JP2003124905A - Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ信号の受信方法 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ信号の受信方法Info
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- JP2003124905A JP2003124905A JP2001320404A JP2001320404A JP2003124905A JP 2003124905 A JP2003124905 A JP 2003124905A JP 2001320404 A JP2001320404 A JP 2001320404A JP 2001320404 A JP2001320404 A JP 2001320404A JP 2003124905 A JP2003124905 A JP 2003124905A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＦＦＴ変換直後において、パイロットデータ
を取得することができないセグメント方式（日本規格）
のＯＦＤＭ伝送において、広帯域周波数ずれを検出する
ことを課題とする。 【解決手段】 セグメント方式のＯＦＤＭ信号は、ＯＦ
ＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依
存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定し
ている制御信号が含まれている。受信側は、あらかじめ
制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示
す位置情報を記憶しており、送信装置から受信した制御
信号を含む受信ＯＦＤＭ信号と、保持している位置情報
との相関を取ることにより周波数ずれを検出する。相関
処理は、ＯＦＤＭ変調用のＦＦＴ回路を利用して実現さ
れる。
を取得することができないセグメント方式（日本規格）
のＯＦＤＭ伝送において、広帯域周波数ずれを検出する
ことを課題とする。 【解決手段】 セグメント方式のＯＦＤＭ信号は、ＯＦ
ＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依
存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定し
ている制御信号が含まれている。受信側は、あらかじめ
制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示
す位置情報を記憶しており、送信装置から受信した制御
信号を含む受信ＯＦＤＭ信号と、保持している位置情報
との相関を取ることにより周波数ずれを検出する。相関
処理は、ＯＦＤＭ変調用のＦＦＴ回路を利用して実現さ
れる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式
において、受信信号の周波数ずれを検出する技術に関す
る。
において、受信信号の周波数ずれを検出する技術に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】地上波デジタル放送において利用される
伝送方式としてはＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orth
ogonal Frequency Division Multiplexing）が有力視さ
れている。ＯＦＤＭは、送信データを複数の搬送波に分
割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、
マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、
各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利
用効率が高い、などの利点がある。
伝送方式としてはＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orth
ogonal Frequency Division Multiplexing）が有力視さ
れている。ＯＦＤＭは、送信データを複数の搬送波に分
割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、
マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、
各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利
用効率が高い、などの利点がある。
【０００３】ＯＦＤＭ伝送方式によって送信された信号
は、受信装置においてＦＦＴ変換されることによって復
調される。しかし、受信信号に広帯域の周波数ずれ（サ
ブキャリア間隔を超える大きなずれ）が発生している場
合には、ＦＦＴ変換において各信号の周波数がシフトす
るため、正しいサブキャリアからデータを取り出すこと
ができない。図９において、実線はＦＦＴ変換後の受信
信号であり、破線は元の送信信号を示している。この図
では、受信信号の周波数が全体的に５ポイント分シフト
している。
は、受信装置においてＦＦＴ変換されることによって復
調される。しかし、受信信号に広帯域の周波数ずれ（サ
ブキャリア間隔を超える大きなずれ）が発生している場
合には、ＦＦＴ変換において各信号の周波数がシフトす
るため、正しいサブキャリアからデータを取り出すこと
ができない。図９において、実線はＦＦＴ変換後の受信
信号であり、破線は元の送信信号を示している。この図
では、受信信号の周波数が全体的に５ポイント分シフト
している。
【０００４】ここで、広帯域周波数ずれについて説明す
る。送信装置から送信された信号Ｘ（ｎ）を数１式で示
す。
る。送信装置から送信された信号Ｘ（ｎ）を数１式で示
す。
【０００５】
【数１】
【０００６】ただし、数１式において、ｋはキャリア番
号、Ｎは全キャリア数である。この送信信号は、Ｄ／Ａ
変換されることにより数２式で示される信号Ｘ（ｔ）と
なる。
号、Ｎは全キャリア数である。この送信信号は、Ｄ／Ａ
変換されることにより数２式で示される信号Ｘ（ｔ）と
なる。
【０００７】
【数２】
【０００８】ただし、数２式において、Ｔはサンプリン
グ間隔、ｆ0はサブキャリア間隔（角周波数）であり、
サブキャリア間隔ｆ0は数３式で表される。
グ間隔、ｆ0はサブキャリア間隔（角周波数）であり、
サブキャリア間隔ｆ0は数３式で表される。
【０００９】
【数３】
【００１０】数２式で示される送信信号が、伝送路にお
いて周波数誤差を受けると、数４式で表される信号Ｘr
（ｔ）となる。
いて周波数誤差を受けると、数４式で表される信号Ｘr
（ｔ）となる。
【００１１】
【数４】
【００１２】ＯＦＤＭ伝送における受信装置は、この周
波数ずれの生じた信号を受信する。ここでΔｆは周波数
ずれである。数４式で示される受信信号Ｘr（ｔ）は、
Ａ／Ｄ変換されることにより、数５式で示される信号Ｘ
r（ｎ）となる。
波数ずれの生じた信号を受信する。ここでΔｆは周波数
ずれである。数４式で示される受信信号Ｘr（ｔ）は、
Ａ／Ｄ変換されることにより、数５式で示される信号Ｘ
r（ｎ）となる。
【００１３】
【数５】
【００１４】ここで、Δｆを数６式で示されるように分
解する。
解する。
【００１５】
【数６】
【００１６】ここで、Ｋは整数であり広帯域の周波数ず
れの大きさを示す値である。これに対して、Δｆ0／ｆ0
は、１より小さい小数であり、狭帯域の周波数ずれの大
きさを示す値である。
れの大きさを示す値である。これに対して、Δｆ0／ｆ0
は、１より小さい小数であり、狭帯域の周波数ずれの大
きさを示す値である。
【００１７】本発明では、広帯域の周波数ずれのみに着
目するので、説明を簡単にするためにΔｆ＝Ｋｆ0と仮
定する。このように仮定することによって、受信信号Ｘ
r（ｎ）は、数７式で表される。
目するので、説明を簡単にするためにΔｆ＝Ｋｆ0と仮
定する。このように仮定することによって、受信信号Ｘ
r（ｎ）は、数７式で表される。
【００１８】
【数７】
【００１９】そして、数７式で表される受信信号Ｘ
r（ｎ）をＤＦＴ変換することにより、変換域でＫポイ
ントのシフトが生じることとなる。このＫポイントのシ
フトが広帯域の周波数ずれである。なお、整数Ｋで表さ
れる周波数ずれは、サブキャリア間隔ｆ0を１としたと
きの相対的な値である。
r（ｎ）をＤＦＴ変換することにより、変換域でＫポイ
ントのシフトが生じることとなる。このＫポイントのシ
フトが広帯域の周波数ずれである。なお、整数Ｋで表さ
れる周波数ずれは、サブキャリア間隔ｆ0を１としたと
きの相対的な値である。
【００２０】このように受信装置が受信する信号は広帯
域周波数にずれが生じているため、各サブキャリアから
正しくデータを取り出すためには、周波数のずれを検出
するとともに周波数のずれを補正する必要がある。周波
数のずれを検出する方法としては、パイロットとの相関
をとる方法が考えられる。
域周波数にずれが生じているため、各サブキャリアから
正しくデータを取り出すためには、周波数のずれを検出
するとともに周波数のずれを補正する必要がある。周波
数のずれを検出する方法としては、パイロットとの相関
をとる方法が考えられる。
【００２１】パイロットを用いて相関をとるためには、
受信信号にパイロットが挿入されていることと、そのパ
イロットパターンを受信側が知っていることが条件とな
る。一般的に、パイロット信号は初期値既知の正負のラ
ンダム２値数であり、これをランダムでサブキャリアに
挿入する。受信側では、既知のパイロットパターンを用
いて受信した信号との相関をとり、相関ピークの位置を
測定することによって、広帯域周波数ずれを検出できる
のである。
受信信号にパイロットが挿入されていることと、そのパ
イロットパターンを受信側が知っていることが条件とな
る。一般的に、パイロット信号は初期値既知の正負のラ
ンダム２値数であり、これをランダムでサブキャリアに
挿入する。受信側では、既知のパイロットパターンを用
いて受信した信号との相関をとり、相関ピークの位置を
測定することによって、広帯域周波数ずれを検出できる
のである。
【００２２】図１０は、パイロットが挿入されている送
信信号であり、図１１は受信側が持っているパイロット
パターンを示している。パイロットの振幅は他のデータ
信号の振幅より３０％程度高くなっており、挿入された
パイロットと受信側のパイロットパターンが全く同じで
あることがわかる。
信信号であり、図１１は受信側が持っているパイロット
パターンを示している。パイロットの振幅は他のデータ
信号の振幅より３０％程度高くなっており、挿入された
パイロットと受信側のパイロットパターンが全く同じで
あることがわかる。
【００２３】図１２は、広帯域周波数ずれを検出する処
理ブロック図である。Ａ／Ｄ変換された受信信号はＦＦ
Ｔ演算器１０１においてＦＦＴ変換される。そして、相
関器１０２において、ＦＦＴ変換された受信信号と、あ
らかじめ受信装置が保持しているパイロットパターンと
の間の相関をとる。そして、ピーク検出器１０３におい
て相関のピークを検出し、インデックス照合器１０４に
おいて、相関ピークのシフト量を算出する。このように
して周波数ずれが検出されると、周波数補正処理を行う
ことによって、正しい周波数でサブキャリアからデータ
を取得することが可能となるのである。
理ブロック図である。Ａ／Ｄ変換された受信信号はＦＦ
Ｔ演算器１０１においてＦＦＴ変換される。そして、相
関器１０２において、ＦＦＴ変換された受信信号と、あ
らかじめ受信装置が保持しているパイロットパターンと
の間の相関をとる。そして、ピーク検出器１０３におい
て相関のピークを検出し、インデックス照合器１０４に
おいて、相関ピークのシフト量を算出する。このように
して周波数ずれが検出されると、周波数補正処理を行う
ことによって、正しい周波数でサブキャリアからデータ
を取得することが可能となるのである。
【００２４】受信した信号に広帯域周波数ずれがない場
合、受信信号をＦＦＴで逆変調した信号は周波数のシフ
トが発生しない。この場合、受信側でパイロットパター
ンとの相関をとると、相関ピークのインデックスは０に
対応するはずである。ここで、インデックスとは各サブ
キャリアにつけられた番号であるが、１インデックス
は、正規化されたサブキャリア間隔と見ることもでき
る。したがって、インデックスが０であるとは、広帯域
周波数ずれが生じていないことを示しており、インデッ
クスがＫであるとは、Ｋポイントの広帯域周波数ずれが
生じていることを示している。
合、受信信号をＦＦＴで逆変調した信号は周波数のシフ
トが発生しない。この場合、受信側でパイロットパター
ンとの相関をとると、相関ピークのインデックスは０に
対応するはずである。ここで、インデックスとは各サブ
キャリアにつけられた番号であるが、１インデックス
は、正規化されたサブキャリア間隔と見ることもでき
る。したがって、インデックスが０であるとは、広帯域
周波数ずれが生じていないことを示しており、インデッ
クスがＫであるとは、Ｋポイントの広帯域周波数ずれが
生じていることを示している。
【００２５】図９に示すように受信信号の周波数にシフ
トが生じた場合では、相関をとると、相関ピークも対応
の位置へシフトする。これによって、周波数ずれが検出
できる。図１３は、５ポイント位置において相関ピーク
が発生しているので、５ポイントの周波数ずれが検出さ
れたことを示している。
トが生じた場合では、相関をとると、相関ピークも対応
の位置へシフトする。これによって、周波数ずれが検出
できる。図１３は、５ポイント位置において相関ピーク
が発生しているので、５ポイントの周波数ずれが検出さ
れたことを示している。
【００２６】以上のような処理を行うことにより周波数
ずれを検出することが可能であるが、前述したように、
受信側でパイロットパターンをあらかじめ知っている必
要がある。ここで、ヨーロッパ規格のＯＦＤＭフォーマ
ットでは、どのシンボルにおいても、サブキャリア配置
とパイロットの値が変わらないＣＰ(continuous pilot)
が存在しているため、このパイロットパターンを用意し
ておけば、ＦＦＴ直後の信号において、どのシンボルに
対しても相関をとることが可能である。
ずれを検出することが可能であるが、前述したように、
受信側でパイロットパターンをあらかじめ知っている必
要がある。ここで、ヨーロッパ規格のＯＦＤＭフォーマ
ットでは、どのシンボルにおいても、サブキャリア配置
とパイロットの値が変わらないＣＰ(continuous pilot)
が存在しているため、このパイロットパターンを用意し
ておけば、ＦＦＴ直後の信号において、どのシンボルに
対しても相関をとることが可能である。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、日本規格のＯ
ＦＤＭフォーマットは、１シンボルが１３セグメントで
構成され、さらに、セグメントは差動変調セグメントと
同期変調セグメントの２種類で構成されており（この明
細書において、セグメント方式といえば、この日本規格
のＯＦＤＭフォーマットを指すものとする。）、セグメ
ントの種類によってパイロットの配置が異なる。そし
て、１シンボル中のセグメントの配列は受信信号から混
在配置情報を取得することによって判明するものである
が、そもそも周波数がずれている場合には、混在配置情
報の挿入されているサブキャリアを正しく認識できない
ため、混在配置情報を取得することができない。したが
って、ＦＦＴ直後においてはセグメント構成を知ること
ができないため、パイロットパターンを決定することは
できないこととなる。このように日本規格（セグメント
方式）のＯＦＤＭフォーマットにおいては、パイロット
パターンを用いた広帯域周波数ずれ検出を行うことは不
可能である。
ＦＤＭフォーマットは、１シンボルが１３セグメントで
構成され、さらに、セグメントは差動変調セグメントと
同期変調セグメントの２種類で構成されており（この明
細書において、セグメント方式といえば、この日本規格
のＯＦＤＭフォーマットを指すものとする。）、セグメ
ントの種類によってパイロットの配置が異なる。そし
て、１シンボル中のセグメントの配列は受信信号から混
在配置情報を取得することによって判明するものである
が、そもそも周波数がずれている場合には、混在配置情
報の挿入されているサブキャリアを正しく認識できない
ため、混在配置情報を取得することができない。したが
って、ＦＦＴ直後においてはセグメント構成を知ること
ができないため、パイロットパターンを決定することは
できないこととなる。このように日本規格（セグメント
方式）のＯＦＤＭフォーマットにおいては、パイロット
パターンを用いた広帯域周波数ずれ検出を行うことは不
可能である。
【００２８】そこで、本発明は前記問題点に鑑み、日本
規格（セグメント方式）のＯＦＤＭフォーマットにおい
ても確実に周波数ずれを検出することが可能な技術を提
供することを目的とする。
規格（セグメント方式）のＯＦＤＭフォーマットにおい
ても確実に周波数ずれを検出することが可能な技術を提
供することを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ
（直交周波数分割多重）伝送における受信装置であっ
て、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成
するセグメントの配置に依存することなく、挿入される
サブキャリア位置が固定している制御信号を含んでお
り、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つ
の実数値をとる信号であって、a)前記制御信号の１シン
ボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を記憶
する手段と、b)送信装置から受信した前記制御信号を含
む受信ＯＦＤＭ信号を入力する手段と、c)前記受信ＯＦ
ＤＭ信号の信号値を自乗演算する手段と、d)自乗した前
記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との相関をとる相
関手段と、e)前記相関手段による相関結果から周波数ず
れを検出する手段と、を備えることを特徴とする。
め、請求項１記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ
（直交周波数分割多重）伝送における受信装置であっ
て、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成
するセグメントの配置に依存することなく、挿入される
サブキャリア位置が固定している制御信号を含んでお
り、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つ
の実数値をとる信号であって、a)前記制御信号の１シン
ボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を記憶
する手段と、b)送信装置から受信した前記制御信号を含
む受信ＯＦＤＭ信号を入力する手段と、c)前記受信ＯＦ
ＤＭ信号の信号値を自乗演算する手段と、d)自乗した前
記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との相関をとる相
関手段と、e)前記相関手段による相関結果から周波数ず
れを検出する手段と、を備えることを特徴とする。
【００３０】請求項２記載の発明は、請求項１に記載の
ＯＦＤＭ受信装置において、前記相関手段は、d-1)自乗
した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換する第１算
出手段と、d-2)前記位置情報から生成される信号を逆フ
ーリエ変換する第２算出手段と、d-3)前記第１算出手段
の出力と前記第２算出手段の出力とを乗算する乗算手段
と、d-4)前記乗算手段の出力をフーリエ変換する第３算
出手段と、を備え、前記第１、第２、および、第３算出
手段は、ＯＦＤＭ変調を行うためのＦＦＴ演算回路を利
用して実現されることを特徴とする。
ＯＦＤＭ受信装置において、前記相関手段は、d-1)自乗
した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換する第１算
出手段と、d-2)前記位置情報から生成される信号を逆フ
ーリエ変換する第２算出手段と、d-3)前記第１算出手段
の出力と前記第２算出手段の出力とを乗算する乗算手段
と、d-4)前記乗算手段の出力をフーリエ変換する第３算
出手段と、を備え、前記第１、第２、および、第３算出
手段は、ＯＦＤＭ変調を行うためのＦＦＴ演算回路を利
用して実現されることを特徴とする。
【００３１】請求項３記載の発明は、請求項１または請
求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記制御信
号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信
されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記制御信
号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信
されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
【００３２】請求項４記載の発明は、請求項１または請
求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記制御信
号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信
されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記制御信
号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信
されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
【００３３】請求項５記載の発明は、セグメント方式の
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信方法
であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボル
を構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入
されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含ん
でおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の
２つの実数値をとる信号であって、a)前記制御信号の１
シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を
記憶する工程と、b)送信装置から受信した前記制御信号
を含む受信ＯＦＤＭ信号を入力する工程と、c)前記受信
ＯＦＤＭ信号の信号値を自乗演算する工程と、d)自乗し
た前記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との相関をと
る相関工程と、e)前記相関工程による相関結果から周波
数ずれを検出する工程と、を備えることを特徴とする。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信方法
であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボル
を構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入
されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含ん
でおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の
２つの実数値をとる信号であって、a)前記制御信号の１
シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を
記憶する工程と、b)送信装置から受信した前記制御信号
を含む受信ＯＦＤＭ信号を入力する工程と、c)前記受信
ＯＦＤＭ信号の信号値を自乗演算する工程と、d)自乗し
た前記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との相関をと
る相関工程と、e)前記相関工程による相関結果から周波
数ずれを検出する工程と、を備えることを特徴とする。
【００３４】請求項６記載の発明は、請求項５に記載の
ＯＦＤＭ信号の受信方法において、前記相関工程は、d-
1)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換する
第１算出工程と、d-2)前記位置情報から生成される信号
を逆フーリエ変換する第２算出工程と、d-3)前記第１算
出工程の出力と前記第２算出工程の出力とを乗算する乗
算工程と、d-4)前記乗算工程の出力をフーリエ変換する
第３算出工程と、を備えることを特徴とする。
ＯＦＤＭ信号の受信方法において、前記相関工程は、d-
1)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換する
第１算出工程と、d-2)前記位置情報から生成される信号
を逆フーリエ変換する第２算出工程と、d-3)前記第１算
出工程の出力と前記第２算出工程の出力とを乗算する乗
算工程と、d-4)前記乗算工程の出力をフーリエ変換する
第３算出工程と、を備えることを特徴とする。
【００３５】請求項７記載の発明は、請求項５または請
求項６に記載のＯＦＤＭ信号の受信方法において、前記
制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送におい
て送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
求項６に記載のＯＦＤＭ信号の受信方法において、前記
制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送におい
て送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
【００３６】請求項８記載の発明は、請求項５または請
求項６に記載のＯＦＤＭ信号の受信方法において、前記
制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送におい
て送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
求項６に記載のＯＦＤＭ信号の受信方法において、前記
制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送におい
て送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
【００３７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しつつ本発明の
実施の形態について説明する。
実施の形態について説明する。
【００３８】｛１．全体処理概要｝地上波デジタル放送
の送信方式として、１チャンネルの帯域内に数百〜数千
の多数の搬送波（サブキャリア）を多重伝送するＯＦＤ
Ｍ方式が日本や欧米などで採用されている。このＯＦＤ
Ｍ方式は、送信データを複数のサブキャリアに分割して
送信するマルチキャリア変調方式であるため、周波数利
用効率が非常に高く、移動受信時に生じる周波数選択性
フェージング妨害に強い。また、６ＭＨｚの帯域幅で伝
送する総ビットレートが同じという条件下では、各キャ
リアのシンボル期間が通常のシングルキャリア変調方式
のそれに比べてキャリアの本数分（数百〜数千分）長
く、また、各有効シンボル間にガードインターバルとい
う保護期間を設けることによりマルチパス（ゴースト）
の影響を小さくできるため、画質劣化を抑制できるとい
う利点がある。
の送信方式として、１チャンネルの帯域内に数百〜数千
の多数の搬送波（サブキャリア）を多重伝送するＯＦＤ
Ｍ方式が日本や欧米などで採用されている。このＯＦＤ
Ｍ方式は、送信データを複数のサブキャリアに分割して
送信するマルチキャリア変調方式であるため、周波数利
用効率が非常に高く、移動受信時に生じる周波数選択性
フェージング妨害に強い。また、６ＭＨｚの帯域幅で伝
送する総ビットレートが同じという条件下では、各キャ
リアのシンボル期間が通常のシングルキャリア変調方式
のそれに比べてキャリアの本数分（数百〜数千分）長
く、また、各有効シンボル間にガードインターバルとい
う保護期間を設けることによりマルチパス（ゴースト）
の影響を小さくできるため、画質劣化を抑制できるとい
う利点がある。
【００３９】図１は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ用受
信装置の概略を示す機能ブロック図である。ＯＦＤＭ用
送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（Radio Freq
uency）信号１は伝送路を通って受信アンテナ２で受信
される。受信ＲＦ信号は、チューナー３でＩＦ（Interm
ediate Frequency）信号に周波数変換される。そのＩＦ
信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４を介してミキ
サー５に入力し、搬送波発振器６から供給される信号と
乗算された後にＬＰＦ（ローパスフィルタ）７に出力さ
れる。ＬＰＦ７は入力信号から高周波成分を除去した信
号をＡ／Ｄ変換器８に出力し、Ａ／Ｄ変換器８は入力信
号を所定のサンプリング周波数でデジタル信号（シンボ
ル信号）に変換して直並列変換器９に出力する。そし
て、直並列変換器９は、入力するシリアル信号をパラレ
ル信号に変換後、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算器１
０に出力する。
信装置の概略を示す機能ブロック図である。ＯＦＤＭ用
送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（Radio Freq
uency）信号１は伝送路を通って受信アンテナ２で受信
される。受信ＲＦ信号は、チューナー３でＩＦ（Interm
ediate Frequency）信号に周波数変換される。そのＩＦ
信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４を介してミキ
サー５に入力し、搬送波発振器６から供給される信号と
乗算された後にＬＰＦ（ローパスフィルタ）７に出力さ
れる。ＬＰＦ７は入力信号から高周波成分を除去した信
号をＡ／Ｄ変換器８に出力し、Ａ／Ｄ変換器８は入力信
号を所定のサンプリング周波数でデジタル信号（シンボ
ル信号）に変換して直並列変換器９に出力する。そし
て、直並列変換器９は、入力するシリアル信号をパラレ
ル信号に変換後、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算器１
０に出力する。
【００４０】ＦＦＴ演算器１０は、入力する時間領域の
シンボル信号を周波数領域の受信ＯＦＤＭ信号にフーリ
エ変換する。周波数領域の受信ＯＦＤＭ信号は、周波数
ずれ検出部２０に入力される。周波数ずれ検出部２０に
ついては、後述するが、本発明の特徴的部分である。
シンボル信号を周波数領域の受信ＯＦＤＭ信号にフーリ
エ変換する。周波数領域の受信ＯＦＤＭ信号は、周波数
ずれ検出部２０に入力される。周波数ずれ検出部２０に
ついては、後述するが、本発明の特徴的部分である。
【００４１】出力された受信ＯＦＤＭ信号は、波形等化
を実行する等化器１１に出力される。等化器１１が出力
された等化データは、並直列変換器１２でパラレル信号
からシリアル信号に変換された後、チャンネル復号器１
３でビタビ復号化やリードソロモン復号化を施され、次
いで、ソース復号器１４でＭＰＥＧ（Moving PictureEx
perts Group）−２方式などの復号化を施された後、Ｄ
／Ａ変換器１５でアナログ化され出力される。
を実行する等化器１１に出力される。等化器１１が出力
された等化データは、並直列変換器１２でパラレル信号
からシリアル信号に変換された後、チャンネル復号器１
３でビタビ復号化やリードソロモン復号化を施され、次
いで、ソース復号器１４でＭＰＥＧ（Moving PictureEx
perts Group）−２方式などの復号化を施された後、Ｄ
／Ａ変換器１５でアナログ化され出力される。
【００４２】｛２．相関処理｝次に、図２を参照しなが
ら周波数ずれ検出部２０において行われる相関処理につ
いて説明する。なお、図１では、周波数ずれ検出部２０
が独立した機能部として存在するように図示されている
が、後述するように、本実施の形態においては周波数ず
れ検出部２０の一部はＦＦＴ演算器１０で構成されるも
のである。図面上では煩雑さをなくすために周波数ずれ
検出部２０を独立した要素として示している。
ら周波数ずれ検出部２０において行われる相関処理につ
いて説明する。なお、図１では、周波数ずれ検出部２０
が独立した機能部として存在するように図示されている
が、後述するように、本実施の形態においては周波数ず
れ検出部２０の一部はＦＦＴ演算器１０で構成されるも
のである。図面上では煩雑さをなくすために周波数ずれ
検出部２０を独立した要素として示している。
【００４３】図１１で示したように、パイロットパター
ンには位置（配置されるキャリア番号）と値（＋Ａor−
Ａ；Ａはデータ信号より３０％程度値が大きい）との二
つの情報が含まれている。そして、前述の如くセグメン
ト方式（日本規格）のＯＦＤＭフォーマットでは、ＦＦ
Ｔ変換による復調処理の直後に、この二つ情報を持った
パイロットを取得することができない。しかし、パイロ
ットデータとは異なるが位置情報を持つ信号が存在す
る。それはＡＣ１（Auxiliary Channel）と呼ばれる信
号とＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configu
ration Control)と呼ばれる信号であり、付加情報を伝
送する目的や、制御情報を伝送する目的で利用されてい
る。
ンには位置（配置されるキャリア番号）と値（＋Ａor−
Ａ；Ａはデータ信号より３０％程度値が大きい）との二
つの情報が含まれている。そして、前述の如くセグメン
ト方式（日本規格）のＯＦＤＭフォーマットでは、ＦＦ
Ｔ変換による復調処理の直後に、この二つ情報を持った
パイロットを取得することができない。しかし、パイロ
ットデータとは異なるが位置情報を持つ信号が存在す
る。それはＡＣ１（Auxiliary Channel）と呼ばれる信
号とＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configu
ration Control)と呼ばれる信号であり、付加情報を伝
送する目的や、制御情報を伝送する目的で利用されてい
る。
【００４４】ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号はセグメントの
構成に左右されなく、常に同じキャリア位置に配置され
るという特徴がある。１シンボルには、複数の同期変調
セグメントと差動変調セグメントが配置されることにな
るが、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号は、同期変調セグメン
トと差動変調セグメントの両方に挿入される信号であ
り、しかも、同期変調セグメントと差動変調セグメント
の配列によらず、一定のサブキャリア位置に挿入される
のである。
構成に左右されなく、常に同じキャリア位置に配置され
るという特徴がある。１シンボルには、複数の同期変調
セグメントと差動変調セグメントが配置されることにな
るが、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号は、同期変調セグメン
トと差動変調セグメントの両方に挿入される信号であ
り、しかも、同期変調セグメントと差動変調セグメント
の配列によらず、一定のサブキャリア位置に挿入される
のである。
【００４５】たとえば、図３に示すように、あるＬ番目
のセグメントにおいては、そのセグメント内のＭ番目の
キャリアにＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入され
るということが決まっているものとする。この場合、Ｌ
番目のセグメントが同期変調セグメントであっても、差
動変調セグメントであっても、そのＭ番目のキャリアに
は必ずＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入されてい
るのである。このことは、結局、１シンボル内に挿入さ
れる全ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号の挿入位置が決定して
いることとなる。そこで、本発明においては、このＡＣ
１およびＴＭＣＣ信号を、位置情報を備えるパイロット
パターンとして扱うことにより、受信ＯＦＤＭ信号との
相関を取るのである。図５は、受信装置があらかじめ取
得しているＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号のパタ
ーンを示す図である。なお、図４、図５、図７におい
て、横軸は、１シンボルにおけるキャリア番号（インデ
ックス）を示しており、縦軸は、信号値（振幅）であ
る。
のセグメントにおいては、そのセグメント内のＭ番目の
キャリアにＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入され
るということが決まっているものとする。この場合、Ｌ
番目のセグメントが同期変調セグメントであっても、差
動変調セグメントであっても、そのＭ番目のキャリアに
は必ずＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入されてい
るのである。このことは、結局、１シンボル内に挿入さ
れる全ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号の挿入位置が決定して
いることとなる。そこで、本発明においては、このＡＣ
１およびＴＭＣＣ信号を、位置情報を備えるパイロット
パターンとして扱うことにより、受信ＯＦＤＭ信号との
相関を取るのである。図５は、受信装置があらかじめ取
得しているＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号のパタ
ーンを示す図である。なお、図４、図５、図７におい
て、横軸は、１シンボルにおけるキャリア番号（インデ
ックス）を示しており、縦軸は、信号値（振幅）であ
る。
【００４６】図２に示すように、ＦＦＴ演算部１０にお
いて周波数領域の信号に変換された受信ＯＦＤＭ信号が
周波数ずれ検出部２０に入力される。入力された受信Ｏ
ＦＤＭ信号は、自乗演算部２０１に入力される。自乗演
算部２０１においては、受信ＯＦＤＭ信号のデータ信
号、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号など全ての信号の振幅が
自乗演算される。図４は、自乗演算されたＯＦＤＭ信号
の振幅を示す図である。なお、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信
号についても他のパイロットデータと同様に、その信号
値は、データ信号の信号値より３０％程度大きくなって
いる。
いて周波数領域の信号に変換された受信ＯＦＤＭ信号が
周波数ずれ検出部２０に入力される。入力された受信Ｏ
ＦＤＭ信号は、自乗演算部２０１に入力される。自乗演
算部２０１においては、受信ＯＦＤＭ信号のデータ信
号、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号など全ての信号の振幅が
自乗演算される。図４は、自乗演算されたＯＦＤＭ信号
の振幅を示す図である。なお、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信
号についても他のパイロットデータと同様に、その信号
値は、データ信号の信号値より３０％程度大きくなって
いる。
【００４７】ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号はＤＢＰＳＫ変
調された信号のため、任意のシンボルにおいて、その値
がわからない。その値の不確定性を解消するためには、
ＤＢＰＳＫ信号の特徴を利用する。ＤＢＰＳＫ信号は二
値信号であるため、自乗演算すれば正になり、不確定性
が消える。これに対してデータ信号はランダムの複素信
号なので、自乗演算してもそのランダム性は消えない。
そのため、自乗演算した受信信号（受信したＡＣ１およ
びＴＭＣＣ信号を含む）と受信側が保持しているＡＣ１
およびＴＭＣＣ信号（位置情報だけのパイロット）との
相関をとれば、真のパイロットと同様、相関ピークを検
出することができるのである。なお、図５においては、
ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号の信号値を１として図示して
いるが、受信装置が保持する必要があるのは、本質的に
はＡＣ１およびＴＭＣＣ信号のサブキャリア位置を示す
位置情報であり、その信号値は任意でよい。そして、相
関ピークを検出するための適切な信号値を割り当てれば
よい。
調された信号のため、任意のシンボルにおいて、その値
がわからない。その値の不確定性を解消するためには、
ＤＢＰＳＫ信号の特徴を利用する。ＤＢＰＳＫ信号は二
値信号であるため、自乗演算すれば正になり、不確定性
が消える。これに対してデータ信号はランダムの複素信
号なので、自乗演算してもそのランダム性は消えない。
そのため、自乗演算した受信信号（受信したＡＣ１およ
びＴＭＣＣ信号を含む）と受信側が保持しているＡＣ１
およびＴＭＣＣ信号（位置情報だけのパイロット）との
相関をとれば、真のパイロットと同様、相関ピークを検
出することができるのである。なお、図５においては、
ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号の信号値を１として図示して
いるが、受信装置が保持する必要があるのは、本質的に
はＡＣ１およびＴＭＣＣ信号のサブキャリア位置を示す
位置情報であり、その信号値は任意でよい。そして、相
関ピークを検出するための適切な信号値を割り当てれば
よい。
【００４８】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号は、次
に、ＩＦＦＴ演算部２０２に入力され逆フーリエ変換さ
れる。ただし、ＩＦＦＴ演算部２０２は、ＦＦＴ演算器
１０と同一のハードウェアを利用して実現される機能部
である。
に、ＩＦＦＴ演算部２０２に入力され逆フーリエ変換さ
れる。ただし、ＩＦＦＴ演算部２０２は、ＦＦＴ演算器
１０と同一のハードウェアを利用して実現される機能部
である。
【００４９】一方、所定の記憶部（図示せず）に記憶さ
れているＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号が呼び出
され、呼び出されたＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信
号がＩＦＦＴ演算部２０３に入力される。ＩＦＦＴ変換
部２０３は、ＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号を逆
フーリエ変換する。ただし、ＩＦＦＴ演算部２０２は、
ＦＦＴ演算器１０と同一のハードウェアを利用して実現
される機能部である。
れているＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号が呼び出
され、呼び出されたＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信
号がＩＦＦＴ演算部２０３に入力される。ＩＦＦＴ変換
部２０３は、ＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号を逆
フーリエ変換する。ただし、ＩＦＦＴ演算部２０２は、
ＦＦＴ演算器１０と同一のハードウェアを利用して実現
される機能部である。
【００５０】次に、逆フーリエ変換された受信ＯＦＤＭ
信号と逆フーリエ変換されたＡＣ１およびＴＭＣＣの位
置情報信号とが乗算器２０４に入力されて、乗算処理が
行われる。さらに、乗算結果がＦＦＴ演算部２０５に入
力されて、乗算結果がフーリエ変換される。ただし、Ｆ
ＦＴ演算部２０５は、ＦＦＴ演算器１０と同一のハード
ウェアを利用して実現される機能部である。
信号と逆フーリエ変換されたＡＣ１およびＴＭＣＣの位
置情報信号とが乗算器２０４に入力されて、乗算処理が
行われる。さらに、乗算結果がＦＦＴ演算部２０５に入
力されて、乗算結果がフーリエ変換される。ただし、Ｆ
ＦＴ演算部２０５は、ＦＦＴ演算器１０と同一のハード
ウェアを利用して実現される機能部である。
【００５１】自乗した信号はＯＦＤＭシンボル長と同じ
長さのＮポイントの信号であり（図４）、ＡＣ１および
ＴＭＣＣ位置に対応したベクトルもＮポイントの信号
（図５）であるから（ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号が挿入
されていないサブキャリアに対しては信号値０を割り当
てることにより、Ｎポイントの信号と見ることができ
る。）、両者を別々にＩＦＦＴ変換し、乗算した後ＦＦ
Ｔ変換すると、その振幅の波形は図６のような信号にな
る（図６は相関をとった信号の一部を示す図である）。
そのピークを持つキャリアのインデックスは広帯域周波
数ずれである。
長さのＮポイントの信号であり（図４）、ＡＣ１および
ＴＭＣＣ位置に対応したベクトルもＮポイントの信号
（図５）であるから（ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号が挿入
されていないサブキャリアに対しては信号値０を割り当
てることにより、Ｎポイントの信号と見ることができ
る。）、両者を別々にＩＦＦＴ変換し、乗算した後ＦＦ
Ｔ変換すると、その振幅の波形は図６のような信号にな
る（図６は相関をとった信号の一部を示す図である）。
そのピークを持つキャリアのインデックスは広帯域周波
数ずれである。
【００５２】例えば、相関ピーク（ずれ）が＋５である
場合ではインデックス−５となる。インデックスが−５
の場合には、例えばモード１のインデックス１４０５の
サブキャリアについては、本来的には１４０５−５＝１
４００、つまり、インデックス１４００のサブキャリア
であることが分かるのである。このような簡易な処理に
より広帯域ずれを検出することができる。
場合ではインデックス−５となる。インデックスが−５
の場合には、例えばモード１のインデックス１４０５の
サブキャリアについては、本来的には１４０５−５＝１
４００、つまり、インデックス１４００のサブキャリア
であることが分かるのである。このような簡易な処理に
より広帯域ずれを検出することができる。
【００５３】周波数ずれ検出部２０において広帯域周波
数ずれが検出されると、周波数補正用の乗算器２１にお
いて、Ａ／Ｄ変換後の受信ＯＦＤＭ信号に対して周波数
補正係数が乗算される。具体的には、数７式で示した受
信信号Ｘr（ｎ）の係数を消去する補正係数としてexp
（ｊ２πｎＫ／Ｎ）が乗算される。これによって、受信
ＯＦＤＭ信号は、広帯域周波数ずれに対する補正処理が
行われることとなる。
数ずれが検出されると、周波数補正用の乗算器２１にお
いて、Ａ／Ｄ変換後の受信ＯＦＤＭ信号に対して周波数
補正係数が乗算される。具体的には、数７式で示した受
信信号Ｘr（ｎ）の係数を消去する補正係数としてexp
（ｊ２πｎＫ／Ｎ）が乗算される。これによって、受信
ＯＦＤＭ信号は、広帯域周波数ずれに対する補正処理が
行われることとなる。
【００５４】本実施の形態では、セグメントの配置に依
存することなく、その挿入位置が固定されているＡＣ１
およびＴＭＣＣ信号をパイロット信号として代用するこ
とにより、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットを採
用している日本規格においても、確実に、周波数ずれを
検出することが可能である。
存することなく、その挿入位置が固定されているＡＣ１
およびＴＭＣＣ信号をパイロット信号として代用するこ
とにより、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットを採
用している日本規格においても、確実に、周波数ずれを
検出することが可能である。
【００５５】また、本実施の形態では、ＡＣ１信号およ
びＴＭＣＣ信号の両方の信号について相関をとる方法を
とっているが、ＡＣ１信号のみを利用して相関をとる方
法、もしくは、ＴＭＣＣ信号のみを利用して相関をとる
方法としてもよい。
びＴＭＣＣ信号の両方の信号について相関をとる方法を
とっているが、ＡＣ１信号のみを利用して相関をとる方
法、もしくは、ＴＭＣＣ信号のみを利用して相関をとる
方法としてもよい。
【００５６】また、相関ピーク位置検出ではＯＦＤＭ変
調用の主要演算ブロックであるＦＦＴ演算器１０を利用
しているので、別個の相関器が不要となり、ハードウエ
アの規模縮小にもつながる。
調用の主要演算ブロックであるＦＦＴ演算器１０を利用
しているので、別個の相関器が不要となり、ハードウエ
アの規模縮小にもつながる。
【００５７】図４で示した受信ＯＦＤＭ信号は外乱のな
い状態での理想的な伝送を前提とした結果であるが、本
実施の形態の周波数検出方法を用いれば，外乱がある場
合でも同様に相関ピークを検出することが可能である。
い状態での理想的な伝送を前提とした結果であるが、本
実施の形態の周波数検出方法を用いれば，外乱がある場
合でも同様に相関ピークを検出することが可能である。
【００５８】そこで、ＣＮＲ＝１０ｄＢ 、ＤＵ＝１０
ｄＢ 、ドップラー周波数７０Ｈｚの二波レイリーフェ
ーディング伝送路を条件とした場合の周波数ずれ検出に
ついての実験結果を示す。図７は、上記条件下で受信さ
れた受信ＯＦＤＭ信号に対して自乗演算処理を施した後
の信号を示す図である。外乱で信号が非常に歪んでいる
ことが分かる。このような受信信号と図５に示すＡＣ１
およびＴＭＣＣの位置情報信号との間で相関をとると、
図８で示すような相関が得られる。一番高いピークのイ
ンデックスは５となっていることが分かる。上記条件
は、外乱の存在する一般的環境下で、移動体受信を想定
したものであり、本実施の形態の受信装置を用いること
で、一般環境下における移動体受信においても広帯域周
波数ずれを検出できることを示している。
ｄＢ 、ドップラー周波数７０Ｈｚの二波レイリーフェ
ーディング伝送路を条件とした場合の周波数ずれ検出に
ついての実験結果を示す。図７は、上記条件下で受信さ
れた受信ＯＦＤＭ信号に対して自乗演算処理を施した後
の信号を示す図である。外乱で信号が非常に歪んでいる
ことが分かる。このような受信信号と図５に示すＡＣ１
およびＴＭＣＣの位置情報信号との間で相関をとると、
図８で示すような相関が得られる。一番高いピークのイ
ンデックスは５となっていることが分かる。上記条件
は、外乱の存在する一般的環境下で、移動体受信を想定
したものであり、本実施の形態の受信装置を用いること
で、一般環境下における移動体受信においても広帯域周
波数ずれを検出できることを示している。
【００５９】なお、前述したように、本明細書において
は、広帯域周波数ずれの検出に着目し、広帯域周波数ず
れを検出する方法について説明した。しがって、狭帯域
周波数ずれの検出手段などの説明および図は省略してい
る。実際には、広帯域周波数ずれを検出し、広帯域周波
数ずれを補正したのち、狭帯域周波数ずれを補正するこ
ととなる。
は、広帯域周波数ずれの検出に着目し、広帯域周波数ず
れを検出する方法について説明した。しがって、狭帯域
周波数ずれの検出手段などの説明および図は省略してい
る。実際には、広帯域周波数ずれを検出し、広帯域周波
数ずれを補正したのち、狭帯域周波数ずれを補正するこ
ととなる。
【００６０】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の発
明では、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメン
トの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア
位置が固定している制御信号を利用し、当該制御信号を
含む受信信号と、あらかじめ保持している制御信号との
相関をとるので、ＦＦＴ変換直後においてパイロットデ
ータを取得することのできないセグメント方式（日本規
格）のＯＦＤＭフォーマットにおいても、確実に周波数
ずれを検出することが可能である。
明では、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメン
トの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア
位置が固定している制御信号を利用し、当該制御信号を
含む受信信号と、あらかじめ保持している制御信号との
相関をとるので、ＦＦＴ変換直後においてパイロットデ
ータを取得することのできないセグメント方式（日本規
格）のＯＦＤＭフォーマットにおいても、確実に周波数
ずれを検出することが可能である。
【００６１】請求項２記載の発明では、相関処理を行う
ための回路を、ＯＦＤＭ変調のために使用するＦＦＴ回
路で兼用しているので、別個の相関器が不要となり、ハ
ードウェア構成の規模縮小を図ることができる。
ための回路を、ＯＦＤＭ変調のために使用するＦＦＴ回
路で兼用しているので、別個の相関器が不要となり、ハ
ードウェア構成の規模縮小を図ることができる。
【００６２】請求項３記載の発明では、セグメント方式
のＯＦＤＭフォーマットにおいてＡＣ１信号を用いた相
関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検
出可能である。
のＯＦＤＭフォーマットにおいてＡＣ１信号を用いた相
関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検
出可能である。
【００６３】請求項４記載の発明では、セグメント方式
のＯＦＤＭフォーマットにおいてＴＭＣＣ信号を用いた
相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを
検出可能である。
のＯＦＤＭフォーマットにおいてＴＭＣＣ信号を用いた
相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを
検出可能である。
【００６４】請求項５に記載の発明は、受信方法の発明
であり、ＦＦＴ変換直後においてパイロットデータを取
得することのできないセグメント方式（日本規格）のＯ
ＦＤＭフォーマットにおいても、確実に周波数ずれを検
出することが可能である。
であり、ＦＦＴ変換直後においてパイロットデータを取
得することのできないセグメント方式（日本規格）のＯ
ＦＤＭフォーマットにおいても、確実に周波数ずれを検
出することが可能である。
【００６５】請求項６記載の発明では、ＩＦＦＴ変換、
および、ＦＦＴ変換を利用して相関処理を行うので、Ｏ
ＦＤＭ信号変調用のＦＦＴ演算回路を兼用させることが
可能である。
および、ＦＦＴ変換を利用して相関処理を行うので、Ｏ
ＦＤＭ信号変調用のＦＦＴ演算回路を兼用させることが
可能である。
【００６６】請求項７記載の発明では、セグメント方式
のＯＦＤＭフォーマットにおいてＡＣ１信号を用いた相
関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検
出可能である。
のＯＦＤＭフォーマットにおいてＡＣ１信号を用いた相
関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検
出可能である。
【００６７】請求項８記載の発明では、セグメント方式
のＯＦＤＭフォーマットにおいてＴＭＣＣ信号を用いた
相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを
検出可能である。
のＯＦＤＭフォーマットにおいてＴＭＣＣ信号を用いた
相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを
検出可能である。
【図１】本実施の形態にかかる受信装置のブロック構成
図である。
図である。
【図２】周波数ずれ検出部のブロック構成図である。
【図３】シンボルとセグメントの構成を示す図である。
【図４】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号を示す図であ
る。
る。
【図５】ＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号を示す図
である。
である。
【図６】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号とＡＣ１およ
びＴＭＣＣの位置情報信号との相関を示す図である。
びＴＭＣＣの位置情報信号との相関を示す図である。
【図７】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号（ただし、外
乱の存在する伝送路において受信された信号）を示す図
である。
乱の存在する伝送路において受信された信号）を示す図
である。
【図８】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号（ただし、外
乱の存在する伝送路において受信された信号）とＡＣ１
およびＴＭＣＣの位置情報信号との相関を示す図であ
る。
乱の存在する伝送路において受信された信号）とＡＣ１
およびＴＭＣＣの位置情報信号との相関を示す図であ
る。
【図９】広帯域周波数ずれが発生している状態を示す図
である。
である。
【図１０】パイロット信号を含む送信信号を示す図であ
る。
る。
【図１１】受信側が保持しているパイロットパターンを
示す図である。
示す図である。
【図１２】パイロット信号を用いて相関処理を行うブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
【図１３】パイロット信号を用いて相関処理を行った結
果を示す図である。
果を示す図である。
１０ ＦＦＴ演算器
２０ 周波数ずれ検出器
２１ 乗算器
２０１ 自乗演算部
２０２ ＩＦＦＴ演算部
２０３ ＩＦＦＴ演算部
２０４ 乗算部
２０５ ＦＦＴ演算部
２０６ ピーク位置検出部
フロントページの続き
(72)発明者 和田 知久
沖縄県那覇市小禄1831−１ 株式会社マグ
ナ・デザイン・ネット内
Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD17 DD33
Claims (8)
- 【請求項１】 セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数
分割多重）伝送における受信装置であって、 ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成する
セグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブ
キャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、か
つ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数
値をとる信号であって、 a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位
置を示す位置情報を記憶する手段と、 b)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤ
Ｍ信号を入力する手段と、 c)前記受信ＯＦＤＭ信号の信号値を自乗演算する手段
と、 d)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との
相関をとる相関手段と、 e)前記相関手段による相関結果から周波数ずれを検出す
る手段と、 を備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置にお
いて、 前記相関手段は、 d-1)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換す
る第１算出手段と、 d-2)前記位置情報から生成される信号を逆フーリエ変換
する第２算出手段と、 d-3)前記第１算出手段の出力と前記第２算出手段の出力
とを乗算する乗算手段と、 d-4)前記乗算手段の出力をフーリエ変換する第３算出手
段と、を備え、 前記第１、第２、および、第３算出手段は、ＯＦＤＭ変
調を行うためのＦＦＴ演算回路を利用して実現されるこ
とを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載のＯＦＤ
Ｍ受信装置において、 前記制御信号は、 前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信される
ＡＣ１信号、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信装
置。 - 【請求項４】 請求項１または請求項２に記載のＯＦＤ
Ｍ受信装置において、 前記制御信号は、 前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信される
ＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信装
置。 - 【請求項５】 セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数
分割多重）伝送における受信方法であって、 ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成する
セグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブ
キャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、か
つ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数
値をとる信号であって、 a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位
置を示す位置情報を記憶する工程と、 b)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤ
Ｍ信号を入力する工程と、 c)前記受信ＯＦＤＭ信号の信号値を自乗演算する工程
と、 d)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との
相関をとる相関工程と、 e)前記相関工程による相関結果から周波数ずれを検出す
る工程と、 を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。 - 【請求項６】 請求項５に記載のＯＦＤＭ信号の受信方
法において、 前記相関工程は、 d-1)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換す
る第１算出工程と、 d-2)前記位置情報から生成される信号を逆フーリエ変換
する第２算出工程と、 d-3)前記第１算出工程の出力と前記第２算出工程の出力
とを乗算する乗算工程と、 d-4)前記乗算工程の出力をフーリエ変換する第３算出工
程と、 を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。 - 【請求項７】 請求項５または請求項６に記載のＯＦＤ
Ｍ信号の受信方法において、 前記制御信号は、 前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信される
ＡＣ１信号、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号の受
信方法。 - 【請求項８】 請求項５または請求項６に記載のＯＦＤ
Ｍ信号の受信方法において、 前記制御信号は、 前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信される
ＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号の
受信方法。
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|---|---|---|---|---|
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2001
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