃ）は、図８の前後半減算部の出力、前後半加算部及びインパルス雑音成分加算部の出力を示す図である。 （ａ）～（ｃ）は、図８のインパルス雑音成分生成部の出力を示す図である。 この発明の実施の形態３の受信装置を示すブロック図である。
実施の形態１．
　図１はこの発明の実施の形態１による受信装置を示すブロック図である。図示の受信装置は、周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生するものであって、フーリエ変換部１、偶数番目サブキャリア抽出部２、第１の逆フーリエ変換部３、奇数番目サブキャリア抽出部４、第２の逆フーリエ変換部５、第１の前後半電力比較部６、第１のインパルス雑音除去部７、第２の前後半電力比較部８、第２のインパルス雑音除去部９、信号成分加算部１０、再フーリエ変換部１１、及び等化部１２を備える。
　フーリエ変換部１には、受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる時間ドメイン信号Ｓｉｎが入力され、送信側で付加されたガードインターバル長やヘッダ長を除く１シンボル（以下、「１有効シンボル」ともいう）長の信号に対し、フーリエ変換を行って周波数ドメインの信号Ｄ１を出力する。
　ここで、ＯＦＤＭの時間ドメイン信号Ｓｉｎの性質について図２（ａ）～（ｆ）及び図３（ａ）～（ｃ）を用いて説明する。但し、簡単のためＯＦＤＭ信号に重畳されている雑音は無視できるものとする。ＯＦＤＭは、互いに直交する複数のサブキャリアによって信号を伝送する方式であるため、時間ドメイン信号はそれらサブキャリア成分を重ね合わせた信号である。その有効シンボル長はサブキャリア間隔の逆数で表される。
　各サブキャリア成分は、サブキャリア間隔の整数倍の周波数をもつ複素信号と考えることができる。従って、１有効シンボルをサブキャリア成分毎に分離して表すと、図２（ａ）～（ｆ）のようになる。但し、図中には簡単のため複素信号成分の虚部成分のみを表している。図から明らかなように、サブキャリア間隔の偶数倍の周波数を持つサブキャリア（図２（ｂ）、（ｄ）、（ｆ））は、各有効シンボルの前半と後半が同じ波形になり、サブキャリア間隔の奇数倍の周波数を持つサブキャリア（図２（ａ）、（ｃ）、（ｅ））は、各有効シンボルの前半と後半が極性の異なる波形になる。
　従って、ＯＦＤＭ信号からサブキャリア間隔の偶数倍の周波数を持つサブキャリア（以下、「偶数番目のサブキャリア」ともいう）成分のみを抽出すると、図３（ｂ）に示すように、各シンボルの時間ドメイン信号の前半Ｅｐと後半Ｅｑが同じ波形になり、サブキャリア間隔の奇数倍の周波数を持つサブキャリア（以下、「奇数番目のサブキャリア」ともいう）成分のみを抽出すると、図３（ｃ）に示すように、各シンボルの時間ドメイン信号の前半Ｏｐと後半Ｏｑが極性の異なる波形になるという性質がある。
　そこで、本実施の形態では、フーリエ変換部１の出力（以下、「周波数ドメイン信号」ともいう）Ｄ１を偶数番目のサブキャリア成分と奇数番目のサブキャリア成分に分離し、それぞれの性質を利用してインパルス雑音を除去する。
　そのために、偶数番目サブキャリア抽出部２は、フーリエ変換部１の出力Ｄ１を入力とし、そこに含まれている偶数番目のサブキャリア成分Ｄ２のみを抽出し、奇数番目のサブキャリア成分は０として出力する。
　第１の逆フーリエ変換部３は、偶数番目サブキャリア抽出部２の出力Ｄ２を入力とし、フーリエ変換部１と同じポイント数の逆フーリエ変換を行って時間ドメインの信号Ｄ３を出力する。第１の逆フーリエ変換部３の出力Ｄ３は、時間ドメイン信号における全ての偶数番目のサブキャリア成分を重ね合わせた信号となる。
　また、奇数番目サブキャリア抽出部４は、フーリエ変換部１の出力Ｄ１を入力とし、そこに含まれている奇数番目のサブキャリア成分Ｄ４のみを抽出し、偶数番目のサブキャリア成分は０として出力する。
　第２の逆フーリエ変換部５は、奇数番目サブキャリア抽出部４の出力Ｄ４を入力とし、フーリエ変換部１と同じポイント数の逆フーリエ変換を行って時間ドメインの信号Ｄ５を出力する。第２の逆フーリエ変換部５の出力Ｄ５は、時間ドメイン信号における全ての奇数番目のサブキャリア成分を重ね合わせた信号となる。
　次に、第１の前後半電力比較部６は、第１の逆フーリエ変換部３から出力される各シンボルの信号Ｄ３の前半部分Ｄ３ｐ及び後半部分Ｄ３ｑの電力を表す信号をそれぞれ生成し、それらに基づいて電力を比較して比較結果（電力情報）を示す信号Ｄ６を生成して出力する。
　第１のインパルス雑音除去部７は、第１の前後半電力比較部６の出力Ｄ６及び第１の逆フーリエ変換部３の出力Ｄ３をもとに第１の逆フーリエ変換部３の出力に含まれるインパルス雑音成分を除去する。
　第１のインパルス雑音除去部７は、第１の前後半電力比較部６から出力される偶数番目のサブキャリア成分に関する電力情報Ｄ６をもとにインパルス雑音成分が有効シンボルの前半にあるか後半にあるかを判定し、インパルス雑音の影響を受けていない方の信号成分を使って偶数番目のサブキャリア成分の時間ドメイン信号を再構成する。
　第１のインパルス雑音除去部７は、例えば図４に示すように、第１の逆フーリエ変換部３の出力Ｄ３を入力とする第１の前半信号抽出部７０及び第１の後半信号抽出部７１と、第１の前半信号抽出部７０の出力Ｄ３ｐ、第１の後半信号抽出部７１の出力Ｄ３ｑ及び第１の前後半電力比較部６の出力Ｄ６を入力とする第１の繰り返し信号生成部７２を備え、第１の繰り返し信号生成部７２の出力が第１のインパルス雑音除去部７の出力Ｄ７である。
　第１の前半信号抽出部７０は、第１の逆フーリエ変換部３から出力されるシンボル毎の信号Ｄ３の前半部分信号Ｄ３ｐを抽出し、第１の後半信号抽出部７１は、第１の逆フーリエ変換部３から出力されるシンボル毎の信号Ｄ３の後半部分Ｄ３ｑを抽出する。
　第１の繰り返し信号生成部７２は、第１の前半信号抽出部７０の出力Ｄ３ｐ、及び第１の後半信号抽出部７１の出力Ｄ３ｑのいずれかを第１の前後半電力比較部６の出力Ｄ６に応じて選択し、選択した信号をもとにインパルス雑音成分を除去または抑圧した信号Ｄ７を生成する。
　具体的には、第１の前後半電力比較部６の出力Ｄ６が、第１の逆フーリエ変換部３の出力Ｄ３の前半部分Ｄ３ｐの方が後半部分Ｄ３ｑよりも電力が大きいことを示す場合には、第１の繰り返し信号生成部７２は、第２の後半信号抽出部７１の出力Ｄ３ｑを２回繰り返すことで得られる信号、即ち、前半及び後半に第２の後半信号抽出部７１の出力Ｄ３ｑを配置した信号（図５（ａ））を出力する。
　一方、第１の前後半電力比較部６の出力Ｄ６が、第１の逆フーリエ変換部３の出力Ｄ３の後半部分Ｄ３ｑの方が前半部分Ｄ３ｐよりも電力が大きいことを示す場合には、第１の繰り返し信号生成部７２は、第１の前半信号抽出部７０の出力Ｄ３ｐを２回繰り返すことで得られる信号、即ち、前半及び後半に第１の後半信号抽出部７０の出力Ｄ３ｐを配置した信号（図５（ｂ））を出力する。
　このような処理により、第１の繰り返し信号生成部７２の出力Ｄ７は、インパルス雑音の影響を受けていない、または影響が比較的小さい信号を利用して偶数番目のサブキャリア成分の時間ドメイン信号を再構成した１シンボル長ＬＥの信号となる。
　次に、第２の前後半電力比較部８は、第２の逆フーリエ変換部５から出力される各シンボルの信号Ｄ５の前半部分Ｄ５ｐ及び後半部分Ｄ５ｑの電力を表す信号をそれぞれ生成し、それらに基づいて電力を比較して比較結果（電力情報）を示す信号Ｄ８を生成して出力する。
　第２のインパルス雑音除去部９は、第２の前後半電力比較部８の出力Ｄ８及び第２の逆フーリエ変換部５の出力Ｄ５をもとに第２の逆フーリエ変換部５の出力に含まれるインパルス雑音成分を除去する。
　第２のインパルス雑音除去部９は、第２の前後半電力比較部８から出力される奇数番目のサブキャリア成分に関する電力情報Ｄ８をもとにインパルス雑音成分が有効シンボルの前半にあるか後半にあるかを判定し、インパルス雑音の影響を受けていない方の信号成分を使って奇数番目のサブキャリア成分の時間ドメイン信号を再構成する。
　第２のインパルス雑音除去部９は、例えば図６に示すように、第２の逆フーリエ変換部５の出力Ｄ５を入力とする第２の前半信号抽出部９０及び第２の後半信号抽出部９１と、第２の前半信号抽出部９０の出力Ｄ５ｐ、第２の後半信号抽出部９１の出力Ｄ５ｑ及び第２の前後半電力比較部８の出力Ｄ８を入力とする第２の繰り返し信号生成部９２とを備え、第２の繰り返し信号生成部９２の出力が第２のインパルス雑音除去部９の出力Ｄ９である。
　第２の前半信号抽出部９０は、第２の逆フーリエ変換部５から出力されるシンボル毎の信号Ｄ５の前半部分Ｄ５ｐを抽出し、第２の後半信号抽出部９１は、第２の逆フーリエ変換部５から出力されるシンボル毎の信号Ｄ５の後半部分Ｄ５ｑを抽出する。
　第２の繰り返し信号生成部９２は、第２の前半信号抽出部９０の出力Ｄ５ｐ、及び第２の後半信号抽出部９１の出力Ｄ５ｑのいずれかを第２の前後半電力比較部８の出力Ｄ８に応じて選択し、選択した信号をもとにインパルス雑音成分を除去または抑圧した信号Ｄ９を生成する。
　具体的には、第２の前後半電力比較部８の出力Ｄ８が、第２の逆フーリエ変換部５の出力Ｄ５の前半部分Ｄ５ｐの方が後半部分Ｄ５ｑよりも電力が大きいことを示す場合には、第２の繰り返し信号生成部９２は、第２の後半信号抽出部９１の出力Ｄ５ｑの極性を反転した信号ｎＤ５ｑを１回目に、これに続いて第２の後半信号抽出部９１の出力Ｄ５ｑをそのまま（即ち極性反転せずに）出力する。言い換えると、第２の後半信号抽出部９１の出力Ｄ５ｑの極性を反転した信号ｎＤ５ｑを前半に配置し、第２の後半信号抽出部９１の出力Ｄ５ｑをそのまま（即ち極性反転せずに）後半に配置した信号（図７（ａ））を出力する。
　一方、第２の前後半電力比較部８の出力Ｄ８が、第２の逆フーリエ変換部５の出力Ｄ５の後半部分Ｄ５ｑの方が前半部分Ｄ５ｐよりも電力が大きいことを示す場合には、第２の繰り返し信号生成部９２は、第１の前半信号抽出部９０の出力Ｄ５ｐをそのまま（即ち極性反転せずに）１回目に、これに続いて第１の前半信号抽出部９０の出力Ｄ５ｐの極性を反転した信号ｎＤ５ｐを２回目に出力する。言い換えると、第１の前半信号抽出部９０の出力Ｄ５ｐをそのまま（即ち極性反転せずに）前半に配置し、第１の前半信号抽出部９０の出力Ｄ５ｐの極性を反転した信号ｎＤ５ｐを後半に配置した信号（図７（ｂ））を出力する。
　このような処理により、第２の繰り返し信号生成部９２の出力Ｄ９は、インパルス雑音の影響を受けていない、または影響が比較的小さい信号を利用して奇数番目のサブキャリア成分の時間ドメイン信号を再構成した１シンボル長ＬＥの信号となる。
　信号成分加算部１０は、第１のインパルス雑音除去部７の出力Ｄ７及び第２のインパルス雑音除去部９の出力Ｄ９を入力とし、それらを加算することで、偶数番目のサブキャリア成分と奇数番目のキャリア成分を再結合して出力する。従って、信号成分加算部１０の出力Ｄ１０は、インパルス雑音成分が除去された時間ドメイン信号であり、偶数番目のサブキャリア成分と奇数番目のキャリア成分を含む。
　信号成分加算部１０の出力Ｄ１０は再フーリエ変換部１１に入力され、再フーリエ変換部１１は、信号成分加算部１０の出力をフーリエ変換して周波数ドメインの信号Ｄ１１を出力する。
　再フーリエ変換部出力される信号Ｄ１１は、等化部１２によって例えば公知の方法で復調されて復調信号Ｄ１２となる。
　以上に示したように、本発明の実施の形態１によれば、受信信号の各サブキャリア成分が、各シンボル区間の前半と後半とで極性も振幅も同じ、或いは振幅が同じで極性が異なるという性質を利用して妨害成分を検出し、検出結果をもとにインパルス雑音の重畳していない区間の信号またはインパルス雑音の影響が比較的小さい区間の信号のみを使って信号を復調するため、インパルス雑音の検出精度が高く、その影響を従来よりも軽減することが可能となり、受信性能を向上することができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、インパルス雑音成分の影響を受けていないまたは影響が比較的小さい信号を利用して信号を復調するように構成しているが、次に、時間ドメイン信号からインパルス雑音成分を除去した後、復調する実施の形態を示す。
　図８はこの発明の実施の形態２による受信装置を示すブロック図である。図８において、符号１、２、３、４、５、６、８、１１及び１２で示す部材は実施の形態１で示したものと同じである。実施の形態２の受信装置はさらに、前後半減算部１３、前後半加算部１４、インパルス雑音成分加算部１５、インパルス雑音成分生成部１６、遅延調整部１７、及びインパルス雑音抑圧部１８を備える。
　符号１、２、３、４、５、６、８、１１及び１２で示す部材の動作は実施の形態１で説明したのと同様である。但し、再フーリエ変換部１１は、インパルス雑音抑圧部１８の出力を入力とする。
　前後半減算部１３は、第１の前後半電力比較部６の出力Ｄ６をもとに第１の逆フーリエ変換部３から出力される各シンボルの信号Ｄ３の前半部分Ｄ３ｐと後半部分Ｄ３ｑの差信号Ｄ１３を生成するものであり、第１の前後半電力比較部６の出力Ｄ６が、第１の逆フーリエ変換部３から出力される信号Ｄ３の前半部分Ｄ３ｐの方が後半部分Ｄ３ｑよりも電力が大きいことを示す場合には、前半部分Ｄ３ｐから後半部分Ｄ３ｑを減算して差信号Ｄ１３（＝Ｄ３ｐ－Ｄ３ｑ）を出力し、そうでない場合は後半部分Ｄ３ｑから前半部分Ｄ３ｐを減算して差信号Ｄ１３（＝Ｄ３ｑ－Ｄ３ｐ）を出力する。差信号Ｄ１３は、図９（ａ）に示すように、１有効シンボル区間（ＬＥ）の半分の長さＬＥ／２を有する信号、即ち半シンボル長の信号である。
　一方、前後半加算部１４は、第２の逆フーリエ変換部５から出力される各シンボルの信号Ｄ５の前半部分Ｄ５ｐと後半部分Ｄ５ｑを加算して和信号Ｄ１４＝（Ｄ５ｐ＋Ｄ５ｑ）を生成して出力する。和信号Ｄ１４も、図９（ｂ）に示すように、半シンボル長ＬＥ／２の信号である。
　前後半減算部１３は、偶数番目のサブキャリア成分Ｄ３の前半部分Ｄ３ｐと後半部分Ｄ３ｑの差信号を生成するため、インパルス雑音の重畳されていない理想的なＯＦＤＭ信号の場合は、前後半減算部１３の出力Ｄ１３は０になる。このことは、減算によって本来の信号成分は取り除かれ、雑音成分のみが残ることを意味する。従って、インパルス雑音が重畳されている場合の前後半減算部１３の出力Ｄ１３は、偶数番目のサブキャリア成分に重畳されたインパルス雑音成分を表す。
　一方、前後半加算部１４は、奇数番目のサブキャリア成分Ｄ５の前半部分Ｄ５ｐと後半部分Ｄ５ｑの和信号を生成するため、インパルス雑音の重畳されていない理想的なＯＦＤＭ信号の場合は、前後半加算部１４の出力Ｄ１４は０になる。このことは、加算によって本来の信号成分は取り除かれ、雑音成分のみが残ることを意味する。従って、インパルス雑音が重畳されている場合の前後半加算部１４の出力Ｄ１４は、奇数番目のサブキャリア成分に重畳されたインパルス雑音成分を表す。
　インパルス雑音成分加算部１５は、前後半減算部１３の出力Ｄ１３と前後半加算部１４の出力Ｄ１４を加算して出力する。インパルス雑音成分加算部１５の出力Ｄ１５も、図９（ｃ）に示すように、半シンボル長ＬＥ／２の信号である。
　インパルス雑音成分生成部１６は、第１の前後半電力比較部６の出力Ｄ６、第２の前後半電力比較部８の出力Ｄ８及びインパルス雑音成分加算部１５の出力（半シンボル長の信号）Ｄ１５をもとに１シンボル長ＬＥのインパルス雑音成分を生成して出力する。
　すなわち、第１の前後半電力比較部６の出力Ｄ６が、第１の逆フーリエ変換部３から出力される各シンボルの信号Ｄ３の前半部分Ｄ３ｐの方が後半部分Ｄ３ｑよりも電力が大きいとの判定結果を示し、かつ第２の前後半電力比較部８の出力Ｄ８が、第２の逆フーリエ変換部５から出力される各シンボルの信号Ｄ５の前半部分Ｄ５ｐの方が後半部分Ｄ５ｑよりも電力が大きいとの判定結果を示している場合には、インパルス雑音成分生成部１６は、前半部分としてインパルス雑音成分加算部１５の出力Ｄ１５を、後半部分として０を配置した信号（図１０（ａ））を出力する。
　一方、第１の前後半電力比較部６の出力Ｄ６が、第１の逆フーリエ変換部３から出力される各シンボルの信号Ｄ３の後半部分Ｄ３ｑの方が前半部分Ｄ３ｐよりも電力が大きいとの判定結果を示し、かつ第２の前後半電力比較部８の出力Ｄ８が、第２の逆フーリエ変換部５から出力される各シンボルの信号Ｄ５の後半部分Ｄ５ｑの方が前半部分Ｄ５ｐよりも電力が大きいとの判定結果を示している場合には、インパルス雑音成分生成部１６は、前半部分として０を、後半部分としてインパルス雑音成分加算部１５の出力Ｄ１５を配置した信号（図１０（ｂ））を出力する。
　このような処理により、インパルス雑音成分生成部１６は、インパルス雑音成分加算部１５から出力される半シンボル長ＬＥ／２の信号Ｄ１５から、１シンボル長ＬＥの信号Ｄ１６を生成する。インパルス雑音成分生成部１６の出力Ｄ１６は、時間ドメイン信号に含まれているインパルス雑音成分の推定信号となる。
　遅延調整部１７は、フーリエ変換部１から出力される信号がインパルス雑音成分生成部１６による信号の出力と同期するようにフーリエ変換部１の出力を所定の時間遅延する。即ち、遅延調整部１７の遅延時間は、フーリエ変換部１の出力がサブキャリア抽出部２、４、逆フーリエ変換部３、４、電力比較部６、８、前後半減算部１３、前後半加算部１４、インパルス雑音成分加算部１５、及びインパルス雑音成分生成部１６の経路で処理されるのに要する時間と同じに設定される。
　インパルス雑音抑圧部１８は、遅延調整部１７の出力Ｄ１７（遅延時間を調整された時間ドメイン信号）から、インパルス雑音生成部１６の出力Ｄ１６を減算することで、インパルス雑音成分を除去した時間ドメイン信号Ｄ１８を生成する。
　インパルス雑音抑圧部１８の出力Ｄ１８は、再フーリエ変換部１１に出力される。再フーリエ変換部１１は、インパルス雑音抑圧部１８の出力Ｄ１８をフーリエ変換して周波数ドメインの信号Ｄ１１として出力する。
　なお、インパルス雑音成分生成部１６は、第１の前後半電力比較部６の出力Ｄ６と第２の前後半電力比較部８の出力Ｄ８が互いに異なった信号部分の電力が大きいことを示している場合、即ち、一方が前半部分のほうが電力が大きいことを示し、他方が後半部分のほうが電力が大きいことを示している場合には、前半部分及び後半部分の双方に０を配置した信号（図１０（ｃ））を出力するように構成しても良く、代わりに、比較した電力の差がより大きい信号成分についての比較結果に基づいて、前半部分及び後半部分に配置する信号を決めるようにしても良い。
　以上に示したように、本発明の実施の形態２によれば、受信信号の各サブキャリア成分が、各シンボル区間の前半と後半とで極性も振幅も同じ、或いは振幅が同じで極性が異なるという性質を利用して妨害成分を検出し、検出結果をもとにインパルス雑音成分を生成して受信信号から除去した後、信号を復調するように構成されるため、インパルス雑音の検出精度が高く、その影響を従来よりも軽減することが可能となり、受信性能を向上することができるという効果がある。
実施の形態３．
　次に、推定したインパルス雑音成分を時間ドメイン信号から除去する前に、生成したインパルス雑音成分の大きさをもとに、インパルス雑音として受信信号から除去する必要があるか否かを判断した上で信号を復調する実施の形態を示す。
　図１１はこの発明の実施の形態３による受信装置を示すブロック図である。図１１において、符号１、２、３、４、５、６、８、１１、１２、１３、１４、１５、１６、１７及び１８で示す部材は、実施の形態２で示したものと同じである。図１１の受信装置は、インパルス雑音判定部１９が付加されている点で、実施の形態２の受信装置と異なる。
　部材１、２、３、４、５、６、８、１１、１２、１３、１４、１５、１６、１７及び１８で示す部材の動作は実施の形態１及び実施の形態２に関して説明したのと同様である。
　インパルス雑音判定部１９は、インパルス雑音成分生成部１６の出力Ｄ１６及び外部から与えられる判定閾値Ｔｈ１９を入力とする。
　インパルス雑音判定部１９では、インパルス雑音成分生成部１６の出力Ｄ１６の振幅の最大値が判定閾値Ｔｈ１９よりも小さい場合は除去する必要があるインパルス雑音成分は無いものと判断し、各シンボル区間の前半部分及び後半部分の出力を共に０に置き換えた信号（図１０（ｃ））をインパルス雑音抑圧部１８に出力する。
　尚、インパルス雑音成分の有無を判断のために使用される信号は、インパルス雑音成分生成部１６の出力の振幅の最大値ではなく、例えば出力の振幅の２乗値など、振幅の大きさに比例するものであれば良い。また、その最大値と平均値の差、または比で判断しても良い。
　インパルス雑音抑圧部１８は、インパルス雑音判定部１９の出力Ｄ１９を、インパルス雑音成分生成部１６の出力Ｄ１６の代わりに用いて実施の形態２で述べたのと同様に、遅延調整部１７の出力から減算することで、インパルス雑音成分を除去した時間ドメイン信号Ｄ１８を出力する。
　インパルス雑音抑圧部１８から出力される信号Ｄ１８を処理する再フーリエ変換部１１及び等化部１２の動作は実施の形態１、２と同様である。
　以上に示したように、本発明の実施の形態３によれば、実施の形態２による効果に加え、生成したインパルス雑音成分の大きさをもとに、インパルス雑音として受信信号から除去する必要があるか否かを判断できるように構成されるため、インパルス雑音の誤推定の影響を軽減し、受信性能を向上することができる。
　以上、本発明を受信装置として説明したが、受信装置により実施される受信方法もまた本発明の一部を成す。
　１　フーリエ変換部、　２　偶数番目サブキャリア抽出部、　３　第１の逆フーリエ変換部、　４　奇数番目サブキャリア抽出部、　５　第２の逆フーリエ変換部、　６　第１の前後半電力比較部、　７　第１のインパルス雑音除去部、　８　第２の前後半電力比較部、　９　第２のインパルス雑音除去部、　１０　信号成分加算部、　１１　再フーリエ変換部、　１２　等化部、　１３　前後半減算部、　１４　前後半加算部、　１５　インパルス雑音成分加算部、　１６　インパルス雑音成分生成部、　１７　遅延調整部、　１８　インパルス雑音抑圧部、　１９　インパルス雑音判定部、　７０　第１の前半信号抽出部、　７１　第１の後半信号抽出部、　７２　第１の繰り返し信号生成部、　９０　第２の前半信号抽出部、　９１　第２の後半信号抽出部、　９２　第２の繰り返し信号生成部。

Claims (16)

  1. 　周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信装置であって、
    　受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換部と、
    　上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出部と、
    　上記偶数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換部と、
    　上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第１の前後半電力比較部と、
    　上記第１の前後半電力比較部の出力をもとに上記第１の逆フーリエ変換部から出力されるシンボル毎の信号に含まれるインパルス雑音成分を除去又は抑圧し、雑音成分除去後の信号を出力する第１のインパルス雑音除去部と、
    　上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出部と、
    　上記奇数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換部と、
    　上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第２の前後半電力比較部と、
    　上記第２の前後半電力比較部の出力をもとに上記第２の逆フーリエ変換部から出力される上記シンボル毎の信号に含まれるインパルス雑音成分を除去又は抑圧し、雑音成分除去後の信号を出力する第２のインパルス雑音除去部と、
    　上記第１のインパルス雑音除去部の出力と上記第２のインパルス雑音除去部の出力を加算して加算結果を出力する信号成分加算部と、
    　上記信号成分加算部の出力をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力する再フーリエ変換部と、
    　上記再フーリエ変換部の出力から復調信号を生成する等化部と
    　を備えたことを特徴とする受信装置。
  2. 　上記第１のインパルス雑音除去部は、
    　上記第１の逆フーリエ変換部から出力される上記各シンボルの信号の前半部分を抽出する第１の前半信号抽出部と、
    　上記第１の逆フーリエ変換部から出力される上記各シンボルの信号の後半部分を抽出する第１の後半信号抽出部と、
    　上記第１の前半信号抽出部の出力、及び上記第１の後半信号抽出部の出力のいずれかを上記第１の前後半電力比較部の出力に応じて選択し、選択した信号をもとにインパルス雑音成分を除去または抑圧した信号を生成する第１の繰り返し信号生成部を含み、
    　上記第２のインパルス雑音除去部は、
    　上記第２の逆フーリエ変換部から出力される上記各シンボルの信号の前半部分を抽出する第２の前半信号抽出部と、
    　上記第２の逆フーリエ変換部から出力される上記各シンボルの信号の後半部分を抽出する第２の後半信号抽出部と、
    　上記第２の前半信号抽出部の出力、及び上記第２の後半信号抽出部の出力のいずれかを上記第２の前後半電力比較部の出力に応じて選択し、選択した信号をもとにインパルス雑音成分を除去または抑圧した信号を生成する第２の繰り返し信号生成部を含んでいる
    ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 　上記第１の繰り返し信号生成部は、
    　上記第１の前後半電力比較部の出力が、上記第１の逆フーリエ変換部から出力される上記各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいことを示す場合には、上記第１の後半信号抽出部の出力を２回繰り返して出力し、
    　上記第１の前後半電力比較部の出力が、上記第１の逆フーリエ変換部から出力される上記各シンボルの信号の後半部分の方が前半部分よりも電力が大きいことを示す場合には、上記第１の前半信号抽出部の出力を２回繰り返して出力し、
    　上記第２の繰り返し信号生成部は、
    　上記第２の前後半電力比較部の出力が、上記第２の逆フーリエ変換部から出力される上記各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいことを示す場合には、上記第２の後半信号抽出部の出力の極性を反転した信号を１回目に、これに続いて上記第２の後半信号抽出部の出力を２回目に出力し、
    　上記第２の前後半電力比較部の出力が、上記第２の逆フーリエ変換部から出力される上記各シンボルの信号の後半部分の方が前半部分よりも電力が大きいことを示す場合には、上記第１の前半信号抽出部の出力を１回目に、これに続いて上記第１の前半信号抽出部の出力の極性を反転した信号を２回目に出力する
    　ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
  4. 　周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信装置であって、
    　受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換部と、
    　上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出部と、
    　上記偶数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換部と、
    　上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第１の前後半電力比較部と、
    　上記第１の前後半電力比較部の出力をもとに上記第１の逆フーリエ変換部から出力される上記各シンボルの信号の前半部分と後半部分の差を求めて、半シンボル長の差信号を生成する前後半減算部と、
    　上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出部と、
    　上記奇数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換部と、
    　上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第２の前後半電力比較部と、
    　上記第２の逆フーリエ変換部から出力されるシンボル毎の信号の前半部分と後半部分を加算して、半シンボル長の和信号を生成する前後半加算部と、
    　上記前後半減算部の出力と上記前後半加算部の出力を加算して加算結果を出力するインパルス雑音成分加算部と、
    　上記第１の前後半電力比較部の出力、上記第２の前後半電力比較部の出力及び上記インパルス雑音成分加算部の出力をもとにインパルス雑音成分を生成するインパルス雑音成分生成部と、
    上記フーリエ変換部の出力を遅延させて、上記インパルス雑音成分生成部からの上記インパルス雑音成分の出力と同期させる遅延調整部と、
    　上記遅延調整部の出力と上記インパルス雑音生成部から出力される上記インパルス成分雑音成分又はこれに基づいて生成された信号から、インパルス雑音成分を除去した時間ドメイン信号を生成するインパルス雑音抑圧部と、
    　上記インパルス雑音抑圧部の出力をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力する再フーリエ変換部と、
    　上記再フーリエ変換部の出力から復調信号を生成する等化部と
    　を備えたことを特徴とする受信装置。
  5. 　上記前後半減算部は、
    　上記第１の前後半電力比較部の出力が、上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいことを示す場合には、該前半部分から該後半部分を減算して上記差信号を出力し、
    　そうでない場合は該後半部分から該前半部分を減算して上記差信号を生成する
    　ことを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
  6. 　上記インパルス雑音成分生成部は、
    　上記インパルス雑音成分加算部の出力から１シンボル長の信号を生成するものであり、
    　上記第１の前後半電力比較部の出力が、上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示し、かつ上記第２の前後半電力比較部の出力が、上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示している場合には、前半部分として上記インパルス雑音成分加算部の出力を、後半部分として０を出力し、
    　上記第１の前後半電力比較部の出力が、上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の後半部分の方が前半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示し、かつ上記第２の前後半電力比較部の出力が、上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の後半部分の方が前半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示している場合には、前半部分として０を、後半部分として上記インパルス雑音成分加算部の出力を出力する
    　ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
  7. 　上記インパルス雑音成分生成部は、
    　上記第１の前後半電力比較部の出力が、上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示し、かつ上記第２の前後半電力比較部の出力が、上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が小さいとの判定結果を示している場合、又は上記第１の前後半電力比較部の出力が、上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が小さいとの判定結果を示し、かつ上記第２の前後半電力比較部の出力が、上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示している場合には、
    　前半部分及び後半部分を共に０とした１シンボル長の信号を出力する。
    ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
  8. 　上記インパルス雑音成分生成部の出力及び外部から入力される判定閾値を入力とし、上記インパルス雑音成分生成部の出力が上記判定閾値よりも小さい場合は前半部分及び後半部分の出力を共に０にした信号を上記インパルス雑音抑圧部に出力するインパルス雑音判定部をさらに備え、
    　上記インパルス雑音抑圧部は、上記遅延調整部の出力と上記インパルス雑音判定部の出力から、上記インパルス雑音成分を除去した時間ドメイン信号を生成する
    　ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
  9. 　周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信方法であって、
    　受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換ステップと、
    　上記フーリエ変換ステップの出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出ステップと、
    　上記偶数番目サブキャリア抽出ステップの出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換ステップと、
    　上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第１の前後半電力比較ステップと、
    　上記第１の前後半電力比較ステップの出力をもとに上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力されるシンボル毎の信号に含まれるインパルス雑音成分を除去又は抑圧し、雑音成分除去後の信号を出力する第１のインパルス雑音除去ステップと、
    　上記フーリエ変換ステップの出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出ステップと、
    　上記奇数番目サブキャリア抽出ステップの出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換ステップと、
    　上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第２の前後半電力比較ステップと、
    　上記第２の前後半電力比較ステップの出力をもとに上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される上記シンボル毎の信号に含まれるインパルス雑音成分を除去又は抑圧し、雑音成分除去後の信号を出力する第２のインパルス雑音除去ステップと、
    　上記第１のインパルス雑音除去ステップの出力と上記第２のインパルス雑音除去ステップの出力を加算して加算結果を出力する信号成分加算ステップと、
    　上記信号成分加算ステップの出力をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力する再フーリエ変換ステップと、
    　上記再フーリエ変換ステップの出力から復調信号を生成する等化ステップと
    　を備えたことを特徴とする受信方法。
  10. 　上記第１のインパルス雑音除去ステップは、
    　上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される上記各シンボルの信号の前半部分を抽出する第１の前半信号抽出ステップと、
    　上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される上記各シンボルの信号の後半部分を抽出する第１の後半信号抽出ステップと、
    　上記第１の前半信号抽出ステップの出力、及び上記第１の後半信号抽出ステップの出力のいずれかを上記第１の前後半電力比較ステップの出力に応じて選択し、選択した信号をもとにインパルス雑音成分を除去または抑圧した信号を生成する第１の繰り返し信号生成ステップを含み、
    　上記第２のインパルス雑音除去ステップは、
    　上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される上記各シンボルの信号の前半部分を抽出する第２の前半信号抽出ステップと、
    　上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される上記各シンボルの信号の後半部分を抽出する第２の後半信号抽出ステップと、
    　上記第２の前半信号抽出ステップの出力、及び上記第２の後半信号抽出ステップの出力のいずれかを上記第２の前後半電力比較ステップの出力に応じて選択し、選択した信号をもとにインパルス雑音成分を除去または抑圧した信号を生成する第２の繰り返し信号生成ステップを含んでいる
    ことを特徴とする請求項９に記載の受信方法。
  11. 　上記第１の繰り返し信号生成ステップは、
    　上記第１の前後半電力比較ステップの出力が、上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される上記各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいことを示す場合には、上記第１の後半信号抽出ステップの出力を２回繰り返して出力し、
    　上記第１の前後半電力比較ステップの出力が、上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される上記各シンボルの信号の後半部分の方が前半部分よりも電力が大きいことを示す場合には、上記第１の前半信号抽出ステップの出力を２回繰り返して出力し、
    　上記第２の繰り返し信号生成ステップは、
    　上記第２の前後半電力比較ステップの出力が、上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される上記各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいことを示す場合には、上記第２の後半信号抽出ステップの出力の極性を反転した信号を１回目に、これに続いて上記第２の後半信号抽出ステップの出力を２回目に出力し、
    　上記第２の前後半電力比較ステップの出力が、
    　上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される上記各シンボルの信号の後半部分の方が前半部分よりも電力が大きいことを示す場合には、上記第１の前半信号抽出ステップの出力を１回目に、これに続いて上記第１の前半信号抽出ステップの出力の極性を反転した信号を２回目に出力する
    　ことを特徴とする請求項１０に記載の受信方法。
  12. 　周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信方法であって、
    　受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換ステップと、
    　上記フーリエ変換ステップの出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出ステップと、
    　上記偶数番目サブキャリア抽出ステップの出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換ステップと、
    　上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第１の前後半電力比較ステップと、
    　上記第１の前後半電力比較ステップの出力をもとに上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される上記各シンボルの信号の前半部分と後半部分の差を求めて、半シンボル長の差信号を生成する前後半減算ステップと、
    　上記フーリエ変換ステップの出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出ステップと、
    　上記奇数番目サブキャリア抽出ステップの出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換ステップと、
    　上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分及び後半部分の電力を比較して比較結果を出力する第２の前後半電力比較ステップと、
    　上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力されるシンボル毎の信号の前半部分と後半部分を加算して、半シンボル長の和信号を生成する前後半加算ステップと、
    　上記前後半減算ステップの出力と上記前後半加算ステップの出力を加算して加算結果を出力するインパルス雑音成分加算ステップと、
    　上記第１の前後半電力比較ステップの出力、上記第２の前後半電力比較ステップの出力及び上記インパルス雑音成分加算ステップの出力をもとにインパルス雑音成分を生成するインパルス雑音成分生成ステップと、
    上記フーリエ変換ステップの出力を遅延させて、上記インパルス雑音成分生成ステップからの上記インパルス雑音成分の出力と同期させる遅延調整ステップと、
    　上記遅延調整ステップの出力と上記インパルス雑音生成ステップから出力される上記インパルス成分雑音成分又はこれに基づいて生成された信号から、インパルス雑音成分を除去した時間ドメイン信号を生成するインパルス雑音抑圧ステップと、
    　上記インパルス雑音抑圧ステップの出力をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力する再フーリエ変換ステップと、
    　上記再フーリエ変換ステップの出力から復調信号を生成する等化ステップと
    　を備えたことを特徴とする受信方法。
  13. 　上記前後半減算ステップは、
    　上記第１の前後半電力比較ステップの出力が、上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいことを示す場合には、該前半部分から該後半部分を減算して上記差信号を出力し、
    　そうでない場合は該後半部分から該前半部分を減算して上記差信号を生成する
    　ことを特徴とする請求項１２に記載の受信方法。
  14. 　上記インパルス雑音成分生成ステップは、
    　上記インパルス雑音成分加算ステップの出力から１シンボル長の信号を生成するものであり、
    　上記第１の前後半電力比較ステップの出力が、上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示し、かつ上記第２の前後半電力比較ステップの出力が、上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示している場合には、前半部分として上記インパルス雑音成分加算ステップの出力を、後半部分として０を出力し、
    　上記第１の前後半電力比較ステップの出力が、上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の後半部分の方が前半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示し、かつ上記第２の前後半電力比較ステップの出力が、上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の後半部分の方が前半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示している場合には、前半部分として０を、後半部分として上記インパルス雑音成分加算ステップの出力を出力する
    　ことを特徴とする請求項１３に記載の受信方法。
  15. 　上記インパルス雑音成分生成ステップは、
    　上記第１の前後半電力比較ステップの出力が、上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示し、かつ上記第２の前後半電力比較ステップの出力が、上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が小さいとの判定結果を示している場合、又は上記第１の前後半電力比較ステップの出力が、上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が小さいとの判定結果を示し、かつ上記第２の前後半電力比較ステップの出力が、上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分の方が後半部分よりも電力が大きいとの判定結果を示している場合には、
    　前半部分及び後半部分を共に０とした１シンボル長の信号を出力する
    　ことを特徴とする請求項１３に記載の受信方法。
  16. 　上記インパルス雑音成分生成ステップの出力及び上記受信方法の実施に用いられる装置の外部から入力される判定閾値を入力とし、上記インパルス雑音成分生成ステップの出力が上記判定閾値よりも小さい場合は前半部分及び後半部分の出力を共に０にした信号を上記インパルス雑音抑圧ステップに出力するインパルス雑音判定ステップをさらに備え、
    　上記インパルス雑音抑圧ステップは、上記遅延調整ステップの出力と上記インパルス雑音判定ステップの出力から、上記インパルス雑音成分を除去した時間ドメイン信号を生成する
    　ことを特徴とする請求項１３に記載の受信方法。
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