WO2006068186A1 - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents

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WO2006068186A1
WO2006068186A1 PCT/JP2005/023507 JP2005023507W WO2006068186A1 WO 2006068186 A1 WO2006068186 A1 WO 2006068186A1 JP 2005023507 W JP2005023507 W JP 2005023507W WO 2006068186 A1 WO2006068186 A1 WO 2006068186A1
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WO
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signal
symbol
unit
ofdm
impulse noise
Prior art date
Application number
PCT/JP2005/023507
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Koji Setoh
Ippei Kanno
Akira Kisoda
Daisuke Hayashi
Ryosuke Mori
Tetsuya Yagi
Noritaka Iguchi
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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Filing date
Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
    • H04L27/2678—Blind, i.e. without using known symbols using cyclostationarities, e.g. cyclic prefix or postfix

Definitions

  • the present invention relates to an OFDM (Orthogonal frequency division multiplexing) receiver, and in particular, a time interval (hereinafter referred to as “FFT window”) in which fast Fourier transform (FFT) is performed for each symbol of a received OFDM signal. It is related with the technique which controls the setting of.
  • FFT window a time interval in which fast Fourier transform (FFT) is performed for each symbol of a received OFDM signal. It is related with the technique which controls the setting of.
  • These transmission schemes employ the OFDM scheme, which is one of the digital modulation schemes, and the OFDM scheme is suitable for high-speed data communication with high frequency utilization efficiency.
  • Each symbol of the ISDB-T OFDM signal consists of an effective symbol period signal and a guard interval signal.
  • inverse fast Fourier transform is performed on the amplitude and phase information on the frequency axis of each subcarrier.
  • An effective symbol period signal that has been modulated to a signal on the time axis by performing (IFFT) and a guard internal signal that is a copy of the latter half of the effective symbol period signal are added before the effective symbol period.
  • the received OFDM signal is AZD converted and quadrature demodulated, and the synchronization of each symbol is detected based on the signal after quadrature demodulation, and the FFT is performed on the signal of the effective symbol length of each symbol.
  • the FFT is performed on the signal of the effective symbol length of each symbol.
  • Patent Document 1 due to the configuration of symbols of an OFDM signal, intersymbol interference due to multipath occurs in each received symbol, but intersymbol interference occurs within the guard interference range. Set the start position of the FFT window to exclude the period Thus, a technique for obtaining an appropriate FFT result is disclosed.
  • Patent Document 2 when a large amplitude! / ⁇ in-noise noise is received, the amplitude of the portion where the in-noise noise is detected is set to 0, and the force FFT is performed. A technique for reducing the adverse effects of noise is described.
  • Patent Document 1 JP 2002-171238 A
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2002-152613
  • an OFDM receiver receives an OFDM signal transmitted with a guard interval signal inserted into each symbol, and fast Fourier transforms a signal corresponding to an effective symbol length for each symbol.
  • An OFD M receiver that demodulates an OFDM signal by converting the received OFDM signal, a detection unit that detects when an impulse noise having an amplitude equal to or larger than a predetermined value is detected, and an impulse noise that is detected Is within the period in which it is estimated that there is a guard interval signal, or in the period in which it is estimated that there is a signal equivalent to the signal in that period, the signal value at the time of occurrence is not used and And a fast Fourier transform control unit that controls to perform fast Fourier transform using a signal value that substitutes for the signal at the time of occurrence.
  • the fast Fourier transform is performed by an FFT circuit, and the fast Fourier transform control unit determines, for each symbol, an FFT interval for performing a fast Fourier transform on a signal corresponding to a continuous effective symbol length. It is also possible to provide an FFT window determination unit that inputs signals for the FFT section to the FFT circuit.
  • the guard interval signal indicates a signal that is the same as the signal in the latter half of the effective symbol period at the time of transmission, and the guard interval is a period during which the guard interval signal is transmitted. Used to indicate The length of the guard interval during transmission is called the guard length, and the length of the effective symbol period is called the effective symbol length.
  • the OFDM receiver when the OFDM receiver receives an OFDM signal including impulse noise, the guard interval of the symbol specified in the OFDM signal, or an effective signal including the same signal at the time of transmission as the guard interval is transmitted. If there is impulse noise within the symbol period (hereinafter referred to as the “guard response period”), the FFT window is set by excluding the signal value when the impulse noise occurs, so the signal value when the impulse noise occurs Appropriate FFT results can be obtained without change.
  • the OFDM receiver further includes a correlation calculation unit that calculates a correlation amount between the received OFDM signal and a delayed OFDM signal obtained by delaying the OFDM signal by an effective symbol length in units of symbols, An averaging unit that averages the correlation amounts in a plurality of symbols excluding symbols including the occurrence of impulse noise and estimates the period of the guard interval signal based on the averaged correlation amounts. Good.
  • the correlation amount between the OFDM signal delayed by the effective symbol length and the original signal increases when the signal values are similar, and decreases when they are not similar. Therefore, the correlation amount between the two signals is maximized in the guard-corresponding section of each symbol, but when the impulse noise is included in the guard interval or guard-corresponding period of the symbol of the received OFDM signal, it is not included.
  • the amount of correlation is different. Therefore, impulse By using the correlation amount of symbols including noise for averaging, the correlation can be obtained more accurately.
  • the period during which intersymbol interference of each symbol is received is specified, and this period is avoided to avoid the FFT window.
  • the position can be set.
  • the received OFDM signal is transmitted including a plurality of predetermined reference signals, and the OFDM receiver further holds reference signal information indicating the predetermined reference signals.
  • An extraction unit for extracting each reference signal after Fast Fourier Transform corresponding to each transmitted reference signal, and the remaining reference signals excluding the reference signal in the symbol including impulse noise from the extracted reference signals Comparing a signal and a reference signal indicated in the reference signal information to estimate transmission path characteristics and interpolating each reference signal after fast Fourier transform, the interpolation is provided.
  • the reference signal is a signal inserted in advance in order to estimate through which transmission path the received OFDM signal is transmitted. Since the receiving position of the reference signal is known on the receiving side, the transmission path characteristic can be estimated by performing complex division on the received reference signal and the known reference signal.
  • the impulse noise when the impulse noise is generated during the period excluding the guard corresponding period of the effective symbol period, there is no signal in the symbol that can be substituted for the signal at the time of the occurrence of the impulse noise. It is difficult to set the FFT window without including the impulse noise generation. In that case, the reference signal of the symbol including the impulse noise is also included in the signal after the FFT processing, and these reference signals are affected by the impulse noise. Therefore, by estimating the transmission path characteristics using only the remaining reference signals excluding those reference signals, errors from the actual transmission path characteristics can be reduced.
  • the OFDM receiver further includes a decoding unit that decodes the signal after the fast Fourier transform, an error correction unit that performs error correction on the decoded data, and starts and stops the error correction operation. And an error correction control unit that causes the error correction means to start error correction when the impulse noise is detected by the impulse noise detection means.
  • FIG. 1 is a functional block diagram of an OFDM receiving apparatus according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a functional block diagram of a symbol synchronization unit of the OFDM receiver according to the present invention.
  • FIG. 3 is a functional block diagram of an averaging unit of an OFDM receiver according to the present invention.
  • Fig. 4 shows the configuration of the ODFM signal as the input signal
  • Fig. 4 (b) shows the output signal of the delay unit
  • Fig. 4 (c) shows the output of the correlation calculation unit.
  • Figure 4 (d) shows the waveform of the interval integral signal obtained by interval integration of the correlation signal with the guard length (TG)
  • Fig. 4 (e) shows the interval integration signal obtained by interval integration with the double guard length (2T G) period. It is a waveform.
  • FIG. 5 (a) shows a direct wave of an OFDM signal
  • FIG. 5 (b) shows a multipath delayed wave
  • FIG. 5 (c) shows a waveform indicating the correlation of each of FIGS. 5 (a) and 5 (b)
  • FIG. 5 (d) shows a waveform obtained by synthesizing each waveform of FIG. 5 (c).
  • FIG. 6 is a diagram showing an operation flow of an FFT window position setting unit.
  • FIG. 7 is a diagram in which received symbols are arranged on a plane of time axis and frequency axis.
  • FIG. 8 is a diagram showing an operation flow of a reception quality calculation unit.
  • FIG. 9 A functional block diagram of the conversion unit shown in Supplement (1) is shown.
  • FIG. 10 A functional block diagram of the conversion unit shown in Supplement (2) is shown.
  • FIG. 11 shows a functional block diagram of the demodulation / decoding unit shown in Supplement (5).
  • FIG. 12 is a diagram showing OFDM signal symbols including impulse noise.
  • FIG. 13 shows a functional block diagram of a technique for reducing the influence of conventional impulse noise.
  • An OFDM receiver includes an OFD including impulse noise whose amplitude is equal to or greater than a threshold value.
  • impulse noise When an M signal is received, the effect of the impulse noise is reduced when performing the FFT of the OFDM signal in symbol units.
  • the generation time of the impulse noise is detected and the FFT window of the symbol including the impulse noise is set as much as possible. Set the FFT window of the effective symbol length that does not include the signal value of the detected occurrence time.
  • the OFDM receiver receives an OFDM signal transmitted by the ISDB-T transmission method.
  • This OFDM signal is transmitted in one of three transmission modes (MODEl to 3) with different subcarrier spacing, guard length, effective symbol length, etc., and the OFDM receiver receives the OFDM signal to be received. It is assumed that the transmission mode is known in advance.
  • this OFDM signal includes a reference signal for estimating transmission path characteristics called a scatter jitter (SP) signal in the time axis direction and the frequency axis direction, and transmission parameters such as interleaving and error correction information.
  • SP scatter jitter
  • TMCC Transmission and Multiplexing Configuration Control
  • FIG. 1 shows a functional configuration diagram of an OFDM receiver according to the present invention.
  • the OFDM receiver 1 performs FFT on a received OFDM signal to obtain amplitude and phase information on a time axis as amplitude on a frequency axis.
  • a time axis processing unit 1000 for converting into phase information
  • a frequency axis processing unit 2000 for demodulating and decoding the signal after FFT processing.
  • the time axis processing unit 1000 includes a down converter 101, an AZD conversion unit 102, an orthogonal demodulation unit 103, an amplitude control unit 104, an FFT processing unit 105, an impulse noise detection unit 110, a symbol synchronization unit 111, It comprises an averaging unit 112, an FFT window position setting unit 113, and a delay adjustment unit 114.
  • the down-converter 101 receives the OFDM signal via the antenna 100 and receives the signal from the user. Thus, the selected channel signal is selected and converted to a baseband signal.
  • the AZD conversion unit 102 converts the baseband signal converted by the down converter 101 into a digital signal, and sends the digital signal to the orthogonal demodulation unit 103 and the impulse noise detection unit 110.
  • the quadrature demodulation unit 103 performs quadrature detection on the digital signal transmitted from the AZD conversion unit 102, and separates the subcarrier signals into in-phase (I-axis) and quadrature-axis (Q-axis) signals and converts them into complex signals. To do.
  • the impulse noise detection unit 110 determines that the digital signal is impulse noise and detects when the impulse noise is generated. It has a function. Note that the maximum value clipped by AZD conversion may be used as the threshold value.
  • the impulse noise detection unit 110 receives a correlation signal indicating symbol synchronization from the symbol synchronization unit 111, identifies a position of the symbol where the impulse noise is generated, and generates the impulse noise. It has a function of transmitting noise generation information indicating time to the amplitude control unit 104, the averaging unit 112, and the FFT window position setting unit 113.
  • the symbol synchronization unit 111 has a function of calculating the correlation of the received OFDM signal based on the quadrature demodulated complex signal and sending the detection result to the averaging unit 112.
  • FIG. 2 is a functional block diagram of the symbol synchronization unit 111, and the symbol synchronization unit 111 includes a delay unit 1111, a correlation calculation unit 1112, and a moving integration unit 1113.
  • Delay section 1111 delays the complex signal by the effective symbol length and sends the delayed complex signal to correlation calculation section 1112.
  • Correlation calculation section 1112 receives and multiplies the complex conjugate of the delayed complex signal sent from delay section 1111 and the complex signal sent from quadrature demodulation section 103, and multiplies them.
  • the correlation signal value increases when both signals are similar, that is, when there is a correlation, and decreases when they are not similar, that is, when there is no correlation.
  • the moving integration unit 1113 integrates the interval according to the guard length with the correlation signal as an input, and sends the interval integration signal to the averaging unit 112 and the impulse noise detection unit 110.
  • Figure 4 (a) shows the symbols of the OFDM signal! /, NA! /, OFDM signal affected by the multipath! /, As shown in the figure, the symbol of the OFDM signal is the effective symbol period signal. Since it is composed of guard interval signals, the signal delayed by the effective symbol length and the original signal become the same signal in the guard interval, and a strong correlation appears.
  • the correlation between the input signal (Fig. 4 (a)) and the signal (Fig. 4 (b)) obtained by delaying the input signal by the effective symbol length in the delay unit 1111 is calculated by the correlation calculation unit 1112.
  • the correlation signal shown in Fig. 4 (c) is output.
  • the moving integration unit 1113 performs the moving integration of the correlation signal with the guard length
  • the waveform shown in FIG. 4 (d) can be output.
  • a correlation value peak appears at a specific position in one symbol period, and the start position of an effective symbol period can be specified.
  • a trapezoidal waveform can be output as shown in Fig. 4 (e). Matches the guard internal.
  • the OFDM signal subjected to multipath interference is received with a direct wave and a delayed wave superimposed.
  • Figure 5 (a) shows a direct wave
  • Fig. 5 (b) shows a delayed wave delayed by At (t TG) from the direct wave.
  • the waveform 30 in Fig. 5 (d), which combines the correlation in Fig. 5 (c), is a waveform showing the correlation calculation result of the OFDM signal receiving multipath interference. It is.
  • the period of t5 force t6, which is a flat part, and the period from t7 to t8 correspond to a period including no signal interference due to multipath and including the signal value of the guard interval. It is possible to demodulate without being affected by multipath regardless of where the start position is set. Hereinafter, this period is referred to as a “start position candidate period”.
  • the symbol synchronization processing is similarly applied even to the OFDM signal affected by the impulse noise.
  • the correlation signal is converted into a past correlation signal by the averaging unit described later. It is made smooth by using so that the influence of impulse noise is not given to symbol synchronization.
  • the averaging unit 112 has a function of smoothing the correlation signal transmitted in symbol units by the symbol synchronization unit 111.
  • FIG. 3 is a functional block diagram of the averaging unit 112.
  • the averaging unit 112 includes a signal selection unit 112A and a symbol period filter 112B.
  • the correlation signal selected and output by the signal selection unit 112A is output to the symbol period filter 112B.
  • the symbol periodic filter 112B smoothes the input correlation signal.
  • the signal selection unit 112A includes a symbol period delay unit 1121, a symbol period counter 1128, a selector 1126, and a selector 1127.
  • the symbol period counter 1128 When the symbol period counter 1128 receives noise generation information transmitted from the impulse noise detection unit 110 when a correlation signal is input from the symbol synchronization unit 111 to the averaging unit 112, the symbol period counter 1128 counts one symbol period from the time of reception. .
  • the symbol period counter 1121 outputs “1” while counting, and after counting one symbol period, outputs “0” if there is no noise detection signal from the impulse noise detection unit 110.
  • the selector 1126 receives the selector 11 while the symbol period counter 1128 outputs “1”! / 27 selects the signal output from the symbol period delay unit 1121 and selects the signal output from the symbol synchronization unit 111 while the symbol period counter 1128 outputs “0”. It is sent to the symbol period delay unit 1121.
  • the symbol period delay unit 1121 is a shift register having a length of one symbol period, and outputs a signal value one symbol period before.
  • the selector 1127 selects the signal output from the symbol period delay unit 1121 and sends it to the symbol period filter 112B, and the symbol period counter While 1128 is outputting “0”, the signal output from the symbol synchronizer 111 is selected and sent to the symbol periodic filter 112B.
  • the symbol periodic filter 112B receives the correlation signal selected by the signal selection unit 112A, and adds a signal value obtained by weighting the input signal value and the output signal value output one symbol period before.
  • IIR Infinite Impulse Response
  • the symbol period filter 112B includes a coefficient unit 1122, a coefficient unit 1123, an adder 1124, and a symbol period delay unit 1125.
  • the symbol period filter 112B uses the multiplication coefficients of the coefficient unit 1122 and the coefficient unit 1123 as “k”, respectively. ",” L-k ".
  • the symbol synchronization unit 111 calculates the correlation of the OFDM signal including the signal of the impulse noise portion and inputs the correlation signal indicating the correlation to the averaging unit 112, the calculation is performed including the impulse noise. Since the correlation signal of one symbol period is averaged instead of the correlation signal indicating the correlation calculation result, the synchronization position of the symbol can be specified by removing the influence of the impulse noise. [0041] ⁇ FFT window position setting section 113>
  • the FFT window position setting unit 113 has a function of specifying the FFT window start position candidate period in each received symbol based on the correlation signal averaged and output by the averaging unit 112.
  • the FFT window position setting unit 113 receives noise generation information from the impulse noise detection unit 110 and performs FFT so that the noise generation time indicated by the noise generation information is not included in the range of the specified start position candidate period.
  • the window start time is determined, the effective symbol length period from the determined start time is set as the FFT window, and the FFT window signal indicating the FFT window start position is sent to the FFT processing unit 105.
  • the FFT processing unit 105 processes and delays information indicating that the symbol is affected by the impulse noise. It has a function of sending to the adjustment unit 114.
  • the FFT window position setting unit 113 receives the interval integration signal output from the averaging unit 112, and identifies the (tl-t2) interval whose voltage level is equal to or greater than the threshold as the symbol start position candidate period (step SO 1). .
  • the FFT window position setting unit 113 focuses on one time sampled in the specified (tl ⁇ t2) section (step S02), and the effective symbol length (TS) having the focused time as the start time.
  • the generation of impulse noise indicated by the noise generation information received from the symbol synchronizer 111 is counted in the signal sequence for this period (step S03).
  • step S03 If the count power in step S03 is not true, that is, if the impulse noise occurrence time is included in the FFT window, the FFT window position setting unit 113 sets the sampling time not focused in the start position candidate period (tl-2) interval. (Step S04: Y, Step S05).
  • step S05 when the FFT window position setting unit 113 determines that there is an unfocused sampling time (step S05: Y), the process of step S03 is focused on one unfocused time. (Step S06).
  • step S04 If the impulse noise generation count is 0 in step S04, that is, if the FFT window does not include the impulse noise generation time, that time is determined as the FFT window start time (step S04: Y , Step S07).
  • step S05 if the FFT window position setting unit 113 determines that the sampling time force is not focused, that is, if the FFT window cannot be set avoiding the noise noise occurrence time, The time of the section (tl ⁇ t2) where the impulse noise count is minimized is determined as the start time (step S05: Y, step S08).
  • the FFT window position setting unit 113 sets the effective symbol length period from the start time determined in step S07 or step S08 as an FFT window, and outputs an FFT window signal including information on the start time of the FFT window. Send to FFT processor 105. If the determined FFT window includes the impulse noise occurrence time, the symbol power impulse noise is received, and information to that effect is sent to the delay adjustment unit 114 (step S09).
  • the FFT window position setting unit 113 uses (t5 to t6) section as the start position candidate period of S1 in FIG. Identify.
  • the FFT window position setting unit 113 sets the FFT window start time so as to minimize the number of impulse noise generation counts in the interval (t5 to t6), and the FFT processing unit 105 Can perform FFT on symbol S1.
  • the amplitude control unit 104 sets the amplitude of the signal at the impulse noise generation time detected by the impulse noise detection unit 110 to 0, and sends the signal to the FFT processing unit 105.
  • the FFT processing unit 105 converts the complex signal in the time domain into a complex signal in the frequency domain by performing FFT on the signal in the section indicated by the FFT window signal set by the FFT window position setting unit 113, and converts the converted complex signal. Frequency axis processing unit for each signal symbol 2000 To send.
  • the amplitude control unit 105 Since the amplitude of the signal at the impulse noise occurrence time is set to 0 by 104, the influence of the impulse noise is reduced.
  • the delay adjustment unit 114 receives the symbol information transmitted from the FFT window position setting unit 113, and is input to the transmission path estimation unit 211 from the complex signal power FFT processing unit 105 including symbols subjected to FFT processing. At this timing, information indicating that the symbol power impulse noise is received is transmitted to the transmission path estimation unit 211.
  • each unit performs delay adjustment so that the FFT processing unit 105 can perform the FFT of the received OFDM signal.
  • the frequency axis processing unit 2000 includes a transmission path equalization unit 210, a transmission path characteristic estimation unit 211, an interpolation unit 212, a demapping unit 220, a dingtering unit 230, a Viterbi decoding unit 241, an RS decoding unit 242, and a reception quality calculation unit. Consists of 250.
  • the received OFDM signal has the SP signal inserted for estimating the channel characteristics, and in this embodiment, 12 signals are provided in the subcarrier direction (frequency direction).
  • 12 signals are provided in the subcarrier direction (frequency direction).
  • the transmission path equalization unit 210 has a function of correcting the received data signal (in the case of the example in FIG. 7, an information transmission signal) based on the transmission path characteristic interpolated by the interpolation unit 212.
  • the transmission path characteristic estimation unit 211 has a function of receiving the complex signal transmitted from the FFT processing unit 105 and receiving information indicating that it is affected by the impulse noise transmitted from the delay adjustment unit 114. .
  • the transmission path characteristic estimation unit 211 extracts the SP signal unit based on the function of extracting the SP signal from the received complex signal and the insertion position information of the SP signal defined on the transmission side. It has a function to estimate the transmission path characteristics of the minute.
  • the transmission line characteristic estimation unit 211 estimates the transmission line characteristic without using the SP signal of the symbol indicated by the symbol information.
  • Interpolation section 212 interpolates the SP signal in the time axis direction based on the transmission path characteristics estimated by transmission path characteristics estimation section 211, and estimates the transmission path characteristics of the subcarriers in which the SP signals are arranged.
  • the transmission line equalizing unit 210 has a function of sending information indicating the estimated transmission line characteristics.
  • It also has a function to estimate the channel characteristics of all subcarriers in a symbol by interpolating SP signals interpolated in the time axis direction in the frequency axis direction.
  • FIG. 7 shows a signal output from the FFT processing unit 105.
  • the black circle is an SP signal
  • the white circle is an information transmission signal indicating data to be transmitted originally.
  • the interpolation section 212 Based on the transmission path characteristics of the SP signal portion estimated by the transmission path characteristics estimation section 211, the interpolation section 212, for example, performs interpolation between the SP signal 311 and the SP signal 611 in the time axis direction. Interpolation is performed using SP signal 311 and SP signal 511 without using signal 511. Similarly, interpolation in the other time axis directions is also performed without using SP signals 512 and 513, and the channel characteristics for each of the three subcarriers in the frequency direction are estimated.
  • interpolating section 212 interpolates in the frequency axis direction using SP signals interpolated in the time axis direction, and estimates the transmission path characteristics of all subcarriers.
  • the demapping unit 220 has a function of reallocating (demapping) the complex signal of the data portion corrected by the transmission path equalizing unit 210 and restoring the transmission data sequence.
  • demapping corresponding to QPSK, 16QAM, or 64QAM is performed.
  • the demapping unit 220 calculates a carrier power to noise power ratio (hereinafter referred to as “CZ N ratio”) based on the amount of deviation of the symbol point demodulated from the reference point in the constellation at the time of demapping. It has a function to send a CZN signal indicating the calculated CZN ratio to the reception quality calculator 250.
  • CZ N ratio carrier power to noise power ratio
  • the ding interleave unit 230 is based on the interleaving information indicating the time interval. Then, the received bit string is rearranged into the original bit string, and the Viterbi decoding unit 241 and the reception quality calculating unit 250 send the bit sequence after the heading interleave.
  • the Viterbi decoding unit 241 performs Viterbi decoding based on the bit sequence subjected to the dingtering process, and sends the decoded bit sequence to the reception quality calculation unit 250 and the RS decoding unit 242.
  • the reception quality calculation unit 250 has a function of receiving noise generation information from the delay adjustment unit 114 and receiving a CZN signal from the demapping unit 220.
  • the data after Viterbi decoding by Viterbi decoding unit 241 is subjected to convolutional encoding processing, and before Viterbi decoding based on the data after the processing and the data before Viterbi decoding.
  • the bit error rate (hereinafter referred to as “Beterbi BER”) is calculated.
  • a function for calculating a bit error rate after Viterbi decoding (hereinafter referred to as “post-Viterbi BER”) based on data after Viterbi decoding and data after RS decoding by the RS decoding unit 242. Have.
  • reception quality calculation section 250 receives an impulse noise detection signal, or CZ It has a function to control the activation of the RS decoding unit 242 when the N signal value falls below the threshold value or according to the pre-Viterbi BER and post-Viterbi BER values.
  • Reception quality calculation section 250 determines whether or not the power of receiving the noise generation information from delay adjustment section 114, the CZN signal value received from demapping section 220, the power and power decreased from when S decoding section 242 is stopped, and Calculated pre-Viterbi BER power 3 ⁇ 43 Determine whether the power is worse than when the decoding unit 242 is stopped, and if any positive determination is made, instruct the RS decoding unit 242 to start ( Step S11: Y, step SI 2).
  • Reception quality calculation section 250 has Viterbi-decoded data sent from Viterbi decoding section 241;
  • the RS-decoded data sent from the RS decoding unit 242 is received, the post-Viterbi BER is calculated, and it is determined whether or not the post-Viterbi BER power is high (step S13).
  • the reception quality calculation unit 250 instructs the RS decoding unit 242 to start and stop when the post-Viterbi BER power ⁇ is determined in step S13 (step S13: Y, step S14).
  • reception quality calculation section 250 If the post-Viterbi BER is not 0 in step S13, reception quality calculation section 250
  • the RS decoding unit 242 After Viterbi, the RS decoding unit 242 performs the decoding process until the BER becomes 0 (step S13: N
  • step S11 when the reception quality calculation unit 250 makes a positive determination in step S11, the RS decoding unit 242 is deactivated (step S11: N).
  • the RS decoding unit 242 is activated in response to the activation instruction from the reception quality calculation unit 250, performs Reed-Solomon decoding on the Viterbi-decoded bit sequence, and processes the decoded data to the reception quality calculation unit 250 and an image processing (not shown) It has a function to send to the part.
  • the OFDM receiver detects an impulse noise in a symbol of a received OFDM signal regardless of whether or not the received OFDM signal is affected by multipath interference.
  • the FFT window position of a symbol that includes the signal of the generation time of the noise noise it is possible to set the FFT window start position so that the FFT window includes the noise generation time as much as possible.
  • the influence of pulse noise can be reduced.
  • bit errors can be reduced by performing transmission line equalization without using the symbol and forcibly performing error correction.
  • the symbol synchronization unit 111 calculates the correlation including the complex signal when the impulse noise is generated, and the averaging unit 112 replaces the correlation signal including the time when the impulse noise is generated with one symbol period. As shown in FIG. 9, the symbol synchronization unit 111 performs averaging using the previous correlation signal. However, the symbol synchronization unit 111 sets the complex signal after setting the amplitude when the impulse noise is generated to 0 by the amplitude control unit 104. It is good also as performing a synchronous process using.
  • the amplitude control unit 104 based on the noise generation information transmitted by the impulse noise detection unit 110 when the generation of the impulse noise is detected by the impulse noise detection unit 110, The amplitude value at the time of the noise generation was set to 0, but as shown in Fig. 10, the noise is limited only when the FFT window position setting unit 113 cannot set the FFT window without including the impulse noise generation time.
  • Information indicating the generation time may be sent to the amplitude control unit 104, and the amplitude control unit 104 may set the corresponding amplitude value to 0 based on the information.
  • the impulse noise generation time is determined by moving the start position of the FFT window having a continuous effective symbol length within the guard interval. If the impulse noise is generated within the guard interval or the guard corresponding interval, the FFT window position setting unit 113 determines the FFT window start position.
  • the FFT window position setting unit 113 determines the FFT window start position.
  • the reception quality calculation unit 251 has a BER of 0 after RS decoding. If MPE-FEC (Multi-Protocol Encapsulation Forward Error Correction) 243 shown in Fig. 11 is stopped and CZN signal value decreases after stopping MPE-FEC, information indicating that it is affected by impulse noise. If the BER is received, or if the BER deteriorates after stopping the MPE-FEC after Viterbi, if it falls under any reason, the MPE-FEC may be activated.
  • MPE-FEC Multi-Protocol Encapsulation Forward Error Correction
  • the detection time is transmitted to the amplitude control unit 104.
  • the generation of impulse noise may be detected by the method shown in Patent Document 1.
  • the tuner of Patent Document 1 see Fig. 13
  • the symbol is AZD converted into a baseband signal by the AZD conversion unit 1 2 and orthogonally converted.
  • a threshold generation unit 16 generates a threshold for detecting impulse noise from a change in the signal that has been orthogonally demodulated by the demodulation unit 13 and is output to the comparator 17.
  • the comparator 17 detects the impulse noise by comparing this threshold value with the output from the quadrature demodulating unit 103, and the amplitude control unit 14 sets the amplitude of the detected impulse noise part to zero.
  • the correlation signal of the included symbol may be weighted so as to be smaller than the original signal value, input to the IIR filter, and used for averaging.
  • the power described for the ISDB-T and DVB-H transmission schemes are also applicable when receiving a multicarrier signal having a guard interval, such as the DVB-T scheme. Is possible.
  • Each functional block of the above-described OFDM receiver is typically an integrated circuit LSI. Realized. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them. Here, it is sometimes called IC, system LSI, super LSI, unoretra LSI, depending on the difference in power integration.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • a reconfigurable 'processor that can reconfigure the connection and settings of the circuit cells inside the LSI may be used.
  • the OFDM receiver according to the present invention can be used in a broadcast receiver or the like that receives terrestrial digital broadcasting.

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Abstract

　ＯＦＤＭ受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号においてインパルス雑音が発生している時刻を検出し、そのＯＦＤＭ信号の各シンボルとシンボル間干渉の無く、そのシンボルのガードインターバル信号値を含むと推定される開始位置候補期間を特定し、特定した各シンボルのシンボル期間において有効シンボル長のＦＦＴ窓を設定する際、そのシンボルにインパルス雑音発生時刻が含まれている場合には、その発生時刻をできるだけ含まない様に、開始位置候補期間の範囲でＦＦＴ窓の開始位置を決定する。  

Description

明 細 書
OFDM受信装置
技術分野
[0001] 本発明は、 OFDM(Orthogonal frequency division multiplexing)受信装置に関し、 特に、受信した OFDM信号の各シンボルにつ 、て高速フーリエ変換 (FFT)を行う時 間上の区間 (以下、「FFT窓」と言う。）の設定を制御する技術に関する。
背景技術
[0002] 近年、国内では地上デジタル放送の ISDB— T (Integrated Services Digital Broadc asting- Terrestrial transmission)伝送方式で放送が開始されており、欧州でも DVB —T (Digital Video Broadcasting-Terrestrial transmissionノ is达方式 放 力開始さ れており、移動体向けの DVB— H(Digital Video Broadcasting- Handhelds transmissi on)伝送方式による放送も開始されようとして 、る。
[0003] これらの伝送方式は、デジタル変調方式の 1つである OFDM方式が採用されてお り、 OFDM方式は周波数利用効率がよぐ高速データ通信に適している。
ISDB— T方式の OFDM信号の各シンボルは、有効シンボル期間信号と、ガードィ ンターバル信号とで構成されており、送信側では、各サブキャリアの周波数軸上の振 幅及び位相情報に逆高速フーリエ変換 (IFFT)を行うことにより時間軸上の信号に変 調した有効シンボル期間信号と、その有効シンボル期間信号の後半部分をコピーし た信号であるガードインターノ レ信号を有効シンボル期間の前に付加して送信する
[0004] 受信側では、受信した OFDM信号を AZD変換して直交復調し、直交復調後の信 号に基づいて各シンボルの同期を検出し、各シンボルの有効シンボル長の信号に対 して FFTを行うことにより、周波数軸上の振幅及び位相情報に変換して復調すること ができる。
特許文献 1には、 OFDM信号のシンボルの構成上、受信した各シンボルにおいて マルチパスによるシンボル間干渉が生じて 、る場合でも、ガードインターノ レの範囲 であれば、シンボル間干渉が生じている期間を除くように FFT窓の開始位置を設定 することにより適切な FFT結果を得る技術が開示されている。
[0005] し力し、 OFDM信号の受信環境によってはマルチパス干渉以外に非常に振幅の 大きなインパルス雑音を受信する場合がある。
このような雑音を含むシンボルに対して上述の様に FFTを行って復調すると、その シンボル全体にインパルス雑音が大きく影響し、復調後の誤り訂正処理によっても元 のデータに復元することができない。
[0006] 特許文献 2には、振幅の大き!/ヽインノ ルス雑音を受信した場合に、そのインノ ルス 雑音が検出された部分の振幅を 0に設定して力 FFTを行うことにより、インノ ルス雑 音による悪影響を軽減する技術が記載されて 、る。
特許文献 1 :特開 2002— 171238号公報
特許文献 2：特開 2002— 152613号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0007] 特許文献 2の技術によれば、 FFT窓にインパルス雑音が含まれて 、ても、 FFT前 にインパルス雑音部分の振幅を 0に置換えるので、 FFT後の信号に対する、雑音の 影響を低減させることができるが、一律にインパルス雑音部分の振幅を 0に置換える ため、元の OFDM信号に比べて受信品質の劣化が避けられないという問題がある。 本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、振幅の大きなインパルス雑音を 受信した場合における OFDM信号の受信品質の劣化を軽減して FFTを行うよう制 御する OFDM受信装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0008] 上記問題を解決するため、本発明に係る OFDM受信装置は、各シンボルにガード インターバル信号が挿入されて送信された OFDM信号を受信し、シンボル毎に有効 シンボル長分の信号を高速フーリエ変換することにより OFDM信号を復調する OFD M受信装置であって、受信した OFDM信号にお 、て振幅が所定値以上のインパル ス雑音の発生時を検出する検出部と、検出したインパルス雑音発生時が、ガードイン ターバル信号があると推定される期間内、又はその期間の信号と同等の信号がある と推定される期間内にある場合、当該発生時の信号値を用いずに、当該シンボルに おいて当該発生時の信号に代替する信号値を用いて高速フーリエ変換するよう制御 する高速フーリエ変換制御部とを備えることを特徴とする。
[0009] また、前記高速フーリエ変換は FFT回路によってなされ、前記高速フーリエ変換制 御部は、一シンボル毎に、連続する有効シンボル長分の信号を高速フーリエ変換す るための FFT区間として決定し、当該 FFT区間分の信号を前記 FFT回路に入力す る FFT窓決定部を備えることとしてもょ 、。
尚、本明細書において、ガードインターバル信号は、有効シンボル期間の後半部 分の信号と送信時にぉ ヽて同一である信号を示すものとし、またガードインターバル は、当該ガードインターバル信号が送信される期間を示すものとして用いる。また、送 信時におけるガードインターバルの長さをガード長と呼び、有効シンボル期間の長さ を有効シンボル長と呼ぶこととする。
発明の効果
[0010] この構成によれば、 OFDM受信装置がインパルス雑音を含む OFDM信号を受信 した場合、その OFDM信号において特定されたシンボルのガードインターバル、又 はそのガードインターバルと送信時において同じ信号を含む有効シンボル期間内 (以 下、「ガード対応期間」と言う。）にインパルス雑音があれば、そのインパルス雑音発生 時の信号値を除 ヽて FFT窓を設定するので、インパルス雑音発生時の信号値を変 えることなく適切な FFT結果を得ることができる。
[0011] また、前記 OFDM受信装置は、更に、受信した前記 OFDM信号と、当該 OFDM 信号を有効シンボル長だけ遅延させた遅延 OFDM信号との相関量をシンボル単位 で算出する相関算出部と、前記インパルス雑音発生時を含むシンボルを除く複数シ ンボルにおける前記相関量を平均化し、平均化した相関量に基づ 、て前記ガードィ ンターバル信号がある期間の推定を行う平均化部とを備えることとしてもよい。
[0012] この構成によれば、有効シンボル長だけ遅延させた OFDM信号と元の信号との相 関量は、各信号値が類似する場合に大きくなり、類似しない場合に小さくなる。従つ て、前記両信号の相関量は、各シンボルのガード対応区間において最大となるが、 受信した OFDM信号のシンボルのガードインターバルやガード対応期間にインパル ス雑音を含む場合は、含まない場合と比べて相関量が異なる。そのため、インパルス 雑音を含むシンボルの相関量を平均化に用 ヽな 、ことにより、相関をより的確に求め ることができ、各シンボルのシンボル間干渉を受けた期間を特定し、この期間を避け て FFT窓位置を設定することができる。
[0013] また、前記受信される OFDM信号は既定の複数の基準信号を含めて送信されたも のであり、前記 OFDM受信装置は、更に、前記既定の基準信号を示す基準信号情 報を保持しており、送信された各基準信号に相応する高速フーリエ変換後の各基準 信号を抽出する抽出部と、抽出された基準信号のうちインパルス雑音を含むシンポ ル中の基準信号を除いた残りの基準信号と、前記基準信号情報に示される基準信 号を比較して伝送路特性を推定し、高速フーリエ変換後の各基準信号を補間する補 間咅とを備えることとしてちょ 、。
[0014] ここで、基準信号は、受信した OFDM信号がどのような伝送路によって伝送された かを推定するために予め挿入された信号である。受信側ではこの基準信号の挿入位 置は既知であるので、受信した基準信号と既知の基準信号を複素除算することにより 伝送路特性を推定することができる。
この構成によれば、インパルス雑音が有効シンボル期間のガード対応期間を除く期 間に発生して 、る場合、そのインパルス雑音発生時の信号に代替可能な信号がその シンボル内にはないため、そのインパルス雑音発生時を含めずに FFT窓を設定する ことが困難となる。その場合、 FFT処理後の信号にはインパルス雑音を含むシンボル の基準信号も含まれており、これらの基準信号はインパルス雑音の影響を受けている 。そのため、それらの基準信号を除いた残りの基準信号だけで伝送路特性を推定す ることによって、実際の伝送路特性との誤差を少なくすることができる。
[0015] また、前記 OFDM受信装置は、更に、高速フーリエ変換後の信号を復号する復号 部と、復号されたデータの誤り訂正を行う誤り訂正部と、 前記誤り訂正の動作の開 始及び停止の制御を行 、、前記インノ ルス雑音検出手段によりインパルス雑音が検 出された場合に、前記誤り訂正手段に誤り訂正を開始させる誤り訂正制御部とを備 えることとしてもよい。
[0016] この構成によれば、インパルス雑音が有効シンボルのガード対応期間を除く期間に 発生して!/ヽる場合には、上述した通りインパルス雑音発生時の信号値も含めて FFT を行わざるを得ず、その FFT処理後に復号されたデータはビット誤りが発生している 可能性が高い。そのため、インノ ルス雑音の発生を検出した場合には、強制的に復 号後のデータについて誤り訂正を行うようにすることでビット誤りを低減することができ 、誤り訂正が必要でない場合にのみ誤り訂正処理を停止させることにより誤り訂正に よる消費電力を低減させることができる。
図面の簡単な説明
[0017] [図 1]実施の形態 1に係る OFDM受信装置の機能ブロック図である。
[図 2]本発明に係る OFDM受信装置のシンボル同期部の機能ブロック図である。
[図 3]本発明に係る OFDM受信装置の平均化部の機能ブロック図である。
[図 4]図 4(a)は、入力信号である ODFM信号の構成を表し、図 4(b)は、遅延部の出 力信号を表し、図 4(c)は、相関算出部の出力信号を表す。図 4(d)は相関信号をガー ド長 (TG)で区間積分した区間積分信号の波形であり、同図 (e)は 2倍のガード長 (2T G)期間で区間積分した区間積分信号の波形である。
[図 5]図 5(a)は、 OFDM信号の直接波を表し、図 5(b)は、マルチパスによる遅延波を 表している。図 5(c)は、図 5(a)(b)の各々の相関を示す波形を表し、図 5(d)は、図 5(c) の各波形を合成した波形を表して 、る。
[図 6]FFT窓位置設定部の動作フローを示す図である。
[図 7]受信した各シンボルを時間軸と周波数軸の平面に配置した図である。
[図 8]受信品質算出部の動作フローを示す図である。
[図 9]補足 (1)に示す変換部の機能ブロック図を示している。
[図 10]補足 (2)に示す変換部の機能ブロック図を示している。
[図 11]補足 (5)に示す復調復号部の機能ブロック図を示している。
[図 12]インパルス雑音を含む OFDM信号のシンボルを表した図である。
[図 13]従来のインパルス雑音の影響を低減する技術の機能ブロック図を示している。 発明を実施するための最良の形態
[0018] <実施の形態 1 >
<概要 >
本発明に係る OFDM受信装置は、振幅が閾値以上のインパルス雑音を含む OFD M信号を受信した場合にお 、て、シンボル単位にその OFDM信号の FFTを行う際 、そのインパルス雑音の影響を低減させようとするものである。
[0019] 本発明では、図 12に示す様にインパルス雑音を含む OFDM信号を受信した場合 に、インパルス雑音の発生時刻を検出し、そのインパルス雑音を含むシンボルの FF T窓を設定する際、できるだけ検出した発生時刻の信号値を含まな 、ように連続する 有効シンボル長の FFT窓を設定する。
以下、上述の本発明に係る OFDM受信装置の実施の形態について説明する。
[0020] 尚、本実施の形態に係る OFDM受信装置は、 ISDB— T伝送方式で伝送される O FDM信号を受信する。この OFDM信号は、サブキャリア間隔、ガード長、有効シン ボル長などが異なる 3種類の伝送モード (MODEl〜3)のいずれかの伝送モードで 伝送されており、 OFDM受信装置は受信する OFDM信号の伝送モードを予め知つ ているものとする。
[0021] また、この OFDM信号は、スキヤッタードバイロット (SP)信号と呼ばれる伝送路特性 を推定するための基準信号を時間軸方向及び周波数軸方向に含み、インタリーブや 誤り訂正情報等の伝送パラメタを示す TMCC (Transmission and Multiplexing Config uration Control)信号を含んで 、るものとする。
<構成>
図 1は、本発明に係る OFDM受信装置の機能構成図を示しており、 OFDM受信 装置 1は、受信した OFDM信号に FFTを施して時間軸上の振幅と位相情報を周波 数軸上の振幅と位相情報に変換する時間軸処理部 1000と、 FFT処理後の信号を 復調して復号する周波数軸処理部 2000とから構成されている。
[0022] ここで、時間軸処理部 1000は、ダウンコンバータ 101、 AZD変換部 102、直交復 調部 103、振幅制御部 104、 FFT処理部 105、インパルス雑音検出部 110、シンポ ル同期部 111、平均化部 112、 FFT窓位置設定部 113、及び遅延調整部 114で構 成されている。
以下、各部について説明する。
[0023] <ダウンコンバータ 101 >
ダウンコンバータ 101は、アンテナ 100を介して OFDM信号を受信し、ユーザによ つて選局されたチャネルの信号を選択してベースバンド信号に変換する。
く AZD変換部 102>
AZD変換部 102は、ダウンコンバータ 101によって変換されたベースバンド信号 をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号を直交復調部 103及びインパルス雑音 検出部 110に送出する。
[0024] <直交復調部 103 >
直交復調部 103は、 AZD変換部 102から送出されたデジタル信号を直交検波し、 各サブキャリアの信号を同相軸 (I軸)信号と直交軸 (Q軸)信号に分離して複素信号に 変換する。
<インパルス雑音検出部 110 >
インパルス雑音検出部 110は、 AZD変換部 102から送出されたデジタル信号の 振幅が予め定めた閾値に達して 、る場合、そのデジタル信号をインパルス雑音と判 断し、インパルス雑音の発生時を検出する機能を有する。尚、閾値として、 AZD変 換でクリップされる最大値を用いてもょ ヽ。
[0025] また、インパルス雑音検出部 110は、シンボル同期部 111からシンボルの同期を示 す相関信号を受付け、シンボルのどの位置にインパルス雑音が発生したかを識別す る機能と、インパルス雑音の発生時を示す雑音発生情報を振幅制御部 104、平均化 部 112、 FFT窓位置設定部 113へ送出する機能を有する。
くシンボル同期部 111 >
シンボル同期部 111は、直交復調された複素信号に基づいて、受信した OFDM信 号の相関を算出して検出結果を平均化部 112へ送出する機能を有する。
[0026] 図 2は、シンボル同期部 111の機能ブロック図を示しており、シンボル同期部 111は 、遅延部 1111、相関算出部 1112、及び移動積分部 1113から構成されている。 遅延部 1111は、複素信号を有効シンボル長だけ遅延させて、その遅延複素信号 を相関算出部 1112へ送出する。
[0027] 相関算出部 1112は、遅延部 1111から送出された遅延複素信号の複素共役をと つたものと、直交復調部 103から送出された複素信号を入力して乗算することにより、 両信号間の類似度を示す相関を算出し、その算出結果を相関信号として移動積分 部 1113へ送出する。尚、相関信号値は、両信号が類似している場合、即ち相関が ある場合には大きくなり、類似していない場合、即ち無相関である場合には小さくなる
[0028] 移動積分部 1113は、相関信号を入力としてガード長に応じた区間の積分を行って 区間積分信号を平均化部 112及びインパルス雑音検出部 110に送出する。
ここで、上述したシンボル同期処理にっ 、て図 4を用いて説明する。
図 4(a)は、マルチパスの影響を受けて!/、な!/、OFDM信号のシンボルを示して!/、る 同図に示す様に、 OFDM信号のシンボルは、有効シンボル期間信号とガードイン ターバル信号で構成されて ヽるため、この信号を有効シンボル長だけ遅延した信号 と元の信号は、ガードインターノ レの区間において同一の信号となり、強い相関が現 れる。
[0029] そこで、入力信号（図 4(a))と遅延部 1111にお 、て入力信号を有効シンボル長だ け遅延した信号 (図 4(b))との相関を、相関算出部 1112で演算すると、図 4(c)に示す 相関信号を出力する。
次に、移動積分部 1113において、相関信号をガード長の移動積分を行うと図 4(d) に示す波形を出力することができる。同図に示す様に、 1シンボル期間の特定位置に 相関値のピークが現れ、有効シンボル期間の開始位置を特定することができる。
[0030] また、相関信号をガード長の 2倍の長さ (2TG)の移動積分を行うと、図 4(e)に示す 様に台形状の波形を出力することができ、台形のフラット部分がガードインターノ レと 一致する。
尚、上述と同様に、マルチパスの影響を受けた OFDM信号の場合について、図 5 を用いて説明する。
[0031] マルチパス干渉を受けた OFDM信号は直接波と遅延波が重畳されて受信される。
図 5(a)は直接波を示しており、同図 (b)は直接波より A t(tく TG)だけ遅延した遅延 波を示している。
同図 (a)(b)の各々について、上述と同様に相関を算出して 2倍のガード長 (2TG)で 移動積分した場合、同図 (c)の実線で表した波形 10が直接波の相関演算結果を示し ており、破線で表した波形 20が遅延波の相関演算結果を示して!/、る。
[0032] 直接波と遅延波は重畳されているので、図 5(c)の相関を合成した同図 (d)の波形 30 がマルチパス干渉を受けている OFDM信号の相関演算結果を示す波形である。 この場合、フラット部分である t5力 t6の期間、及び t7から t8の期間が、マルチパス によるシンボル間干渉が無 、ガードインターバルの信号値を含む期間に相当し、こ の期間であれば FFT窓の開始位置をどこに設定してもマルチパスの影響を受けず に復調することが可能となる。以下、この期間を"開始位置候補期間"と呼ぶ。
[0033] 尚、本実施の形態では、インパルス雑音の影響を受けた OFDM信号にっ 、ても、 シンボル同期処理を同様に適用するが、後述する平均化部で相関信号が過去の相 関信号を用いて平滑化されることにより、シンボル同期にインパルス雑音の影響を与 えないようにする。
<平均化部 112 >
平均化部 112は、シンボル同期部 111によりシンボル単位に送出される相関信号 を平滑ィ匕する機能を有しており、図 3は平均化部 112の機能ブロック図を示して 、る
[0034] 同図に示すように平均化部 112は、信号選択部 112Aとシンボル周期フィルタ 112 Bとから構成されており、信号選択部 112Aによって選択されて出力された相関信号 をシンボル周期フィルタ 112Bへ入力し、シンボル周期フィルタ 112Bは入力された相 関信号を平滑化する。
以下、各部について説明する。
[0035] 信号選択部 112Aは、シンボル期間遅延器 1121、シンボル期間カウンタ 1128、セ レクタ 1126、及びセレクタ 1127で構成されている。
シンボル期間カウンタ 1128は、シンボル同期部 111から平均化部 112に相関信号 が入力されている時にインパルス雑音検出部 110から送出された雑音発生情報を受 信すると、受信時から 1シンボル期間をカウントする。尚、シンボル期間カウンタ 1121 は、カウントしている間は" 1"を出力し、 1シンボル期間カウントした後、インパルス雑 音検出部 110からの雑音検出信号が無ければ" 0"を出力する。
[0036] セレクタ 1126は、シンボル期間カウンタ 1128が " 1 "を出力して!/、る間はセレクタ 11 27から出力される信号を選択してシンボル期間遅延器 1121に送出し、また、シンポ ル期間カウンタ 1128が" 0"を出力している間はシンボル同期部 111から出力された 信号を選択してシンボル期間遅延器 1121に送出する。
シンボル期間遅延器 1121は、 1シンボル期間の長さのシフトレジスタであり、 1シン ボル期間前の信号値を出力する。
[0037] セレクタ 1127は、シンボル期間カウンタ 1128が" 1"を出力している間は、シンボル 期間遅延器 1121から出力される信号を選択してシンボル周期フィルタ 112Bに送出 し、また、シンボル期間カウンタ 1128が" 0"を出力している間はシンボル同期部 111 カゝら出力された信号を選択してシンボル周期フィルタ 112Bに送出する。
続!、て、シンボル周期フィルタ 112Bにつ!/、て説明する。
[0038] シンボル周期フィルタ 112Bは、信号選択部 112Aにより選択された相関信号を入 力し、その入力信号値と 1シンボル期間前に出力された出力信号値を重み付けした 信号値を加算することにより複数シンボル間の相関信号の平滑ィ匕を行う IIR(Infinite I mpulse Response)型フイノレタで teる。
シンボル周期フィルタ 112Bは、係数器 1122、係数器 1123、加算器 1124、及び シンボル期間遅延器 1125で構成されており、シンボル周期フィルタ 112Bは、係数 器 1122及び係数器 1123の乗算係数を各々" k"、 "l—k"とする。
[0039] シンボル周期フィルタ 112Bに入力する相関信号の z変換を Xin(z)、出力の z変換を Xout(z)とし、シンボルに相当するサンプル数を Nsとした場合、加算器 1124では、 Xin(z)+(1- k)'z_Ns'Xout(z)=Xout(z)が成立する。この場合、伝達関数 H(z)は、 H(z) =(1 (1 k) * z_Ns)で表される。 OFDM信号を受信する受信装置が移動しな ヽ場 合には、シンボル間干渉は殆ど変化しないため、このように平均化することでより正確 にシンボル間干渉を推定できる。
[0040] 従って、シンボル同期部 111がインパルス雑音部分の信号も含めて OFDM信号の 相関を算出し、その相関を示す相関信号を平均化部 112に入力した場合でも、イン パルス雑音を含めて演算された相関演算結果を示す相関信号の代わりに 1シンボル 期間前の相関信号を用 、て平均化するため、インパルス雑音の影響を除 、てシンポ ルの同期位置を特定することができる。 [0041] <FFT窓位置設定部 113 >
FFT窓位置設定部 113は、平均化部 112により平均化されて出力された相関信号 に基づ!/、て、受信した各シンボルにおける FFT窓の開始位置候補期間を特定する 機能を有する。
また、 FFT窓位置設定部 113は、インパルス雑音検出部 110から雑音発生情報を 受信し、特定した開始位置候補期間の範囲で、雑音発生情報により示される雑音発 生時刻を含めな ヽように FFT窓の開始時刻を決定し、決定した開始時刻から有効シ ンボル長の期間を FFT窓として設定し、 FFT窓の開始位置を示す FFT窓信号を FF T処理部 105へ送出する機能を有する。
[0042] また、インパルス雑音の発生時刻を含めずに FFT窓を設定することができない場合 、 FFT処理部 105が処理して 、るシンボルがインパルス雑音の影響を受けて 、る旨 の情報を遅延調整部 114へ送出する機能を有する。
ここで、図 4(e)に示す区間積分信号が平均化部 112より出力されたものとして、 FF T窓位置設定部 113の FFT窓位置設定処理にっ 、て図 6を用いて説明する。
(FFT窓位置設定処理）
FFT窓位置設定部 113は、平均化部 112より出力された区間積分信号を受信し、 電圧レベルが閾値以上の (tl—t2)区間をシンボルの開始位置候補期間と特定する（ ステップ SO 1)。
[0043] 続いて、 FFT窓位置設定部 113は、特定した (tl—t2)区間においてサンプリングす る一時刻に着目し (ステップ S02)、着目した時刻を開始時刻とする有効シンボル長 (T S)の期間分の信号列において、シンボル同期部 111から受信した雑音発生情報に より示されるインパルス雑音の発生をカウントする (ステップ S03)。
ステップ S03におけるカウント数力^でない場合、即ち、インパルス雑音発生時刻が FFT窓に含まれる場合には、 FFT窓位置設定部 113は、開始位置候補期間 (tl— 2 )区間において未着目のサンプリング時刻があるか判断する (ステップ S04:Y,ステツ プ S05)。
[0044] ステップ S05にお 、て、 FFT窓位置設定部 113が未着目のサンプリング時刻があ ると判断した場合 (ステップ S05:Y)、未着目の一時刻に着目し、ステップ S03の処理 を行う (ステップ S06)。
また、ステップ S04においてインパルス雑音の発生カウント数が 0である場合、即ち 、 FFT窓にインパルス雑音発生時刻を含んでいない場合には、その時刻を FFT窓 の開始時刻として決定する (ステップ S04:Y,ステップ S07)。
[0045] また、ステップ S05にお 、て、 FFT窓位置設定部 113が未着目のサンプリング時刻 力 いと判断した場合、即ち、インノ ルス雑音発生時刻を避けて FFT窓を設定でき ない場合には、インパルス雑音カウント数が最小となる (tl—t2)区間の時刻を開始時 刻として決定する (ステップ S05:Y,ステップ S08)。
FFT窓位置設定部 113は、ステップ S07又はステップ S08にお 、て決定された開 始時刻から有効シンボル長の期間を FFT窓として設定し、 FFT窓の開始時刻の情 報を含む FFT窓信号を FFT処理部 105へ送出する。また、決定された FFT窓にイン パルス雑音発生時刻が含まれて 、る場合には、そのシンボル力インパルス雑音を受 けて 、る旨の情報を遅延調整部 114へ送出する (ステップ S09)。
[0046] 尚、上述の FFT窓位置設定処理は、マルチパス干渉の影響を受けた OFDM信号 であるか否力を問わず行う。
例えば、図 5(d)に示す相関信号が FFT窓位置設定部 113に入力された場合、 FF T窓位置設定部 113は、同図において S1の開始位置候補期間として (t5〜t6)区間 を特定する。
[0047] 従って、 FFT窓位置設定部 113は、（t5〜t6)区間で、インパルス雑音の発生カウン ト数力^又は最小となるように FFT窓の開始時刻を設定すれば、 FFT処理部 105で シンボル S1の FFTを行うことができる。
<振幅制御部 104 >
振幅制御部 104は、インパルス雑音検出部 110により検出されたインパルス雑音発 生時刻の信号の振幅を 0に設定し、その信号を FFT処理部 105へ送出する。
[0048] <FFT処理部 105 >
FFT処理部 105は、 FFT窓位置設定部 113により設定された FFT窓信号により示 される区間の信号について FFTを行うことにより時間領域の複素信号を周波数領域 の複素信号に変換し、変換した複素信号をシンボル単位に周波数軸処理部 2000 へ送出する。
[0049] 尚、 FFT窓位置設定部 113がインパルス雑音発生時刻を含めずに FFT窓の設定 を行うことができなカゝつた場合でも、 FFT処理部 105が FFT処理を行う際、振幅制御 部 104によりインパルス雑音発生時刻の信号の振幅が 0に設定されているため、イン パルス雑音による影響は軽減される。
<遅延調整部 114 >
遅延調整部 114は、 FFT窓位置設定部 113から送出されたシンボル情報を受信し 、 FFT処理されたインノ ルス雑音を含むシンボルの複素信号力 FFT処理部 105か ら伝送路推定部 211へ入力されるタイミングで、そのシンボル力インパルス雑音の影 響を受けて 、る旨の情報を伝送路推定部 211へ送出する。
[0050] 尚、 FFT窓位置設定部 113が送出する FFT窓信号により示される時刻に同期して 、 FFT処理部 105が受信した OFDM信号の FFTを行えるように各部でも遅延調整 を行っているものとする。
次に周波数軸処理部 2000について説明する。
周波数軸処理部 2000は、伝送路等化部 210、伝送路特性推定部 211、補間部 2 12、デマップ部 220、ディンタリーブ部 230、ビタビ復号部 241、 RS復号部 242、及 び受信品質算出部 250で構成されている。
[0051] 尚、上述した通り、受信した OFDM信号には、伝送路特性を推定するための SP信 号が挿入されており、本実施の形態では、サブキャリア方向（周波数方向）に 12本の サブキャリアに 1本の割合で BPSK変調された SP信号を挿入し、 OFDMシンボル毎 に 3サブキャリアずつ周波数方向にシフトさせて SP信号を挿入させることで、 OFDM シンボル方向（時間方向）の同一のサブキャリアに対しては、 40FDMシンボルに 1 回の割合で SP信号が挿入される。
[0052] 以下、各部について説明する。
<伝送路等化部 210 >
伝送路等化部 210は、補間部 212によって補間された伝送路特性に基づいて受信 したデータ信号 (図 7の例の場合、情報伝送信号)の補正を行う機能を有する。
<伝送路特性推定部 211 > 伝送路特性推定部 211は、 FFT処理部 105から送出された複素信号を受信し、遅 延調整部 114から送出されたインパルス雑音の影響を受けて 、る旨の情報を受信す る機能を有する。
[0053] また、伝送路特性推定部 211は、受信した複素信号の中から SP信号を抽出する機 能と、送信側で既定された SP信号の挿入位置情報に基づいて、抽出した SP信号部 分の伝送路特性を推定する機能を有する。
尚、伝送路特性推定部 211は、 FFT窓位置設定部 113からシンボル情報を受信し た場合には、そのシンボル情報により示されるシンボルの SP信号を用いずに伝送路 特性を推定する。
[0054] <補間部 212>
補間部 212は、伝送路特性推定部 211により推定された伝送路特性に基づいて、 時間軸方向に SP信号を補間して SP信号が配置されて 、るサブキャリアの伝送路特 性を推定し、伝送路等化部 210へ推定した伝送路特性を示す情報を送出する機能 を有する。
また、時間軸方向に補間した SP信号を周波数軸方向に補間してシンボル内の全 サブキャリアの伝送路特性を推定する機能を有する。
[0055] ここで、図 7の例を用いて上述の補間処理について説明する。
図 7は、 FFT処理部 105から出力された信号を示しており、黒丸が SP信号、白丸 が本来送信すべきデータを示す情報伝送信号である。
ここで、インパルス雑音の影響を受けているシンボル力 同図のシンボル 500である 場合における補間処理にっ 、て説明する。
[0056] 補間部 212は、伝送路特性推定部 211によって推定された SP信号部分の伝送路 特性に基づき、例えば、 SP信号 311と SP信号 611の間を時間軸方向に補間する場 合、 SP信号 511を用いずに SP信号 311と SP信号 511を用いて補間する。他の時間 軸方向の補間も同様に SP信号 512、 513を用いずに行い、周波数方向の 3サブキヤ リア毎の伝送路特性を推定する。
[0057] 続いて補間部 212は、時間軸方向に補間された SP信号を用いて周波数軸方向を 補間し、全サブキャリアの伝送路特性を推定する。 <デマップ部 220>
デマップ部 220は、伝送路等化部 210によって補正されたデータ部分の複素信号 に対して再割付 (デマップ)を行!ヽ、伝送データ系列を復元する機能を有する。
[0058] 例えば、 ISDB— T規格の OFDM信号を復調する場合には、 QPSK、 16QAM又 は 64QAMに対応したデマップを行う。
また、デマップ部 220は、デマップ時におけるコンスタレーシヨンにおいて、基準点 から復調したシンボル点のずれ量に基づき、搬送波電力対雑音電力比 (以下、「CZ N比」と言う。）を算出し、算出した CZN比を示す CZN信号を受信品質算出部 250 へ送出する機能を有する。
[0059] <デインタリーブ部 230 >
ディンタリーブ部 230は、 TMCC信号により示されるインタリーブ情報、例えば、送 信側にぉ 、て連続データが所定の時間間隔で時間インタリーブされて 、る場合には 、その時間間隔等を示すインタリーブ情報に基づいて、受信したビット列を元のビット 列に並び替え、ビタビ復号部 241及び受信品質算出部 250ヘディンタリーブ後のビ ット系列を送出する。
[0060] <ビタビ復号部 241 >
ビタビ復号部 241は、ディンタリーブ処理されたビット系列に基づいてビタビ復号を 行い、復号後のビット系列を受信品質算出部 250及び RS復号部 242へ送出する。 く受信品質算出部 250>
受信品質算出部 250は、遅延調整部 114から雑音発生情報を受信し、デマップ部 220から CZN信号を受信する機能を有する。
[0061] また、ビタビ復号部 241によってビタビ復号された後のデータにっ 、て畳み込み符 号化処理を行い、当該処理後のデータとビタビ復号する前のデータとに基づいて、ビ タビ復号前のビットエラーレート (以下、「ビタビ前 BER」と言う。）を算出する機能を有 する。更に、ビタビ復号後のデータと RS復号部 242によって RS復号された後のデー タとに基づいて、ビタビ復号後のビットエラーレート (以下、「ビタビ後 BER」と言う。）を 算出する機能を有する。
[0062] また、受信品質算出部 250は、インパルス雑音検出信号を受信した場合、又は CZ N信号値が閾値以下となった場合、又は、ビタビ前 BER及びビタビ後 BERの値に応 じて RS復号部 242の起動を制御する機能を有する。
以下、図 8に示す受信品質算出部 250の動作フロー図に基づき、 RS復号部 242 の起動制御処理にっ 、て説明する。
[0063] 受信品質算出部 250は、遅延調整部 114から雑音発生情報を受信した力否か、デ マップ部 220から受付けた CZN信号値力 ¾S復号部 242の停止時より低下した力否 力 及び算出したビタビ前 BER力 ¾3復号部 242の停止時より悪ィ匕している力否かを 判断し、一つでも肯定的な判断をした場合には、 RS復号部 242に起動を指示する（ ステップ S11:Y,ステップ SI 2)。
[0064] 受信品質算出部 250は、ビタビ復号部 241から送出されるビタビ復号後データと、
RS復号部 242から送出される RS復号後データを受信してビタビ後 BERを算出し、 ビタビ後 BER力^か否かを判断する (ステップ S 13)。
受信品質算出部 250は、ステップ S 13においてビタビ後 BER力^である場合、 RS 復号部 242の起動停止を指示する (ステップ S13:Y,ステップ S 14)。
[0065] また、ステップ S 13においてビタビ後 BERが 0でなければ、受信品質算出部 250は
、ビタビ後 BERが 0になるまで RS復号部 242に復号処理を行わせる (ステップ S13:N
)。
また、ステップ S 11において、受信品質算出部 250がいずれも肯定的な判断をした 場合、 RS復号部 242の起動を停止させる (ステップ S 11 :N)。
[0066] <RS復号部 242 >
RS復号部 242は、受信品質算出部 250による起動指示に応じて起動し、ビタビ復 号されたビット系列についてリードソロモン復号を行い、復号後のデータを受信品質 算出部 250及び図示しない画像等処理部へ送出する機能を有する。
上記の構成により、本発明に係る OFDM受信装置は、受信した OFDM信号がマ ルチパス干渉の影響を受けて 、るか否かに関わらず、受信 OFDM信号のシンボル にインパルス雑音を検出した場合、そのインノ ルス雑音の発生時刻の信号を含むシ ンボルの FFT窓位置を設定する際にお 、て、 FFT窓にその雑音発生時刻をできる だけ含まな 、ように FFT窓の開始位置を設定することができ、 FFT処理におけるイン パルス雑音の影響を軽減することができる。
また、シンボルの FFT窓位置設定の際にインパルス雑音発生時刻を避けて設定で きず、その時刻における信号の振幅を 0に設定して FFT処理した場合には、 FFT処 理後の復調及び復号処理にぉ 、て、そのシンボルを用いな 、で伝送路等化を行 ヽ 、誤り訂正を強制的に行わせることにより、ビット誤りを低減させることができる。
<補足 >
なお、本発明を上記の実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明は、上記の 実施の形態に限定されないのはもちろんである。以下のような場合も本発明に含まれ る。
(1)上述した実施の形態では、シンボル同期部 111はインパルス雑音発生時の複素 信号も含めて相関を算出し、平均化部 112でインパルス雑音発生時を含む相関信 号の代わりに 1シンボル期間前の相関信号を用いて平均化を行って 、たが、図 9に示 す様に、シンボル同期部 111は、振幅制御部 104でインパルス雑音発生時の振幅を 0に設定した後の複素信号を用いて同期処理を行うこととしてもよい。
(2)上述した実施の形態では、振幅制御部 104は、インパルス雑音検出部 110によ つてインパルス雑音の発生が検出された時、インパルス雑音検出部 110により送出さ れる雑音発生情報に基づいて、その雑音発生時の振幅値を 0に設定していたが、図 10に示す様に、 FFT窓位置設定部 113がインパルス雑音発生時刻を含めずに FF T窓を設定できない場合に限り、その雑音発生時刻を示す情報を振幅制御部 104に 送出し、振幅制御部 104がその情報に基づいて該当する振幅値を 0に設定すること としてちよい。
(3)上述した実施の形態では、 FFT窓位置設定部 113が FFT窓を設定する際、連 続する有効シンボル長の FFT窓の開始位置をガードインターバルの範囲で動かすこ とによってインパルス雑音発生時刻を含まな ヽように FFT窓位置の設定制御を行つ ていた力 インパルス雑音発生時がガードインターバル内又はガード対応区間内で ある場合に、 FFT窓位置設定部 113は、 FFT窓の開始位置を動力さずに、設定した FFT窓にインパルス雑音発生時が含まれて 、るとき、その雑音発生時の信号値の代 わりに、ガードインターバル又はガード対応区間から対応する信号値を抽出して FFT に用いることとしてもよい。尚、この場合も、インパルス雑音検出時刻が有効シンボル のガード対応期間外であれば、その検出時刻の信号の振幅を 0に設定して FFT処 理を行う。
(4)上述した実施の形態では、 ISDB— T方式に適用した場合の構成について説明 したが、 DVB— H方式に適用する場合は、受信品質算出部 251は、 RS復号後の B ERが 0であれば、図 11に示す MPE— FEC (Multi- Protocol Encapsulation Forward Error Correction) 243を停止し、 MPE—FECを停止後にCZN信号値が低下した 場合、インパルス雑音の影響を受けている旨の情報を受信した場合、又はビタビ後 B ERが MPE— FECを停止後に悪化した場合の 、ずれかに該当するときは、 MPE— FECを起動させることとしてもょ 、。
(5)上述した実施の形態では、受信した OFDM信号を AZD変換後のデジタル信号 において所定の振幅値を検出した場合に、その検出時刻を振幅制御部 104へ伝え るものとして説明したが、前述の特許文献 1に示す方法によりインパルス雑音の発生 を検出してもよい。特許文献 1のチューナ (図 13参照)は、インパルス雑音を含む図 1 2に示す様なシンボルをアンテナ 10で受信した場合、そのシンボルを AZD変換部 1 2でベースバンド信号に AZD変換し、直交復調部 13で直交復調されて出力された 信号の変化から閾値発生部 16がインパルス雑音検出のための閾値を発生させ、そ の閾値をコンパレータ 17へ出力する。コンパレータ 17は、この閾値と直交復調部 10 3からの出力を比較することによりインパルス雑音を検出し、振幅制御部 14は検出さ れたインパルス雑音部分の振幅を 0にするものである。
(6)上述の実施の形態では、インパルス雑音を含むシンボルの相関信号を用いずに 1シンボル期間前の相関信号を用いて平均化することとして説明したが、信号選択部 112A力 インノ ルス雑音を含むシンボルの相関信号を元の信号値より小さくなるよう に重み付けして IIRフィルタに入力し、平均化に用いることとしてもよい。
(7)上述の実施の形態では、 ISDB— T及び DVB— Hの伝送方式について説明し た力 上述の各処理は DVB— T方式等、ガードインターバルを有するマルチキャリア 信号を受信する場合にも適用可能である。
(8)上述の OFDM受信装置の各機能ブロックは典型的には集積回路である LSIとし て実現される。これらは個別に 1チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように 1チップ化されても良い。ここでは、 LSIとした力 集積度の違いにより、 IC、システム LSI,スーパー LSI、ゥノレトラ LSIと呼称されることもある。
[0068] また、集積回路化の手法は LSIに限るものではなぐ専用回路又は汎用プロセサで 実現してもよい。 LSI製造後に、プログラムすることが可能な FPGA (Field Programma ble Gate Array)や、 LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギ ユラブル'プロセッサーを利用しても良い。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により LSIに置き換わる集積回 路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積ィ匕を行って もよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
産業上の利用可能性
[0069] 本発明に係る OFDM受信装置は、地上波デジタル放送を受信する放送受信機等 に利用できる。

Claims

請求の範囲
[1] 各シンボルにガードインターバル信号が挿入されて送信された OFDM信号を受信 し、シンボル毎に有効シンボル長分の信号を高速フーリエ変換することにより OFDM 信号を復調する OFDM受信装置であって、
受信した OFDM信号において振幅が所定値以上のインパルス雑音の発生時を検 出する検出部と、
検出したインパルス雑音発生時が、ガードインターバル信号があると推定される期 間内、又はその期間の信号と同等の信号があると推定される期間内にある場合、当 該発生時の信号値を用いずに、当該シンボルにお 、て当該発生時の信号に代替す る信号値を用いて高速フーリエ変換するよう制御する高速フーリエ変換制御部と を備える OFDM受信装置。
[2] 前記高速フーリエ変換は FFT回路によってなされ、
前記高速フーリエ変換制御部は、
一シンボル毎に、連続する有効シンボル長分の信号を高速フーリエ変換するため の FFT区間として決定し、当該 FFT区間分の信号を前記 FFT回路に入力する FFT 窓決定部を備える請求項 1記載の OFDM受信装置。
[3] 前記 OFDM受信装置は、更に、
受信した前記 OFDM信号と、当該 OFDM信号を有効シンボル長だけ遅延させた 遅延 OFDM信号との相関量をシンボル単位で算出する相関算出部と、
前記インパルス雑音発生時を含むシンボルを除く複数シンボルにおける前記相関 量を平均化し、平均化した相関量に基づ！ヽて前記ガードインターバル信号がある期 間の推定を行う平均化部と
を備える請求項 1記載の OFDM受信装置。
[4] 前記受信される OFDM信号は既定の複数の基準信号を含めて送信されたもので あり、
前記 OFDM受信装置は、更に、
前記既定の基準信号を示す基準信号情報を保持しており、
送信された各基準信号に相応する高速フーリエ変換後の各基準信号を抽出する 抽出部と、
抽出された基準信号のうちインパルス雑音を含むシンボル中の基準信号を除いた 残りの基準信号と、前記基準信号情報に示される基準信号を比較して伝送路特性を 推定し、高速フーリエ変換後の各基準信号を補間する補間部と
を備える請求項 1記載の OFDM受信装置。
[5] 前記 OFDM受信装置は、更に、
高速フーリエ変換後の信号を復号する復号部と、
復号されたデータの誤り訂正を行う誤り訂正部と、
前記誤り訂正の動作の開始及び停止の制御を行!ヽ、前記インパルス雑音検出手 段によりインパルス雑音が検出された場合に、前記誤り訂正手段に誤り訂正を開始さ せる誤り訂正制御部と
を備える請求項 1記載の OFDM受信装置。
[6] 各シンボルにガードインターバル信号が挿入されて送信された OFDM信号を受信 し、プログラムを実行可能な装置に、シンボル毎に有効シンボル長分の信号を高速 フーリエ変換することにより OFDM信号を復調する処理を実行させる制御プログラム であって、
受信した OFDM信号において振幅が所定値以上のインパルス雑音の発生時を検 出する検出ステップと、
検出したインパルス雑音発生時が、ガードインターバル信号があると推定される期 間内、又はその期間の信号と同等の信号があると推定される期間内にある場合、当 該発生時の信号値を用いずに、当該シンボルにお 、て当該発生時の信号に代替す る信号値を用いて高速フーリエ変換するよう制御する高速フーリエ変換制御ステップ と
を含む制御プログラム。
[7] 各シンボルにガードインターバル信号が挿入されて送信された OFDM信号を受信 し、シンボル毎に有効シンボル長分の信号を高速フーリエ変換することにより OFDM 信号を復調する OFDM受信装置の集積回路であって、
受信した OFDM信号において振幅が所定値以上のインパルス雑音の発生時を検 出する検出部と、
検出したインパルス雑音発生時が、ガードインターバル信号があると推定される期 間内、又はその期間の信号と同等の信号があると推定される期間内にある場合、当 該発生時の信号値を用いずに、当該シンボルにお 、て当該発生時の信号に代替す る信号値を用いて高速フーリエ変換するよう制御する高速フーリエ変換制御部と を備える集積回路。
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