JPH10126353A - デジタルオーディオ放送における受信装置 - Google Patents
デジタルオーディオ放送における受信装置Info
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- JPH10126353A JPH10126353A JP8270430A JP27043096A JPH10126353A JP H10126353 A JPH10126353 A JP H10126353A JP 8270430 A JP8270430 A JP 8270430A JP 27043096 A JP27043096 A JP 27043096A JP H10126353 A JPH10126353 A JP H10126353A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2662—Symbol synchronisation
- H04L27/2665—Fine synchronisation, e.g. by positioning the FFT window
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- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 マルチパス発生環境下であっても送信機と受
信機のサンプリング周波数間の誤差量を０にする。 【解決手段】 受信部から出力されるＤＡＢベースバン
ド信号を所定サンプリング周波数でデジタルに変換後、
フーリエ変換部６６でフーリエ変換して出力するＤＡＢ
受信装置であり、サンプリングパルス発生部６３、フー
リエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ発生部
６５、位相基準シンボルのフーリエ変換出力に基づいて
伝送路のインパルス応答を演算するインパルス応答演算
部８１、インパルス応答におけるインパルス重心位置演
算部８２、前回と今回のフレームにおけるＤＦＴウィン
ドウの位置偏差、前回及び今回のフレームにおける各重
心位置とから重心位置の変化量を計算し、該重心位置の
変化量に基づいてサンプリングパルスの周波数を制御す
るサンプリング周波数制御手段８４を有する。
信機のサンプリング周波数間の誤差量を０にする。 【解決手段】 受信部から出力されるＤＡＢベースバン
ド信号を所定サンプリング周波数でデジタルに変換後、
フーリエ変換部６６でフーリエ変換して出力するＤＡＢ
受信装置であり、サンプリングパルス発生部６３、フー
リエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ発生部
６５、位相基準シンボルのフーリエ変換出力に基づいて
伝送路のインパルス応答を演算するインパルス応答演算
部８１、インパルス応答におけるインパルス重心位置演
算部８２、前回と今回のフレームにおけるＤＦＴウィン
ドウの位置偏差、前回及び今回のフレームにおける各重
心位置とから重心位置の変化量を計算し、該重心位置の
変化量に基づいてサンプリングパルスの周波数を制御す
るサンプリング周波数制御手段８４を有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタルオーディオ放送
（Digital Audio Broadcast:DAB)における受信装置に係
わり、特に、２Ｎ個のデジタルデータを２ビットづつＮ
組に分け、各組の第１データを実数部、第２データを虚
数部として順次フーリエ逆変換部に入力し、該フーリエ
逆変換部から出力される実数部、虚数部をアナログ信号
に変換し、それぞれにキャリア周波数ｆｃのcos波、sin
波を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射し、空間に
放射された信号を受信し、受信信号に前記キャリア周波
数のcos波、sin波を乗算し、それぞれの乗算結果を所定
サンプリング周波数でデジタルに変換後フーリエ変換部
に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数部、虚
数部を前記第１データ、第２データとして出力するデジ
タルオーディオ放送における受信装置に関する。
（Digital Audio Broadcast:DAB)における受信装置に係
わり、特に、２Ｎ個のデジタルデータを２ビットづつＮ
組に分け、各組の第１データを実数部、第２データを虚
数部として順次フーリエ逆変換部に入力し、該フーリエ
逆変換部から出力される実数部、虚数部をアナログ信号
に変換し、それぞれにキャリア周波数ｆｃのcos波、sin
波を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射し、空間に
放射された信号を受信し、受信信号に前記キャリア周波
数のcos波、sin波を乗算し、それぞれの乗算結果を所定
サンプリング周波数でデジタルに変換後フーリエ変換部
に入力し、該フーリエ変換部から出力される実数部、虚
数部を前記第１データ、第２データとして出力するデジ
タルオーディオ放送における受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】音声信号をデジタル化して直列データと
し、該直列データを２Ｎ個づつ区切り、該２Ｎ個のデジ
タルデータを２ビットづつＮ組に分け、各２ビットの
１、０の組合せでそれぞれ周波数が異なるＮ個のキャリ
アを４相ＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重して送
信局より送出し、受信機で該周波数多重された位相変調
信号を受信、復調して音声出力するデジタルオーディオ
放送（ＤＡＢ)が提案され欧州等において実用化に向け
て検討されている。
し、該直列データを２Ｎ個づつ区切り、該２Ｎ個のデジ
タルデータを２ビットづつＮ組に分け、各２ビットの
１、０の組合せでそれぞれ周波数が異なるＮ個のキャリ
アを４相ＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重して送
信局より送出し、受信機で該周波数多重された位相変調
信号を受信、復調して音声出力するデジタルオーディオ
放送（ＤＡＢ)が提案され欧州等において実用化に向け
て検討されている。
【０００３】このＤＡＢ方式は、選択性フェージングの
影響を少なくするために、情報をパラレルに分けて多数
のキャリアを用いて変調を行ない（周波数インターリー
ブ）、いずれかのキャリアがフェージングを受けても全
体として影響を少なくする方法であり、基本的に周波数
分割多重（ＦＤＭ：Frequency Division Multiplex)方
式である。ところで、単なるＦＤＭの場合にはスペクト
ラムのオーバラップを避けるためにキャリアの間隔を十
分に取らなければならなくなり、周波数利用効率があま
り良くない。そこで、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency
Division Multiplex)方式が提案されている。このＯＦ
ＤＭの場合は各キャリアが直交条件を満たすように配置
され、スペクトラムのオーバラップを許しており周波数
利用効率が良い上に、変調器、復調器でＩＤＦＴ（Inve
rse Discrete Fourier Transform:離散フーリエ逆変
換)、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform:離散フーリ
エ変換)操作を利用することができハードウェアを非常
に簡素化できる利点がある。
影響を少なくするために、情報をパラレルに分けて多数
のキャリアを用いて変調を行ない（周波数インターリー
ブ）、いずれかのキャリアがフェージングを受けても全
体として影響を少なくする方法であり、基本的に周波数
分割多重（ＦＤＭ：Frequency Division Multiplex)方
式である。ところで、単なるＦＤＭの場合にはスペクト
ラムのオーバラップを避けるためにキャリアの間隔を十
分に取らなければならなくなり、周波数利用効率があま
り良くない。そこで、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency
Division Multiplex)方式が提案されている。このＯＦ
ＤＭの場合は各キャリアが直交条件を満たすように配置
され、スペクトラムのオーバラップを許しており周波数
利用効率が良い上に、変調器、復調器でＩＤＦＴ（Inve
rse Discrete Fourier Transform:離散フーリエ逆変
換)、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform:離散フーリ
エ変換)操作を利用することができハードウェアを非常
に簡素化できる利点がある。
【０００４】(a) ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディ
オ放送の原理 図１３はデジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成
図である。１は伝送速度ｆs（＝２／Δｔ）で入力され
る直列データｄ(n)（ａ(0)，ｂ(0)，ａ(1)，ｂ(1)，・
・・）を２Ｎビットの並列データに変換するシリアルパ
ラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２0〜２N-1はＮ個のキ
ャリア乗算部で、２×Ｎビットの並列データを２ビット
づつのＮ組ａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・・・；ａ(N
-1)，ｂ(N-1)に分け、各組の第１ビットａ(0)，ａ(1)，
・・ａ(N-1)に周波数がｆ0〜ｆN-1のキャリア（cosω
nt)を乗算し、第２ビットｂ(0)，ｂ(1)，・・ｂ(N-1)に
周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア（−sinωnt)を乗算するも
の、３は各組のキャリア乗算部の出力信号ａ(n)cosω
nt，−ｂ(n)sinωnt（ｎ＝０〜N-1)を合成すると共に周
波数多重して信号Ｄ(t)を送出する周波数多重化部（Ｍ
ＵＸ）である。
オ放送の原理 図１３はデジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成
図である。１は伝送速度ｆs（＝２／Δｔ）で入力され
る直列データｄ(n)（ａ(0)，ｂ(0)，ａ(1)，ｂ(1)，・
・・）を２Ｎビットの並列データに変換するシリアルパ
ラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２0〜２N-1はＮ個のキ
ャリア乗算部で、２×Ｎビットの並列データを２ビット
づつのＮ組ａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・・・；ａ(N
-1)，ｂ(N-1)に分け、各組の第１ビットａ(0)，ａ(1)，
・・ａ(N-1)に周波数がｆ0〜ｆN-1のキャリア（cosω
nt)を乗算し、第２ビットｂ(0)，ｂ(1)，・・ｂ(N-1)に
周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア（−sinωnt)を乗算するも
の、３は各組のキャリア乗算部の出力信号ａ(n)cosω
nt，−ｂ(n)sinωnt（ｎ＝０〜N-1)を合成すると共に周
波数多重して信号Ｄ(t)を送出する周波数多重化部（Ｍ
ＵＸ）である。
【０００５】周波数多重化部３で各組のキャリア乗算部
の出力信号を合成することにより、各組の２ビットの
１，０の組合せでそれぞれ周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア
を４相ＰＳＫ変調したことになり、周波数多重化部３の
出力Ｄ(t)は Ｄ(t)＝Σ｛ａ(n)cosωnt−ｂ(n)sinωnt｝ (ｎ＝0〜N-
1） となる。尚、各キャリアの周波数間隔をΔｆとすれば、
(n+1)番目のキャリア周波数ｆnは ｆn＝ｆ0＋ｎΔｆ となり、２ビットデータの伝送時間をΔｔ（伝送速度ｆ
s＝２／Δｔ）とすれば、周波数間隔Δfは Δｆ＝１／ＮΔｔ となる。
の出力信号を合成することにより、各組の２ビットの
１，０の組合せでそれぞれ周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア
を４相ＰＳＫ変調したことになり、周波数多重化部３の
出力Ｄ(t)は Ｄ(t)＝Σ｛ａ(n)cosωnt−ｂ(n)sinωnt｝ (ｎ＝0〜N-
1） となる。尚、各キャリアの周波数間隔をΔｆとすれば、
(n+1)番目のキャリア周波数ｆnは ｆn＝ｆ0＋ｎΔｆ となり、２ビットデータの伝送時間をΔｔ（伝送速度ｆ
s＝２／Δｔ）とすれば、周波数間隔Δfは Δｆ＝１／ＮΔｔ となる。
【０００６】図１４は周波数多重化部３の機能説明図で
あり、Δｆ間隔のＮ個の各キャリアｆ0〜ｆN-1を２ビッ
トづつのＮ組のデータａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・
・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)で４φＰＳＫ変調し、各変調信
号を周波数多重して伝送する。図１５はシンボルの説明
図であり、２×Ｎビットで１シンボルが構成され、１シ
ンボルの時間長をＴsとすれば、 Ｔs＝ＮΔｔ Δｆ＝１／Ｔs となる。１シンボル（２×Ｎビット）毎に上記４φＰＳ
Ｋ変調及び変調信号の周波数多重が行なわれて周波数多
重信号Ｄ(t)が順次送信される。
あり、Δｆ間隔のＮ個の各キャリアｆ0〜ｆN-1を２ビッ
トづつのＮ組のデータａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・
・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)で４φＰＳＫ変調し、各変調信
号を周波数多重して伝送する。図１５はシンボルの説明
図であり、２×Ｎビットで１シンボルが構成され、１シ
ンボルの時間長をＴsとすれば、 Ｔs＝ＮΔｔ Δｆ＝１／Ｔs となる。１シンボル（２×Ｎビット）毎に上記４φＰＳ
Ｋ変調及び変調信号の周波数多重が行なわれて周波数多
重信号Ｄ(t)が順次送信される。
【０００７】図１６はデジタルオーディオ放送の受信機
の原理的構成図である。４0〜４N-1はＮ個のキャリア乗
算部で、受信信号Ｄ(t)に周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア
（cosωnt,−sinωnt,ｎ＝0〜N-1)をそれぞれ乗算する
もの、５0〜５N-1は各乗算部の出力を積分してデータを
復調する積分器、６は２×Ｎビットの並列データを直列
データに変換するパラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換
器）である。各積分器５0〜５N-1は入力信号Ｄ(t)に対
して次式
の原理的構成図である。４0〜４N-1はＮ個のキャリア乗
算部で、受信信号Ｄ(t)に周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア
（cosωnt,−sinωnt,ｎ＝0〜N-1)をそれぞれ乗算する
もの、５0〜５N-1は各乗算部の出力を積分してデータを
復調する積分器、６は２×Ｎビットの並列データを直列
データに変換するパラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換
器）である。各積分器５0〜５N-1は入力信号Ｄ(t)に対
して次式
【数１】 の演算を行なって、データａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ
(1)；・・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)を復調する。
(1)；・・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)を復調する。
【０００８】(b) ＤＦＴを用いたＯＦＤＭ変復調方式 ところで、ＯＦＤＭのベースバンド信号Ｄ(t)を発生す
るためにはＮ個の４φＰＳＫ変調器が必要になり、又、
復調するにもＮ個の４φＰＳＫ復調器が必要になり、Ｎ
が大きくなると実用的でない。そこで、次にＤＦＴを用
いて変復調を簡単に行なう方法について説明する。
るためにはＮ個の４φＰＳＫ変調器が必要になり、又、
復調するにもＮ個の４φＰＳＫ復調器が必要になり、Ｎ
が大きくなると実用的でない。そこで、次にＤＦＴを用
いて変復調を簡単に行なう方法について説明する。
【０００９】(b-1) 変調部の構成 ＯＦＤＭのベースバンド信号は
【数２】 と表される。 ｄ(k)＝ａ(k)＋ｊｂ(k)とすれば、(1)式は
【数３】 と表わされる。ここで、＊は複素数を意味し、Ｒ[ ］は
[ ]の実数部を表わす。
[ ]の実数部を表わす。
【００１０】
【数４】 であるから、(3)式よりＤ(t)は(2)式で表わされること
は明らかである。(2)式において、ｔ＝ｍΔｔとする
と、
は明らかである。(2)式において、ｔ＝ｍΔｔとする
と、
【数５】 となる。ここで、Ｄ(m)はｄ(k)のＩＤＦＴ（離散フーリ
エ逆変換）の実数部になっていることに注目されたい。
Ｄ(m)をΔｔ毎にＤ(0)，Ｄ(1)，・・・Ｄ(N-1)として出
力すると図１７に示すようになる。この信号は(2)式を
Δt毎にサンプリングしたものに他ならない。従って、
図１８(a)に示す周波数特性と図１８(b)に示すインパル
ス特性を備えた理想フィルタを通すと(2)式と同じもの
が得られる。
エ逆変換）の実数部になっていることに注目されたい。
Ｄ(m)をΔｔ毎にＤ(0)，Ｄ(1)，・・・Ｄ(N-1)として出
力すると図１７に示すようになる。この信号は(2)式を
Δt毎にサンプリングしたものに他ならない。従って、
図１８(a)に示す周波数特性と図１８(b)に示すインパル
ス特性を備えた理想フィルタを通すと(2)式と同じもの
が得られる。
【００１１】以上のことから、変調器としては入力デー
タｄ(k)(複素)をＩＤＦＴして、その実数部Ｄ(0)からＤ
(N-1)までをΔt毎に出力し、理想フィルタを通せば変調
波(ベースバンド信号)が得られることになる。図１９は
かかる点に着目して構成した送信機の要部構成図であ
る。１１は２ビットづつのＮ組のデータａ(k)，ｂ(k)(k
＝0〜N)で複素表現した入力データｄ(k)に離散フーリエ
逆変換を施すＩＤＦＴ部、１２ａはＩＤＦＴ部から出力
される実数部をアナログに変換するＤＡ変換器、１３ａ
は理想フィルタ、１４ａは理想フィルタ出力Ｄ(t)にcos
ωcｔを乗算して周波数変換する乗算部である。
タｄ(k)(複素)をＩＤＦＴして、その実数部Ｄ(0)からＤ
(N-1)までをΔt毎に出力し、理想フィルタを通せば変調
波(ベースバンド信号)が得られることになる。図１９は
かかる点に着目して構成した送信機の要部構成図であ
る。１１は２ビットづつのＮ組のデータａ(k)，ｂ(k)(k
＝0〜N)で複素表現した入力データｄ(k)に離散フーリエ
逆変換を施すＩＤＦＴ部、１２ａはＩＤＦＴ部から出力
される実数部をアナログに変換するＤＡ変換器、１３ａ
は理想フィルタ、１４ａは理想フィルタ出力Ｄ(t)にcos
ωcｔを乗算して周波数変換する乗算部である。
【００１２】(b-2) 復調部の構成受信周波数変換におい
てＤ(t)のみが得られた場合、２Ｎ点のサンプリングを
しなければ原情報を取り出すことができない。これは、
Ｄ(t)がＮ点ＩＤＦＴの実数部だけになっているためで
ある。又、図２０(a),(b)に示すようにサンプリング定
理からも明らかである。サンプリング定理によれば帯域
N・Δfの信号は１／（２・Ｎ・Δｆ）の周波数でサンプ
リングしなければならない。 １／（２・Ｎ・Δｆ）＝Δｔ／２ であるから、Δｔ間隔でなくΔｔ／２間隔でサンプリン
グしなければならない。このため、Ｔs区間(Ｎ・Δｔ）
において２Ｎ点のサンプリングが必要になる。しかし、
実数部Ｄ(t)と虚数部Ｉ(t)が得られた場合は次に示すよ
うにＮ点のサンプリングで原信号を取り出すことができ
る。受信周波数変換後の複素ベースバンド信号を(5)式
に示す。
てＤ(t)のみが得られた場合、２Ｎ点のサンプリングを
しなければ原情報を取り出すことができない。これは、
Ｄ(t)がＮ点ＩＤＦＴの実数部だけになっているためで
ある。又、図２０(a),(b)に示すようにサンプリング定
理からも明らかである。サンプリング定理によれば帯域
N・Δfの信号は１／（２・Ｎ・Δｆ）の周波数でサンプ
リングしなければならない。 １／（２・Ｎ・Δｆ）＝Δｔ／２ であるから、Δｔ間隔でなくΔｔ／２間隔でサンプリン
グしなければならない。このため、Ｔs区間(Ｎ・Δｔ）
において２Ｎ点のサンプリングが必要になる。しかし、
実数部Ｄ(t)と虚数部Ｉ(t)が得られた場合は次に示すよ
うにＮ点のサンプリングで原信号を取り出すことができ
る。受信周波数変換後の複素ベースバンド信号を(5)式
に示す。
【００１３】
【数６】 右辺実数部、虚数部はそれぞれ伝送路、雑音によってＤ
(t)，Ｉ(t)が変形したもので、理想的な伝送路ではＤ
(t)，Ｉ(t)に等しくなる。
(t)，Ｉ(t)が変形したもので、理想的な伝送路ではＤ
(t)，Ｉ(t)に等しくなる。
【００１４】
【数７】 (6)式をｍΔｔ（ｍ＝0,1,2,・・・N-1）でサンプリングす
れば、
れば、
【数８】 とすれば、(7)式は
【数９】 従って、ｄ(k)は(8)式のＤＦＴで次のように得られる。
【００１５】
【数１０】 これより原信号ｄ(k)の推定値が得られる。尚、参考ま
でにＤＦＴ，ＩＤＦＴの関係式は以下のようになる。
でにＤＦＴ，ＩＤＦＴの関係式は以下のようになる。
【００１６】
【数１１】 以上から、受信信号Ｓ(t)を周波数変換して得られた複
素ベースバンド信号をローパスフィルタを介してデジタ
ルに変換し、ＤＦＴ部でＤＦＴを施せば原信号ｄ(k)の
推定値が得られる。図２１はかかる点に着目して構成し
た受信機の要部構成図であり、１５は周波数変換部、１
６ａ，１６ｂはローパスフィルタ、１７ａ，１７ｂはＡ
Ｄ変換器、１８はＤＦＴ部である。
素ベースバンド信号をローパスフィルタを介してデジタ
ルに変換し、ＤＦＴ部でＤＦＴを施せば原信号ｄ(k)の
推定値が得られる。図２１はかかる点に着目して構成し
た受信機の要部構成図であり、１５は周波数変換部、１
６ａ，１６ｂはローパスフィルタ、１７ａ，１７ｂはＡ
Ｄ変換器、１８はＤＦＴ部である。
【００１７】(c) 送信側周波数変換 Ｄ(t），Ｉ(t）を用いた直交平衡変調方式は図２２に示
すように、ＳＳＢ方式に用いられる周波数変換方式と同
じである。図中１１はＩＤＦＴ部、１２ａ，１２ｂはＡ
Ｄ変換器、１３ａ，１３ｂはローパスフィルタ、１４は
周波数変換部であり、cosωct，sinωctを乗算する乗算
器１４ａ，１４ｂ及び乗算器出力を合成して出力するハ
イブリッド回路１４ｃで構成されている。
すように、ＳＳＢ方式に用いられる周波数変換方式と同
じである。図中１１はＩＤＦＴ部、１２ａ，１２ｂはＡ
Ｄ変換器、１３ａ，１３ｂはローパスフィルタ、１４は
周波数変換部であり、cosωct，sinωctを乗算する乗算
器１４ａ，１４ｂ及び乗算器出力を合成して出力するハ
イブリッド回路１４ｃで構成されている。
【００１８】周波数変換部１４の出力信号Ｓ(t)は
【数１２】 となり、下側波帯を含まない。従って両側波帯方式に比
べ、帯域は１／２になり、伝送効率が向上する。
べ、帯域は１／２になり、伝送効率が向上する。
【００１９】(d) 受信側周波数変換方式 図２３はcosωct，sinωctによる直交周波数変換部の構
成図である。１５ａは受信信号ｓ(t)（(11)式参照)に次
式で示す雑音信号ｎ(t) ｎ(t)=ｎc(k)cos2π（ｆc+ｆk）ｔ-ｎs(k)sin2π（ｆc+
ｆk）ｔ を加算して信号ｒ(t)を出力する加算器（実際には存在
しない）、１５ｂはバンドパスフィルタ、１５ｃ，１５
ｄはバンドパスフィルタ出力にcosωct，−sinω ctを乗
算する乗算部である。振幅減衰や雑音がなく、しかも位
相遅れの無い理想的な伝送路では、ｒ(t)＝ｓ(t)とな
る。以下では、ｒ(t)＝ｓ(t)として説明する。この直交
周波数変換部の出力信号Ｄ′(t)，Ｉ′(t)はそれぞれ次
式
成図である。１５ａは受信信号ｓ(t)（(11)式参照)に次
式で示す雑音信号ｎ(t) ｎ(t)=ｎc(k)cos2π（ｆc+ｆk）ｔ-ｎs(k)sin2π（ｆc+
ｆk）ｔ を加算して信号ｒ(t)を出力する加算器（実際には存在
しない）、１５ｂはバンドパスフィルタ、１５ｃ，１５
ｄはバンドパスフィルタ出力にcosωct，−sinω ctを乗
算する乗算部である。振幅減衰や雑音がなく、しかも位
相遅れの無い理想的な伝送路では、ｒ(t)＝ｓ(t)とな
る。以下では、ｒ(t)＝ｓ(t)として説明する。この直交
周波数変換部の出力信号Ｄ′(t)，Ｉ′(t)はそれぞれ次
式
【数１３】 により表現される。尚、(12)，(13)式において２ｆcの
項は無視している。この(12)，(13)式は送信側複素ベー
スバンド信号を表わす(3)式の実数部と虚数部にそれぞ
れ一致している。従って、前に述べたようにＮ点サンプ
リングＤＦＴ演算することにより原信号を取り出すこと
ができる。
項は無視している。この(12)，(13)式は送信側複素ベー
スバンド信号を表わす(3)式の実数部と虚数部にそれぞ
れ一致している。従って、前に述べたようにＮ点サンプ
リングＤＦＴ演算することにより原信号を取り出すこと
ができる。
【００２０】(e) 差動符号化 (d)において、受信側周波数変換方式について説明した
が、ＯＦＤＭ方式において送信ローカル周波数ωcに同
期した受信ローカル周波数を作り出すことは非常に困難
である。又、受信ローカル周波数に周波数誤差があった
場合（非同期の場合）、復調ベクトルの回転という結果
になり絶対位相による復調は困難である。そのため、送
信側で絶対位相で情報を表わす代わりに位相回転の大き
さで情報を表わすようにする。このことを差動符号化と
いい、若干の周波数誤差があっても復調が可能となる。
が、ＯＦＤＭ方式において送信ローカル周波数ωcに同
期した受信ローカル周波数を作り出すことは非常に困難
である。又、受信ローカル周波数に周波数誤差があった
場合（非同期の場合）、復調ベクトルの回転という結果
になり絶対位相による復調は困難である。そのため、送
信側で絶対位相で情報を表わす代わりに位相回転の大き
さで情報を表わすようにする。このことを差動符号化と
いい、若干の周波数誤差があっても復調が可能となる。
【００２１】(e-1) 差動符号器 図２４は送信側差動符号器の説明図であり、差動符号器
２１の論理式は
２１の論理式は
【数１４】 である。差動符号器２１は
【数１５】 で複素表現されたデータＤl(k)を上記論理式でｄl(k)に
変換するものである。
変換するものである。
【００２２】差動符号は、 (1) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（１，１）の場合、
【数１６】 となり、(14)式に代入すると
【数１７】 となり、位相変化しない。
【００２３】(2) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（-１，-１）の場
合は
合は
【数１８】 となり、位相反転、すなわち、πシフトする。
【００２４】(3) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（１，-１）の場
合は
合は
【数１９】 となり時計方向にπ／２シフトする。
【００２５】(4) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（-１，１）の場
合は
合は
【数２０】 となり反時計方向にπ／２シフトする。
【００２６】(e-2) 差動復号器 (14)式より、次式
【数２１】 が得られる。差動復号器２２は図２５に示すようにデー
タｄl(k)を(15)式の論理式に従ってＤl(k)に変換するも
のである。従って、差動符号器の前記(1)〜(4)に対応し
て以下の(1)〜(4)の差動復号結果を出力する。
タｄl(k)を(15)式の論理式に従ってＤl(k)に変換するも
のである。従って、差動符号器の前記(1)〜(4)に対応し
て以下の(1)〜(4)の差動復号結果を出力する。
【００２７】
【数２２】
【００２８】(f) 送信系、受信系のブロック 以上より、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送
における送信系及び受信系は図２６(a),(b)に示す構成
となる。尚、送信系の周波数変換部１４において、１４
ｄは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する発振器、
１４ｅは該cos信号を−９０0移相して-sinωctを出力す
る移相器である。又、受信系の周波数変換部１５におい
て、１５ｅは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する
発振器、１５ｆは該cos信号を−９０0移相して-sinωct
を出力する移相器である。送信系のcos波、sin波(キャ
リア)を送信ローカル信号、受信系のcos波、sin波を受
信ローカル信号という。送信側では、既知の位相基準シ
ンボルとＭ個のデータシンボルとでＤＡＢフレームを構
成し、各シンボルを２ビットづつＮ組に分け、各組の第
１データを実数部、第２データを虚数部として差動符号
化し、差動符号の実数部、虚数部を順次フーリエ逆変換
部１１に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実
数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれに送信
ローカル周波数ｆｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果
を合成して空間に放射する。
における送信系及び受信系は図２６(a),(b)に示す構成
となる。尚、送信系の周波数変換部１４において、１４
ｄは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する発振器、
１４ｅは該cos信号を−９０0移相して-sinωctを出力す
る移相器である。又、受信系の周波数変換部１５におい
て、１５ｅは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する
発振器、１５ｆは該cos信号を−９０0移相して-sinωct
を出力する移相器である。送信系のcos波、sin波(キャ
リア)を送信ローカル信号、受信系のcos波、sin波を受
信ローカル信号という。送信側では、既知の位相基準シ
ンボルとＭ個のデータシンボルとでＤＡＢフレームを構
成し、各シンボルを２ビットづつＮ組に分け、各組の第
１データを実数部、第２データを虚数部として差動符号
化し、差動符号の実数部、虚数部を順次フーリエ逆変換
部１１に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実
数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれに送信
ローカル周波数ｆｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果
を合成して空間に放射する。
【００２９】受信側では、空間に放射された信号を受信
し、受信信号に受信ローカル周波数のcos波、sin波を乗
算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ
変換部１８に入力し、該フーリエ変換部から出力される
実数部、虚数部を差動復号化して原データである第１デ
ータ、第２データとして順次出力する。フーリエ変換部
１８はＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミングに基づい
てフーリエ変換処理を実行する。すなわち、図示しない
ウィンドウ信号発生部がフレーム間に設けられたヌル信
号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミ
ングであるＤＦＴウィンドウ信号を出力し、フーリエ変
換部１８はこのＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミング
に基づいてフーリエ変換を実行する。
し、受信信号に受信ローカル周波数のcos波、sin波を乗
算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ
変換部１８に入力し、該フーリエ変換部から出力される
実数部、虚数部を差動復号化して原データである第１デ
ータ、第２データとして順次出力する。フーリエ変換部
１８はＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミングに基づい
てフーリエ変換処理を実行する。すなわち、図示しない
ウィンドウ信号発生部がフレーム間に設けられたヌル信
号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミ
ングであるＤＦＴウィンドウ信号を出力し、フーリエ変
換部１８はこのＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミング
に基づいてフーリエ変換を実行する。
【００３０】図２７はＤＡＢフレーム、ウィンドウ信号
の説明図である。ＤＡＢフレームの先頭部分は同期チャ
ネルと称され、ヌル信号部分ＮＵＬＬと位相基準シンボ
ル部分ＰＲＳ（Phase Reference Symbol)とで構成さ
れ、ヌル信号部分ＮＵＬＬの後にはマルチパスの影響を
軽減するために62μsのガードインターバルＧＩＴが設
けられている。同期チャネルの後には所定数（＝ｍ）の
シンボルが配列され、各シンボルの前には62μsのガー
ドインターバルが設けられている。ガードインターバル
には対応シンボルの後半部の内容が繰り返し挿入されて
いる。
の説明図である。ＤＡＢフレームの先頭部分は同期チャ
ネルと称され、ヌル信号部分ＮＵＬＬと位相基準シンボ
ル部分ＰＲＳ（Phase Reference Symbol)とで構成さ
れ、ヌル信号部分ＮＵＬＬの後にはマルチパスの影響を
軽減するために62μsのガードインターバルＧＩＴが設
けられている。同期チャネルの後には所定数（＝ｍ）の
シンボルが配列され、各シンボルの前には62μsのガー
ドインターバルが設けられている。ガードインターバル
には対応シンボルの後半部の内容が繰り返し挿入されて
いる。
【００３１】ヌル信号部分ＮＵＬＬはフレームの先頭を
見つけるために設けられている。位相基準シンボル部分
ＰＲＳは差動復号のためのリファレンス信号であり、毎
フレーム固定の固有パターン（既知）が送られて来る。
ＰＲＳウィンドウはヌル信号部分ＮＵＬＬを検出し、そ
れを基準に所定の時間位置に設けられたウィンドウであ
り、ＤＦＴウィンドウはシンボル毎のＤＦＴ演算のタイ
ミングを示すものである。
見つけるために設けられている。位相基準シンボル部分
ＰＲＳは差動復号のためのリファレンス信号であり、毎
フレーム固定の固有パターン（既知）が送られて来る。
ＰＲＳウィンドウはヌル信号部分ＮＵＬＬを検出し、そ
れを基準に所定の時間位置に設けられたウィンドウであ
り、ＤＦＴウィンドウはシンボル毎のＤＦＴ演算のタイ
ミングを示すものである。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】以上のＯＦＤＭ方式に
よるデジタルオーディオ放送の受信機において、ＡＤ変
換器１７ａ、１７ｂ（図２６）のサンプリング周波数を
送信側のデジタルオーディオデータの伝送速度(サンプ
リング信号周波数）ｆsと正確に一致させる必要があ
り、周波数がずれたり、位相差が生じると正しく原オー
ディオデータを復調できなくなる。そこで、サンプリン
グ周波数の誤差量を監視し、該誤差量が０となるように
フィードバック制御する必要がある。しかし、車載用Ｄ
ＡＢ受信機では移動に伴ってマルチパスが発生する。こ
のため、信号処理によって伝送路の特性を求めても、時
間の経過とともに常に特性が変化すし、サンプリング周
波数の誤差量を求めることが困難である。以上から、本
発明の目的は、マルチパスの発生環境下であってもサン
プリング周波数の誤差量を検出し、該誤差量が０となる
ように制御し、これにより正しく原オーディオデータを
復調することである。
よるデジタルオーディオ放送の受信機において、ＡＤ変
換器１７ａ、１７ｂ（図２６）のサンプリング周波数を
送信側のデジタルオーディオデータの伝送速度(サンプ
リング信号周波数）ｆsと正確に一致させる必要があ
り、周波数がずれたり、位相差が生じると正しく原オー
ディオデータを復調できなくなる。そこで、サンプリン
グ周波数の誤差量を監視し、該誤差量が０となるように
フィードバック制御する必要がある。しかし、車載用Ｄ
ＡＢ受信機では移動に伴ってマルチパスが発生する。こ
のため、信号処理によって伝送路の特性を求めても、時
間の経過とともに常に特性が変化すし、サンプリング周
波数の誤差量を求めることが困難である。以上から、本
発明の目的は、マルチパスの発生環境下であってもサン
プリング周波数の誤差量を検出し、該誤差量が０となる
ように制御し、これにより正しく原オーディオデータを
復調することである。
【００３３】
【課題を解決するための手段】上記課題は、本発明によ
れば、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送の受
信機において、ＤＡＢ放送局から空間に放射された信号
を受信し、受信信号にキャリア周波数のcos波、sin波を
乗算してベースバンド信号を出力するＲＦ信号復調部、
それぞれの乗算結果を所定サンプリング周波数でデジタ
ルデータに変換するＡＤ変換器、ＤＡＢフレームを構成
する各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤ
ＦＴウィンドウ信号を出力するＤＦＴウィンドウ発生
部、シンボル毎に前記デジタルデータにフーリエ変換処
理を施して原オーディオデータを復調するフーリエ変換
部、位相基準シンボルのフーリエ変換出力に基づいて伝
送路のインパルス応答を演算するインパルス応答演算
部、インパルス応答に含まれる各インパルスの位置及び
レベルに基づいてＤＦＴウィンドウ内のインパルス重心
位置を算出するインパルス重心位置演算部、前回のフレ
ームにおけるＤＦＴウィンドウ位置と今回のフレームに
おけるＤＦＴウィンドウ位置の偏差、前回のフレームに
おけるインパルス重心位置、今回のフレームにおけるイ
ンパルス重心位置とから重心位置の変化量を計算し、該
重心位置の変化量に基づいて前記サンプリングパルスの
周波数誤差を検出し、該誤差が０となるように制御する
サンプリング周波数制御手段とを備えたデジタルオーデ
ィオ放送の受信機により達成される。
れば、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送の受
信機において、ＤＡＢ放送局から空間に放射された信号
を受信し、受信信号にキャリア周波数のcos波、sin波を
乗算してベースバンド信号を出力するＲＦ信号復調部、
それぞれの乗算結果を所定サンプリング周波数でデジタ
ルデータに変換するＡＤ変換器、ＤＡＢフレームを構成
する各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤ
ＦＴウィンドウ信号を出力するＤＦＴウィンドウ発生
部、シンボル毎に前記デジタルデータにフーリエ変換処
理を施して原オーディオデータを復調するフーリエ変換
部、位相基準シンボルのフーリエ変換出力に基づいて伝
送路のインパルス応答を演算するインパルス応答演算
部、インパルス応答に含まれる各インパルスの位置及び
レベルに基づいてＤＦＴウィンドウ内のインパルス重心
位置を算出するインパルス重心位置演算部、前回のフレ
ームにおけるＤＦＴウィンドウ位置と今回のフレームに
おけるＤＦＴウィンドウ位置の偏差、前回のフレームに
おけるインパルス重心位置、今回のフレームにおけるイ
ンパルス重心位置とから重心位置の変化量を計算し、該
重心位置の変化量に基づいて前記サンプリングパルスの
周波数誤差を検出し、該誤差が０となるように制御する
サンプリング周波数制御手段とを備えたデジタルオーデ
ィオ放送の受信機により達成される。
【００３４】
(Ａ) 本発明の原理 （ａ）送受信信号フレームのずれ量 ＤＡＢ受信機は、以下の方法で送信されたＤＡＢ信号フ
レームと受信したＤＡＢ信号フレームのずれ量を特定す
る。図１は伝送路のモデルであり、５１はＤＡＢ信号送
信機、５２はＤＡＢ受信機、５３は伝送路である。又、
ｘ（ｎ）は送信信号、ｈ（ｎ）は伝送路の特性、ｙ
（ｎ）は受信信号である。それぞれの信号は、以下の関
係がある。 Ｘ（ｋ）・Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ） すなわち、 Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ） (16) の関係がある。ただし、Ｘ（ｋ）、Ｈ（ｋ），Ｙ（ｋ）
はｘ（ｎ），ｈ（ｎ），ｙ（ｎ）をフーリエ変換したも
のである。
レームと受信したＤＡＢ信号フレームのずれ量を特定す
る。図１は伝送路のモデルであり、５１はＤＡＢ信号送
信機、５２はＤＡＢ受信機、５３は伝送路である。又、
ｘ（ｎ）は送信信号、ｈ（ｎ）は伝送路の特性、ｙ
（ｎ）は受信信号である。それぞれの信号は、以下の関
係がある。 Ｘ（ｋ）・Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ） すなわち、 Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ） (16) の関係がある。ただし、Ｘ（ｋ）、Ｈ（ｋ），Ｙ（ｋ）
はｘ（ｎ），ｈ（ｎ），ｙ（ｎ）をフーリエ変換したも
のである。
【００３５】以上の関係があるため、ｘ（ｎ），ｙ
（ｎ）、または、Ｘ（ｋ），Ｙ（ｋ）が既知であれば、
ｈ（ｎ）（インパルス応答）が導出され、このインパル
ス応答により送信された信号フレームと受信した信号フ
レームのずれ量を特定することができる。具体的には、
図２７に示すフレームの先頭に含まれる同期捕捉用の基
準位相シンボル（ＰＲＳ）をＸ（ｋ）、受信したＰＲＳ
をＹ（ｋ）とすることで、ｈ（ｎ）を導出する。
（ｎ）、または、Ｘ（ｋ），Ｙ（ｋ）が既知であれば、
ｈ（ｎ）（インパルス応答）が導出され、このインパル
ス応答により送信された信号フレームと受信した信号フ
レームのずれ量を特定することができる。具体的には、
図２７に示すフレームの先頭に含まれる同期捕捉用の基
準位相シンボル（ＰＲＳ）をＸ（ｋ）、受信したＰＲＳ
をＹ（ｋ）とすることで、ｈ（ｎ）を導出する。
【００３６】（ｂ）インパルス応答ｈ（ｎ）とフレーム
のずれ量の関係 次に、インパルス応答ｈ（ｎ）とフレームのずれ量の関
係を説明する。マルチパスが発生していない状態で、送
信機５１と受信機５２のサンプリング周波数が一致して
いる場合には図２の様に例えばｎ＝０の位置でインパル
ス応答ＩＰＬが観測される。尚、図２においてＷＤＷは
ＤＦＴウィンドウである。以下にその理由を説明する。
ＤＡＢではＸ（ｋ）に次式に示す信号を使用する。 この信号を図示すると図３の様になる（−ｍ≦ｋ≦−
１，１≦ｋ≦ｍの範囲にキャリアが存在する）。従っ
て、伝送路に遅延時間が無ければ、Ｈ（ｋ）は となる。上式において近似的にＨ（１）＝１とおくと、
Ｈ（ｋ）の逆ＤＦＴが以下のｓｉｎｃ関数で与えられる
ことは明らかである。
のずれ量の関係 次に、インパルス応答ｈ（ｎ）とフレームのずれ量の関
係を説明する。マルチパスが発生していない状態で、送
信機５１と受信機５２のサンプリング周波数が一致して
いる場合には図２の様に例えばｎ＝０の位置でインパル
ス応答ＩＰＬが観測される。尚、図２においてＷＤＷは
ＤＦＴウィンドウである。以下にその理由を説明する。
ＤＡＢではＸ（ｋ）に次式に示す信号を使用する。 この信号を図示すると図３の様になる（−ｍ≦ｋ≦−
１，１≦ｋ≦ｍの範囲にキャリアが存在する）。従っ
て、伝送路に遅延時間が無ければ、Ｈ（ｋ）は となる。上式において近似的にＨ（１）＝１とおくと、
Ｈ（ｋ）の逆ＤＦＴが以下のｓｉｎｃ関数で与えられる
ことは明らかである。
【００３７】 ｈ（ｎ）＝（ｍ／Ｎ）・[sin(nπm/N)／(nπm/N)］ (17) 具体的にはＤＡＢのモードＩではｍ＝１５３６，Ｎ＝２
０４８であるため、上記のｈ（ｎ）はｎ＝０の時ｈ
（０）＝１，ｎ≠０の時ｈ（ｎ）≪１となり、図４に示
すようにｈ（ｎ）が最大となるｎ（＝０）に鋭いピーク
が現れる。従って、伝送路に遅延時間がない場合には図
５(a)に示すようなインパルス応答が得られる。しか
し、伝送路にｎ0サンプリング分の遅延時間が存在する
場合にはインパルス応答は、ｈ（ｎ−ｎ0）と表現され
る。このため、式（17）において、ｎをｎ−ｎ0とおき
かえると、インパルス応答は図５(b)に示すようになり
インパルスがｎ0ずれた位置に現れる。
０４８であるため、上記のｈ（ｎ）はｎ＝０の時ｈ
（０）＝１，ｎ≠０の時ｈ（ｎ）≪１となり、図４に示
すようにｈ（ｎ）が最大となるｎ（＝０）に鋭いピーク
が現れる。従って、伝送路に遅延時間がない場合には図
５(a)に示すようなインパルス応答が得られる。しか
し、伝送路にｎ0サンプリング分の遅延時間が存在する
場合にはインパルス応答は、ｈ（ｎ−ｎ0）と表現され
る。このため、式（17）において、ｎをｎ−ｎ0とおき
かえると、インパルス応答は図５(b)に示すようになり
インパルスがｎ0ずれた位置に現れる。
【００３８】以上のように、信号遅延によりインパルス
位置がずれることから、送信機と受信機のサンプリング
周波数が一致しない場合にもインパルス位置がずれる。
例えば、マルチパスが発生していない状態で、送信機と
受信機のサンプリング周波数が一致していない場合に
は、図６に示すようにインパルス応答が観測される。従
って、マルチパスが発生していない場合には、インパル
ス応答におけるインパルスがＤＦＴウィンドウの一定位
置、例えばｎ＝０の位置で発生するように受信機のサン
プリング周波数を制御すればよいことになる。
位置がずれることから、送信機と受信機のサンプリング
周波数が一致しない場合にもインパルス位置がずれる。
例えば、マルチパスが発生していない状態で、送信機と
受信機のサンプリング周波数が一致していない場合に
は、図６に示すようにインパルス応答が観測される。従
って、マルチパスが発生していない場合には、インパル
ス応答におけるインパルスがＤＦＴウィンドウの一定位
置、例えばｎ＝０の位置で発生するように受信機のサン
プリング周波数を制御すればよいことになる。
【００３９】しかし、マルチパスが発生する場合には図
７に示すようにインパルス応答に複数のインパルスが現
れ、その数、位置、レベルが受信機の移動に伴うマルチ
パス環境の変動により刻々と変化する。更に、ＤＦＴウ
ィンドウ位置がマルチパスの状態に応じて最もエラーレ
ートが少なくなるようにシンボル区間内で前後にスライ
ドされて変化する。図８はＤＦＴウィンドウ位置の制御
法説明図である。Δはガードインターバル、Ｔｓはシン
ボルＢの区間である。ガードインターバルΔにはシンボ
ルＢの後半部が繰り返し挿入されている。受信機で受信
される直接波のシンボル位置は（ａ）に示すようにな
り、マルチパスによる反射波１〜反射波３のシンボル位
置は遅延により（ｂ）〜（ｄ）に示すようになる。この
結果、直接波及び各反射波の合成波は（ｅ）に示すよう
なる。合成波において区間ａは隣接シンボルＡにより干
渉を受けているガードインターバル区間、区間ｂは隣接
シンボルＡの干渉を受けていないガードインターバル区
間、ｃはシンボルＢの区間である。ＤＦＴウィンドウＷ
ＤＷは隣接シンボルの影響を受けずに各シンボルをＤＦ
Ｔ復調できる位置に設定する必要があり、図示する位置
になるように設定される。以上のように、マルチパス環
境下では、異なる位置とレベルを有するインパルスが存
在するだけでなく、ＤＦＴウィンドウの位置が変化し、
これにより、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を制御
することが困難となる。
７に示すようにインパルス応答に複数のインパルスが現
れ、その数、位置、レベルが受信機の移動に伴うマルチ
パス環境の変動により刻々と変化する。更に、ＤＦＴウ
ィンドウ位置がマルチパスの状態に応じて最もエラーレ
ートが少なくなるようにシンボル区間内で前後にスライ
ドされて変化する。図８はＤＦＴウィンドウ位置の制御
法説明図である。Δはガードインターバル、Ｔｓはシン
ボルＢの区間である。ガードインターバルΔにはシンボ
ルＢの後半部が繰り返し挿入されている。受信機で受信
される直接波のシンボル位置は（ａ）に示すようにな
り、マルチパスによる反射波１〜反射波３のシンボル位
置は遅延により（ｂ）〜（ｄ）に示すようになる。この
結果、直接波及び各反射波の合成波は（ｅ）に示すよう
なる。合成波において区間ａは隣接シンボルＡにより干
渉を受けているガードインターバル区間、区間ｂは隣接
シンボルＡの干渉を受けていないガードインターバル区
間、ｃはシンボルＢの区間である。ＤＦＴウィンドウＷ
ＤＷは隣接シンボルの影響を受けずに各シンボルをＤＦ
Ｔ復調できる位置に設定する必要があり、図示する位置
になるように設定される。以上のように、マルチパス環
境下では、異なる位置とレベルを有するインパルスが存
在するだけでなく、ＤＦＴウィンドウの位置が変化し、
これにより、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を制御
することが困難となる。
【００４０】（ｃ）本発明の概略 Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差がない場合 マルチパスが発生している場合には、インパルスが複数
存在するために、どのインパルスが直接波を示している
かを特定することは困難である。そこでＤＦＴウィンド
ウ内におけるインパルスの重心位置を計算し、その重心
位置に基づいて制御を行う。図９に示すように、ＤＦＴ
ウィンドウの始端位置を０、終端位置を（Ｎ−１）、Ｎ
をサンプル数（シンボルのデータ数）、ｉをＤＦＴウィ
ンドウ内のサンプル位置、Ｄiをサンプル位置ｉにおけ
るインパルスの振幅とすれば、インパルスの重心ｇは次
式
存在するために、どのインパルスが直接波を示している
かを特定することは困難である。そこでＤＦＴウィンド
ウ内におけるインパルスの重心位置を計算し、その重心
位置に基づいて制御を行う。図９に示すように、ＤＦＴ
ウィンドウの始端位置を０、終端位置を（Ｎ−１）、Ｎ
をサンプル数（シンボルのデータ数）、ｉをＤＦＴウィ
ンドウ内のサンプル位置、Ｄiをサンプル位置ｉにおけ
るインパルスの振幅とすれば、インパルスの重心ｇは次
式
【数２３】 により計算できる。
【００４１】さて、マルチパス発生環境下においてＡ／
Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差がないものとする
と、図１０（ａ）に示すようにマルチパスによりＤＦＴ
ウィンドウ内におけるインパルスの重心位置が変動し、
又、図１０（ｂ）に示すようにＤＦＴウィンドウ位置が
変化する。従って、第(L+i)フレームのＤＦＴウィンド
ウ（ＰＲＳウィンドウ）の始端位置をｘi，第(L+i)フレ
ームのＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィンドウ）内におけ
るインパルス重心位置をｇi、第(L+i)フレームと第(L+i
-1)フレームにおけるＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィン
ドウ）のずれ量をｐiとすれば、フレーム間のインパル
ス重心位置の変化量Ｇiは次式 ｐi＝ｘi-1−ｘi Ｇi＝ｇi−ｇi-1−ｐi (19) で与えられる。
Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差がないものとする
と、図１０（ａ）に示すようにマルチパスによりＤＦＴ
ウィンドウ内におけるインパルスの重心位置が変動し、
又、図１０（ｂ）に示すようにＤＦＴウィンドウ位置が
変化する。従って、第(L+i)フレームのＤＦＴウィンド
ウ（ＰＲＳウィンドウ）の始端位置をｘi，第(L+i)フレ
ームのＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィンドウ）内におけ
るインパルス重心位置をｇi、第(L+i)フレームと第(L+i
-1)フレームにおけるＤＦＴウィンドウ（ＰＲＳウィン
ドウ）のずれ量をｐiとすれば、フレーム間のインパル
ス重心位置の変化量Ｇiは次式 ｐi＝ｘi-1−ｘi Ｇi＝ｇi−ｇi-1−ｐi (19) で与えられる。
【００４２】従って、各フレーム間のウィンドウ制御量
ｐiは ｐ1＝ｘ0−ｘ1 ｐ2＝ｘ1−ｘ2 ・ ・ ｐL＝ｘL-1−ｘL となり、又、フレーム間の重心位置変化量Ｇｉは Ｇ1＝ｇ1−ｇ0−ｐ1 Ｇ2＝ｇ2−ｇ1−ｐ2 ・ ・ ＧL＝ｇL−ｇL-1−ｐL となり、Ｌ個の各フレーム間の重心位置変化量の平均値
Ｄは次式 Ｄ＝ΣＧi／Ｌ （ｉ＝１〜Ｌ） (20) より求まる。
ｐiは ｐ1＝ｘ0−ｘ1 ｐ2＝ｘ1−ｘ2 ・ ・ ｐL＝ｘL-1−ｘL となり、又、フレーム間の重心位置変化量Ｇｉは Ｇ1＝ｇ1−ｇ0−ｐ1 Ｇ2＝ｇ2−ｇ1−ｐ2 ・ ・ ＧL＝ｇL−ｇL-1−ｐL となり、Ｌ個の各フレーム間の重心位置変化量の平均値
Ｄは次式 Ｄ＝ΣＧi／Ｌ （ｉ＝１〜Ｌ） (20) より求まる。
【００４３】この重心位置変化量の平均値を用いて周波
数誤差量△Ｆは、 ΔＦ＝Ｄ×ｆosc／Ｋ (21) Ｋ：１フレーム当たりのサンプル数 ｆOSC：ＶＣＯの周波数（サンプリング周波数） となる。従って、(18)、(19)、(20),(21)式より、Ｌ個
のフレーム毎に周波数誤差ΔFを求め、該周波数誤差ΔF
が０となるようにＡＤ変換器のサンプリング周波数を制
御する。
数誤差量△Ｆは、 ΔＦ＝Ｄ×ｆosc／Ｋ (21) Ｋ：１フレーム当たりのサンプル数 ｆOSC：ＶＣＯの周波数（サンプリング周波数） となる。従って、(18)、(19)、(20),(21)式より、Ｌ個
のフレーム毎に周波数誤差ΔFを求め、該周波数誤差ΔF
が０となるようにＡＤ変換器のサンプリング周波数を制
御する。
【００４４】Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤差
がない図１０の場合において、重心位置変化量の平均値
Ｄを計算すると ｇ0＝０ ｇ1＝５， ｐ1＝ｘ0−ｘ1＝ｎ−（ｎ−５）＝５ Ｇ1＝ｇ1−ｇ0−ｐ1＝５−０−５＝０ ｇ2＝−１０ ｐ2＝ｘ1−ｘ2＝（ｎ−５）−（ｎ＋１０）＝−１５ Ｇ2＝ｇ2−ｇ1−ｐ1＝−１０−５−（−１５）＝０ ∴Ｄ＝０ となる。従って、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を
発生するＶＣＯの周波数誤差は０であることがわかる。
がない図１０の場合において、重心位置変化量の平均値
Ｄを計算すると ｇ0＝０ ｇ1＝５， ｐ1＝ｘ0−ｘ1＝ｎ−（ｎ−５）＝５ Ｇ1＝ｇ1−ｇ0−ｐ1＝５−０−５＝０ ｇ2＝−１０ ｐ2＝ｘ1−ｘ2＝（ｎ−５）−（ｎ＋１０）＝−１５ Ｇ2＝ｇ2−ｇ1−ｐ1＝−１０−５−（−１５）＝０ ∴Ｄ＝０ となる。従って、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を
発生するＶＣＯの周波数誤差は０であることがわかる。
【００４５】以上は、Ｌ個のフレーム毎にサンプリング
周波数を制御する場合であるが、１フレーム毎にサンプ
リング周波数を制御することもできる。この場合、周波
数誤差量△Ｆは、 ΔＦ＝Ｇi×ｆosc／Ｋ (21)′ で与えられる。従って、(18),(19),(21)′に基づいて1
フレーム毎の周波数誤差量△Ｆを演算してサンプリング
周波数を制御する。
周波数を制御する場合であるが、１フレーム毎にサンプ
リング周波数を制御することもできる。この場合、周波
数誤差量△Ｆは、 ΔＦ＝Ｇi×ｆosc／Ｋ (21)′ で与えられる。従って、(18),(19),(21)′に基づいて1
フレーム毎の周波数誤差量△Ｆを演算してサンプリング
周波数を制御する。
【００４６】Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に誤
差がある場合 マルチパス発生環境下においてＡ／Ｄ変換器のサンプリ
ング周波数に誤差があるものとすると、図１１（ａ）に
示すようにマルチパス、周波数誤差によりＤＦＴウィン
ドウ内におけるインパルスの重心位置が変動し、又、図
１１（ｂ）に示すようにＤＦＴウィンドウ位置が変化す
る。図１１において重心位置変化量の平均値Ｄを計算す
ると、 ｇ0＝０ ｇ1＝７ ｐ1＝ｘ0−ｘ1＝ｎ−（ｎ−５）＝５ Ｇ1＝ｇ1−ｇ0−ｐ1＝７−０−５＝２ ｇ2＝−６ ｐ2＝ｘ1−ｘ2＝（ｎ−５）−（ｎ＋１０）＝−１５ Ｇ2＝ｇ2−ｇ1−ｐ2＝−６−７−（−１５）＝２ ∴Ｄ＝２ となり、１フレーム当たり２サンプルのずれ量が発生し
たことがわかる。以上のように計算すれば、マルチパス
によって複数のインパルスが発生し、又ＤＦＴウィンド
ウの位置が変化しても、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周
波数の誤差成分ΔＦを抽出することが出来、該誤差成分
が０となるように制御することができる。
差がある場合 マルチパス発生環境下においてＡ／Ｄ変換器のサンプリ
ング周波数に誤差があるものとすると、図１１（ａ）に
示すようにマルチパス、周波数誤差によりＤＦＴウィン
ドウ内におけるインパルスの重心位置が変動し、又、図
１１（ｂ）に示すようにＤＦＴウィンドウ位置が変化す
る。図１１において重心位置変化量の平均値Ｄを計算す
ると、 ｇ0＝０ ｇ1＝７ ｐ1＝ｘ0−ｘ1＝ｎ−（ｎ−５）＝５ Ｇ1＝ｇ1−ｇ0−ｐ1＝７−０−５＝２ ｇ2＝−６ ｐ2＝ｘ1−ｘ2＝（ｎ−５）−（ｎ＋１０）＝−１５ Ｇ2＝ｇ2−ｇ1−ｐ2＝−６−７−（−１５）＝２ ∴Ｄ＝２ となり、１フレーム当たり２サンプルのずれ量が発生し
たことがわかる。以上のように計算すれば、マルチパス
によって複数のインパルスが発生し、又ＤＦＴウィンド
ウの位置が変化しても、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周
波数の誤差成分ΔＦを抽出することが出来、該誤差成分
が０となるように制御することができる。
【００４７】（Ｂ）本発明の実施例 図１２は本発明のＤＡＢ受信機の構成図である。６０は
受信アンテナ、６１は受信信号にキャリア周波数のcos
波、sin波を乗算してベースバンドアナログ信号Ｄ(t)、
Ｉ(t)を出力するＤＡＢ用ＲＦ信号復調部、６２はベー
スバンドアナログ信号Ｄ(t)、Ｉ(t)を所定サンプリング
周波数でデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に変換するＡＤ変
換器、６３はサンプリングパルスを出力するサンプリン
グパルス発生部、６４はＤＡＢフレーム間のヌル信号部
分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力するヌル信号検
出部、６５はＤＡＢフレームを構成する各シンボルのフ
ーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ信号
及びＰＲＳウィンドウ信号を出力するＤＦＴウィンドウ
発生部である。ＤＦＴウィンドウ発生部６５は図８で説
明したようにマルチパスにより隣接シンボルの干渉を受
けない区間にウィンドウ（ＤＦＴウィンドウ、ＰＲＳウ
ィンドウ）を設定する。
受信アンテナ、６１は受信信号にキャリア周波数のcos
波、sin波を乗算してベースバンドアナログ信号Ｄ(t)、
Ｉ(t)を出力するＤＡＢ用ＲＦ信号復調部、６２はベー
スバンドアナログ信号Ｄ(t)、Ｉ(t)を所定サンプリング
周波数でデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に変換するＡＤ変
換器、６３はサンプリングパルスを出力するサンプリン
グパルス発生部、６４はＤＡＢフレーム間のヌル信号部
分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力するヌル信号検
出部、６５はＤＡＢフレームを構成する各シンボルのフ
ーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ信号
及びＰＲＳウィンドウ信号を出力するＤＦＴウィンドウ
発生部である。ＤＦＴウィンドウ発生部６５は図８で説
明したようにマルチパスにより隣接シンボルの干渉を受
けない区間にウィンドウ（ＤＦＴウィンドウ、ＰＲＳウ
ィンドウ）を設定する。
【００４８】６６はシンボル毎にＰＲＳウィンドウ、Ｄ
ＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)にフー
リエ変換処理を施し、差動復号してＸ(ｋ）（(16)式参
照）、オーディオ符号データ（例えばＭＰＥＧオーディ
オデータ）を復調するフーリエ変換／差動復号部、６７
はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭオーディオデータ
にデコードするオーディオ信号デコード部、６８はＰＣ
Ｍオーディオデータをアナログに変換するＤＡ変換部、
６９は増幅器、７０はスピーカ、７１はＤＡＢ受信機の
操作キー部、７２は表示部、７３は選局制御、その他の
制御を行う制御部である。８１はＰＲＳウィンドウ期間
におけるフーリエ変換出力Ｘ(ｋ）を用いて(16)式より
インパルス応答を演算するインパルス応答演算部、８２
は(18)式に基づいてインパルス重心位置ｇiを演算する
インパルス重心演算部、８３は(19)〜(21)式によりサン
プリング周波数の誤差量△Ｆを演算して出力するサンプ
リング誤差抽出部である。
ＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)にフー
リエ変換処理を施し、差動復号してＸ(ｋ）（(16)式参
照）、オーディオ符号データ（例えばＭＰＥＧオーディ
オデータ）を復調するフーリエ変換／差動復号部、６７
はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭオーディオデータ
にデコードするオーディオ信号デコード部、６８はＰＣ
Ｍオーディオデータをアナログに変換するＤＡ変換部、
６９は増幅器、７０はスピーカ、７１はＤＡＢ受信機の
操作キー部、７２は表示部、７３は選局制御、その他の
制御を行う制御部である。８１はＰＲＳウィンドウ期間
におけるフーリエ変換出力Ｘ(ｋ）を用いて(16)式より
インパルス応答を演算するインパルス応答演算部、８２
は(18)式に基づいてインパルス重心位置ｇiを演算する
インパルス重心演算部、８３は(19)〜(21)式によりサン
プリング周波数の誤差量△Ｆを演算して出力するサンプ
リング誤差抽出部である。
【００４９】ＤＡＢ用ＲＦ信号復調部６１は受信信号に
キャリア周波数のcos波、sin波を乗算してベースバンド
アナログ信号Ｄ(t)、Ｉ(t)を出力し、ＡＤ変換器６２は
サンプリングパルス発生部６３から出力されるサンプリ
ングパルスに基づいてベースバンドアナログ信号Ｄ
(t)、Ｉ(t)をそれぞれデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に変
換してヌル信号検出部６４とフーリエ変換／差動復号部
６６に入力する。ヌル信号検出部６４はＤＡＢフレーム
間のヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力
する。ＤＦＴウィンドウ発生部６５はヌル検出信号ＮＤ
Ｔが入力されると、マルチパス状況に応じて隣接シンボ
ルに干渉されない位置にウィンドウを移動してフーリエ
変換／差動復号部６６に入力し、又、ＰＲＳウィンドウ
をインパルス応答演算部８１に入力する。
キャリア周波数のcos波、sin波を乗算してベースバンド
アナログ信号Ｄ(t)、Ｉ(t)を出力し、ＡＤ変換器６２は
サンプリングパルス発生部６３から出力されるサンプリ
ングパルスに基づいてベースバンドアナログ信号Ｄ
(t)、Ｉ(t)をそれぞれデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に変
換してヌル信号検出部６４とフーリエ変換／差動復号部
６６に入力する。ヌル信号検出部６４はＤＡＢフレーム
間のヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力
する。ＤＦＴウィンドウ発生部６５はヌル検出信号ＮＤ
Ｔが入力されると、マルチパス状況に応じて隣接シンボ
ルに干渉されない位置にウィンドウを移動してフーリエ
変換／差動復号部６６に入力し、又、ＰＲＳウィンドウ
をインパルス応答演算部８１に入力する。
【００５０】フーリエ変換／差動復号部６６はシンボル
毎にＰＲＳウィンドウ、ＤＦＴウィンドウ内のデジタル
データＤ(m)、Ｉ(m)にフーリエ変換処理を施した後、差
動復号してＸ(ｋ）、オーディオ符号データ（ＭＰＥＧ
オーディオデータ）を復調して出力する。オーディオ信
号デコード部６７はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭ
オーディオデータにデコードし、ＤＡ変換部６８はＰＣ
Ｍオーディオデータをアナログに変換し、増幅器６９を
介してスピーカ７０に入力し、ＤＡＢ音声を出力する。
インパルス応答演算部８１はＰＲＳウィンドウ期間にお
けるフーリエ変換出力Ｘ(ｋ）を用いて(16)式によりイ
ンパルス応答を演算し、演算結果をＤＦＴウィンドウ発
生部６５とインパルス重心算出部８２に入力する。ＤＦ
Ｔウィンドウ発生部６５はインパルス応答（マルチパ
ス）に基づいて次のＤＡＢフレームにおいてウィンドウ
を隣接シンボルに干渉されない位置に移動する。
毎にＰＲＳウィンドウ、ＤＦＴウィンドウ内のデジタル
データＤ(m)、Ｉ(m)にフーリエ変換処理を施した後、差
動復号してＸ(ｋ）、オーディオ符号データ（ＭＰＥＧ
オーディオデータ）を復調して出力する。オーディオ信
号デコード部６７はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭ
オーディオデータにデコードし、ＤＡ変換部６８はＰＣ
Ｍオーディオデータをアナログに変換し、増幅器６９を
介してスピーカ７０に入力し、ＤＡＢ音声を出力する。
インパルス応答演算部８１はＰＲＳウィンドウ期間にお
けるフーリエ変換出力Ｘ(ｋ）を用いて(16)式によりイ
ンパルス応答を演算し、演算結果をＤＦＴウィンドウ発
生部６５とインパルス重心算出部８２に入力する。ＤＦ
Ｔウィンドウ発生部６５はインパルス応答（マルチパ
ス）に基づいて次のＤＡＢフレームにおいてウィンドウ
を隣接シンボルに干渉されない位置に移動する。
【００５１】インパルス重心算出部８２は(18)式に基づ
いてインパルス重心位置ｇiを演算し、サンプリング誤
差抽出部８３は(19)〜(21)式によりＬ個のフレーム期間
におけるサンプリング周波数の平均誤差量△Ｆを演算し
てサンプリングパルス発生部６３に入力する。サンプリ
ングパルス発生部６３は平均誤差量△Ｆが０になるよう
にサンプリング周波数を制御してサンプリングパルスを
ＡＤ変換器６２に入力する。以後、上記動作が繰り返さ
れ、サンプリング周波数は送信機と受信機で一致し、マ
ルチパス発生環境下においても良好なオーディオ音声を
スピーカから出力できる。
いてインパルス重心位置ｇiを演算し、サンプリング誤
差抽出部８３は(19)〜(21)式によりＬ個のフレーム期間
におけるサンプリング周波数の平均誤差量△Ｆを演算し
てサンプリングパルス発生部６３に入力する。サンプリ
ングパルス発生部６３は平均誤差量△Ｆが０になるよう
にサンプリング周波数を制御してサンプリングパルスを
ＡＤ変換器６２に入力する。以後、上記動作が繰り返さ
れ、サンプリング周波数は送信機と受信機で一致し、マ
ルチパス発生環境下においても良好なオーディオ音声を
スピーカから出力できる。
【００５２】以上では、Ｌ個のフレーム期間におけるサ
ンプリング周波数の平均誤差量△Ｆに基づいて該誤差量
が０となるようにサンプリング周波数を制御した場合で
あるが、１フレーム毎にサンプリング周波数を制御する
こともできる。すなわち、サンプリング誤差抽出部８４
は(18),(19),(21)′に基づいて1フレーム毎のサンプリ
ング周波数誤差量△Ｆを演算し、該誤差量をサンプリン
グパルス発生部６３に入力してサンプリング周波数を制
御するように構成することもでいる。以上、本発明を実
施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した
本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明は
これらを排除するものではない。
ンプリング周波数の平均誤差量△Ｆに基づいて該誤差量
が０となるようにサンプリング周波数を制御した場合で
あるが、１フレーム毎にサンプリング周波数を制御する
こともできる。すなわち、サンプリング誤差抽出部８４
は(18),(19),(21)′に基づいて1フレーム毎のサンプリ
ング周波数誤差量△Ｆを演算し、該誤差量をサンプリン
グパルス発生部６３に入力してサンプリング周波数を制
御するように構成することもでいる。以上、本発明を実
施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した
本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明は
これらを排除するものではない。
【００５３】
【発明の効果】以上本発明によれば、ＤＡＢの信号フレ
ーム毎にインパルス応答の重心を計算し、かつ、ＤＦＴ
ウィンドウの位置を考慮してサンプリング周波数の誤差
成分を抽出し、該誤差が０となるようにサンプリング周
波数を制御するようにしたから、マルチパス環境下でも
ＤＡＢ受信機のサンプリング周波数を送信機のサンプリ
ング周波数と一致させることができ、良好なＤＡＢ音声
を出力することができる。
ーム毎にインパルス応答の重心を計算し、かつ、ＤＦＴ
ウィンドウの位置を考慮してサンプリング周波数の誤差
成分を抽出し、該誤差が０となるようにサンプリング周
波数を制御するようにしたから、マルチパス環境下でも
ＤＡＢ受信機のサンプリング周波数を送信機のサンプリ
ング周波数と一致させることができ、良好なＤＡＢ音声
を出力することができる。
【図１】伝送路のモデルである。
【図２】マルチパスが発生していない場合のインパルス
応答である。
応答である。
【図３】位相基準シンボルにおける信号説明図である。
【図４】インパルス応答図である。
【図５】遅延の有無によるインパルス応答説明図であ
る。
る。
【図６】マルチパスが発生していない状態でサンプリン
グ周波数に誤差を含む場合のインパルス応答である。
グ周波数に誤差を含む場合のインパルス応答である。
【図７】マルチパスが発生した状態でＦＦＴウィンドウ
位置を制御しながらインパルス応答を導出した場合の例
である。
位置を制御しながらインパルス応答を導出した場合の例
である。
【図８】マルチパス環境下でのＦＦＴウィンドウ位置制
御説明図である。
御説明図である。
【図９】インパルス重心位置計算法説明図である。
【図１０】ＦＦＴウィンドウ位置と重心の位置関係（サ
ンプリング周波数誤差が存在しない場合）である。
ンプリング周波数誤差が存在しない場合）である。
【図１１】ＦＦＴウィンドウ位置と重心の位置関係（Ｖ
ＣＯの周波数誤差が存在する場合）である。
ＣＯの周波数誤差が存在する場合）である。
【図１２】本発明のＤＡＢ受信機の構成である。
【図１３】デジタルオーディオ放送の送信機の原理的構
成図である。
成図である。
【図１４】周波数多重化部の機能説明図である。
【図１５】シンボル説明図である。
【図１６】デジタルオーディオ放送の受信機の原理的構
成図である。
成図である。
【図１７】Ｄ（ｍ）の説明図である。
【図１８】理想フィルタの特性である。
【図１９】ＩＤＦＴを用いた送信機の要部構成図であ
る。
る。
【図２０】サンプリング定理説明図である。
【図２１】ＤＦＴを用いた受信機の要点部構成である。
【図２２】直交平衡変調方式の構成である。
【図２３】直交周波数変換方式の構成である。
【図２４】差動符号器の説明図である。
【図２５】差動復号器の説明図である。
【図２６】送信系、受信系の構成である。
【図２７】ＤＡＢフレームの説明図である。
６０・・受信アンテナ ６１・・ＤＡＢ用ＲＦ信号復調部 ６２・・ＡＤ変換器 ６３・・サンプリングパルス発生部 ６４・・ヌル検出部 ６５・・ＤＦＴウィンドウ発生部 ６６・・フーリエ変換／差動復号部 ６７・・オーディオ信号デコード部 ８１・・インパルス応答演算部 ８２・・インパルス重心演算部 ８３・・るサンプリング誤差抽出部
Claims (2)
- 【請求項１】 １つの既知の位相基準シンボルとＭ個の
データシンボルとでフレームを構成し、データシンボル
を構成する２Ｎ個のデジタルデータを２ビットづつＮ組
に分け、各組の第１データを実数部、第２データを虚数
部として順次フーリエ逆変換部に入力し、該フーリエ逆
変換部から出力される実数部、虚数部をアナログ信号に
変換し、それぞれにキャリア周波数ｆｃのcos波、sin波
を乗算し、乗算結果を合成して空間に放射し、空間に放
射された信号を受信し、受信信号に前記キャリア周波数
のcos波、sin波を乗算し、それぞれの乗算結果をＡＤ変
換器において所定サンプリング周波数でデジタルに変換
してフーリエ変換部に入力し、該フーリエ変換部から出
力される実数部、虚数部を前記第１データ、第２データ
として出力するデジタル放送における受信装置におい
て、 サンプリングパルスを発生してＡＤ変換器に入力するサ
ンプリングパルス発生部と、 各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴ
ウィンドウ信号を出力するＤＦＴウィンドウ発生部と、 位相基準シンボルのフーリエ変換出力に基づいて伝送路
のインパルス応答を演算するインパルス応答演算部と、 インパルス応答に含まれる各インパルスの位置及びレベ
ルに基づいてＤＦＴウィンドウ内のインパルス重心位置
を算出するインパルス重心位置演算部と、 前回のフレームにおけるＤＦＴウィンドウ位置と今回の
フレームにおけるＤＦＴウィンドウ位置の偏差と、前回
のフレームにおけるインパルス重心位置と、今回のフレ
ームにおけるインパルス重心位置とから重心位置の変化
量を計算し、該重心位置の変化量に基づいて前記サンプ
リングパルスの周波数を制御するサンプリング周波数制
御手段を備えたことを特徴とするデジタルオーディオ放
送における受信装置。 - 【請求項２】 前記サンプリング周波数制御手段はＬ個
のフレームの重心位置の平均変化量に基づいてサンプリ
ング周波数を制御することを特徴とする請求項１記載の
デジタルオーディオ放送における受信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27043096A JP3556412B2 (ja) | 1996-10-14 | 1996-10-14 | デジタルオーディオ放送における受信装置 |
| EP19970117702 EP0836304B1 (en) | 1996-10-14 | 1997-10-13 | Tracking of sampling frequency in a DAB receiver |
| DE1997636732 DE69736732T2 (de) | 1996-10-14 | 1997-10-13 | Nachfolgung der Abtastfrequenz in einem DAB Empfänger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27043096A JP3556412B2 (ja) | 1996-10-14 | 1996-10-14 | デジタルオーディオ放送における受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10126353A true JPH10126353A (ja) | 1998-05-15 |
| JP3556412B2 JP3556412B2 (ja) | 2004-08-18 |
Family
ID=17486175
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27043096A Expired - Fee Related JP3556412B2 (ja) | 1996-10-14 | 1996-10-14 | デジタルオーディオ放送における受信装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0836304B1 (ja) |
| JP (1) | JP3556412B2 (ja) |
| DE (1) | DE69736732T2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6539065B1 (en) | 1998-09-30 | 2003-03-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital audio broadcasting receiver |
| WO2006068186A1 (ja) * | 2004-12-21 | 2006-06-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP2010507948A (ja) * | 2006-10-26 | 2010-03-11 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | Ｏｆｄｍ用のロバストで低複雑度の結合信号電力推定 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11346206A (ja) | 1998-06-02 | 1999-12-14 | Mitsubishi Electric Corp | デジタル放送受信機 |
| GB2344729B (en) * | 1998-12-07 | 2003-09-10 | Mitsubishi Electric Inf Tech | OFDM demodulation |
| GB2352369A (en) | 1999-07-19 | 2001-01-24 | Oak Technology Inc | Controlling the sampling rate of a receiver |
| DE19937457C2 (de) * | 1999-08-07 | 2003-10-09 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Überwachung von Sendern in einem Gleichwellennetz und Anordnung hierfür |
| FR2799597B1 (fr) | 1999-10-08 | 2004-02-20 | Mitsubishi Electric Inf Tech | Procede de transmission de donnees sur porteuses multiples d'un emetteur a un recepteur et recepteur prevu pour la mise en oeuvre dudit procede |
| GB0215639D0 (en) * | 2002-07-05 | 2002-08-14 | British Broadcasting Corp | OFDM receivers |
| EP1396971A1 (en) * | 2002-09-05 | 2004-03-10 | Abb Research Ltd. | Method for demodulating OFDM signals with sampling rate mismatch |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3074103B2 (ja) * | 1993-11-16 | 2000-08-07 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍ同期復調回路 |
| JP2989742B2 (ja) * | 1994-05-20 | 1999-12-13 | 株式会社日立製作所 | ディジタル放送システムおよび該ディジタル放送用の送信システムならびに該ディジタル放送用の受信システム |
-
1996
- 1996-10-14 JP JP27043096A patent/JP3556412B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-10-13 DE DE1997636732 patent/DE69736732T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-10-13 EP EP19970117702 patent/EP0836304B1/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6539065B1 (en) | 1998-09-30 | 2003-03-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital audio broadcasting receiver |
| WO2006068186A1 (ja) * | 2004-12-21 | 2006-06-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JPWO2006068186A1 (ja) * | 2004-12-21 | 2008-06-12 | 松下電器産業株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| US7991058B2 (en) | 2004-12-21 | 2011-08-02 | Panasonic Corporation | OFDM reception device |
| JP2010507948A (ja) * | 2006-10-26 | 2010-03-11 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | Ｏｆｄｍ用のロバストで低複雑度の結合信号電力推定 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3556412B2 (ja) | 2004-08-18 |
| DE69736732T2 (de) | 2007-08-16 |
| EP0836304A2 (en) | 1998-04-15 |
| EP0836304A3 (en) | 2001-02-14 |
| DE69736732D1 (de) | 2006-11-09 |
| EP0836304B1 (en) | 2006-09-27 |
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