JPH10126288A - デジタルオーディオ放送における受信装置 - Google Patents
デジタルオーディオ放送における受信装置Info
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- JPH10126288A JPH10126288A JP8275968A JP27596896A JPH10126288A JP H10126288 A JPH10126288 A JP H10126288A JP 8275968 A JP8275968 A JP 8275968A JP 27596896 A JP27596896 A JP 27596896A JP H10126288 A JPH10126288 A JP H10126288A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2662—Symbol synchronisation
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 マルチパス発生環境下において隣接シンボル
の干渉が最も少なくなる位置にＤＦＴウィンドウを設定
する。 【解決手段】 ＤＦＴウィンドウ発生部６５は、ガード
インターバル幅Δのウィンドウの位置を順次シフトする
と共に、各位置でウィンドウ内のインパルス応答のエネ
ルギーを計算してエネルギーが最大となるウィンドウ位
置を求め、該エネルギー最大となるウィンドウ位置をＤ
ＦＴウィンドウの始端位置とする。
の干渉が最も少なくなる位置にＤＦＴウィンドウを設定
する。 【解決手段】 ＤＦＴウィンドウ発生部６５は、ガード
インターバル幅Δのウィンドウの位置を順次シフトする
と共に、各位置でウィンドウ内のインパルス応答のエネ
ルギーを計算してエネルギーが最大となるウィンドウ位
置を求め、該エネルギー最大となるウィンドウ位置をＤ
ＦＴウィンドウの始端位置とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタルオーディオ放送
（Digital Audio Broadcast:DAB)における受信装置に係
わり、特に、マルチパスが発生しても、フーリエ変換実
行タイミングを与えるＤＦＴウィンドウを隣接シンボル
の干渉を受けない、あるいは干渉を最小にできる位置に
設定することができるデジタルオーディオ放送における
受信装置に関する。
（Digital Audio Broadcast:DAB)における受信装置に係
わり、特に、マルチパスが発生しても、フーリエ変換実
行タイミングを与えるＤＦＴウィンドウを隣接シンボル
の干渉を受けない、あるいは干渉を最小にできる位置に
設定することができるデジタルオーディオ放送における
受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】音声信号をデジタル化して直列データと
し、該直列データを２Ｎ個づつ区切り、該２Ｎ個のデジ
タルデータを２ビットづつＮ組に分け、各２ビットの
１、０の組合せでそれぞれ周波数が異なるＮ個のキャリ
アを４相ＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重して送
信局より送出し、受信機で該周波数多重された位相変調
信号を受信、復調して音声出力するデジタルオーディオ
放送（ＤＡＢ)が提案され欧州等において実用化に向け
て検討されている。
し、該直列データを２Ｎ個づつ区切り、該２Ｎ個のデジ
タルデータを２ビットづつＮ組に分け、各２ビットの
１、０の組合せでそれぞれ周波数が異なるＮ個のキャリ
アを４相ＰＳＫ変調し、各変調信号を周波数多重して送
信局より送出し、受信機で該周波数多重された位相変調
信号を受信、復調して音声出力するデジタルオーディオ
放送（ＤＡＢ)が提案され欧州等において実用化に向け
て検討されている。
【０００３】このＤＡＢ方式は、選択性フェージングの
影響を少なくするために、情報をパラレルに分けて多数
のキャリアを用いて変調を行ない、いずれかのキャリア
がフェージングを受けても全体として影響を少なくする
方法であり、基本的に周波数分割多重（ＦＤＭ：Freque
ncy Division Multiplex)方式である。ところで、単な
るＦＤＭの場合にはスペクトラムのオーバラップを避け
るためにキャリアの間隔を十分に取らなければならなく
なり、周波数利用効率があまり良くない。そこで、ＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式
が提案されている。このＯＦＤＭの場合は各キャリアが
直交条件を満たすように配置され、スペクトラムのオー
バラップを許しており周波数利用効率が良い上に、変調
器、復調器でＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Tra
nsform:離散フーリエ逆変換)、ＤＦＴ（Discrete Fouri
er Transform:離散フーリエ変換)操作を利用することが
できハードウェアを非常に簡素化できる利点がある。
影響を少なくするために、情報をパラレルに分けて多数
のキャリアを用いて変調を行ない、いずれかのキャリア
がフェージングを受けても全体として影響を少なくする
方法であり、基本的に周波数分割多重（ＦＤＭ：Freque
ncy Division Multiplex)方式である。ところで、単な
るＦＤＭの場合にはスペクトラムのオーバラップを避け
るためにキャリアの間隔を十分に取らなければならなく
なり、周波数利用効率があまり良くない。そこで、ＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式
が提案されている。このＯＦＤＭの場合は各キャリアが
直交条件を満たすように配置され、スペクトラムのオー
バラップを許しており周波数利用効率が良い上に、変調
器、復調器でＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Tra
nsform:離散フーリエ逆変換)、ＤＦＴ（Discrete Fouri
er Transform:離散フーリエ変換)操作を利用することが
できハードウェアを非常に簡素化できる利点がある。
【０００４】(a) ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディ
オ放送の原理 図１３はデジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成
図である。１は伝送速度ｆs（＝２／Δｔ）で入力され
る直列データｄ(n)（ａ(0)，ｂ(0)，ａ(1)，ｂ(1)，・
・・）を２Ｎビットの並列データに変換するシリアルパ
ラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２0〜２N-1はＮ個のキ
ャリア乗算部で、２×Ｎビットの並列データを２ビット
づつのＮ組ａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・・・；ａ(N
-1)，ｂ(N-1)に分け、各組の第１ビットａ(0)，ａ(1)，
・・ａ(N-1)に周波数がｆ0〜ｆN-1のキャリア（cosω
nt)を乗算し、第２ビットｂ(0)，ｂ(1)，・・ｂ(N-1)に
周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア（−sinωnt)を乗算するも
の、３は各組のキャリア乗算部の出力信号ａ(n)cosω
nt，−ｂ(n)sinωnt（ｎ＝０〜N-1)を合成すると共に周
波数多重して信号Ｄ(t)を送出する周波数多重化部（Ｍ
ＵＸ）である。
オ放送の原理 図１３はデジタルオーディオ放送の送信機の原理的構成
図である。１は伝送速度ｆs（＝２／Δｔ）で入力され
る直列データｄ(n)（ａ(0)，ｂ(0)，ａ(1)，ｂ(1)，・
・・）を２Ｎビットの並列データに変換するシリアルパ
ラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２0〜２N-1はＮ個のキ
ャリア乗算部で、２×Ｎビットの並列データを２ビット
づつのＮ組ａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・・・；ａ(N
-1)，ｂ(N-1)に分け、各組の第１ビットａ(0)，ａ(1)，
・・ａ(N-1)に周波数がｆ0〜ｆN-1のキャリア（cosω
nt)を乗算し、第２ビットｂ(0)，ｂ(1)，・・ｂ(N-1)に
周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア（−sinωnt)を乗算するも
の、３は各組のキャリア乗算部の出力信号ａ(n)cosω
nt，−ｂ(n)sinωnt（ｎ＝０〜N-1)を合成すると共に周
波数多重して信号Ｄ(t)を送出する周波数多重化部（Ｍ
ＵＸ）である。
【０００５】周波数多重化部３で各組のキャリア乗算部
の出力信号を合成することにより、各組の２ビットの
１，０の組合せでそれぞれ周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア
を４相ＰＳＫ変調したことになり、周波数多重化部３の
出力Ｄ(t)は Ｄ(t)＝Σ｛ａ(n)cosωnt−ｂ(n)sinωnt｝ (ｎ＝0〜N-
1） となる。尚、各キャリアの周波数間隔をΔｆとすれば、
(n+1)番目のキャリア周波数ｆnは ｆn＝ｆ0＋ｎΔｆ となり、２ビットデータの伝送時間をΔｔ（伝送速度ｆ
s＝２／Δｔ）とすれば、周波数間隔Δfは Δｆ＝１／ＮΔｔ となる。
の出力信号を合成することにより、各組の２ビットの
１，０の組合せでそれぞれ周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア
を４相ＰＳＫ変調したことになり、周波数多重化部３の
出力Ｄ(t)は Ｄ(t)＝Σ｛ａ(n)cosωnt−ｂ(n)sinωnt｝ (ｎ＝0〜N-
1） となる。尚、各キャリアの周波数間隔をΔｆとすれば、
(n+1)番目のキャリア周波数ｆnは ｆn＝ｆ0＋ｎΔｆ となり、２ビットデータの伝送時間をΔｔ（伝送速度ｆ
s＝２／Δｔ）とすれば、周波数間隔Δfは Δｆ＝１／ＮΔｔ となる。
【０００６】図１４は周波数多重化部３の機能説明図で
あり、Δｆ間隔のＮ個の各キャリアｆ0〜ｆN-1を２ビッ
トづつのＮ組のデータａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・
・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)で４φＰＳＫ変調し、各変調信
号を周波数多重して伝送する。図１５はシンボルの説明
図であり、２×Ｎビットで１シンボルが構成され、１シ
ンボルの時間長をＴsとすれば、 Ｔs＝ＮΔｔ Δｆ＝１／Ｔs となる。１シンボル（２×Ｎビット）毎に上記４φＰＳ
Ｋ変調及び変調信号の周波数多重が行なわれて周波数多
重信号Ｄ(t)が順次送信される。
あり、Δｆ間隔のＮ個の各キャリアｆ0〜ｆN-1を２ビッ
トづつのＮ組のデータａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ(1)；・
・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)で４φＰＳＫ変調し、各変調信
号を周波数多重して伝送する。図１５はシンボルの説明
図であり、２×Ｎビットで１シンボルが構成され、１シ
ンボルの時間長をＴsとすれば、 Ｔs＝ＮΔｔ Δｆ＝１／Ｔs となる。１シンボル（２×Ｎビット）毎に上記４φＰＳ
Ｋ変調及び変調信号の周波数多重が行なわれて周波数多
重信号Ｄ(t)が順次送信される。
【０００７】図１６はデジタルオーディオ放送の受信機
の原理的構成図である。４0〜４N-1はＮ個のキャリア乗
算部で、受信信号Ｄ(t)に周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア
（cosωnt,−sinωnt,ｎ＝0〜N-1)をそれぞれ乗算する
もの、５0〜５N-1は各乗算部の出力を積分してデータを
復調する積分器、６は２×Ｎビットの並列データを直列
データに変換するパラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換
器）である。各積分器５0〜５N-1は入力信号Ｄ(t)に対
して次式
の原理的構成図である。４0〜４N-1はＮ個のキャリア乗
算部で、受信信号Ｄ(t)に周波数ｆ0〜ｆN-1のキャリア
（cosωnt,−sinωnt,ｎ＝0〜N-1)をそれぞれ乗算する
もの、５0〜５N-1は各乗算部の出力を積分してデータを
復調する積分器、６は２×Ｎビットの並列データを直列
データに変換するパラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ変換
器）である。各積分器５0〜５N-1は入力信号Ｄ(t)に対
して次式
【数１】 の演算を行なって、データａ(0)，ｂ(0)；ａ(1)，ｂ
(1)；・・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)を復調する。
(1)；・・・；ａ(N-1)，ｂ(N-1)を復調する。
【０００８】(b) ＤＦＴを用いたＯＦＤＭ変復調方式 ところで、ＯＦＤＭのベースバンド信号Ｄ(t)を発生す
るためにはＮ個の４φＰＳＫ変調器が必要になり、又、
復調するにもＮ個の４φＰＳＫ復調器が必要になり、Ｎ
が大きくなると実用的でない。そこで、次にＤＦＴを用
いて変復調を簡単に行なう方法について説明する。
るためにはＮ個の４φＰＳＫ変調器が必要になり、又、
復調するにもＮ個の４φＰＳＫ復調器が必要になり、Ｎ
が大きくなると実用的でない。そこで、次にＤＦＴを用
いて変復調を簡単に行なう方法について説明する。
【０００９】(b-1) 変調部の構成 ＯＦＤＭのベースバンド信号は
【数２】 と表される。ｄ(k)＝ａ(k)＋ｊｂ(k)とすれば、(1)式は
【数３】 と表わされる。ここで、＊は複素数を意味し、Ｒ[ ］は
[ ]の実数部を表わす。
[ ]の実数部を表わす。
【００１０】
【数４】 であるから、(3)式よりＤ(t)は(2)式で表わされること
は明らかである。(2)式において、ｔ＝ｍΔｔとする
と、
は明らかである。(2)式において、ｔ＝ｍΔｔとする
と、
【数５】 となる。ここで、Ｄ(m)はｄ(k)のＩＤＦＴ（離散フーリ
エ逆変換）の実数部になっていることに注目されたい。
Ｄ(m)をΔｔ毎にＤ(0)，Ｄ(1)，・・・Ｄ(N-1)として出
力すると図１７に示すようになる。この信号は(2)式を
Δt毎にサンプリングしたものに他ならない。従って、
図１８(a)に示す周波数特性と図１８(b)に示すインパル
ス特性を備えた理想フィルタを通すと(2)式と同じもの
が得られる。
エ逆変換）の実数部になっていることに注目されたい。
Ｄ(m)をΔｔ毎にＤ(0)，Ｄ(1)，・・・Ｄ(N-1)として出
力すると図１７に示すようになる。この信号は(2)式を
Δt毎にサンプリングしたものに他ならない。従って、
図１８(a)に示す周波数特性と図１８(b)に示すインパル
ス特性を備えた理想フィルタを通すと(2)式と同じもの
が得られる。
【００１１】以上のことから、変調器としては入力デー
タｄ(k)(複素)をＩＤＦＴして、その実数部Ｄ(0)からＤ
(N-1)までをΔt毎に出力し、理想フィルタを通せば変調
波(ベースバンド信号)が得られることになる。図１９は
かかる点に着目して構成した送信機の要部構成図であ
る。１１は２ビットづつのＮ組のデータａ(k)，ｂ(k)(k
＝0〜N)で複素表現した入力データｄ(k)に離散フーリエ
逆変換を施すＩＤＦＴ部、１２ａはＩＤＦＴ部から出力
される実数部をアナログに変換するＤＡ変換器、１３ａ
は理想フィルタ、１４ａは理想フィルタ出力Ｄ(t)にcos
ωcｔを乗算して周波数変換する乗算部である。
タｄ(k)(複素)をＩＤＦＴして、その実数部Ｄ(0)からＤ
(N-1)までをΔt毎に出力し、理想フィルタを通せば変調
波(ベースバンド信号)が得られることになる。図１９は
かかる点に着目して構成した送信機の要部構成図であ
る。１１は２ビットづつのＮ組のデータａ(k)，ｂ(k)(k
＝0〜N)で複素表現した入力データｄ(k)に離散フーリエ
逆変換を施すＩＤＦＴ部、１２ａはＩＤＦＴ部から出力
される実数部をアナログに変換するＤＡ変換器、１３ａ
は理想フィルタ、１４ａは理想フィルタ出力Ｄ(t)にcos
ωcｔを乗算して周波数変換する乗算部である。
【００１２】(b-2) 復調部の構成 受信周波数変換においてＤ(t)のみが得られた場合、２
Ｎ点のサンプリングをしなければ原情報を取り出すこと
ができない。これは、Ｄ(t)がＮ点ＩＤＦＴの実数部だ
けになっているためである。又、図２０(a),(b)に示す
ようにサンプリング定理からも明らかである。サンプリ
ング定理によれば帯域N・Δfの信号は１／（２・Ｎ・Δ
ｆ）の周波数でサンプリングしなければならない。 １／（２・Ｎ・Δｆ）＝Δｔ／２ であるから、Δｔ間隔でなくΔｔ／２間隔でサンプリン
グしなければならない。このため、Ｔs区間(Ｎ・Δｔ）
において２Ｎ点のサンプリングが必要になる。しかし、
実数部Ｄ(t)と虚数部Ｉ(t)が得られた場合は次に示すよ
うにＮ点のサンプリングで原信号を取り出すことができ
る。受信周波数変換後の複素ベースバンド信号を(5)式
に示す。
Ｎ点のサンプリングをしなければ原情報を取り出すこと
ができない。これは、Ｄ(t)がＮ点ＩＤＦＴの実数部だ
けになっているためである。又、図２０(a),(b)に示す
ようにサンプリング定理からも明らかである。サンプリ
ング定理によれば帯域N・Δfの信号は１／（２・Ｎ・Δ
ｆ）の周波数でサンプリングしなければならない。 １／（２・Ｎ・Δｆ）＝Δｔ／２ であるから、Δｔ間隔でなくΔｔ／２間隔でサンプリン
グしなければならない。このため、Ｔs区間(Ｎ・Δｔ）
において２Ｎ点のサンプリングが必要になる。しかし、
実数部Ｄ(t)と虚数部Ｉ(t)が得られた場合は次に示すよ
うにＮ点のサンプリングで原信号を取り出すことができ
る。受信周波数変換後の複素ベースバンド信号を(5)式
に示す。
【００１３】
【数６】 右辺実数部、虚数部はそれぞれ伝送路、雑音によってＤ
(t)，Ｉ(t)が変形したもので、理想的な伝送路ではＤ
(t)，Ｉ(t)に等しくなる。
(t)，Ｉ(t)が変形したもので、理想的な伝送路ではＤ
(t)，Ｉ(t)に等しくなる。
【００１４】
【数７】 (6)式をｍΔｔ（ｍ＝0,1,2,・・・N-1）でサンプリングす
れば、
れば、
【数８】 とすれば、(7)式は
【数９】 従って、ｄ(k)は(8)式のＤＦＴで次のように得られる。
【００１５】
【数１０】 これより原信号ｄ(k)の推定値が得られる。尚、参考ま
でにＤＦＴ，ＩＤＦＴの関係式は以下のようになる。
でにＤＦＴ，ＩＤＦＴの関係式は以下のようになる。
【００１６】
【数１１】 以上から、受信信号Ｓ(t)を周波数変換して得られた複
素ベースバンド信号をローパスフィルタを介してデジタ
ルに変換し、ＤＦＴ部でＤＦＴを施せば原信号ｄ(k)の
推定値が得られる。図２１はかかる点に着目して構成し
た受信機の要部構成図であり、１５は周波数変換部、１
６ａ，１６ｂはローパスフィルタ、１７ａ，１７ｂはＡ
Ｄ変換器、１８はＤＦＴ部である。
素ベースバンド信号をローパスフィルタを介してデジタ
ルに変換し、ＤＦＴ部でＤＦＴを施せば原信号ｄ(k)の
推定値が得られる。図２１はかかる点に着目して構成し
た受信機の要部構成図であり、１５は周波数変換部、１
６ａ，１６ｂはローパスフィルタ、１７ａ，１７ｂはＡ
Ｄ変換器、１８はＤＦＴ部である。
【００１７】(c) 送信側周波数変換 Ｄ(t），Ｉ(t）を用いた直交平衡変調方式は図２２に示
すように、ＳＳＢ方式に用いられる周波数変換方式と同
じである。図中１１はＩＤＦＴ部、１２ａ，１２ｂはＡ
Ｄ変換器、１３ａ，１３ｂはローパスフィルタ、１４は
周波数変換部であり、cosωct，sinωctを乗算する乗算
器１４ａ，１４ｂ及び乗算器出力を合成して出力するハ
イブリッド回路１４ｃで構成されている。
すように、ＳＳＢ方式に用いられる周波数変換方式と同
じである。図中１１はＩＤＦＴ部、１２ａ，１２ｂはＡ
Ｄ変換器、１３ａ，１３ｂはローパスフィルタ、１４は
周波数変換部であり、cosωct，sinωctを乗算する乗算
器１４ａ，１４ｂ及び乗算器出力を合成して出力するハ
イブリッド回路１４ｃで構成されている。
【００１８】周波数変換部１４の出力信号Ｓ(t)は
【数１２】 となり、下側波帯を含まない。従って両側波帯方式に比
べ、帯域は１／２になり、伝送効率が向上する。
べ、帯域は１／２になり、伝送効率が向上する。
【００１９】(d) 受信側周波数変換方式 図２３はcosωct，sinωctによる直交周波数変換部の構
成図である。１５ａは受信信号ｓ(t)（(11)式参照)に次
式で示す雑音信号ｎ(t) ｎ(t)=ｎc(k)cos2π（ｆc+ｆk）ｔ-ｎs(k)sin2π（ｆc+
ｆk）ｔ を加算して信号ｒ(t)を出力する加算器（実際には存在
しない）、１５ｂはバンドパスフィルタ、１５ｃ，１５
ｄはバンドパスフィルタ出力にcosωct，−sinω ctを乗
算する乗算部である。振幅減衰や雑音がなく、しかも位
相遅れの無い理想的な伝送路では、ｒ(t)＝ｓ(t)とな
る。以下では、ｒ(t)＝ｓ(t)として説明する。この直交
周波数変換部の出力信号Ｄ′(t)，Ｉ′(t)はそれぞれ次
式
成図である。１５ａは受信信号ｓ(t)（(11)式参照)に次
式で示す雑音信号ｎ(t) ｎ(t)=ｎc(k)cos2π（ｆc+ｆk）ｔ-ｎs(k)sin2π（ｆc+
ｆk）ｔ を加算して信号ｒ(t)を出力する加算器（実際には存在
しない）、１５ｂはバンドパスフィルタ、１５ｃ，１５
ｄはバンドパスフィルタ出力にcosωct，−sinω ctを乗
算する乗算部である。振幅減衰や雑音がなく、しかも位
相遅れの無い理想的な伝送路では、ｒ(t)＝ｓ(t)とな
る。以下では、ｒ(t)＝ｓ(t)として説明する。この直交
周波数変換部の出力信号Ｄ′(t)，Ｉ′(t)はそれぞれ次
式
【数１３】 により表現される。尚、(12)，(13)式において２ｆcの
項は無視している。この(12)，(13)式は送信側複素ベー
スバンド信号を表わす(3)式の実数部と虚数部にそれぞ
れ一致している。従って、前に述べたようにＮ点サンプ
リングＤＦＴ演算することにより原信号を取り出すこと
ができる。
項は無視している。この(12)，(13)式は送信側複素ベー
スバンド信号を表わす(3)式の実数部と虚数部にそれぞ
れ一致している。従って、前に述べたようにＮ点サンプ
リングＤＦＴ演算することにより原信号を取り出すこと
ができる。
【００２０】(e) 差動符号化 (d)において、受信側周波数変換方式について説明した
が、ＯＦＤＭ方式において送信ローカル周波数ωcに同
期した受信ローカル周波数を作り出すことは非常に困難
である。又、受信ローカル周波数に周波数誤差があった
場合（非同期の場合）、復調ベクトルの回転という結果
になり絶対位相による復調は困難である。そのため、送
信側で絶対位相で情報を表わす代わりに位相回転の大き
さで情報を表わすようにする。このことを差動符号化と
いい、若干の周波数誤差があっても復調が可能となる。
が、ＯＦＤＭ方式において送信ローカル周波数ωcに同
期した受信ローカル周波数を作り出すことは非常に困難
である。又、受信ローカル周波数に周波数誤差があった
場合（非同期の場合）、復調ベクトルの回転という結果
になり絶対位相による復調は困難である。そのため、送
信側で絶対位相で情報を表わす代わりに位相回転の大き
さで情報を表わすようにする。このことを差動符号化と
いい、若干の周波数誤差があっても復調が可能となる。
【００２１】(e-1) 差動符号器 図２４は送信側差動符号器の説明図であり、差動符号器
２１の論理式は
２１の論理式は
【数１４】 である。差動符号器２１は
【数１５】 で複素表現されたデータＤl(k)を上記論理式でｄl(k)に
変換するものである。
変換するものである。
【００２２】差動符号は、 (1) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（１，１）の場合、
【数１６】 となり、(14)式に代入すると
【数１７】 となり、位相変化しない。
【００２３】(2) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（-１，-１）の場
合は
合は
【数１８】 となり、位相反転、すなわち、πシフトする。
【００２４】(3) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（１，-１）の場
合は
合は
【数１９】 となり時計方向にπ／２シフトする。
【００２５】(4) [Ａl(k),Ｂl(k)］＝（-１，１）の場
合は
合は
【数２０】 となり反時計方向にπ／２シフトする。
【００２６】(e-2) 差動復号器 (14)式より、次式
【数２１】 が得られる。差動復号器２２は図２５に示すようにデー
タｄl(k)を(15)式の論理式に従ってＤl(k)に変換するも
のである。従って、差動符号器の前記(1)〜(4)に対応し
て以下の(1)〜(4)の差動復号結果を出力する。
タｄl(k)を(15)式の論理式に従ってＤl(k)に変換するも
のである。従って、差動符号器の前記(1)〜(4)に対応し
て以下の(1)〜(4)の差動復号結果を出力する。
【００２７】
【数２２】
【００２８】(f) 送信系、受信系のブロック 以上より、ＯＦＤＭ方式によるデジタルオーディオ放送
における送信系及び受信系は図２６(a),(b)に示す構成
となる。尚、送信系の周波数変換部１４において、１４
ｄは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する発振器、
１４ｅは該cos信号を−９０0移相して-sinωctを出力す
る移相器である。又、受信系の周波数変換部１５におい
て、１５ｅは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する
発振器、１５ｆは該cos信号を−９０0移相して-sinωct
を出力する移相器である。送信系のcos波、sin波(キャ
リア)を送信ローカル信号、受信系のcos波、sin波を受
信ローカル信号という。送信側では、既知の位相基準シ
ンボルとＭ個のデータシンボルとでＤＡＢフレームを構
成し、各シンボルを２ビットづつＮ組に分け、各組の第
１データを実数部、第２データを虚数部として差動符号
化し、差動符号の実数部、虚数部を順次フーリエ逆変換
部１１に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実
数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれに送信
ローカル周波数ｆｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果
を合成して空間に放射する。
における送信系及び受信系は図２６(a),(b)に示す構成
となる。尚、送信系の周波数変換部１４において、１４
ｄは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する発振器、
１４ｅは該cos信号を−９０0移相して-sinωctを出力す
る移相器である。又、受信系の周波数変換部１５におい
て、１５ｅは周波数ｆcのcos信号(cosωct)を出力する
発振器、１５ｆは該cos信号を−９０0移相して-sinωct
を出力する移相器である。送信系のcos波、sin波(キャ
リア)を送信ローカル信号、受信系のcos波、sin波を受
信ローカル信号という。送信側では、既知の位相基準シ
ンボルとＭ個のデータシンボルとでＤＡＢフレームを構
成し、各シンボルを２ビットづつＮ組に分け、各組の第
１データを実数部、第２データを虚数部として差動符号
化し、差動符号の実数部、虚数部を順次フーリエ逆変換
部１１に入力し、該フーリエ逆変換部から出力される実
数部、虚数部をアナログ信号に変換し、それぞれに送信
ローカル周波数ｆｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果
を合成して空間に放射する。
【００２９】受信側では、空間に放射された信号を受信
し、受信信号に受信ローカル周波数のcos波、sin波を乗
算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ
変換部１８に入力し、該フーリエ変換部から出力される
実数部、虚数部を差動復号化して原データである第１デ
ータ、第２データとして順次出力する。フーリエ変換部
１８はＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミングに基づい
てフーリエ変換処理を実行する。すなわち、図示しない
ウィンドウ信号発生部がフレーム間に設けられたヌル信
号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミ
ングであるＤＦＴウィンドウ信号を出力し、フーリエ変
換部１８はこのＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミング
に基づいてフーリエ変換を実行する。
し、受信信号に受信ローカル周波数のcos波、sin波を乗
算し、それぞれの乗算結果をデジタルに変換後フーリエ
変換部１８に入力し、該フーリエ変換部から出力される
実数部、虚数部を差動復号化して原データである第１デ
ータ、第２データとして順次出力する。フーリエ変換部
１８はＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミングに基づい
てフーリエ変換処理を実行する。すなわち、図示しない
ウィンドウ信号発生部がフレーム間に設けられたヌル信
号部分を検出して各シンボルのフーリエ変換実行タイミ
ングであるＤＦＴウィンドウ信号を出力し、フーリエ変
換部１８はこのＤＦＴウィンドウ信号の発生タイミング
に基づいてフーリエ変換を実行する。
【００３０】図２７はＤＡＢフレーム、ウィンドウ信号
の説明図である。ＤＡＢフレームの先頭部分は同期チャ
ネルと称され、ヌル信号部分ＮＵＬＬと位相基準シンボ
ル部分ＰＲＳ（Phase Reference Symbol)とで構成さ
れ、位相基準シンボル部分ＰＲＳの前にはマルチパスの
影響を軽減するために62μs（モード２の場合）のガー
ドインターバルＧＩＴが設けられている。同期チャネル
の後には所定数（＝ｍ）のシンボルが配列され、各シン
ボルの前には同様にマルチパスの影響を軽減するために
62μsのガードインターバルが設けられ、各ガードイン
ターバルには対応シンボルの後半部と同一の内容が繰り
返し挿入されている。
の説明図である。ＤＡＢフレームの先頭部分は同期チャ
ネルと称され、ヌル信号部分ＮＵＬＬと位相基準シンボ
ル部分ＰＲＳ（Phase Reference Symbol)とで構成さ
れ、位相基準シンボル部分ＰＲＳの前にはマルチパスの
影響を軽減するために62μs（モード２の場合）のガー
ドインターバルＧＩＴが設けられている。同期チャネル
の後には所定数（＝ｍ）のシンボルが配列され、各シン
ボルの前には同様にマルチパスの影響を軽減するために
62μsのガードインターバルが設けられ、各ガードイン
ターバルには対応シンボルの後半部と同一の内容が繰り
返し挿入されている。
【００３１】ヌル信号部分ＮＵＬＬはフレームの先頭を
見つけるためのもの、位相基準シンボル部分ＰＲＳは差
動復号のためのリファレンス信号として、又、伝送路の
インパルス応答演算用として使用されるもので、毎フレ
ーム固定の固有パターン（既知）が送られて来る。ＰＲ
Ｓウィンドウはヌル信号部分ＮＵＬＬを検出し、それを
基準に所定の時間位置に設けられたウィンドウであり、
ＤＦＴウィンドウはシンボル毎のＤＦＴ演算のタイミン
グを示すものである。
見つけるためのもの、位相基準シンボル部分ＰＲＳは差
動復号のためのリファレンス信号として、又、伝送路の
インパルス応答演算用として使用されるもので、毎フレ
ーム固定の固有パターン（既知）が送られて来る。ＰＲ
Ｓウィンドウはヌル信号部分ＮＵＬＬを検出し、それを
基準に所定の時間位置に設けられたウィンドウであり、
ＤＦＴウィンドウはシンボル毎のＤＦＴ演算のタイミン
グを示すものである。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】ところで、マルチパス
が発生すると図２８（ａ）〜（ｄ）に示すように直接波
のほかに複数の反射波が発生する。すなわち、直接波の
シンボル位置は（ａ）に示すようになり、マルチパスに
よる反射波１〜反射波３のシンボル位置は遅延により
（ｂ）〜（ｄ）に示すようになる。この結果、直接波及
び各反射波の合成波は（ｅ）に示すようなる。尚、Δは
ガードインターバルであり、シンボルＢの後半部と同一
の内容が繰り返し挿入されている。合成波においてａは
マルチパスの影響で隣接シンボルＡにより干渉を受けて
いるガードインターバル区間、ｂは隣接シンボルＡの干
渉を受けていないガードインターバル区間、ｃはシンボ
ルＢの区間である。ＤＦＴウィンドウＷＤＷは隣接シン
ボルの影響を受けずに着目シンボルをＤＦＴ復調できる
位置に設定する必要があり、例えば、図示する位置にな
るように設定される。この場合、ＤＦＴウィンドウＷＤ
ＷがシンボルＢの区間から外れていても、外れた部分ｄ
の内容はガードインターバル部分ｄ′より取り込めるた
めフーリエ変換部は正しくシンボルをＤＦＴ復調するこ
とができる。
が発生すると図２８（ａ）〜（ｄ）に示すように直接波
のほかに複数の反射波が発生する。すなわち、直接波の
シンボル位置は（ａ）に示すようになり、マルチパスに
よる反射波１〜反射波３のシンボル位置は遅延により
（ｂ）〜（ｄ）に示すようになる。この結果、直接波及
び各反射波の合成波は（ｅ）に示すようなる。尚、Δは
ガードインターバルであり、シンボルＢの後半部と同一
の内容が繰り返し挿入されている。合成波においてａは
マルチパスの影響で隣接シンボルＡにより干渉を受けて
いるガードインターバル区間、ｂは隣接シンボルＡの干
渉を受けていないガードインターバル区間、ｃはシンボ
ルＢの区間である。ＤＦＴウィンドウＷＤＷは隣接シン
ボルの影響を受けずに着目シンボルをＤＦＴ復調できる
位置に設定する必要があり、例えば、図示する位置にな
るように設定される。この場合、ＤＦＴウィンドウＷＤ
ＷがシンボルＢの区間から外れていても、外れた部分ｄ
の内容はガードインターバル部分ｄ′より取り込めるた
めフーリエ変換部は正しくシンボルをＤＦＴ復調するこ
とができる。
【００３３】以上より、マルチパスにより反射波が発生
しても、直接波からの遅れがガードインターバル期間内
であれば、ＤＦＴウィンドウ位置を上記のように設定す
ることにより、着目シンボルは隣接シンボルの干渉を受
けない。しかし、直接波からの遅れがガードインターバ
ル期間を越える反射波が発生すると、該反射波により隣
接シンボルの干渉が生じる。かかる隣接シンボルの干渉
が生じる場合には、該干渉が最も少なくなる位置にＤＦ
Ｔウィンドウを設定する必要がある。しかし、従来かか
る対策を講じているものはなく、音質劣化、マルチパス
ノイズの発生要因になっている。
しても、直接波からの遅れがガードインターバル期間内
であれば、ＤＦＴウィンドウ位置を上記のように設定す
ることにより、着目シンボルは隣接シンボルの干渉を受
けない。しかし、直接波からの遅れがガードインターバ
ル期間を越える反射波が発生すると、該反射波により隣
接シンボルの干渉が生じる。かかる隣接シンボルの干渉
が生じる場合には、該干渉が最も少なくなる位置にＤＦ
Ｔウィンドウを設定する必要がある。しかし、従来かか
る対策を講じているものはなく、音質劣化、マルチパス
ノイズの発生要因になっている。
【００３４】又、前述のように、マルチパスにより反射
波が発生しても直接波からの遅れがガードインターバル
期間内であればＤＦＴウィンドウ位置を適当に設定する
ことにより隣接シンボルの干渉を受けることがない。し
かし、車載用の場合、マルチパス環境は時々刻々と変化
する。このため、できるだけ次のマルチパス環境変化に
対してシンボル干渉を受けにくい位置にＤＦＴウィンド
ウを設定する必要がある。しかし、従来かかる対策を講
じているものはなく、音質劣化、マルチパスノイズの発
生要因になっている。
波が発生しても直接波からの遅れがガードインターバル
期間内であればＤＦＴウィンドウ位置を適当に設定する
ことにより隣接シンボルの干渉を受けることがない。し
かし、車載用の場合、マルチパス環境は時々刻々と変化
する。このため、できるだけ次のマルチパス環境変化に
対してシンボル干渉を受けにくい位置にＤＦＴウィンド
ウを設定する必要がある。しかし、従来かかる対策を講
じているものはなく、音質劣化、マルチパスノイズの発
生要因になっている。
【００３５】以上から、本発明の第１の目的は、隣接シ
ンボルの干渉が最も少なくなる位置にＤＦＴウィンドウ
を設定することである。本発明の第２の目的は、マルチ
パス環境が時々刻々と変化する場合であっても、次のマ
ルチパス環境変化に対してシンボル干渉を受けにくい位
置にＤＦＴウィンドウを設定することである。
ンボルの干渉が最も少なくなる位置にＤＦＴウィンドウ
を設定することである。本発明の第２の目的は、マルチ
パス環境が時々刻々と変化する場合であっても、次のマ
ルチパス環境変化に対してシンボル干渉を受けにくい位
置にＤＦＴウィンドウを設定することである。
【００３６】
【課題を解決するための手段】上記第１の目的は、本発
明によれば、各シンボルのフーリエ変換実行タイミング
であるＤＦＴウィンドウを発生してフーリエ変換部に入
力するＤＦＴウィンドウ発生部と、位相基準シンボルの
フーリエ変換出力に基づいて伝送路のインパルス応答を
演算するインパルス応答演算部を備え、ＤＦＴウィンド
ウ発生部はガードインターバル幅Δのウィンドウの位置
を順次シフトすると共に、各位置でウィンドウ内のイン
パルス応答のエネルギーを計算してエネルギーが最大と
なるウィンドウ位置を求め、該エネルギー最大となるウ
ィンドウ位置に基づいてＤＦＴウィンドウの発生タイミ
ングを決定してフーリエ変換部に入力するデジタルオー
ディオ放送における受信装置により達成される。
明によれば、各シンボルのフーリエ変換実行タイミング
であるＤＦＴウィンドウを発生してフーリエ変換部に入
力するＤＦＴウィンドウ発生部と、位相基準シンボルの
フーリエ変換出力に基づいて伝送路のインパルス応答を
演算するインパルス応答演算部を備え、ＤＦＴウィンド
ウ発生部はガードインターバル幅Δのウィンドウの位置
を順次シフトすると共に、各位置でウィンドウ内のイン
パルス応答のエネルギーを計算してエネルギーが最大と
なるウィンドウ位置を求め、該エネルギー最大となるウ
ィンドウ位置に基づいてＤＦＴウィンドウの発生タイミ
ングを決定してフーリエ変換部に入力するデジタルオー
ディオ放送における受信装置により達成される。
【００３７】上記第２の目的は、本発明によれば、各シ
ンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィ
ンドウを発生してフーリエ変換部に入力するＤＦＴウィ
ンドウ発生部と、位相基準シンボルのフーリエ変換出力
に基づいて伝送路のインパルス応答を演算するインパル
ス応答演算部を備え、ＤＦＴウィンドウ発生部はガード
インターバル幅Δのウィンドウの位置を順次シフトする
と共に、各位置でウィンドウ内のインパルス応答のエネ
ルギーを計算してエネルギーが最大となるウィンドウ位
置ｘを求めると共に、該最大のエネルギーを示すウィン
ドウ位置が連続する場合、その連続する区間の幅を求
め、前記ウィンドウ位置ｘと該幅を用いてインパルス応
答の拡がり範囲が幅Δのウィンドウ中央に位置するよう
に該ウィンドウの位置を定め、該ウィンドウ位置に基づ
いてＤＦＴウィンドウの発生タイミングを決定してフー
リエ変換部に入力するデジタルオーディオ放送における
受信装置により達成される。
ンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィ
ンドウを発生してフーリエ変換部に入力するＤＦＴウィ
ンドウ発生部と、位相基準シンボルのフーリエ変換出力
に基づいて伝送路のインパルス応答を演算するインパル
ス応答演算部を備え、ＤＦＴウィンドウ発生部はガード
インターバル幅Δのウィンドウの位置を順次シフトする
と共に、各位置でウィンドウ内のインパルス応答のエネ
ルギーを計算してエネルギーが最大となるウィンドウ位
置ｘを求めると共に、該最大のエネルギーを示すウィン
ドウ位置が連続する場合、その連続する区間の幅を求
め、前記ウィンドウ位置ｘと該幅を用いてインパルス応
答の拡がり範囲が幅Δのウィンドウ中央に位置するよう
に該ウィンドウの位置を定め、該ウィンドウ位置に基づ
いてＤＦＴウィンドウの発生タイミングを決定してフー
リエ変換部に入力するデジタルオーディオ放送における
受信装置により達成される。
【００３８】
（ａ）伝送路のインパルス応答 図１は伝送路のモデルであり、５１はＤＡＢ送信機、５
２はＤＡＢ受信機、５３は伝送路である。又、ｘ（ｎ）
は送信信号、ｈ（ｎ）は伝送路の特性、ｙ（ｎ）は受信
信号である。それぞれの信号は、以下の関係がある。 Ｘ（ｋ）・Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ） すなわち、 Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ） (16) の関係がある。ただし、Ｘ（ｋ）、Ｈ（ｋ），Ｙ（ｋ）
はｘ（ｎ），ｈ（ｎ），ｙ（ｎ）をフーリエ変換したも
のである。
２はＤＡＢ受信機、５３は伝送路である。又、ｘ（ｎ）
は送信信号、ｈ（ｎ）は伝送路の特性、ｙ（ｎ）は受信
信号である。それぞれの信号は、以下の関係がある。 Ｘ（ｋ）・Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ） すなわち、 Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ） (16) の関係がある。ただし、Ｘ（ｋ）、Ｈ（ｋ），Ｙ（ｋ）
はｘ（ｎ），ｈ（ｎ），ｙ（ｎ）をフーリエ変換したも
のである。
【００３９】以上の関係があるため、ｘ（ｎ），ｙ
（ｎ）、または、Ｘ（ｋ），Ｙ（ｋ）が既知であれば、
ｈ（ｎ）（インパルス応答）が導出され、このインパル
ス応答によりマルチパス環境を推定できる。図２(a)は
マルチパスが発生していない場合のインパルス応答、図
２(b)はマルチパスが発生している場合のインパルス応
答である。具体的には、図２７に示すフレームの先頭に
含まれる基準位相シンボル（ＰＲＳ）をＸ（ｋ）、受信
したＰＲＳをＹ（ｋ）とすることで、ｈ（ｎ）を導出す
る。
（ｎ）、または、Ｘ（ｋ），Ｙ（ｋ）が既知であれば、
ｈ（ｎ）（インパルス応答）が導出され、このインパル
ス応答によりマルチパス環境を推定できる。図２(a)は
マルチパスが発生していない場合のインパルス応答、図
２(b)はマルチパスが発生している場合のインパルス応
答である。具体的には、図２７に示すフレームの先頭に
含まれる基準位相シンボル（ＰＲＳ）をＸ（ｋ）、受信
したＰＲＳをＹ（ｋ）とすることで、ｈ（ｎ）を導出す
る。
【００４０】ＤＡＢではＸ（ｋ）として次式に示す信号
を使用する。 Ｘ（ｋ）＝ｅjπk/4 （−ｍ≦ｋ≦−１，１≦ｋ≦
ｍ） ０（ｍが上記以外） この信号を図示すると図３の様になる（−ｍ≦ｋ≦−
１，１≦ｋ≦ｍの範囲にキャリアが存在する）。従っ
て、伝送路に遅延時間が無ければ、Ｈ（ｋ）は Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ）＝１（−ｍ≦ｋ≦−１，
１≦ｋ≦ｍ） ０（ｍが上記以外） となる。上式において近似的にＨ（１）＝１とおくと、
Ｈ（ｋ）の逆ＤＦＴが以下のｓｉｎｃ関数で与えられる
ことは明らかである。
を使用する。 Ｘ（ｋ）＝ｅjπk/4 （−ｍ≦ｋ≦−１，１≦ｋ≦
ｍ） ０（ｍが上記以外） この信号を図示すると図３の様になる（−ｍ≦ｋ≦−
１，１≦ｋ≦ｍの範囲にキャリアが存在する）。従っ
て、伝送路に遅延時間が無ければ、Ｈ（ｋ）は Ｈ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）／Ｘ（ｋ）＝１（−ｍ≦ｋ≦−１，
１≦ｋ≦ｍ） ０（ｍが上記以外） となる。上式において近似的にＨ（１）＝１とおくと、
Ｈ（ｋ）の逆ＤＦＴが以下のｓｉｎｃ関数で与えられる
ことは明らかである。
【００４１】 ｈ（ｎ）＝（ｍ／Ｎ）・[sin(nπm/N)／(nπm/N)］ (17) 具体的にはＤＡＢのモードＩではｍ＝１５３６，Ｎ＝２
０４８であるため、上記のｈ（ｎ）はｎ＝０の時ｈ
（０）＝１，ｎ≠０の時ｈ（ｎ）≪１となり、図４に示
すようにｈ（ｎ）が最大となるｎ（＝０）に鋭いピーク
が現れる。従って、伝送路に遅延時間がない場合には図
５(a)に示すようなインパルス応答が得られる。しか
し、伝送路にｎ0サンプリング分の遅延時間が存在する
場合にはインパルス応答は、ｈ（ｎ−ｎ0）と表現され
る。このため、式（17）において、ｎをｎ−ｎ0とおき
かえると、インパルス応答は図５(b)に示すようになり
インパルスがｎ0ずれた位置に現れる。すなわち、マル
チパスにより遅延した反射波が発生すると図２（ｂ）に
示すように複数のインパルスが発生する。
０４８であるため、上記のｈ（ｎ）はｎ＝０の時ｈ
（０）＝１，ｎ≠０の時ｈ（ｎ）≪１となり、図４に示
すようにｈ（ｎ）が最大となるｎ（＝０）に鋭いピーク
が現れる。従って、伝送路に遅延時間がない場合には図
５(a)に示すようなインパルス応答が得られる。しか
し、伝送路にｎ0サンプリング分の遅延時間が存在する
場合にはインパルス応答は、ｈ（ｎ−ｎ0）と表現され
る。このため、式（17）において、ｎをｎ−ｎ0とおき
かえると、インパルス応答は図５(b)に示すようになり
インパルスがｎ0ずれた位置に現れる。すなわち、マル
チパスにより遅延した反射波が発生すると図２（ｂ）に
示すように複数のインパルスが発生する。
【００４２】（ｂ）第１の発明の原理 マルチパスにより反射波が発生し、これにより伝送路の
インパルス応答がガードインターバルの幅Δ以上の拡が
りを持つと隣接シンボルの干渉を受ける。図６（ａ）の
場合、ガードインターバル幅Δの範囲を越えたインパル
スＩＰＬ６〜ＩＰＬ８は干渉信号となる。すなわち、図
６（ａ）の位置にＤＦＴウィンドウ５１を設定すると、
インパルスＩＰＬ６〜ＩＰＬ８は干渉信号、その他のイ
ンパルスＩＰＬ１〜ＩＰＬ５は着目シンボルのＤＦＴ処
理に寄与する信号となる。同様に、図６（ｂ）の位置に
ＤＦＴウィンドウ５１を設定すると、インパルスＩＰＬ
１，ＩＰＬ７〜ＩＰＬ８は干渉信号となり、その他のイ
ンパルスＩＰＬ２〜ＩＰＬ６は着目シンボルのＤＦＴ処
理に寄与する信号となる。
インパルス応答がガードインターバルの幅Δ以上の拡が
りを持つと隣接シンボルの干渉を受ける。図６（ａ）の
場合、ガードインターバル幅Δの範囲を越えたインパル
スＩＰＬ６〜ＩＰＬ８は干渉信号となる。すなわち、図
６（ａ）の位置にＤＦＴウィンドウ５１を設定すると、
インパルスＩＰＬ６〜ＩＰＬ８は干渉信号、その他のイ
ンパルスＩＰＬ１〜ＩＰＬ５は着目シンボルのＤＦＴ処
理に寄与する信号となる。同様に、図６（ｂ）の位置に
ＤＦＴウィンドウ５１を設定すると、インパルスＩＰＬ
１，ＩＰＬ７〜ＩＰＬ８は干渉信号となり、その他のイ
ンパルスＩＰＬ２〜ＩＰＬ６は着目シンボルのＤＦＴ処
理に寄与する信号となる。
【００４３】従って、干渉信号のエネルギーが最小に、
その他の信号のエネルギーが最大になるような位置にＤ
ＦＴウィンドウを設定すればマルチパスによる隣接シン
ボル干渉を最小にできる。このため、図７に示すように
ガードインターバル幅Δと等しいウィンドウ５２を想定
し、該ウィンドウ５２の位置を順次シフトすると共に、
各位置でウィンドウ５２の幅Δ内のインパルスのエネル
ギー（インパルスの振幅の総和）を計算してエネルギー
が最大となる位置を求め、該エネルギー最大となる位置
にＤＦＴウィンドウ５１を設定すれば干渉の影響を最小
にできる。
その他の信号のエネルギーが最大になるような位置にＤ
ＦＴウィンドウを設定すればマルチパスによる隣接シン
ボル干渉を最小にできる。このため、図７に示すように
ガードインターバル幅Δと等しいウィンドウ５２を想定
し、該ウィンドウ５２の位置を順次シフトすると共に、
各位置でウィンドウ５２の幅Δ内のインパルスのエネル
ギー（インパルスの振幅の総和）を計算してエネルギー
が最大となる位置を求め、該エネルギー最大となる位置
にＤＦＴウィンドウ５１を設定すれば干渉の影響を最小
にできる。
【００４４】（ｃ）第２の発明の原理 マルチパスにより反射波が発生しても、図８に示すよう
に伝送路のインパルス応答の拡がりτがガードインター
バルの幅Δ以下の場合は、ＤＦＴウィンドウ５１の始ま
りΔ幅内にインパルスが属するように該ＤＦＴウィンド
ウの位置を設定すれば隣接シンボルの干渉を受けること
がない。しかし、車載用の場合、マルチパス環境は時々
刻々と変化する。このため、できるだけマルチパス環境
変化に対してシンボル干渉を受けにくい位置にＤＦＴウ
ィンドウを設定する必要がある。このためには、インパ
ルスの拡がり範囲τがＤＦＴウィンドウ５１の始めのΔ
幅内の中央に位置するようにすれば良い。
に伝送路のインパルス応答の拡がりτがガードインター
バルの幅Δ以下の場合は、ＤＦＴウィンドウ５１の始ま
りΔ幅内にインパルスが属するように該ＤＦＴウィンド
ウの位置を設定すれば隣接シンボルの干渉を受けること
がない。しかし、車載用の場合、マルチパス環境は時々
刻々と変化する。このため、できるだけマルチパス環境
変化に対してシンボル干渉を受けにくい位置にＤＦＴウ
ィンドウを設定する必要がある。このためには、インパ
ルスの拡がり範囲τがＤＦＴウィンドウ５１の始めのΔ
幅内の中央に位置するようにすれば良い。
【００４５】そこで、ガードインターバル幅Δと等しい
幅を有するウィンドウ５２を想定し、該ウィンドウ５２
の位置を順次シフトすると共に、各位置でウィンドウ５
２の幅Δ内に属するインパルスのエネルギー（インパル
スの振幅の総和）を計算してエネルギーが最大となるウ
ィンドウ位置ｘ0（図８の(2)の位置）を求める。そし
て、最大のエネルギーＰmaxを示すウィンドウ位置が連
続する場合（(2)〜(3)の区間）、その連続する区間の幅
（Δ−τ）を求める。しかる後、前記ウィンドウ位置ｘ
0と幅（Δ−τ）を用いてインパルスの拡がり範囲がウ
ィンドウ５２の中央に位置するように該ウィンドウ５２
の位置（図８の点線参照）を定める。具体的には図９に
示すように、前記位置ｘ0から（Δ−τ）／２離れた位
置をウィンドウ５２の先端位置とし、該先端位置に一致
するようにＤＦＴウィンドウ５１を設定する。このよう
にすれば、インパルスの進み／遅れに対するマージンを
それぞれ（Δ−τ）／２にでき、次のマルチパス環境変
化に対して余裕を持たせることができ、シンボル干渉を
受けにくくすることができる。
幅を有するウィンドウ５２を想定し、該ウィンドウ５２
の位置を順次シフトすると共に、各位置でウィンドウ５
２の幅Δ内に属するインパルスのエネルギー（インパル
スの振幅の総和）を計算してエネルギーが最大となるウ
ィンドウ位置ｘ0（図８の(2)の位置）を求める。そし
て、最大のエネルギーＰmaxを示すウィンドウ位置が連
続する場合（(2)〜(3)の区間）、その連続する区間の幅
（Δ−τ）を求める。しかる後、前記ウィンドウ位置ｘ
0と幅（Δ−τ）を用いてインパルスの拡がり範囲がウ
ィンドウ５２の中央に位置するように該ウィンドウ５２
の位置（図８の点線参照）を定める。具体的には図９に
示すように、前記位置ｘ0から（Δ−τ）／２離れた位
置をウィンドウ５２の先端位置とし、該先端位置に一致
するようにＤＦＴウィンドウ５１を設定する。このよう
にすれば、インパルスの進み／遅れに対するマージンを
それぞれ（Δ−τ）／２にでき、次のマルチパス環境変
化に対して余裕を持たせることができ、シンボル干渉を
受けにくくすることができる。
【００４６】（ｄ）本発明の実施例 (d-1) ＤＡＢ受信機の構成 図１０は本発明のＤＡＢ受信機の構成図である。６０は
受信アンテナ、６１は受信信号にキャリア周波数のcos
波、sin波を乗算してベースバンドアナログ信号Ｄ(t)、
Ｉ(t)を出力するＤＡＢ用ＲＦ信号復調部、６２はベー
スバンドアナログ信号Ｄ(t)、Ｉ(t)を所定サンプリング
周波数でデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に変換するＡＤ変
換器、６３はサンプリングパルスを出力するサンプリン
グパルス発生部、６４はＤＡＢフレーム間のヌル信号部
分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力するヌル信号検
出部、６５はＤＡＢフレームを構成する各シンボルのフ
ーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ信号
（ＰＲＳウィンドウ信号を含む）を出力するＤＦＴウィ
ンドウ発生部である。ＤＦＴウィンドウ発生部６５は後
述する処理に従ってＤＦＴウィンドウ位置を決定してＤ
ＦＴウィンドウ信号を出力する。
受信アンテナ、６１は受信信号にキャリア周波数のcos
波、sin波を乗算してベースバンドアナログ信号Ｄ(t)、
Ｉ(t)を出力するＤＡＢ用ＲＦ信号復調部、６２はベー
スバンドアナログ信号Ｄ(t)、Ｉ(t)を所定サンプリング
周波数でデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に変換するＡＤ変
換器、６３はサンプリングパルスを出力するサンプリン
グパルス発生部、６４はＤＡＢフレーム間のヌル信号部
分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力するヌル信号検
出部、６５はＤＡＢフレームを構成する各シンボルのフ
ーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴウィンドウ信号
（ＰＲＳウィンドウ信号を含む）を出力するＤＦＴウィ
ンドウ発生部である。ＤＦＴウィンドウ発生部６５は後
述する処理に従ってＤＦＴウィンドウ位置を決定してＤ
ＦＴウィンドウ信号を出力する。
【００４７】６６はシンボル毎にＰＲＳウィンドウ、Ｄ
ＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)にフー
リエ変換処理を施し、差動復号してＸ(ｋ）（(16)式参
照）、オーディオ符号データ（例えばＭＰＥＧオーディ
オデータ）を復調するフーリエ変換／差動復号部、６７
はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭオーディオデータ
にデコードするオーディオ信号デコード部、６８はＰＣ
Ｍオーディオデータをアナログに変換するＤＡ変換部、
６９は増幅器、７０はスピーカ、７１はＤＡＢ受信機の
操作キー部、７２は表示部、７３は選局制御、その他の
制御を行う制御部である。７４はＰＲＳウィンドウ期間
におけるフーリエ変換出力Ｘ(ｋ）を用いて(16)式より
インパルス応答を演算するインパルス応答演算部であ
る。
ＦＴウィンドウ内のデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)にフー
リエ変換処理を施し、差動復号してＸ(ｋ）（(16)式参
照）、オーディオ符号データ（例えばＭＰＥＧオーディ
オデータ）を復調するフーリエ変換／差動復号部、６７
はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭオーディオデータ
にデコードするオーディオ信号デコード部、６８はＰＣ
Ｍオーディオデータをアナログに変換するＤＡ変換部、
６９は増幅器、７０はスピーカ、７１はＤＡＢ受信機の
操作キー部、７２は表示部、７３は選局制御、その他の
制御を行う制御部である。７４はＰＲＳウィンドウ期間
におけるフーリエ変換出力Ｘ(ｋ）を用いて(16)式より
インパルス応答を演算するインパルス応答演算部であ
る。
【００４８】(d-2) ＤＦＴウィンドウ位置決定の処理 図１１はＤＦＴウィンドウ位置決定の処理フローであ
る。ＤＦＴウィンドウ発生部６５は、インパルス応答演
算部７４からインパルス応答結果を入力されると、ガー
ドインターバル幅Δのウィンドウ５２（図７参照）の始
端を先頭のインパルスＩＰＬ１の位置より若干前に設定
し（ステップ１０１）、該位置において、ウィンドウ５
２の幅内に属する全インパルスの振幅の総和（インパル
ス応答のエネルギー）Ｐを計算し（ステップ１０２）、
該エネルギーＰが最大エネルギーＰmax(Ｐmaxの初期値
は０）以上であるかチェックする（ステップ１０３）。
Ｐ＞Ｐmaxであれば、Ｐ→Ｐmaxとすると共に、ウィンド
ウ５２の先端位置ｘをＤＦＴウィンドウ位置として記憶
し（ステップ１０４）、ウィンドウ５２の位置を右側に
１ステップシフトする（ステップ１０５）。一方、ステ
ップ１０３において、Ｐ≦Ｐmaxであれば、Ｐmaxを更新
することなくウィンドウ５２の位置を右側に１ステップ
シフトする（ステップ１０５）。
る。ＤＦＴウィンドウ発生部６５は、インパルス応答演
算部７４からインパルス応答結果を入力されると、ガー
ドインターバル幅Δのウィンドウ５２（図７参照）の始
端を先頭のインパルスＩＰＬ１の位置より若干前に設定
し（ステップ１０１）、該位置において、ウィンドウ５
２の幅内に属する全インパルスの振幅の総和（インパル
ス応答のエネルギー）Ｐを計算し（ステップ１０２）、
該エネルギーＰが最大エネルギーＰmax(Ｐmaxの初期値
は０）以上であるかチェックする（ステップ１０３）。
Ｐ＞Ｐmaxであれば、Ｐ→Ｐmaxとすると共に、ウィンド
ウ５２の先端位置ｘをＤＦＴウィンドウ位置として記憶
し（ステップ１０４）、ウィンドウ５２の位置を右側に
１ステップシフトする（ステップ１０５）。一方、ステ
ップ１０３において、Ｐ≦Ｐmaxであれば、Ｐmaxを更新
することなくウィンドウ５２の位置を右側に１ステップ
シフトする（ステップ１０５）。
【００４９】ついで、シフト量が設定値（例えばΔ）に
なったかチェックし（ステップ１０６）、なっていなけ
れば、ステップ１０２以降の処理を繰り返してエネルギ
ー最大のウィンドウ位置をサーチする。以上により、エ
ネルギー最大のウィンドウ位置ｘが求まれば、ウィンド
ウ位置ｘにＤＦＴウィンドウの先端が位置するようにＤ
ＦＴウィンドウ位置を決定し、ＤＦＴウィンドウ信号を
発生する（ステップ１０７）。
なったかチェックし（ステップ１０６）、なっていなけ
れば、ステップ１０２以降の処理を繰り返してエネルギ
ー最大のウィンドウ位置をサーチする。以上により、エ
ネルギー最大のウィンドウ位置ｘが求まれば、ウィンド
ウ位置ｘにＤＦＴウィンドウの先端が位置するようにＤ
ＦＴウィンドウ位置を決定し、ＤＦＴウィンドウ信号を
発生する（ステップ１０７）。
【００５０】(d-3) 全体の動作 ＤＡＢ用ＲＦ信号復調部６１は受信信号にキャリア周波
数のcos波、sin波を乗算してベースバンドアナログ信号
Ｄ(t)、Ｉ(t)を出力し、ＡＤ変換器６２はサンプリング
パルス発生部６３から出力されるサンプリングパルスに
基づいてベースバンドアナログ信号Ｄ(t)、Ｉ(t)をそれ
ぞれデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に変換してヌル信号検
出部６４とフーリエ変換／差動復号部６６に入力する。
以上と並行してＤＦＴウィンドウ発生部６５は前フレー
ムにおいて図１１の処理に従って計算してあるタイミン
グでＤＦＴウィンドウ信号及びＰＲＳウィンドウ信号を
フーリエ変換／差動復号部６６とインパルス応答演算部
７４に入力する。
数のcos波、sin波を乗算してベースバンドアナログ信号
Ｄ(t)、Ｉ(t)を出力し、ＡＤ変換器６２はサンプリング
パルス発生部６３から出力されるサンプリングパルスに
基づいてベースバンドアナログ信号Ｄ(t)、Ｉ(t)をそれ
ぞれデジタルデータＤ(m)、Ｉ(m)に変換してヌル信号検
出部６４とフーリエ変換／差動復号部６６に入力する。
以上と並行してＤＦＴウィンドウ発生部６５は前フレー
ムにおいて図１１の処理に従って計算してあるタイミン
グでＤＦＴウィンドウ信号及びＰＲＳウィンドウ信号を
フーリエ変換／差動復号部６６とインパルス応答演算部
７４に入力する。
【００５１】フーリエ変換／差動復号部６６はシンボル
毎にＰＲＳウィンドウ、ＤＦＴウィンドウ内のデジタル
データＤ(m)、Ｉ(m)にフーリエ変換処理を施した後、差
動復号してＸ(ｋ）、オーディオ符号データ（ＭＰＥＧ
オーディオデータ）を復調して出力する。オーディオ信
号デコード部６７はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭ
オーディオデータにデコードし、ＤＡ変換部６８はＰＣ
Ｍオーディオデータをアナログに変換し、増幅器６９を
介してスピーカ７０に入力し、ＤＡＢ音声を出力する。
又、インパルス応答演算部７４はＰＲＳウィンドウ期間
におけるフーリエ変換出力Ｘ(ｋ）を用いて(16)式によ
りインパルス応答を演算し、演算結果をＤＦＴウィンド
ウ発生部６５に入力する。
毎にＰＲＳウィンドウ、ＤＦＴウィンドウ内のデジタル
データＤ(m)、Ｉ(m)にフーリエ変換処理を施した後、差
動復号してＸ(ｋ）、オーディオ符号データ（ＭＰＥＧ
オーディオデータ）を復調して出力する。オーディオ信
号デコード部６７はＭＰＥＧオーディオデータをＰＣＭ
オーディオデータにデコードし、ＤＡ変換部６８はＰＣ
Ｍオーディオデータをアナログに変換し、増幅器６９を
介してスピーカ７０に入力し、ＤＡＢ音声を出力する。
又、インパルス応答演算部７４はＰＲＳウィンドウ期間
におけるフーリエ変換出力Ｘ(ｋ）を用いて(16)式によ
りインパルス応答を演算し、演算結果をＤＦＴウィンド
ウ発生部６５に入力する。
【００５２】ヌル信号検出部６４はＤＡＢフレーム間の
ヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力す
る。ＤＦＴウィンドウ発生部６５はヌル検出信号ＮＤＴ
が入力された後、インパルス応答演算部８１よりインパ
ルス応答が入力されると、図１１の処理に従って次のフ
レームにおけるＤＦＴウィンドウ位置を決定する。以
後、上記動作を繰り返えせば、マルチパス発生環境下で
あっても干渉を最小に抑えて良好なオーディオ音声をス
ピーカから出力できる。
ヌル信号部分を検出してヌル検出信号ＮＤＴを出力す
る。ＤＦＴウィンドウ発生部６５はヌル検出信号ＮＤＴ
が入力された後、インパルス応答演算部８１よりインパ
ルス応答が入力されると、図１１の処理に従って次のフ
レームにおけるＤＦＴウィンドウ位置を決定する。以
後、上記動作を繰り返えせば、マルチパス発生環境下で
あっても干渉を最小に抑えて良好なオーディオ音声をス
ピーカから出力できる。
【００５３】(d-4) 変形例 幅Δのウィンドウ５２の位置決定法としては上記方法に
限らず以下のようにして決定することもできる。すなわ
ち、ウィンドウ５２の位置をａステップ（１＜ａ＜Δ）
づつ大きなステップでシフトしながら、各位置でウィン
ドウ内のエネルギーを計、比較する。以上により、最大
エネルギー位置が得られたなら、その位置の前後ａの範
囲について１ステップづつシフトしてエネルギー量を計
算、比較し、最大エネルギー位置を求めてＤＦＴウィン
ドウ位置とする。又、最大のインパルスを検出し、その
前後Δの範囲についてウィンドウを１ステップづつシフ
トしながらウィンドウ内のエネルギー量を計算、比較
し、ＤＦＴウィンドウ位置を決定することもできる。
限らず以下のようにして決定することもできる。すなわ
ち、ウィンドウ５２の位置をａステップ（１＜ａ＜Δ）
づつ大きなステップでシフトしながら、各位置でウィン
ドウ内のエネルギーを計、比較する。以上により、最大
エネルギー位置が得られたなら、その位置の前後ａの範
囲について１ステップづつシフトしてエネルギー量を計
算、比較し、最大エネルギー位置を求めてＤＦＴウィン
ドウ位置とする。又、最大のインパルスを検出し、その
前後Δの範囲についてウィンドウを１ステップづつシフ
トしながらウィンドウ内のエネルギー量を計算、比較
し、ＤＦＴウィンドウ位置を決定することもできる。
【００５４】(e) ＤＦＴウィンドウ位置決定の別の処理 図１２はＤＦＴウィンドウ位置決定の別の処理フローで
ある。インパルス応答演算部７４はＰＲＳウィンドウ期
間におけるフーリエ変換出力Ｘ(ｋ）を用いて(16)式に
よりインパルス応答を演算し、演算結果をＤＦＴウィン
ドウ発生部６５に入力する（ステップ２０１）。ＤＦＴ
ウィンドウ発生部６５は、インパルス応答演算部７４か
らインパルス応答が入力されると、ガードインターバル
幅Δのウィンドウ５２（図８参照）の始端を先頭インパ
ルスＩＰＬ１より（Δ＋α）前に設定し、該位置におい
て、ウィンドウ５２の幅内に属する全インパルスの振幅
の総和（インパルス応答のエネルギー）Ｐを計算し（ス
テップ２０２）、該エネルギーＰが最大エネルギーＰma
x(Ｐmaxの初期値は０）以上であるかチェックする（ス
テップ２０３）。Ｐ＞Ｐmaxであれば、Ｐ→Ｐmaxとする
と共に、ウィンドウ５２の先端位置ｘを記憶し（ステッ
プ２０４）、ｉを０にする（ステップ２０５）。
ある。インパルス応答演算部７４はＰＲＳウィンドウ期
間におけるフーリエ変換出力Ｘ(ｋ）を用いて(16)式に
よりインパルス応答を演算し、演算結果をＤＦＴウィン
ドウ発生部６５に入力する（ステップ２０１）。ＤＦＴ
ウィンドウ発生部６５は、インパルス応答演算部７４か
らインパルス応答が入力されると、ガードインターバル
幅Δのウィンドウ５２（図８参照）の始端を先頭インパ
ルスＩＰＬ１より（Δ＋α）前に設定し、該位置におい
て、ウィンドウ５２の幅内に属する全インパルスの振幅
の総和（インパルス応答のエネルギー）Ｐを計算し（ス
テップ２０２）、該エネルギーＰが最大エネルギーＰma
x(Ｐmaxの初期値は０）以上であるかチェックする（ス
テップ２０３）。Ｐ＞Ｐmaxであれば、Ｐ→Ｐmaxとする
と共に、ウィンドウ５２の先端位置ｘを記憶し（ステッ
プ２０４）、ｉを０にする（ステップ２０５）。
【００５５】ついで、あるいはステップ２０３において
Ｐ＞Ｐmaxでなければ、Ｐ＝Ｐmaxであるかチェックし
（ステップ２０６）、Ｐ＝Ｐmaxであればｉをインクリ
メントし（ステップ２０７）、幅Δのウィンドウ５２の
位置を右側に１ステップシフトする（ステップ２０
８）。尚、ステップ２０６において、Ｐ≠Ｐmaxの場合
にはｉをインクリメントすることなくウィンドウ５２の
位置を右側に１ステップシフトする（ステップ２０
８）。しかる後、シフト量が設定値（例えば２Δ＋β）
になったかチェックし（ステップ２０９）、シフト量が
設定値になっていなければ、ステップ２０２以降の処理
を繰り返す。これにより、最大のエネルギーＰmaxを示
すウィンドウ位置が連続する場合には（図８の(2)〜(3)
の区間）、ｉがその連続する区間の幅（Δ−τ）とな
る。
Ｐ＞Ｐmaxでなければ、Ｐ＝Ｐmaxであるかチェックし
（ステップ２０６）、Ｐ＝Ｐmaxであればｉをインクリ
メントし（ステップ２０７）、幅Δのウィンドウ５２の
位置を右側に１ステップシフトする（ステップ２０
８）。尚、ステップ２０６において、Ｐ≠Ｐmaxの場合
にはｉをインクリメントすることなくウィンドウ５２の
位置を右側に１ステップシフトする（ステップ２０
８）。しかる後、シフト量が設定値（例えば２Δ＋β）
になったかチェックし（ステップ２０９）、シフト量が
設定値になっていなければ、ステップ２０２以降の処理
を繰り返す。これにより、最大のエネルギーＰmaxを示
すウィンドウ位置が連続する場合には（図８の(2)〜(3)
の区間）、ｉがその連続する区間の幅（Δ−τ）とな
る。
【００５６】シフト量が設定値になれば、ｉ＝０である
かチェックし（ステップ２１０）、ｉ＞０であれば、ｉ
／２を計算し（ステップ２１１）、ｘ＋ｉ／２の位置を
ＤＦＴウィンドウの先端位置としてＤＦＴウィンドウ信
号を発生する（ステッ２１２）。一方、ステップ２１０
においてｉ＝０の場合には、インパルス応答の拡がりが
ガードインターバル幅Δ以上の場合であるから、最大エ
ネルギーを示す位置ｘにＤＦＴウィンドウの先端が位置
するようにＤＦＴウィンドウ位置を決定し、ＤＦＴウィ
ンドウ信号を発生する（ステップ２１３）。
かチェックし（ステップ２１０）、ｉ＞０であれば、ｉ
／２を計算し（ステップ２１１）、ｘ＋ｉ／２の位置を
ＤＦＴウィンドウの先端位置としてＤＦＴウィンドウ信
号を発生する（ステッ２１２）。一方、ステップ２１０
においてｉ＝０の場合には、インパルス応答の拡がりが
ガードインターバル幅Δ以上の場合であるから、最大エ
ネルギーを示す位置ｘにＤＦＴウィンドウの先端が位置
するようにＤＦＴウィンドウ位置を決定し、ＤＦＴウィ
ンドウ信号を発生する（ステップ２１３）。
【００５７】以上のようにすれば、インパルス応答の拡
がりがガードインターバル幅Δ以下の場合には、インパ
ルスの進み／遅れに対するマージンをそれぞれ（Δ−
τ）／２にでき、次のマルチパス環境変化に対して余裕
を持たせることができ、シンボル干渉を受けにくくする
ことができる。又、インパルス応答の拡がりがガードイ
ンターバル幅Δ以上の場合には、隣接シンボルの干渉を
最小にできる。以上、本発明を実施例により説明した
が、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い
種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するも
のではない。
がりがガードインターバル幅Δ以下の場合には、インパ
ルスの進み／遅れに対するマージンをそれぞれ（Δ−
τ）／２にでき、次のマルチパス環境変化に対して余裕
を持たせることができ、シンボル干渉を受けにくくする
ことができる。又、インパルス応答の拡がりがガードイ
ンターバル幅Δ以上の場合には、隣接シンボルの干渉を
最小にできる。以上、本発明を実施例により説明した
が、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い
種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するも
のではない。
【００５８】
【発明の効果】以上本発明によれば、ＤＦＴウィンドウ
発生部は幅Δのウィンドウの位置を順次シフトすると共
に、各位置でウィンドウ内のインパルス応答のエネルギ
ーを計算してエネルギーが最大となるウィンドウ位置を
求め、該エネルギー最大となるウィンドウ位置に基づい
てＤＦＴウィンドウの発生タイミングを決定してフーリ
エ変換部に入力するように構成したから、隣接シンボル
の干渉が最も少なくなる位置にＤＦＴウィンドウを設定
することができ、マルチパス発生環境下であっても良好
なＤＡＢ音声を出力できる。
発生部は幅Δのウィンドウの位置を順次シフトすると共
に、各位置でウィンドウ内のインパルス応答のエネルギ
ーを計算してエネルギーが最大となるウィンドウ位置を
求め、該エネルギー最大となるウィンドウ位置に基づい
てＤＦＴウィンドウの発生タイミングを決定してフーリ
エ変換部に入力するように構成したから、隣接シンボル
の干渉が最も少なくなる位置にＤＦＴウィンドウを設定
することができ、マルチパス発生環境下であっても良好
なＤＡＢ音声を出力できる。
【００５９】又、本発明によれば、ＤＦＴウィンドウ発
生部は幅Δのウィンドウの位置を順次シフトすると共
に、各位置でウィンドウ内のインパルス応答のエネルギ
ーを計算してエネルギーが最大となるウィンドウ位置ｘ
を求めると共に、該最大のエネルギーを示すウィンドウ
位置が連続する場合、その連続する区間の幅（Δ−τ）
を求め、前記ウィンドウ位置ｘと幅（Δ−τ）を用いて
インパルス応答の拡がり範囲が幅Δのウィンドウ中央に
位置するように該ウィンドウの位置を定め、該ウィンド
ウ位置に基づいてＤＦＴウィンドウの発生タイミングを
決定してフーリエ変換部に入力するように構成したか
ら、マルチパス環境が時々刻々と変化する場合であって
も、次のマルチパス環境変化に対してシンボル干渉を受
けにくい位置にＤＦＴウィンドウを設定でき、マルチパ
ス発生環境下であっても良好なＤＡＢ音声を出力でき
る。
生部は幅Δのウィンドウの位置を順次シフトすると共
に、各位置でウィンドウ内のインパルス応答のエネルギ
ーを計算してエネルギーが最大となるウィンドウ位置ｘ
を求めると共に、該最大のエネルギーを示すウィンドウ
位置が連続する場合、その連続する区間の幅（Δ−τ）
を求め、前記ウィンドウ位置ｘと幅（Δ−τ）を用いて
インパルス応答の拡がり範囲が幅Δのウィンドウ中央に
位置するように該ウィンドウの位置を定め、該ウィンド
ウ位置に基づいてＤＦＴウィンドウの発生タイミングを
決定してフーリエ変換部に入力するように構成したか
ら、マルチパス環境が時々刻々と変化する場合であって
も、次のマルチパス環境変化に対してシンボル干渉を受
けにくい位置にＤＦＴウィンドウを設定でき、マルチパ
ス発生環境下であっても良好なＤＡＢ音声を出力でき
る。
【図１】伝送路のモデルである。
【図２】インパルス応答説明図である。
【図３】位相基準シンボルにおける信号説明図である。
【図４】インパルス応答図である。
【図５】遅延の有無によるインパルス応答説明図であ
る。
る。
【図６】マルチパスが発生した状態におけるインパルス
応答とガードインターバルの関係説明図である。
応答とガードインターバルの関係説明図である。
【図７】本発明の第１の原理説明図である。
【図８】本発明の第２の原理説明図（その１）である。
【図９】本発明の第２の原理説明図（その２）である。
【図１０】本発明のＤＡＢ受信機の構成図である。
【図１１】ＤＦＴウィンドウ位置決定の処理フローであ
る。
る。
【図１２】ＤＦＴウィンドウ位置決定の別の処理フロー
である。
である。
【図１３】デジタルオーディオ放送の送信機の原理的構
成図である。
成図である。
【図１４】周波数多重化部の機能説明図である。
【図１５】シンボル説明図である。
【図１６】デジタルオーディオ放送の受信機の原理的構
成図である。
成図である。
【図１７】Ｄ（ｍ）の説明図である。
【図１８】理想フィルタの特性である。
【図１９】ＩＤＦＴを用いた送信機の要部構成図であ
る。
る。
【図２０】サンプリング定理説明図である。
【図２１】ＤＦＴを用いた受信機の要点部構成である。
【図２２】直交平衡変調方式の構成である。
【図２３】直交周波数変換方式の構成である。
【図２４】差動符号器の説明図である。
【図２５】差動復号器の説明図である。
【図２６】送信系、受信系の構成である。
【図２７】ＤＡＢフレームの説明図である。
【図２８】マルチパス環境下でのＦＦＴウィンドウ位置
制御説明図
制御説明図
６０・・受信アンテナ ６１・・ＤＡＢ用ＲＦ信号復調部 ６２・・ＡＤ変換器 ６３・・サンプリングパルス発生部 ６４・・ヌル検出部 ６５・・ＤＦＴウィンドウ発生部 ６６・・フーリエ変換／差動復号部 ６７・・オーディオ信号デコード部 ７４・・インパルス応答演算部
Claims (2)
- 【請求項１】 位相基準シンボルと各データシンボルの
前に幅Δのガードインターバルを挿入してフレームを構
成し、シンボルを構成する２Ｎ個のデジタルデータを２
ビットづつＮ組に分け、各組の第１データを実数部、第
２データを虚数部として順次フーリエ逆変換部に入力
し、該フーリエ逆変換部から出力される実数部、虚数部
をアナログ信号に変換し、それぞれにキャリア周波数ｆ
ｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果を合成して空間に
放射し、空間に放射された信号を受信し、受信信号に前
記キャリア周波数のcos波、sin波を乗算し、それぞれの
乗算結果をＡＤ変換器において所定サンプリング周波数
でデジタルに変換してフーリエ変換部に入力し、該フー
リエ変換部から出力される実数部、虚数部を前記第１デ
ータ、第２データとして出力するデジタルオーディオ放
送における受信装置において、 各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴ
ウィンドウを発生してフーリエ変換部に入力するＤＦＴ
ウィンドウ発生部と、 位相基準シンボルのフーリエ変換出力に基づいて伝送路
のインパルス応答を演算するインパルス応答演算部を備
え、 ＤＦＴウィンドウ発生部は幅Δのウィンドウの位置を順
次シフトすると共に、各位置でウィンドウ内のインパル
ス応答のエネルギーを計算してエネルギーが最大となる
ウィンドウ位置を求め、該エネルギー最大となるウィン
ドウ位置に基づいてＤＦＴウィンドウの発生タイミング
を決定してフーリエ変換部に入力することを特徴とする
デジタルオーディオ放送における受信装置。 - 【請求項２】 位相基準シンボルと各データシンボルの
前に幅Δのガードインターバルを挿入してフレームを構
成し、シンボルを構成する２Ｎ個のデジタルデータを２
ビットづつＮ組に分け、各組の第１データを実数部、第
２データを虚数部として順次フーリエ逆変換部に入力
し、該フーリエ逆変換部から出力される実数部、虚数部
をアナログ信号に変換し、それぞれにキャリア周波数ｆ
ｃのcos波、sin波を乗算し、乗算結果を合成して空間に
放射し、空間に放射された信号を受信し、受信信号に前
記キャリア周波数のcos波、sin波を乗算し、それぞれの
乗算結果をＡＤ変換器において所定サンプリング周波数
でデジタルに変換してフーリエ変換部に入力し、該フー
リエ変換部から出力される実数部、虚数部を前記第１デ
ータ、第２データとして出力するデジタルオーディオ放
送における受信装置において、 各シンボルのフーリエ変換実行タイミングであるＤＦＴ
ウィンドウを発生してフーリエ変換部に入力するＤＦＴ
ウィンドウ発生部と、 位相基準シンボルのフーリエ変換出力に基づいて伝送路
のインパルス応答を演算するインパルス応答演算部を備
え、 ＤＦＴウィンドウ発生部は幅Δのウィンドウの位置を順
次シフトすると共に、各位置でウィンドウ内のインパル
ス応答のエネルギーを計算してエネルギーが最大となる
ウィンドウ位置ｘを求めると共に、該最大のエネルギー
を示すウィンドウ位置が連続する場合、その連続する区
間の幅を求め、前記ウィンドウ位置ｘと該幅を用いてイ
ンパルス応答の拡がり範囲が幅Δのウィンドウ中央に位
置するように該ウィンドウの位置を定め、該ウィンドウ
位置に基づいてＤＦＴウィンドウの発生タイミングを決
定してフーリエ変換部に入力することを特徴とするデジ
タルオーディオ放送における受信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27596896A JP3479418B2 (ja) | 1996-10-18 | 1996-10-18 | デジタルオーディオ放送における受信装置 |
| EP19970117972 EP0837582B1 (en) | 1996-10-18 | 1997-10-16 | Symbol synchronization in a DAB receiver |
| DE69726090T DE69726090T2 (de) | 1996-10-18 | 1997-10-16 | Symbolsynchronisierung in einem Empfänger von digitalen Tonsignalen |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27596896A JP3479418B2 (ja) | 1996-10-18 | 1996-10-18 | デジタルオーディオ放送における受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10126288A true JPH10126288A (ja) | 1998-05-15 |
| JP3479418B2 JP3479418B2 (ja) | 2003-12-15 |
Family
ID=17562934
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27596896A Expired - Fee Related JP3479418B2 (ja) | 1996-10-18 | 1996-10-18 | デジタルオーディオ放送における受信装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0837582B1 (ja) |
| JP (1) | JP3479418B2 (ja) |
| DE (1) | DE69726090T2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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