JP5783889B2 - 受信装置及び方法 - Google Patents

Description

この発明は、直交周波数分割多重された信号を受信する受信装置及び受信方法において、雑音や妨害の影響を軽減し、受信性能を向上する技術に関するものである。

直交周波数分割多重方式を用いて情報を無線伝送するシステムが通信、放送分野で実用化されている。直交周波数分割多重方式では、送信する情報（以下、「送信データ」ともいう）は複数のサブキャリアに割り振られ、各サブキャリアをＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）でデジタル変調した後、これらを互いに直交する周波数間隔に配置して伝送する。さらに、サブキャリアを受信側で復調する際に利用する信号として、既知信号（以下、「パイロットキャリア」ともいう）が特定のサブキャリアとして多重されている。実際には、これらの多重化されたサブキャリアは、逆フーリエ変換処理によって直交変換され、所望の送信周波数に周波数変換されて伝送される。

具体的には、送信時に送信する伝送データが各サブキャリアの変調方式に応じてマッピングされ、これらが逆フーリエ変換される。次に、逆フーリエ変換後の信号の最後部が信号の先頭にコピーされる。この部分はガードインターバルと呼ばれ、ガードインターバルを付加することによって、ガードインターバル長以下の遅延時間を有する遅延波があっても、受信側でシンボル間干渉することなく信号を再生できるようになる。

直交周波数分割多重方式では全てのサブキャリアは互いに直交するため、送信装置と受信装置の間でサブキャリア周波数の同期が確立した場合、送信データを正しく再生することができる。従って、直交周波数分割多重信号（以下、「ＯＦＤＭ信号」ともいう）を受信する受信装置では、ＯＦＤＭ信号を直交復調して所望の周波数帯域に周波数変換し、送信装置と受信装置の間のタイミング同期、サブキャリア周波数同期を確立しつつ、上記周波数変換した受信信号（以下、「時間ドメイン信号」ともいう）に対してフーリエ変換を行ってサブキャリア毎の受信信号を生成し、復調を行っている。

サブキャリア変調方式としてＱＰＳＫやＱＡＭが採用されているＯＦＤＭ信号を受信する従来の受信装置では、各サブキャリアを復調するため、例えば送信信号にあらかじめ挿入されているパイロット信号を用いて伝送路における各サブキャリアの振幅及び位相変動量を推定し（以下、「伝送路推定」ともいう）、その推定結果に基づいてサブキャリアの振幅及び位相を補正（以下、「等化」ともいう）する。

ところで、受信信号の品質を向上する技術として、空間ダイバーシチや時間ダイバーシチを用いたシステムが考えられる。これらのシステムは、信号を移動受信する場合特に有効な方法であり、例えば車載用の地上デジタル放送受信機でも空間ダイバーシチによる受信方式が広く採用されている。また、移動体による受信に限らず、受信性能の向上は共通の課題であり、その対策として時間ダイバーシチが可能なシステムも提案されている。

例えば、タイミングをずらした同じ信号を複数の異なる周波数又は偏波を使って送受信する技術が提案されている（特許文献１参照）。また、時間ダイバーシチ効果を利用してガードインターバル長よりも遅延時間の大きな反射波の影響を軽減する技術が提案されている（特許文献２参照）。

特開２００４−２９７１４２号公報（第１２頁、第１図） 特開２００４−０５６５５２号公報（第１５、１６頁、第１、２、４図）

ＯＦＤＭにおいて、時間ダイバーシチ技術によって雑音や妨害の影響軽減する従来の技術は、送信タイミングを時間的にずらした信号を複数の送信装置を使って伝送したり、同じ信号を２回繰り返して送信したりするなど、装置の規模が増大したり、送信データに対して冗長な信号を付加する必要があるなどの問題がある。

この発明は、上述のような課題を解消するためになされたもので、送信側で特別な処理を行うことなく、受信性能を向上できる受信装置及び方法を実現することを目的とする。

本発明の第１の態様の受信装置は、
周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信装置であって、
受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる第１の時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換部と、
上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出部と、
上記偶数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換部と、
上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出部と、
上記奇数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換部と、
上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分と後半部分を加算して半シンボル長の和信号を生成し、出力する前後半加算部と、
上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分と後半部分との差を求め、半シンボル長の差信号を生成し、出力する前後半減算部と、
上記前後半加算部で生成された上記和信号及び上記前後半減算部で生成された上記差信号をもとに、雑音や妨害の影響を抑圧した１シンボル長の信号を出力する再結合部と、
上記再結合部の出力をフーリエ変換する再フーリエ変換部と、
上記再フーリエ変換部におけるフーリエ変換の結果得られた信号を復調して復調信号を生成する等化部と
を備えたことを特徴とする。
本発明の第２の態様の受信装置は、
周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信装置であって、
受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる第１の時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換部と、
上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出部と、
上記偶数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換部と、
上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出部と、
上記奇数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換部と、
上記フーリエ変換部の出力を入力とし、伝送路の遅延プロファイルを推定して推定結果を出力する遅延プロファイル推定部と、
上記遅延プロファイル推定部の出力を入力とし、ガードインターバル長よりも長い遅延時間をもつ遅延波成分を検出し、上記フーリエ変換部に入力される遅延波成分のうち、シンボル間干渉を引き起こす成分が含まれている時間を算出して算出結果を出力するガードインターバル越え遅延時間検出部と、
上記ガードインターバル越え遅延時間検出部の出力、上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号及び上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号に基づいてシンボル間干渉の影響を抑圧した１シンボル長の信号を出力する干渉抑圧部と、
上記干渉抑圧部の出力をフーリエ変換する再フーリエ変換部と、
上記再フーリエ変換部におけるフーリエ変換の結果得られる信号から復調信号を生成する等化部と
を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、送信側で同一の信号をずらして送信したり、複数回続けて同じ信号を送信したりするなど、冗長な装置や信号を付加することなく、受信性能を向上することができる。

この発明の実施の形態１の受信装置を示すブロック図である。 （ａ）〜（ｆ）は、ＯＦＤＭ信号の時間ドメイン信号をサブキャリア成分毎に分解して示す図である。 （ａ）〜（ｃ）は、ＯＦＤＭ信号の時間ドメイン信号１シンボル分を表す図である。 （ａ）及び（ｂ）は、前後半加算部の出力及び前後半減算部の出力を示す図である。 図１の再結合部の構成例を表すブロック図である。 （ａ）〜（ｄ）は、再結合部で生成される信号を示す図である。 この発明の実施の形態２の受信装置を示すブロック図である。 遅延プロファイル検出結果を表す図である。 この発明の実施の形態３の受信装置を示すブロック図である。 （ａ）〜（ｆ）は、ガードインターバル長と同じ長さの遅延時間を持つ遅延波が存在する場合の時間ドメイン信号を表す図である。 （ａ）〜（ｆ）は、ガードインターバル長よりも長い遅延時間を持つ遅延波が存在する場合の時間ドメイン信号を表す図である。 （ａ）及び（ｂ）は、干渉抑圧部の処理を示す図である。 図９の干渉抑圧部の構成例を表すブロック図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による受信装置を示すブロック図である。図示の受信装置は、フーリエ変換部１、偶数番目サブキャリア抽出部２、第１の逆フーリエ変換部３、奇数番目サブキャリア抽出部４、第２の逆フーリエ変換部５、前後半加算部６、前後半減算部７、再結合部８、再フーリエ変換部９、及び等化部１０を備える。

フーリエ変換部１には、受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる時間ドメイン信号Ｓｉｎが入力され、送信側で付加されたガードインターバル長やヘッダ長を除く１シンボル（以下、「１有効シンボル」ともいう）長の信号に対し、フーリエ変換を行って周波数ドメインの信号Ｄ１を出力する。

ここで、ＯＦＤＭの時間ドメイン信号の性質について図２（ａ）〜（ｆ）及び図３（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。但し、簡単のためＯＦＤＭ信号に重畳されている雑音は無視できるものとする。ＯＦＤＭは、互いに直交する複数のサブキャリアによって信号を伝送する方式であるため、時間ドメイン信号はそれらサブキャリア成分を重ね合わせた信号である。その有効シンボル長はサブキャリア間隔の逆数で表される。

各サブキャリア成分は、サブキャリア間隔の整数倍の周波数をもつ複素信号と考えることができる。従って、１有効シンボルをサブキャリア成分毎に分離して表すと、図２（ａ）〜（ｆ）のようになる。但し、図中には簡単のため複素信号成分の虚部成分のみを表している。図から明らかなように、サブキャリア間隔の偶数倍の周波数を持つサブキャリア（図２（ｂ）、（ｄ）、（ｆ））は、各有効シンボルの前半と後半が同じ波形になり、サブキャリア間隔の奇数倍の周波数を持つサブキャリア（図２（ａ）、（ｃ）、（ｅ））は、各有効シンボルの前半と後半が極性の異なる波形になる。

従って、ＯＦＤＭ信号からサブキャリア間隔の偶数倍の周波数を持つサブキャリア（以下、「偶数番目のサブキャリア」ともいう）成分のみを抽出すると、図３（ｂ）に示すように、各シンボルの時間ドメイン信号の前半Ｅｐと後半Ｅｑが同じ波形になり、サブキャリア間隔の奇数倍の周波数を持つサブキャリア（以下、「奇数番目のサブキャリア」ともいう）成分のみを抽出すると、図３（ｃ）に示すように、各シンボルの時間ドメイン信号の前半Ｏｐと後半Ｏｑが極性の異なる波形になるという性質がある。

そこで、本実施の形態では、フーリエ変換部１の出力（以下、「周波数ドメイン信号」ともいう）Ｄ１を偶数番目のサブキャリア成分と奇数番目のサブキャリア成分に分離し、それぞれの性質を利用してインパルス雑音を除去する。

そのために、偶数番目サブキャリア抽出部２は、フーリエ変換部１の出力Ｄ１を入力とし、そこに含まれている偶数番目のサブキャリア成分のみを抽出し、奇数番目のサブキャリア成分は０として出力する。
第１の逆フーリエ変換部３は、偶数番目サブキャリア抽出部２の出力Ｄ２を入力とし、フーリエ変換部１と同じポイント数の逆フーリエ変換を行って時間ドメインの信号Ｄ３を出力する。第１の逆フーリエ変換部３の出力Ｄ３は、時間ドメイン信号における全ての偶数番目のサブキャリア成分を重ね合わせた信号となる。

また、奇数番目サブキャリア抽出部４は、フーリエ変換部１の出力Ｄ１を入力とし、そこに含まれている奇数番目のサブキャリア成分Ｄ４のみを抽出し、偶数番目のサブキャリア成分は０として出力する。
第２の逆フーリエ変換部５は、奇数番目サブキャリア抽出部４の出力Ｄ４を入力とし、フーリエ変換部１と同じポイント数の逆フーリエ変換を行って時間ドメインの信号Ｄ５を出力する。第２の逆フーリエ変換部５の出力Ｄ５は、時間ドメイン信号における全ての奇数番目のサブキャリア成分を重ね合わせた信号となる。

次に、前後半加算部６は、第１の逆フーリエ変換部３から出力される各シンボルの信号Ｄ３の前半部分Ｄ３ｐと後半部分Ｄ３ｑの信号を加算し、１シンボルの半分の長さ（半シンボル長）ＬＥ／２の信号（和信号）Ｄ６（図４（ａ））を生成して出力する。このとき、図２（ｂ）、（ｄ）、（ｆ）及び図３（ｂ）に示したように、雑音成分以外の信号成分は前半と後半で同じ波形になるため、両者を加算することで、信号成分の振幅は２倍となる一方、雑音成分のみが互いのランダム性により抑圧される。

また、前後半減算部７は、第２の逆フーリエ変換部５から出力される各シンボルの信号Ｄ５の前半部分Ｄ５ｐから後半部分Ｄ５ｑを減算し、半シンボル長ＬＥ／２の信号（差信号）Ｄ７（図４（ｂ））を生成して出力する。このとき、図２（ａ）、（ｃ）、（ｅ）及び図３（ｃ）に示したように、雑音成分以外の信号成分は前半と後半で極性の異なる波形になるため、前半部分から後半部分を減算する処理は、言い換えると後半部分Ｄ５ｑの極性を反転したものを前半部分Ｄ５ｐに加算した信号を生成する処理であり、この処理によって、信号成分の振幅は２倍となる一方、雑音成分はそのランダム性の故に抑圧される。従って、雑音成分が抑圧された極性が前半部分と同じ信号が得られることになる。

再結合部８は、前後半加算部６の出力（和信号）Ｄ６と前後半減算部７の出力（差信号）Ｄ７を結合して、雑音や妨害の影響を抑圧した１シンボル長の信号Ｄ８を生成して出力する。

再結合部８は、例えば図５に示すように、第１及び第２の半シンボル記憶部８０ａ及び８０ｂ、第１の繰り返し信号生成部８１、第２の繰り返し信号生成部８２、及びシンボル内加算部８３を備える。

第１の半シンボル記憶部８０ａは、前後半加算部６の出力Ｄ６を入力とし、第２の半シンボル記憶部８０ｂは、前後半減算部７の出力Ｄ７を入力とする。

第１の繰り返し信号生成部８１は、前後半加算部６の出力Ｄ６及び前後半加算部６の出力を蓄積した第１の半シンボル記憶部８０ａの出力Ｄ８０ａを入力とし、第１の半シンボル記憶部８０ａの出力Ｄ８０ａと前後半加算部６の出力Ｄ６を連結することで、前後半加算部６から出力される半シンボル長の信号Ｄ６を前半部分及び後半部分に有する１シンボル長の信号を生成する。
第２の繰り返し信号生成部８２は、前後半減算部７の出力Ｄ７及び前後半減算部７の出力を蓄積した第２の半シンボル記憶部８０ｂの出力Ｄ８０ｂを入力とし、第２の半シンボル記憶部８０ｂの出力Ｄ８０ｂと前後半減算部７の出力Ｄ７を極性反転した上でこれらを連結することで、前後半減算部７の出力Ｄ７を極性反転した信号及び極性反転しない信号の一方を前半部分に他方を後半部分に有する１シンボル長の信号Ｄ８２を生成する。

シンボル内加算部８３は、第１の繰り返し信号生成部８１の出力Ｄ８１及び第２の繰り返し信号生成部８２の出力Ｄ８２を入力とする。シンボル内加算部８３の出力は再結合部８の出力Ｄ８である。

前後半加算部６から出力される和信号Ｄ６は、第１の半シンボル記憶部８０ａに書き込まれ、半シンボル期間経過後に読み出される。第１の繰り返し信号生成部８１は、最初に前後半加算部６から出力される和信号Ｄ６を出力し、それに続いて、第１の半シンボル記憶部８０ａから読み出されたデータ（半シンボル期間前に書き込まれた和信号Ｄ６）を出力する。この結果、前後半加算部６から出力される半シンボル長の和信号Ｄ６が２回繰り返し出力されたのと同じ１シンボル長ＬＥの信号Ｄ８１が生成される。即ち、繰り返し信号生成部８１の出力Ｄ８１は、図６（ａ）に示すように、前後半加算部６の出力Ｄ６を前半及び後半に配置した１シンボル長ＬＥの信号となる。

前後半減算部７から出力される差信号Ｄ７は、第２の半シンボル記憶部８０ｂに書き込まれ、半シンボル期間経過後に読み出される。第２の繰り返し信号生成部８２は、最初に前後半減算部７から出力される差信号Ｄ７を出力し、それに続いて、第２の半シンボル記憶部８０ｂから読み出されたデータ（半シンボル期間前に書き込まれた差信号Ｄ７）を極性反転した上で出力する。この結果、最初に前後半減算部７から出力される半シンボル長の差信号Ｄ７がそのまま（極性反転せずに）出力され、それに続いて同じ差信号Ｄ７が極性反転した上で出力されたのと同じ１シンボル長ＬＥの信号Ｄ８２が生成される。即ち、繰り返し信号生成部８２の出力Ｄ８２は、図６（ｂ）に示すように、前後半減算部７の出力Ｄ７をそのまま（極性反転せずに）前半に配置し、前後半減算部７の出力を極性反転した信号ｎＤ７を後半に配置した１シンボル長の信号となる。

シンボル内加算部８３は、第１の繰り返し信号生成部８１の出力Ｄ８１と第２の繰り返し信号生成部８２の出力Ｄ８２を入力とし、それらを加算して１シンボル長の信号Ｄ８を生成して出力する。再結合部８の出力Ｄ８は、雑音成分が抑圧された時間ドメイン信号である。この結果、シンボル内加算部８３から出力される信号Ｄ８は、図６（ｃ）に示すように、前半部分がＤ６とＤ７の和、後半部分がＤ６とｎＤ７の和となる。

再結合部８の出力Ｄ８は再フーリエ変換部９に入力され、再フーリエ変換部９によって再度周波数ドメイン信号Ｄ９に変換される。再フーリエ変換部９の出力Ｄ９は、等化部１０によって例えば公知の方法で復調される。

尚、以上説明した前後半減算部７は、各シンボルの信号の前半部分Ｄ５ｐから後半部分Ｄ５ｑを減算して信号を生成しているが、各シンボルの信号の後半部分Ｄ５ｑから前半部分Ｄ５ｐを減算して（前半部分Ｄ５ｑの極性反転したものを後半部分Ｄ５ｑに加算して）信号Ｄ７を生成しても良い。この場合に生成される信号Ｄ７は、極性が後半部分と同じ信号である。また、この場合にも、前半部分Ｄ５ｐから後半部分Ｄ５ｑを減算した場合と同様に、雑音成分のみが互いにランダム性により抑圧され、振幅が２倍にされている。従って、それに対応するため、第２の繰り返し信号生成部８２は、１回目は第２の半シンボル記憶部８０ｂの出力Ｄ８０ｂの極性を反転した信号を出力し、２回目は前後半減算部７の出力Ｄ７をそのまま（反転することなく）続けて出力するように構成する。即ち、この場合の繰り返し信号生成部８２の出力Ｄ８２は、図６（ｄ）に示すように、前後半減算部７の出力を極性反転した信号ｎＤ７を前半に配置し、前後半減算部７の出力Ｄ７をそのまま（極性反転せずに）後半に配置した１シンボル長の信号であり、シンボル内加算部８３から出力される信号Ｄ８は、図６（ｅ）に示すように、前半部分がＤ６とｎＤ７の和、後半部分がＤ６とＤ７の和となる。

以上に示したように、本発明の実施の形態１によれば、送信側で同一の信号をずらして送信したり、複数回続けて同じ信号を送信したりするなど、冗長な装置や信号を付加することなく、受信側で時間ダイバーシチ効果を得ることができる
という効果がある。

実施の形態２．
次に、雑音を抑圧した信号を再フーリエ変換した信号と、雑音抑圧処理を実施していない信号を選択したうえで信号を復調する実施の形態を示す。

図７はこの発明の実施の形態２による受信装置を示すブロック図である。図７において、符号１、２、３、４、５、６、７、８、９及び１０は、実施の形態１で示したものと同じ部材を示す。図７の受信装置はさらに、遅延プロファイル推定部１１、ガードインターバル越え遅延波判定部１２、遅延調整部１３、及び信号選択部１４を備える。

符号１、２、３、４、５、６、７、８、９及び１０で示す部材の動作は実施の形態１で説明したのと同様である。但し、等化部１０は信号選択部１４の出力を入力とする。

遅延プロファイル推定部１１は、フーリエ変換部１の出力Ｄ１を入力とし、伝送路の遅延プロファイルを推定してプロファイルの推定結果を示す信号Ｄ１１を出力する。遅延プロファイルの推定については、パイロット信号を使用した推定方法が従来から提案されており、ここでは概要のみを説明する。まず、フーリエ変換部１の出力Ｄ１からパイロット信号を抽出する。次に、抽出したパイロット信号を当該パイロット信号に関する既知情報（送信時の位相、振幅等）で除算し、パイロット信号に対する伝送路応答を算出する。

例えば、日本の地上デジタルＴＶ放送方式で使用されているスキャッタードパイロット方式では、パイロット信号が周波数及び時間方向に規則的に分散して挿入されている。従って、パイロット信号以外のサブキャリア成分に対して伝送路応答を得るため、パイロット信号に対する伝送路応答に基づく内挿処理する。例えば、時間方向に内挿処理を行う。内挿された伝送路応答を逆フーリエ変換することにより、到来波成分を得ることができる。続いて、各成分の振幅の２乗値を算出することで各到来波の電力に比例した値を持つ信号を得ることができる。このようにして得られた信号が、遅延プロファイルの推定結果となる。

例えば、図８は、推定した遅延プロファイルを表している。図中、最も信号電力の大きな成分は主波Ｗ０を表し、主波Ｗ０に対する遅延時間がＴ１である第１の遅延波Ｗ１、主波Ｗ０に対する遅延時間がＴ２である第２の遅延波Ｗ２が表されている。この図の場合、第１の遅延波Ｗ１は主波Ｗ０からの遅延時間Ｔ１がガードインターバル長ＬＧよりも短いため、復調にあたって妨害成分にはならない。一方、第２の遅延波Ｗ２は主波Ｗ０からの遅延時間Ｔ２がガードインターバル長ＬＧよりも長いため、復調にあたってシンボル間干渉を引き起こす妨害成分になる。

次に、ガードインターバル越え遅延波判定部１２は、遅延プロファイル推定部１１の出力Ｄ１１を入力とし、別途定められた判定閾値Ｔｈ１２と比較してシンボル間干渉による妨害の大きさを判定する。

例えば、遅延時間がガードインターバル長よりも大きな成分に対し、ガードインターバル長を越えた時間、すなわち、図８におけるシンボル間干渉時間ＬＩとその電力をシンボル毎に求め、その積（シンボル間干渉時間ＬＩとその電力の積）を算出することでシンボル間干渉成分（妨害成分）の大きさを評価する。シンボル間干渉成分が複数ある場合は、それらの評価結果を加算する。このようにして得られた各シンボルについての評価結果が、判定閾値Ｔｈ１２に対して大きいか否かを判断し、判断結果に基づく制御信号Ｄ１２を出力する。この制御信号Ｄ１２は、上記の積が、判定閾値Ｔｈ１２よりも大きい場合は遅延調整部１３から出力される当該シンボルの信号Ｄ１３を、そうでない場合は再フーリエ変換部９から出力される当該シンボルの信号Ｄ９を選択するよう、信号選択部１４を制御するものである。

判定閾値Ｔｈ１２は、例えば事前の測定やシミュレーションによって予め効果を評価したうえで定めても良いし、等化後の誤り率から妨害抑圧の効果を判断しながら変化する制御信号により判定閾値を定めても良い。また、受信信号に含まれる雑音を推定する別途用意された手段の結果をもとに生成しても良い。

遅延調整部１３は、フーリエ変換部１の出力を所定の時間遅延する。ここで言う所定の時間は、偶数番目サブキャリア抽出部２、第１の逆フーリエ変換部３、及び前後半加算部６、若しくは奇数番目サブキャリア抽出部４、第２の逆フーリエ変換部５、及び前後半減算部７、並びに再結合部８、及び再フーリエ変換部９を経て信号選択部１４に至る経路における信号処理時間に相当する時間であり、このようにすることで信号選択部１４に入力される信号を同期させている。

信号選択部１４は、ガードインターバル越え遅延波判定部１２の出力Ｄ１２に従って遅延調整部１３の出力Ｄ１３あるいは再フーリエ変換部９の出力Ｄ９をシンボル毎に選択して出力する。

以上に示したように、本発明の実施の形態２によれば、シンボル間干渉が存在している伝送路とそうでない伝送路とで、復調する信号を切り替えるよう構成したため、シンボル間干渉の影響によって雑音抑圧処理がかえって復調信号の品質を劣化させる事態を回避し、効果的に受信性能を向上することができる。

実施の形態３．
次に、シンボル間干渉によって生じる性能劣化を抑えるよう構成した実施の形態を示す。

図９はこの発明の実施の形態３による受信装置を示すブロック図である。図９において、符号１、２、３、４、５、９、１０及び１１で示す部材は実施の形態２で示したものと同じである。図９の受信装置はまた、ガードインターバル越え遅延時間検出部１５、及び干渉抑圧部１６を備える。

符号１、２、３、４、５、９、１０及び１１で示す部材の動作は実施の形態１及び実施の形態２に関して説明したのと同様である。但し、再フーリエ変換部９は、干渉抑圧部１６の出力に対してフーリエ変換を実施する。

ガードインターバル越え遅延時間検出部１５は、遅延プロファイル推定部１１の出力Ｄ１１を入力とし、ガードインターバル長ＬＧよりも長い遅延時間をもつ遅延波成分を検出し、フーリエ変換部１に入力される遅延波成分のうち、シンボル間干渉を引き起こす成分が含まれている時間を算出して出力する。シンボル間干渉を引き起こす成分が含まれている時間とは、フーリエ変換部１が実際にフーリエ変換処理を施す区間が有効シンボル区間に一致する場合、有効シンボル区間のうち、隣接するシンボルの遅延波が混入する部分であり、図８にシンボル干渉時間ＬＩとして示す。

ここで、遅延波が存在する場合の時間ドメイン信号について、図１０（ａ）〜（ｆ）及び図１１（ａ）〜（ｆ）を用いて説明する。図１０（ａ）〜（ｆ）は、遅延波の遅延時間がガードインターバル長と一致する場合のＯＦＤＭ信号（時間ドメイン信号）を主波と遅延波に分離して示したものである。更に、同図では、主波、遅延波をそれぞれ偶数番目サブキャリア成分（図１０（ｃ）、（ｄ））、奇数番目サブキャリア成分（図１０（ｅ）、（ｆ））に分けて示している。

ＯＦＤＭ信号は、有効シンボルの最後尾をガードインターバルとして付加しているため、遅延波が図１０（ｂ）、（ｄ）、（ｆ）のように存在する場合であっても、主波と遅延波が重なり合った受信信号には隣接する別のシンボルの成分が含まれないため、フーリエ変換区間が有効シンボル区間と一致していればシンボル間干渉は発生しない。このとき、前述の通り、偶数番目のサブキャリア成分の主波（図１０（ｃ））は、図示したように有効シンボルの前半と後半で同じ波形になる。また、偶数番目のサブキャリア成分の遅延波（図１０（ｄ））も、有効シンボル区間の前半と後半で同じ波形になるため、それらを重ね合わせた信号成分ははやり前半と後半の波形が一致する。

一方、奇数番目のサブキャリア成分の主波（図１０（ｅ））は、前述の通り有効シンボルの前半と後半で極性が異なる波形になる。また、奇数番目のサブキャリア成分の遅延波（図１０（ｆ））も、有効シンボル区間の前半と後半で極性が異なる波形になるため、それらを重ね合わせた信号成分はやはり前半と後半で極性が異なる波形になる。すなわち、遅延時間がガードインターバル区間よりも短い場合は、偶数番目のサブキャリア成分と奇数番目のサブキャリア成分の持つ性質は有効シンボル区間内では遅延波がない場合と同様である。

しかし、図１１（ａ）〜（ｆ）に示したように、遅延波の遅延時間がガードインターバル長を越えると、信号の前半部分の先頭部分に隣接シンボルの成分が混入するため、上記のような性質が得られにくくなる。

そこで、干渉抑圧部１６は、ガードインターバル越え遅延時間検出部１５から出力されるシンボル間干渉時間の情報Ｄ１５をもとに、シンボル間干渉の影響を受けている信号の波形を後半部分の信号を用いて代用または生成し、シンボル間干渉の影響を抑圧する。
例えば、図１１（ｂ）、（ｄ）、（ｆ）のような遅延波が存在する場合は、ガードインターバル越え遅延時間検出部１５からはシンボル間干渉時間Ｘを示す信号Ｄ１５が出力される。
干渉抑圧部１６は、図１２（ａ）に示すように、第１の逆フーリエ変換部３の出力Ｄ３の後半部分Ｄ３ｑから干渉を受けた部分Ｘに対応する部分Ａの信号を抽出し、干渉を受けた部分Ｘの信号の代わりに抽出した信号Ａを出力し、また、図１２（ｂ）に示すように、第２の逆フーリエ変換部５の出力Ｄ５の後半部分Ｄ５ｑから干渉を受けた部分Ｘに対応する部分Ｂの信号を抽出し、干渉を受けた部分Ｘの信号の代わりに抽出した信号Ｂの極性を反転した信号ｎＢを出力する。
抽出される信号Ａは、後半部分Ｄ３ｑの先頭から、干渉時間Ｘと同じ時間幅の部分の信号であり、抽出される信号Ｂは、後半部分Ｄ５ｑの先頭から、干渉時間Ｘと同じ時間幅の部分の信号である。

干渉抑圧部１６は、例えば図１３に示すように、第１の信号再構成部１６０、第２の信号再構成部１６１及びシンボル内加算部１６２を備える。
第１の信号再構成部１６０は、ガードインターバル越え遅延時間検出部１５の出力Ｄ１５及び第１の逆フーリエ変換部３の出力Ｄ３を入力とし、ガードインターバル越え遅延時間検出部１５から出力されるシンボル間干渉時間の情報Ｄ１５に従って第１の逆フーリエ変換部３の出力Ｄ３に含まれるシンボル間干渉成分（図１１（ｄ）において符号Ｘで示す部分）を除去し、第１の逆フーリエ変換部３の出力の後半部分Ｄ３ｑから信号Ｘと同じ長さで、対応する位置にある信号Ａを抽出し、信号Ｘを信号Ａで置き換え、その結果得られる信号Ｄ１６０（図１２（ａ））を出力する。

また、第２の信号再構成部１６１は、ガードインターバル越え遅延時間検出部１５の出力Ｄ１５及び第２の逆フーリエ変換部５の出力Ｄ５を入力とし、ガードインターバル越え遅延時間検出部１５から出力されるシンボル間干渉時間の情報Ｄ１５に従って第２の逆フーリエ変換部５の出力Ｄ５に含まれるシンボル間干渉成分（図１１（ｆ）において符号Ｘで示す部分）を除去し、第２の逆フーリエ変換部５の出力Ｄ５の後半部分Ｄ５ｑから信号Ｘと同じ長さで、対応する位置にある信号Ｂを抽出し、信号Ｘを、信号Ｂの極性を反転した信号ｎＢで置き換え、その結果得られる信号Ｄ１６１（図１２（ｂ））を出力する。

シンボル内加算部１６２は、図５のシンボル内加算部８３と同様に、第１の信号再構成部１６０の出力Ｄ１６０と第２の信号再構成部１６１の出力Ｄ１６１を加算して加算結果を出力する。シンボル内加算部１６２の出力はシンボル間干渉を抑圧した時間ドメイン信号であり、干渉抑圧部１６の出力Ｄ１６となる。
干渉抑圧部１６の出力Ｄ１６は、実施の形態１で説明したのと同様に、再フーリエ変換部９によって再度周波数ドメイン信号Ｄ９に変換され、等化部１０によって復調される。

以上に示したように、本発明の実施の形態３によれば、
伝送路において遅延波の遅延時間がガードインターバル長を越え、シンボル間干渉が発生している場合であっても、受信側でこの影響を抑圧して受信性能を向上することができる。

以上本発明を受信装置として説明したが、受信装置により実施される受信方法も本発明の一部を成す。

１ フーリエ変換部、 ２ 偶数番目サブキャリア抽出部、 ３ 第１の逆フーリエ変換部、 ４ 奇数番目サブキャリア抽出部、 ５ 第２の逆フーリエ変換部、 ６ 前後半加算部、 ７ 前後半減算部、 ８ 再結合部、 ９ 再フーリエ変換部、 １０ 等化部、 １１ 遅延プロファイル推定部、 １２ ガードインターバル越え遅延波判定部、 １３ 遅延調整部、 １４ 信号選択部、 １５ ガードインターバル越え遅延時間検出部、 １６ 干渉抑圧部、 １６０ 第１の信号再構成部、 １６１ 第２の信号再構成部、 １６２ シンボル内加算部。

Claims (12)

1. 周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信装置であって、
   受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる第１の時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換部と、
   上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出部と、
   上記偶数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換部と、
   上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出部と、
   上記奇数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換部と、
   上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分と後半部分を加算して半シンボル長の和信号を生成し、出力する前後半加算部と、
   上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分と後半部分との差を求め、半シンボル長の差信号を生成し、出力する前後半減算部と、
   上記前後半加算部で生成された上記和信号及び上記前後半減算部で生成された上記差信号をもとに、雑音や妨害の影響を抑圧した１シンボル長の信号を出力する再結合部と、
   上記再結合部の出力をフーリエ変換する再フーリエ変換部と、
   上記再フーリエ変換部におけるフーリエ変換の結果得られた信号を復調して復調信号を生成する等化部と
   を備えたことを特徴とする受信装置。
2. 上記再結合部は、
   上記前後半加算部で生成された上記和信号を前半及び後半に有する１シンボル長の信号を生成する第１の繰り返し信号生成部と、
   上記前後半減算部で生成された上記差信号を極性反転した信号及び極性反転しない信号の一方を前半に他方を後半に有する１シンボル長の信号を生成する第２の繰り返し信号生成部と、
   上記第１の繰り返し信号生成部の出力と上記第２の繰り返し信号生成部の出力を加算して１シンボル長の信号を生成するシンボル内加算部と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 上記再結合部は、
   上記前後半加算部で生成された上記和信号を記憶する第１の半シンボル記憶部と、
   上記前後半減算部で生成された上記差信号を記憶する第２の半シンボル記憶部とをさらに有し、
   上記第１の繰り返し信号生成部は、
   上記第１の半シンボル記憶部の出力と上記前後半加算部の出力とを入力とし、上記前後半加算部で生成された上記和信号を前半部分及び後半部分に有する１シンボル長の信号を生成し、
   上記第２の繰り返し信号生成部は、
   上記第２の半シンボル記憶部の出力と上記前後半減算部の出力とを入力とし、上記前後半減算部で生成された上記差信号を極性反転した信号及び極性反転しない信号の一方を前半部分に他方を後半部分に有する１シンボル長の信号を生成する
   ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 上記フーリエ変換部の出力を入力とし、伝送路の遅延プロファイルを推定し、推定結果を出力する遅延プロファイル推定部と、
   上記遅延プロファイル推定部の出力を入力とし、ガードインターバル長よりも長い遅延時間をもつ遅延波成分を検出し、別途定められた判定閾値と比較して妨害の大きさを判定して判定結果を出力するガードインターバル越え遅延波判定部と、
   上記フーリエ変換部の出力を所定の時間遅延する遅延調整部と、
   上記ガードインターバル越え遅延波判定部の出力が、妨害成分が上記判定閾値よりも大きいとの判定結果を示している場合には上記遅延調整部の出力を、そうでない場合には上記再フーリエ変換部の出力を選択して出力する信号選択部とを更に備え、
   上記等化部は、上記信号選択部の出力を入力として復調を行う
   ことを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載の受信装置。
5. 周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信装置であって、
   受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる第１の時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換部と、
   上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出部と、
   上記偶数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換部と、
   上記フーリエ変換部の出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出部と、
   上記奇数番目サブキャリア抽出部の出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換部と、
   上記フーリエ変換部の出力を入力とし、伝送路の遅延プロファイルを推定して推定結果を出力する遅延プロファイル推定部と、
   上記遅延プロファイル推定部の出力を入力とし、ガードインターバル長よりも長い遅延時間をもつ遅延波成分を検出し、上記フーリエ変換部に入力される遅延波成分のうち、シンボル間干渉を引き起こす成分が含まれている時間を算出して算出結果を出力するガードインターバル越え遅延時間検出部と、
   上記ガードインターバル越え遅延時間検出部の出力、上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号及び上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号に基づいてシンボル間干渉の影響を抑圧した１シンボル長の信号を出力する干渉抑圧部と、
   上記干渉抑圧部の出力をフーリエ変換する再フーリエ変換部と、
   上記再フーリエ変換部におけるフーリエ変換の結果得られる信号から復調信号を生成する等化部と
   を備えたことを特徴とする受信装置。
6. 上記干渉抑圧部は、
   上記ガードインターバル越え遅延時間検出部の出力に従って、上記第１の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分におけるシンボル間干渉の影響を受けた
   信号を、当該シンボルの信号の後半部分内の対応する位置にある信号で置き換え、１シンボル長の信号を再構成して再構成結果を出力する第１の信号再構成部と、
   上記ガードインターバル越え遅延時間検出部の出力に従って、上記第２の逆フーリエ変換部から出力される各シンボルの信号の前半部分におけるシンボル間干渉の影響を受けた信号を、当該シンボルの信号の後半部分内の対応する位置にある信号を、極性反転させることで生成した信号で置き換え、１シンボル長の信号を再構成して再構成結果を出力する第２の信号再構成部と、
   上記第１の信号再構成部の出力と上記第２の信号再構成部の出力を加算して加算結果を出力するシンボル内加算部と
   を備えたことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信方法であって、
   受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる第１の時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換ステップと、
   上記フーリエ変換ステップの出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出ステップと、
   上記偶数番目サブキャリア抽出ステップの出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換ステップと、
   上記フーリエ変換ステップの出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出ステップと、
   上記奇数番目サブキャリア抽出ステップの出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換ステップと、
   上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分と後半部分を加算して半シンボル長の和信号を生成し、出力する前後半加算ステップと、
   上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分と後半部分との差を求め、半シンボル長の差信号を生成し、出力する前後半減算ステップと、
   上記前後半加算ステップで生成された上記和信号及び上記前後半減算ステップで生成された上記差信号をもとに、雑音や妨害の影響を抑圧した１シンボル長の信号を出力する再結合ステップと、
   上記再結合ステップの出力をフーリエ変換する再フーリエ変換ステップと、
   上記再フーリエ変換ステップにおけるフーリエ変換の結果得られた信号を復調して復調信号を生成する等化ステップと
   を備えたことを特徴とする受信方法。
8. 上記再結合ステップは、
   上記前後半加算ステップで生成された上記和信号を前半及び後半に有する１シンボル長の信号を生成する第１の繰り返し信号生成ステップと、
   上記前後半減算ステップで生成された上記差信号を極性反転した信号及び極性反転しない信号の一方を前半に他方を後半に有する１シンボル長の信号を生成する第２の繰り返し信号生成ステップと、
   上記第１の繰り返し信号生成ステップの出力と上記第２の繰り返し信号生成ステップの出力を加算して１シンボル長の信号を生成するシンボル内加算ステップと
   を備えることを特徴とする請求項７に記載の受信方法。
9. 上記再結合ステップは、
   上記前後半加算ステップで生成された上記和信号を記憶する第１の半シンボル記憶ステップと、
   上記前後半減算ステップで生成された上記差信号を記憶する第２の半シンボル記憶ステップとをさらに有し、
   上記第１の繰り返し信号生成ステップは、
   上記第１の半シンボル記憶ステップの出力と上記前後半加算ステップの出力とを入力とし、上記前後半加算ステップで生成された上記和信号を前半部分及び後半部分に有する１シンボル長の信号を生成し、
   上記第２の繰り返し信号生成ステップは、
   上記第２の半シンボル記憶ステップの出力と上記前後半減算ステップの出力とを入力とし、上記前後半減算ステップで生成された上記差信号を極性反転した信号及び極性反転しない信号の一方を前半部分に他方を後半部分に有する１シンボル長の信号を生成する
   ことを特徴とする請求項８に記載の受信方法。
10. 上記フーリエ変換ステップの出力を入力とし、伝送路の遅延プロファイルを推定し、推定結果を出力する遅延プロファイル推定ステップと、
    上記遅延プロファイル推定ステップの出力を入力とし、ガードインターバル長よりも長い遅延時間をもつ遅延波成分を検出し、別途定められた判定閾値と比較して妨害の大きさを判定して判定結果を出力するガードインターバル越え遅延波判定ステップと、
    上記フーリエ変換ステップの出力を所定の時間遅延する遅延調整ステップと、
    上記ガードインターバル越え遅延波判定ステップの出力が、妨害成分が上記判定閾値よりも大きいとの判定結果を示している場合には上記遅延調整ステップの出力を、そうでない場合には上記再フーリエ変換ステップの出力を選択して出力する信号選択ステップとを更に備え、
    上記等化ステップは、上記信号選択ステップの出力を入力として復調を行う
    ことを特徴とする請求項７から９までのいずれか１項に記載の受信方法。
11. 周波数分割多重信号を受信し、送信データを再生する受信方法であって、
    受信信号を所望の周波数に周波数変換することで得られる第１の時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメインの信号を出力するフーリエ変換ステップと、
    上記フーリエ変換ステップの出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の偶数倍のサブキャリア成分を抽出する偶数番目サブキャリア抽出ステップと、
    上記偶数番目サブキャリア抽出ステップの出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第１の逆フーリエ変換ステップと、
    上記フーリエ変換ステップの出力のうち、サブキャリア周波数がサブキャリア間隔の奇数倍のサブキャリア成分を抽出する奇数番目サブキャリア抽出ステップと、
    上記奇数番目サブキャリア抽出ステップの出力を逆フーリエ変換して時間ドメインのシンボル毎の信号を出力する第２の逆フーリエ変換ステップと、
    上記フーリエ変換ステップの出力を入力とし、伝送路の遅延プロファイルを推定して推定結果を出力する遅延プロファイル推定ステップと、
    上記遅延プロファイル推定ステップの出力を入力とし、ガードインターバル長よりも長い遅延時間をもつ遅延波成分を検出し、上記フーリエ変換ステップに入力される遅延波成分のうち、シンボル間干渉を引き起こす成分が含まれている時間を算出して算出結果を出力するガードインターバル越え遅延時間検出ステップと、
    上記ガードインターバル越え遅延時間検出ステップの出力、上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号及び上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号に基づいてシンボル間干渉の影響を抑圧した１シンボル長の信号を出力する干渉抑圧ステップと、
    上記干渉抑圧ステップの出力をフーリエ変換する再フーリエ変換ステップと、
    上記再フーリエ変換ステップにおけるフーリエ変換の結果得られる信号から復調信号を生成する等化ステップと
    を備えたことを特徴とする受信方法。
12. 上記干渉抑圧ステップは、
    上記ガードインターバル越え遅延時間検出ステップの出力に従って、上記第１の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分におけるシンボル間干渉の影響を受けた信号を、当該シンボルの信号の後半部分内の対応する位置にある信号で置き換え、１シンボル長の信号を再構成して再構成結果を出力する第１の信号再構成ステップと、
    上記ガードインターバル越え遅延時間検出ステップの出力に従って、上記第２の逆フーリエ変換ステップから出力される各シンボルの信号の前半部分におけるシンボル間干渉の影響を受けた信号を、当該シンボルの信号の後半部分内の対応する位置にある信号を、極性反転させることで生成した信号で置き換え、１シンボル長の信号を再構成して再構成結果を出力する第２の信号再構成ステップと、
    上記第１の信号再構成ステップの出力と上記第２の信号再構成ステップの出力を加算して加算結果を出力するシンボル内加算ステップと
    を備えたことを特徴とする請求項１１に記載の受信方法。

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