JP2004214960A - Ｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】狭帯域のキャリア周波数誤差を正しく算出して、正確にキャリア周波数誤差を補正する。
【解決手段】本発明のＯＦＤＭ復調装置は、ガード相関のピーク値を検出するピーク検出回路３２を備えている。ピーク検出回路３２は、所定数のシンボル周期でガード相関信号を累積して累積信号を生成し、この累積信号からシンボル境界を示すピークタイミングを検出する。ピーク検出回路３２は、検出したピークタイミングにおけるガード相関信号の位相成分を、１シンボルに１回算出する。算出された位相成分は、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路に供給され、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量が補正される。
【選択図】 図３
【解決手段】本発明のＯＦＤＭ復調装置は、ガード相関のピーク値を検出するピーク検出回路３２を備えている。ピーク検出回路３２は、所定数のシンボル周期でガード相関信号を累積して累積信号を生成し、この累積信号からシンボル境界を示すピークタイミングを検出する。ピーク検出回路３２は、検出したピークタイミングにおけるガード相関信号の位相成分を、１シンボルに１回算出する。算出された位相成分は、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路に供給され、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量が補正される。
【選択図】 図３
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の変調信号を復調するＯＦＤＭ復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式と呼ぶ。ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれる変調方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるのでシンボル速度が遅くなり、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなるという特徴を有している。
【０００４】
また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Ｆａｓｔ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００５】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用されることが多い。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）やＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ −Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）といった規格がある。
【０００６】
ＯＦＤＭ方式の伝送シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルと呼ぶ。）は、図３３に示すように、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパスによるシンボル間干渉を許容し、マルチパス耐性を向上させている。
【０００７】
例えばＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格（日本で採用されている地上デジタル音声放送の放送規格）のモード３では、有効シンボル内に、５１２本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は、１２５／１２６≒０．９９２ｋＨｚとなる。また、このＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のモード３では、有効シンボル内の５１２本のサブキャリアのうち、４３３本のサブキャリアに伝送データ系列が変調されている。また、ＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のモード３では、ガードインターバルの時間長が、有効シンボルの時間長の１／４，１／８，１／１６，１／３２のいずれかとなる。
【０００８】
また、ＯＦＤＭ方式では、一般的に、複数の連続するＯＦＤＭシンボルによって構成されたＯＦＤＭ伝送フレームと呼ばれる伝送単位が定められている。ＯＦＤＭ方式では、ＯＦＤＭ伝送フレーム単位で、所定の位相及び振幅のパイロット信号（ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）やＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）と呼ばれている。）、伝送制御情報（ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）やＴＰＳ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）と呼ばれている。）の挿入位置が定められている。ＯＦＤＭ方式では、このようなパイロット信号（ＣＰ，ＳＰ）や伝送制御情報（ＴＭＣＣ，ＴＰＳ）等の情報を伝送することによって、受信機側で各種の同期処理や、復調及び復号の制御を行うことが可能となる。
【０００９】
例えば、ＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格では、２０４ＯＦＤＭシンボルで１つのＯＦＤＭ伝送フレームを形成している。
【００１０】
従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例は、例えば、下記の非特許文献１に示されている。以下、この非特許文献１に基づき作製された従来のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００１１】
図３４に、従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
【００１２】
従来のＯＦＤＭ受信装置１００は、図３４に示すように、アンテナ１０１と、チューナ１０２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３と、Ａ／Ｄ変換回路１０４と、ＤＣキャンセル回路１０５と、デジタル直交復調回路１０６と、ＦＦＴ演算回路１０７と、フレーム抽出回路１０８と、同期回路１０９と、キャリア復調回路１１０と、周波数デインタリーブ回路１１１と、時間デインタリーブ回路１１２と、デマッピング回路１１３と、ビットデインタリーブ回路１１４と、デパンクチャ回路１１５と、ビタビ回路１１６と、バイトデインタリーブ回路１１７と、拡散信号除去回路１１８と、トランスポートストリーム生成回路１１９と、ＲＳ復号回路１２０と、伝送制御情報復号回路１２１と、チャンネル選択回路１２２とを備えている。
【００１３】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１００のアンテナ１０１により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０２に供給される。
【００１４】
アンテナ１０１により受信されたＲＦ信号は、乗算器１０２ａ及び局部発振器１０２ｂからなるチューナ１０２によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ１０３に供給される。局部発振器１０２ｂから発振される受信キャリア信号の発振周波数は、チャンネル選択回路１２２から供給されるチャンネル選択信号に応じて切り換えられる。
【００１５】
チューナ１０２から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ１０３によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路１０４によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路１０５によりＤＣ成分が除去され、デジタル直交復調回路１０６に供給される。
【００１６】
デジタル直交復調回路１０６は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。デジタル直交復調回路１０６から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算回路１０７及び同期回路１０９に供給される。
【００１７】
ＦＦＴ演算回路１０７は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。
【００１８】
ＦＦＴ演算回路１０７は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路１０７は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、その抜き出した信号点が連続していれば、１つのＯＦＤＭシンボルの任意の位置でよい。つまり、その抜き出す信号の範囲の開始位置は、図３３に示すように、ＯＦＤＭシンボルの先頭の境界位置（図３３中のＡの位置）から、ガードインターバルの終了位置（図３３中のＢの位置）までの間のいずれかの位置となる。
【００１９】
ＦＦＴ演算回路１０７により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路１０７により抽出された信号は、フレーム抽出回路１０８、同期回路１０９及びキャリア復調回路１１０に供給される。
【００２０】
フレーム抽出回路１０８は、ＦＦＴ演算回路１０７により復調された信号に基づき、ＯＦＤＭ伝送フレームの境界を抽出するとともに、ＯＦＤＭ伝送フレーム内に含まれているＣＰ，ＳＰ等のパイロット信号，ＴＭＣＣやＴＰＣ等の伝送制御情報を復調し、同期回路１０９及び伝送制御情報復号回路１２１に供給する。
【００２１】
同期回路１０９は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号、ＦＦＴ演算回路１０７により復調された後の各サブキャリアに変調されていた信号、フレーム抽出回路１０８により検出されたＣＰ，ＳＰ等のパイロット信号、及び、チャンネル選択回路１２２から供給されるチャンネル選択信号を用いて、ＯＦＤＭシンボルの境界を算出し、ＦＦＴ回路１０７に対してＦＦＴ演算の演算開始タイミングを設定する。
【００２２】
キャリア復調回路１１０は、ＦＦＴ演算回路１０７から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給され、その信号に対してキャリア復調を行う。例えばＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、キャリア復調回路１１０は、例えば、ＤＱＰＳＫの差動復調又はＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの同期復調を行う。
【００２３】
キャリア復調された信号は、周波数デインタリーブ回路１１１によって周波数方向のデインタリーブ処理がされ、続いて、時間デインタリーブ回路１１２によって時間方向のデインタリーブ処理がされた後、デマッピング回路１１３に供給される。
【００２４】
デマッピング回路１１３は、キャリア復調された信号（複素信号）に対してデータの再割付処理（デマッピング処理）を行い、伝送データ系列を復元する。例えばＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、デマッピング回路１１３は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭに対応したデマッピング処理を行う。
【００２５】
デマッピング回路１１３から出力され伝送データ系列は、ビットデインタリーブ回路１１４、デパンクチャ回路１１５、ビタビ回路１１６、バイトデインタリーブ回路１１７、拡散信号除去回路１１８を通過することにより、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、エネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理が行われ、トランスポートストリーム生成回路１１９に入力される。
【００２６】
トランスポートストリーム生成回路１１９は、例えばヌルパケット等の各放送方式で規定されるデータを、ストリームの所定の位置に挿入する。また、トランスポートストリーム生成回路１１９は、断続的に供給されてくるストリームのビット間隔を平滑化して時間的に連続したストリームとする、いわゆるスムージング処理を行う。スムージング処理がされた伝送データ系列は、ＲＳ復号回路１２０に供給される。
【００２７】
ＲＳ復号回路１２０は、入力された伝送データ系列に対してリードソロモン復号処理を行い、ＭＰＥＧ−２システムズで規定されたトランスポートストリームとして出力する。
【００２８】
伝送制御情報復号回路１２１は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に変調されているＴＭＣＣやＴＰＣといった伝送制御情報を復号する。復号された伝送制御情報は、キャリア復調回路１１０、時間デインタリーブ回路１１２、デマッピング回路１１３、ビットデインタリーブ回路１１４、及び、トランスポートストリーム生成回路１１９に供給され、各回路の復調や再生等の制御に用いられる。
【００２９】
つぎに、同期回路１０９のキャリア周波数誤差の補正制御回路について説明をする。
【００３０】
同期回路１０９は、図３５に示すように、キャリア周波数誤差補正回路１３０と、ＮＣＯ（数値制御発振回路）１３１とを備えている。
【００３１】
キャリア周波数誤差補正回路１３０は、デジタル直交復調回路１０６から出力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して、ＮＣＯ１３１から出力される周波数補正信号（複素信号）を複素乗算する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、周波数補正信号が複素乗算されると、その中心周波数が、当該周波数誤差補正信号の周波数分シフトする。従って、同期回路１０９では、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差の補正（ＯＦＤＭ信号の中心周波数をキャリア周波数に一致させる処理）を行うことができる。
【００３２】
ＮＣＯ１３１から出力される周波数補正信号の発振周波数を制御するため、同期回路１０９では、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に含まれているキャリア周波数誤差（ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量）を算出する。
【００３３】
一般に、ＯＦＤＭの復調では、２種類のキャリア周波数誤差量を独立に検出し、その２種類のキャリア周波数誤差を加算して、ＮＣＯ１３１に与える制御信号としている。２種類のキャリア周波数誤差のうちの一つは、サブキャリアの周波数間隔の精度の周波数誤差である広帯域キャリア周波数誤差であり、もう一つは、サブキャリアの周波数間隔に対して±１／２以下の精度の周波数誤差である狭帯域キャリア周波数誤差である。
【００３４】
同期回路１０９では、広帯域のキャリア周波数誤差を、図３５に示す、周波数誤差算出回路１３２と、累積加算回路１３３とによって算出している。
【００３５】
キャリア周波数誤差算出回路１３２は、ＦＦＴ演算された後の各サブキャリアからパイロット信号を抽出し、そのパイロット信号のシンボル間の回転速度を算出する。パイロット信号の回転速度は、サブキャリアの周波数間隔精度のキャリア周波数誤差量を示す成分である。累積加算回路１３３は、キャリア周波数誤差算出回路１３２から出力された回転速度を累積することにより、ＮＣＯ１３１に与える制御量に変換する。累積加算回路１３３にから出力される制御量は、ＮＣＯ１３１に供給される。
【００３６】
また、同期回路１０９では、狭帯域のキャリア周波数誤差を、図３５に示す、ガードインターバル相関演算回路１３４と、二乗演算回路１３５と、最大値検出回路１３６と、角度変換回路１３７と、移動平均フィルタ１３８と、累積加算回路１３９とにより算出している。
【００３７】
ガードインターバル相関演算回路１３４には、図３６（Ａ）に示すような、キャリア周波数誤差補正回路１３０から出力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号が入力される。ガードインターバル相関演算回路１３４は、図３６（Ｂ）に示すように、入力されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル分遅延させた遅延信号を生成する。ガードインターバル相関演算回路１３４は、遅延していないＯＦＤＭ信号と遅延したＯＦＤＭ信号とを複素乗算し、その信号をガードインターバル長の遅延量の移動和演算を行うことにより、図３６（Ｃ）及び図３６（Ｄ）に示すようなガードインターバル部分の相関値を示す信号（ガード相関信号）を生成する。ガード相関信号は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置で振幅成分がちょうどピークとなる複素信号となる。
【００３８】
二乗演算回路１３５は、ガードインターバル相関演算回路１３４から出力されたガード相関信号（複素信号）の実数成分と虚数成分とをそれぞれ二乗し、二乗した値を加算して、図３６（Ｅ）に示すような、二乗成分を算出する。
【００３９】
最大値検出回路１３６は、図３６（Ｆ）に示すように、二乗成分のピーク位置を検出し、そのピーク位置のタイミング（ピークタイミング）を出力する。
【００４０】
角度変換回路１３７は、ガードインターバル相関演算回路１３４からガード相関信号が入力される。角度変換回路１３７は、図３６（Ｇ）に示すように、最大値検出回路１３６から与えられたピークタイミングでのガード相関信号の位相成分を検出する。従って、位相成分は、ＯＦＤＭ信号のシンボル境界位置におけるガード相関信号の位相を示す。
【００４１】
ここで、この位相成分は、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数がずれていなければ、０となる。しかしながら、中心周波数がずれていれば、この位相成分は、そのずれ量分だけ位相回転する。つまり、位相成分は、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示している。もっとも、この位相成分は、サブキャリアの周波数間隔で一回転してしまうため、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の情報となる。
【００４２】
移動平均フィルタ１３７には、角度変換回路１３７から出力された位相成分が入力される。移動平均フィルタ１３７は、シンボル単位で出力される位相成分に対して、タップ数Ｘ（Ｘは自然数。）の移動平均を算出する。
【００４３】
移動平均フィルタ１３７から出力される位相成分の移動平均値は、累積加算回路１３９に入力される。累積加算回路１３９は、移動平均フィルタ１３８から出力された平均化された位相成分をタップ数１のレジスタを用いて累積することにより、ＮＣＯ１３１に与える制御量に変換する。累積加算回路１３９にから出力される制御量は、ＮＣＯ１３１に供給される。
【００４４】
従来のＯＦＭＤ受信装置では、以上のように広帯域のキャリア周波数誤差と狭帯域のキャリア周波数誤差を求め、２つのキャリア周波数誤差に基づき周波数が制御された周波数補正信号をＯＦＤＭ信号に複素乗算している。このことにより、従来のＯＦＤＭ受信装置では、デジタル直交復調回路１０６のキャリア周波数のずれの影響による、ベースバンドのＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれの補正を行うことができる。
【００４５】
【非特許文献１】
「地上デジタル音声放送用受信装置 標準規格（望ましい仕様） ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３０ １．１版」，社団法人電波産業界，平成１３年５月３１日 策定，平成１４年３月２８日 １．１改定，ｐ．１０−１４
【非特許文献２】
Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ， Ｊ．Ｖ．Ｄ．Ｂｅｅｋ， ａｎｄ Ｐ．Ｏ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎ， ”Ｔｉｍｉｎｇ ａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｓｉｎｇ ｔｈｅ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ”， Ｐｒｏｃ．Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉａｍ ｏｎ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ， Ｅｓｓｅｎ， Ｇｅｒｍａｎｙ， Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １４−１５， １９９５， ｐｐ．１６−１９
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ベースバンドのＯＦＤＭ信号には、様々な伝送路の状態の影響による誤差やノイズが含まれており、ガードインターバルの相関を検出したとしても正確なシンボル境界位置をできない場合がある。また、ガードインターバルの期間以外の信号部分でもなんらかの相関を有する場合もあり、ガードインターバルの相関を検出したとしても正確なシンボル境界位置をできない場合がある。そのため、図３６（Ｇ）のφ´で示すように、狭帯域キャリア周波数誤差量を示すガード相関信号の位相成分が正しく検出できないことがある。
【００４７】
このような問題を解決するため、例えば、ガード相関信号を所定個のシンボル分累積し、その累積成分に基づきシンボル境界位置を検出する方法が提案されている（例えば、非特許文献２）。しかしながら、このような方法を適用した場合には、所定個のシンボルに１回しか位相成分を検出できず、狭帯域のキャリア周波数誤差の補正制御の応答が遅かった。
【００４８】
また、狭帯域キャリア周波数誤差を補正する回路は、全体としてフィードバックループを形成している。そのため、狭帯域のキャリア周波数誤差の補正制御の同期が確立するまでに、つまり、キャリア周波数誤差が収束するまでに、多くの時間を費やしてしまう。
【００４９】
本発明は、このような従来の実情に鑑みて提案されたものであり、狭帯域のキャリア周波数誤差を正しく算出して、正確にキャリア周波数誤差を補正するとともに、キャリア周波数誤差の収束速度を早くすることができるＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。
【００５０】
本発明は、狭帯域のキャリア周波数誤差を検出してＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を補正するフィードバックループの回路安定性を向上させることができるＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。
【００５１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示す補正信号に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、上記キャリア周波数誤差補正手段により補正がされた後のＯＦＤＭ信号が入力され、当該ＯＦＤＭ信号のガードインターバル部分の自己相関値を複素成分で示すガード相関信号を生成し、当該ガード相関信号のピークタイミングを検出し、当該ピークタイミングに基づき位相成分を算出するガード相関検出手段と、上記ガード相関検出手段により算出された上記位相成分に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数と本来のキャリア周波数とのずれ量であるキャリア周波数誤差を算出するキャリア周波数誤差算出手段と、上記キャリア周波数誤差算出手段により算出されたキャリア周波数誤差に基づき、上記補正信号を生成する補正信号生成手段とを備えている。
【００５２】
上記ガード相関検出手段は、上記ガード相関信号の上記伝送シンボル周期内における同一位相の信号成分を累積して累積信号を生成し、上記累積信号のピークタイミングを検出し、上記ピークタイミングにおける上記ガード相関信号又は累積信号の位相成分を１伝送シンボル毎に算出して出力する。
【００５３】
このように本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、ガード相関信号の伝送シンボル周期内における同一位相の信号成分を累積して累積信号を生成し、この累積信号のピークタイミングを検出し、このピークタイミングにおけるガード相関信号又は累積信号の位相成分を１シンボル毎に算出する。そして、このＯＦＤＭ復調装置では、算出した位相成分に基づきＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正する。
【００５４】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示す補正信号に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、キャリア周波数誤差補正手段により補正がされた後のＯＦＤＭ信号が入力され、当該ＯＦＤＭ信号のガードインターバル部分の自己相関値を複素成分で示すガード相関信号を生成し、当該ガード相関信号のピークタイミングを検出し、当該ピークタイミングに基づき位相成分を算出するガード相関検出手段と、上記ガード相関検出手段により算出された上記位相成分に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数と本来のキャリア周波数とのずれ量であるキャリア周波数誤差を算出するキャリア周波数誤差算出手段と、上記キャリア周波数誤差算出手段により算出されたキャリア周波数誤差に基づき、上記補正信号を生成する補正信号生成手段とを備えている。
【００５５】
上記キャリア周波数誤差算出手段は、ガード相関検出手段により検出された上記位相成分のＸサンプル（Ｘは２以上の偶数。）に対する移動平均を算出する移動平均部と、上記移動平均部から出力された移動平均結果値に対して、タップ数がＸ／２の積分を行う積分部とを有し、上記積分部の積分結果に基づき、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正する。
【００５６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置について説明をする。なお、実施の形態で参照する各図面中の二重線は、複素信号を示している。
【００５７】
第１の実施の形態
本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００５８】
ＯＦＤＭ受信装置の全体構成
図１に、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。なお、図１中、二重線で示した信号は、複素信号である。
【００５９】
本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、クロック発生回路６と、ＤＣキャンセル回路７と、デジタル直交復調回路８と、キャリア周波数誤差補正回路９と、ＦＦＴ演算回路１０と、位相補正回路１１と、ガード相関／ピーク検出回路１２と、タイミング同期回路１３と、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４と、広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５と、加算回路１６と、数値制御発振回路（ＮＣＯ）１７と、フレーム同期回路１８と、等化回路１９と、デマッピング回路２０と、伝送路復号回路２１と、伝送制御情報復号回路２２とを備えている。
【００６０】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００６１】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、乗算器３ａ及び局部発振器３ｂからなるチューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ４に供給される。チューナ３から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ４によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路５に供給される。
【００６２】
Ａ／Ｄ変換回路５は、クロック発生回路６から供給されるサンプリングクロック（周波数ｆＣＬＫ）によりＩＦ信号をサンプリングして、このＩＦ信号をデジタル化する。サンプリングクロックの周波数ｆＣＬＫは、後段のデジタル直交復調後の有効シンボルのサンプリング点数が、サブキャリアの本数になるような周波数に設定されている。つまり、ＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格（モード３）の場合であれば、後段のデジタル直交復調回路８によってデジタル直交復調したのちの有効シンボルが５１２サンプル、ガードインターバルが１２８サンプル（１／４の時間長の場合）でサンプリングされているような、サンプリングクロックが設定されている。
【００６３】
なお、後段のデジタル直交復調回路８によってデジタル直交復調を行う際、キャリア信号として−Ｓｉｎ成分及びＣｏｓ成分の２相信号が必要となる。そのため、本装置１では、Ａ／Ｄ変換回路５のサンプリングクロックとして供給する周波数をＩＦ信号の中心周波数ｆＩＦの４倍の周波数とすることによって、デジタル直交復調回路８に供給する２相のキャリア信号を生成可能としている。そして、デジタル直交復調後に、４ｆＩＦのサンプリングクロックの周波数を１／４にダウンサンプリングすれば、１ＯＦＤＭシンボル内の有効シンボルのサンプリング点数を、ＯＦＤＭシンボル内に含まれているサブキャリアの本数にすることができる。
【００６４】
また、クロック発生回路６は、Ａ／Ｄ変換回路５に対してサンプリングクロック（ｆＣＬＫ）を供給するとともに、本ＯＦＤＭ受信装置１内の各回路に対してもこのサンプリングクロック（ｆＣＬＫ）に同期した動作クロックを供給する。
【００６５】
さらに、クロック発生回路６から発生されるサンプリングクロックは、受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックに対して非同期の自走クロックである。つまり、クロック発生回路６から発生されるクロックは、その周波数及び位相がＰＬＬ等によってＯＦＤＭ信号の伝送クロックと同期しておらず、自走状態で動作している。このようにサンプリングクロックを自走状態とすることが可能なのは、シンボル同期回路１３や後述するクロック周波数誤差推定回路によって、ＯＦＤＭ信号の伝送クロックとサンプリングクロックとの周波数誤差を検出し、その周波数誤差成分に基づきフィードフォワード処理により後段でその誤差を除去しているためである。本ＯＦＤＭ受信装置１では、このようにクロック発生回路６を非同期の自走クロックとしているが、本発明は、フィードバック制御によりサンプリングクロック周波数を可変制御する装置にも適用することは可能である。
【００６６】
Ａ／Ｄ変換回路５よりデジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路７に供給され、このＤＣキャンセル回路７によってＤＣ成分が除去された後、デジタル直交復調回路８に供給される。
【００６７】
デジタル直交復調回路８は、所定のキャリア周波数（ｆＣ）の２相のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。デジタル直交復調回路８から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。デジタル直交復調回路８から出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、キャリア周波数誤差補正回路９に供給される。
【００６８】
キャリア周波数誤差補正回路９は、ＮＣＯ１７から出力されたキャリア周波数誤差補正信号と、デジタル直交復調後のＯＦＤＭ時間領域信号とを複素乗算することによって、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正する。すなわち、キャリア周波数誤差補正回路９は、デジタル直交復調時に用いたキャリア信号の周波数と、伝送されてきたＯＦＤＭ信号（ＩＦ信号）の中心周波数との違いにより生じる誤差を補正する。キャリア周波数誤差補正回路９によりキャリア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１０及びガード相関／ピーク検出回路１２に供給される。
【００６９】
ＦＦＴ演算回路１０は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルの全サンプルからガードインターバル分のサンプル数のサンプルを除いた信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。抜き出し範囲を特定するタイミング（ＦＦＴ演算の演算開始タイミング）は、タイミング同期回路１３から与えられるスタートフラグにより設定される。ＦＦＴ演算回路１０は、１つのＯＦＤＭシンボルに対して１回のＦＦＴ演算処理を行い、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアに変調されている信号成分を抽出する。ＦＦＴ演算回路１０から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。ＦＦＴ演算回路１０から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、位相補正回路１１に供給される。
【００７０】
位相補正回路１１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、ＯＦＤＭシンボルの実際の境界位置と、ＦＦＴ演算範囲の開始タイミングとのずれによって生じてしまう位相回転成分の補正を行う。位相補正回路１１は、サンプリング周期以下の精度で生じるずれを位相補正している。具体的には、ＦＦＴ演算回路１０から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、タイミング同期回路１３から供給される位相補正信号（複素信号）を複素乗算して、位相回転補正を行う。位相回転補正がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５、フレーム同期回路１８、等化回路１９及び伝送制御情報復号回路２２に供給される。
【００７１】
ガード相関／ピーク検出回路１２には、ＯＦＤＭ時間領域信号が入力される。ガード相関／ピーク検出回路１２は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号と、有効シンボル分遅延したＯＦＤＭ時間領域信号との相関値を求める。ここで、相関を求める時間長は、ガードインターバルの時間長に設定してある。このため、この相関値を示す信号（以下、ガード相関信号という。）は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置でちょうどピークとなる信号となる。ガード相関／ピーク検出回路１２は、ガード相関信号のピーク位置を検出し、そのピーク位置のタイミングを特定する値（ピークタイミング値Ｎｐ）を出力する。
【００７２】
また、ガード相関／ピーク検出回路１２は、このガード相関信号のピーク位置における相関値の位相を示す値も検出する。この位相値は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数と、デジタル直交復号後のキャリア周波数とが完全に一致していれば、０となる。しかしながら、ずれていれば、この位相値は、そのずれ量分だけ位相回転する。つまり、この位相値は、受信したＯＦＤＭ信号の中心周波数と、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示している。もっとも、この位相値は、サブキャリアの周波数間隔（例えば、ＩＳＤＢ−ＴＳＢのモード３であれば、０．９９２ｋＨｚ）で一回転してしまうため、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の情報となる。
【００７３】
ガード相関／ピーク検出回路１２から出力されたピークタイミング値は、タイミング同期回路１３に供給され、ＯＦＤＭシンボルの境界位置での相関値の位相は、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４に供給される。
【００７４】
タイミング同期回路１３は、ガード相関／ピーク検出回路１２から出力されたピークタイミング値に対して、例えば、フィルタリング処理等を行って、ＯＦＤＭシンボルの境界位置の推定を行い、その境界位置の推定値に基づきＦＦＴ演算を行うための演算開始タイミングを決定する。演算開始タイミングは、ＦＦＴ演算回路１０に供給される。ＦＦＴ演算回路１０では、この演算開始タイミングに基づき、入力されてくるＯＦＤＭ時間領域信号からＦＦＴ演算範囲の信号を抜き出して、ＦＦＴ演算を行う。また、タイミング同期回路１３は、推定されたＯＦＤＭシンボルの境界位置と、ＦＦＴ演算を行う演算開始タイミングとの時間ずれに伴い生じてしまう位相回転量を算出し、算出した位相回転量に基づき位相補正信号（複素信号）を生成し、位相補正回路１１に供給する。
【００７５】
狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置での相関値の位相に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうちの狭帯域の成分を示す狭帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。具体的に、狭帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の中心周波数のずれ量である。狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４により求められた狭帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路１６に供給される。
【００７６】
広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５は、位相補正回路１１から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうち広帯域の成分を示す広帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。広帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数の間隔精度の中心周波数のずれ量である。
【００７７】
広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５により求められた広帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路１６に供給される。
【００７８】
加算回路１６は、狭帯域キャリア誤差検出回路１４により算出された狭帯域キャリア誤差成分と、広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５により算出された広帯域キャリア誤差成分とを加算して、キャリア補正回路９から出力されたベースバンドＯＦＤＭ信号のトータルの中心周波数のずれ量を算出する。加算回路１６は、算出したトータルの中心周波数のずれ量を、周波数誤差値として出力する。加算回路１６から出力された周波数誤差値は、ＮＣＯ１７に供給される。
【００７９】
ＮＣＯ１７は、いわゆる数値制御発振器であり、加算回路１６から出力された周波数誤差値に応じて増減するキャリア周波数誤差補正信号を発生する。ＮＣＯ１７は、例えば、供給された周波数誤差値がプラスの値であればキャリア周波数誤差補正信号の発振周波数を減少させ、供給されたキャリア周波数誤差値がマイナスの値であれば誤差補正信号の発振周波数を増加させるような制御を行う。ＮＣＯ１７は、このように制御することによって、周波数誤差値が０となるところで発振周波数が安定するようなキャリア周波数誤差補正信号を発生する。
【００８０】
フレーム同期回路１８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に挿入されている同期ワードを検出し、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングを検出する。フレーム同期回路１８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングに基づき各ＯＦＤＭシンボルのシンボル番号を特定し、等化回路１９等に供給する。
【００８１】
等化回路１９は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、いわゆる等化処理を行う。等化回路１９は、フレーム同期回路１８から供給されたシンボル番号に基づき、ＯＦＤＭ周波数領域信号内に挿入されているＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔｓ）信号と呼ばれるパイロット信号を検出する。等化回路１９は、検出したＳＰ信号から伝送路の周波数特性を推定し、推定した伝送路の周波数特性の逆特性をＯＦＤＭ周波数領域信号に乗算する。等化回路１９では、このような処理を行うことによって、伝送路の影響によるひずみを除去し、本来送信された信号を復元することができる。等化回路１９により等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路２０に供給される。
【００８２】
デマッピング回路２０は、等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号（複素信号）に対して、その変調方式（例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭ）に対応したデータの再割付処理（デマッピング処理）を行い、伝送データ系列を復元する。デマッピング回路２０から出力され伝送データ系列は、伝送路復号回路２１に供給される。
【００８３】
伝送路復号回路２１は、入力された伝送データ系列に対して、その放送方式に対応した伝送路復号処理を行う。例えば、伝送路復号回路２１では、時間方向のインタリーブ処理に対応した時間デインタリーブ処理、周波数方向のインタリーブに対応した周波数デインタリーブ処理、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、エネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理、ＲＳ符号化処理に対応したエラー訂正処理等を行う。
【００８４】
このように伝送路復号がされた伝送データ系列は、例えば、ＭＰＥＧ−２システムズに規定されたトランスポートストリームとして出力される。
【００８５】
伝送制御情報復号回路２２は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に変調されているＴＭＣＣやＴＰＣといった伝送制御情報を復号する。
【００８６】
ガード相関 ／ ピーク検出回路
つぎに、ガード相関／ピーク検出回路１２の詳細な構成について説明をする。
【００８７】
なお、以下の説明をするにあたり、Ｎｕ，Ｎｇ，Ｎｓという定数（Ｎｕ，Ｎｇ，Ｎｓは、自然数である。）を用いる。Ｎｕは、１つの有効シンボル内のサンプリング数である。すなわち、サブキャリア本数と一致する。Ｎｇは、ガードインターバル内のサンプリング数である。例えば、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／４であれば、Ｎｇ＝Ｎｕ／４となる。Ｎｓは、１つのＯＦＤＭシンボルのサンプリング数である。すなわち、Ｎｓ＝Ｎｕ＋Ｎｇとなる。
【００８８】
図２及び図３に、ガード相関／ピーク検出回路１２のブロック構成図を示す。図４に、ガード相関／ピーク検出回路１２内の各信号のタイミングチャートを示す。
【００８９】
ガード相関／ピーク検出回路１２は、図２に示すように、ガードインターバルの自己相関を示すガード相関信号を生成するガード相関検出回路３１と、ガード相関信号のピーク位置を検出するピーク検出回路３２とを備えている。
【００９０】
（ガード相関検出回路）
ガード相関検出回路３１は、遅延回路３３と、複素共役回路３４と、乗算回路３５と、移動和回路３６とを有している。
【００９１】
キャリア周波数誤差補正回路９から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号（図４（Ａ））は、遅延回路３３及び乗算回路３５に供給される。遅延回路３３は、Ｎｕ個のレジスタ群から構成されるシフトレジスタであり、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間分遅延させる。遅延回路３３により有効シンボル時間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号（図４（Ｂ））は、複素共役回路３４に入力される。
【００９２】
複素共役回路３４は、有効シンボル期間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号の複素共役を算出し、乗算回路３５に供給する。
【００９３】
乗算回路３５は、遅延されていないＯＦＤＭ時間領域信号（図４（Ａ））と、有効シンボル期間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号（図４（Ｂ））の複素共役信号とを、１サンプル毎に乗算する。乗算結果は移動和回路３６に入力される。
【００９４】
移動和回路３６は、例えば、Ｎｇ個のレジスタ群から構成されるシフトレジスタと、各レジスタに格納されている値の総和を演算する加算器とから構成される。このような構成の移動和回路３６は、１サンプル毎に乗算回路３５から順次入力されてくる乗算結果に対して、Ｎｇサンプル毎の移動和演算を行う。移動和回路３６から出力される信号が、ＯＦＤＭ時間領域信号と、有効シンボル（Ｎｕサンプル）分の遅延がされたＯＦＤＭ時間領域信号との相関を示したガード相関信号となる。
【００９５】
ガード相関信号は、図４（Ｃ），図４（Ｄ）に示すように、実数成分がＣＩ（ｔ）、虚数成分がＣＱ（ｔ）で表される複素信号（ＣＩ（ｔ）＋ｊＣＱ（ｔ））となる。なお、ｔは時間を示す変数である。ガード相関信号は、相関値が高い部分でレベルが高くなり、相関値が低い部分でレベルが低くなる信号である。従って、ガード相関信号は、理想的には、ＯＦＤＭシンボルの境界位置をピークとした山形の波形が繰り返される信号となる。
【００９６】
ガード相関信号は、移動和演算回路３６からピーク検出回路３２に供給される。
【００９７】
（ピーク検出回路）
ピーク検出回路３２は、ガード相関信号がピークとなるピークタイミングＮｐ、並びに、そのピークタイミングＮｐでのガード相関信号の位相値θｐを発生する回路である。
【００９８】
ピーク検出回路３２には、累積加算周期Ｔというパラメータが設定されている。累積加算周期Ｔは、ピークタイミング値Ｎｐの発生周期となる。つまり、ピーク検出回路３２からは、累積加算周期Ｔ毎に、１つのピークタイミング値Ｎｐが出力される。また、累積加算周期Ｔは、ＯＦＤＭシンボル長のＭ倍（Ｍは自然数）となっており、ピーク検出回路３２は、この周期毎に、ガード相関信号に対してＯＦＤＭシンボル単位での累積を行う。また、ピーク検出回路３２は、累積加算周期Ｔ毎（Ｍシンボル毎）にピークタイミング値Ｎｐを発生するのに対して、１シンボル毎に位相値θｐを発生する。
【００９９】
ピーク検出回路３２は、図３に示すように、二乗回路４１と、角度変換回路４２と、シンボル長カウンタ４３と、累加算制御回路４４と、検出タイミング制御回路４５と、セレクタ４６と、メモリ４７と、加算回路４８と、最大値検出回路４９とを有している。
【０１００】
ガード相関検出回路３１から出力されたガード相関信号は、二乗回路４１及び角度変換回路４２に供給される。
【０１０１】
二乗回路４１は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算する。加算した結果、図４（Ｅ）に示すような、ガード相関信号の振幅成分を示した、二乗信号（｛ＣＩ２＋ＣＱ２｝（ｔ））が生成される。ガード相関信号の二乗信号は、セレクタ４６及び加算回路４８に供給される。
【０１０２】
角度変換回路４２は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）に対してＴａｎ−１（ＣＱ／ＣＩ）の演算を行い、ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）を求める。ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）は、最大値検出回路４９に供給される。
【０１０３】
シンボル長カウンタ４３は、動作クロックをカウントするカウンタである。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、０からＮｓ−１までが１ずつインクリメントされ、Ｎｓ−１を超えると０に戻るように巡回する。つまり、シンボル長カウンタ４３は、図４（Ｉ）に示すように、そのカウント値Ｎが、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数（Ｎｓ）で１周期となっている。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、累加算制御回路４４、検出タイミング制御回路４５及び最大値検出回路４９に供給される。また、シンボル長カウンタ４３は、図４（Ｋ）に示すようなカウント値Ｎが０となったタイミングで１クロック分Ｈｉｇｈ（１）となる有効フラグを発行する。この有効フラグは、シンボルタイミングを示すフラグとなる。
【０１０４】
累加算制御回路４４は、シンボル長カウンタ４３の巡回回数をカウントする制御回路である。累加算制御回路４４は、例えばカウント値Ｎが０となったタイミングや桁上がり信号をカウントすることにより、シンボル長カウンタ４３の巡回回数をカウントする。また、累加算制御回路４４は、シンボル長カウンタ４３の巡回回数を、１からＭまで巡回的にカウントする。つまり、累加算制御回路４４のカウント値は、シンボル長カウンタ４３が１周期分（１シンボル分）のカウントを終える毎に、内部のカウント値を１ずつインクリメントされ、Ｍを超えると１に戻るように巡回する。つまり、累加算制御回路４４は、図４（Ｇ）に示すような累積加算周期Ｔで１周期となる巡回カウンタであり、そのカウント値が累積加算周期Ｔ内におけるカウンタ値Ｎの現在の巡回回数を示すこととなる。
【０１０５】
さらに、累加算制御回路４４は、そのカウント値に応じて、セレクタ４６を切り換える切換信号を発生する。累加算制御回路４４は、累積加算期間Ｔ内における一巡目（例えばカウント値が１）のときには、セレクタ４６を二乗回路４１側に切り換え、累積加算期間Ｔ内における二巡目以降（カウント値が２〜Ｍ）のときには、セレクタ４６を加算回路４８側に切り換える切換信号を発生する。
【０１０６】
検出タイミング制御回路４５は、最大値検出区間を決定する。最大値検出区間は、図４（Ｇ）に示すように、シンボル長カウンタ４３のカウンタ値Ｎが累積加算期間Ｔ内における最終巡回にあるときの区間である。検出タイミング制御回路４５は、累加算制御回路４４内のカウント値を参照し、シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎが累積加算周期Ｔにおける最終巡回のとき（つまり、累加算制御回路４４のカウント値がＭのとき）に、最大値検出回路４９に対して最大値検出処理を行わせるための許可信号を発行する。
【０１０７】
セレクタ４６は、ガード相関信号の振幅成分を示す二乗信号及び加算器４８から出力された信号が入力され、いずれか一方の信号を選択して出力する。セレクタ４６は、累加算制御回路４４から与えられる切換信号に応じて、出力する信号を切り換える。具体的には、累積加算周期Ｔ内におけるカウント値Ｎの一巡目には二乗回路４１から出力された信号を出力し、累積加算周期Ｔ内におけるカウント値Ｎの二巡目以降には加算回路４８から出力された信号を出力する。セレクタ４６から出力される信号は、メモリ４７及び最大値検出回路４９に供給される。
【０１０８】
メモリ４７は、シンボル長カウンタ４３のカウント数（Ｎｓ）分のサンプルを格納する領域を有している。つまり、メモリ４７は、１シンボル長分のサンプルを格納する領域を有している。メモリ４７は、セレクタ４６から出力された信号を、１サンプル毎に格納していき、各サンプルをそれぞれ１シンボル期間分保持したのち出力する。つまり、メモリ４７は、セレクタ４６から出力された信号を１シンボル期間分遅延させて出力する。
【０１０９】
加算回路４８には、二乗回路４１から出力されたガード相関信号の振幅成分を示す二乗信号と、メモリ４７から出力された信号が入力される。加算回路４８に入力される２つの信号は、タイミングが１シンボル分ずれているが、加算するサンプル点同士のシンボル内におけるタイミングは一致している。加算回路４８は、入力された２つの信号を１サンプル毎に加算して出力する。この結果、加算回路４８からは、図４（Ｆ）に示すような、ガード相関信号の振幅成分を、シンボル単位で重ね合わせて、累積加算周期Ｔの期間分累積した累積信号が出力される。なお、この累積信号は、セレクタ４６が累積加算周期Ｔに一回、累積処理がリセットするので、Ｍシンボル周期で累積処理が繰り返えされることとなる。
【０１１０】
最大値検出回路４９には、セレクタ４６から出力された累積信号、並びに、角度変換回路４２から出力された位相成分が入力される。
【０１１１】
最大値検出回路４９は、検出タイミング制御回路４５から最大値検出区間を特定する許可信号が発生されているときに、累積信号の各サンプル点のレベルを監視し、最もレベルの高いサンプル点を見つけ出す。なお、最大値検出区間は、Ｍシンボル分のガード相関信号の振幅成分が累積された区間となる。従って、最大値検出回路４９は、Ｍシンボル分の振幅成分を累積した結果に対してレベルを監視することとなる。
【０１１２】
最大値検出回路４９は、図４（Ｊ）に示すように、見つけ出した最大レベルのサンプルタイミングでのシンボル長カウンタ４３のカウント値を検出する。この検出したカウント値がガード相関信号の最大値時刻を示すピークタイミング値Ｎｐとなる。このピークタイミング値Ｎｐは、累積加算周期Ｔ毎、つまり、Ｍシンボル毎に更新される。
【０１１３】
それとともに、最大値検出回路４９は、Ｍシンボル毎に更新されるピークタイミング値Ｎｐを格納しておく。最大値検出回路４９は、この格納されたピークタイミング値Ｎｐとシンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎを比較して、その値が一致したときに、図４（Ｌ）に示すように、角度変換回路４２から出力された位相成分を取り込んで、出力する。つまり、Ｍシンボル毎に更新されるピークタイミング値Ｎｐの値に基づき、１シンボル毎に位相成分を検出して、出力する。この位相成分が、ガード相関信号の最大値時刻での位相値θｐとなる。
【０１１４】
ピーク検出回路３２から出力されるピークタイミング値Ｎｐは、タイミング同期回路１３に供給され、ＯＦＤＭシンボルの境界位置の算出処理に用いられる。ピーク検出回路３２から出力される位相値θｐは、１シンボル毎に狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４に供給され、狭帯域のキャリア周波数誤差の算出に用いられる。
【０１１５】
このようにピーク検出回路３２では、ガード相関信号をシンボル単位で重ね合わせて、Ｍ個のシンボルにわたりガード相関信号を累積した累積信号を生成している。そして、ピーク検出回路３２では、この累積信号に対して最大値の検索を行って最大値タイミングを検出している。そのため、ピーク検出回路３２では、例えば、伝送路の状態が悪化していたり、受信信号にノイズが含まれていたりしていても、誤差成分が平均化され、正確な最大値タイミング及び位相値を検出することができる。さらに、ピーク検出回路３２では、正確に算出された最大値タイミングに基づき位相成分を算出する。位相成分は、Ｍシンボル毎ではなく、１シンボル毎に算出されるので、後段の狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４による狭帯域のキャリア周波数誤差の補正制御の収束速度を早くすることができる。
【０１１６】
キャリア周波数誤差算出回路
つぎに、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４及び広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５について説明をする。
【０１１７】
図５に、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４及び広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５のブロック構成図を示す。
【０１１８】
（狭帯域キャリア周波数誤差）
狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４から出力される位相値θｐは、ベースバンドＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の中心周波数のずれ量を示している。狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４は、この位相値θｐを平均化するとともに、位相値θｐを累積加算してＮＣＯ１７に与える制御量に変換する回路である。
【０１１９】
狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４は、図５に示すように、移動平均フィルタ５１と、累積加算回路５２とを有している。
【０１２０】
移動平均フィルタ５１には、ガード相関／ピーク検出回路１２から出力された位相値θｐ及び有効フラグが入力される。位相値θｐが転送されてくる周期は、１シンボル周期である。
【０１２１】
移動平均フィルタ５１は、１シンボル毎に入力されてくる位相値θｐに対して、タップ数Ｘ（Ｘは自然数）の移動平均を算出する回路である。
【０１２２】
移動平均フィルタ５１は、例えば、Ｘ個のイネーブル機能付きのレジスタ群から構成されたシフトレジスタと、各レジスタに格納されている値の総和を演算する加算器と、加算器の出力値に１／Ｘを乗算する乗算器とから構成されている。シフトレジスタの各レジスタのイネーブルポートには有効フラグが入力され、初段のレジスタにはガード相関／ピーク検出回路１２から出力された位相値θｐが入力される。このようなシフトレジスタは、有効フラグに同期して格納値を次のレジスタに転送する。つまり、シフトレジスタは、１シンボル毎に格納値の転送を行う。加算器は、シフトレジスタに格納されている連続したＸ個の位相値θｐを全て加算して、Ｘ個の位相値θｐの移動和を算出する。乗算器は、Ｘ個の位相値θｐの移動和に対して１／Ｘを乗算することによって、Ｘ個の位相値θｐの移動平均を算出する。移動平均フィルタ５１は、この乗算器の乗算結果を出力する。
【０１２３】
移動平均フィルタ５１によりＸタップの移動平均値とされた位相値θｐは、累積加算回路５２に供給される。
【０１２４】
累積加算回路５２は、１タップのレジスタ５２ａと、加算器５２ｂとから構成されている。レジスタ５２ａは、イネーブル機能付きのレジスタで、イネーブルポートに有効フラグが入力され、入力ポートに加算器５２ｂの出力値が入力される。レジスタ５２ａは、加算器５２ｂから出力される加算結果を１サンプル分（１シンボル分）遅延させる遅延器として機能する。加算器５２ｂは、移動平均フィルタ５１から出力された移動平均化された位相値θｐと、レジスタ５２ｂの格納値とを加算して出力する。累積加算回路５２は、加算器５２ｂの加算結果を出力する。
【０１２５】
このように累積加算回路５２では、移動平均化された位相値θｐを累積加算する。すなわち、累積加算回路５２では、現在の制御量（累積加算回路５２から出力されている値）に対して、誤差量（位相値θｐ）を加算することによって、新たな制御量を生成している。
【０１２６】
以上のような狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４では、この累積加算回路５２から出力される値を、狭帯域キャリア周波数誤差として加算回路１６に出力する。この狭帯域キャリア周波数誤差は、加算回路１６により広帯域キャリア周波数誤差と加算されたのちＮＣＯ１７に供給され、その結果、キャリア周波数誤差補正回路８に供給する周波数補正信号の周波数が制御される。
【０１２７】
従って、狭帯域キャリア周波数誤差の制御では、狭帯域キャリア周波数誤差の補正制御の同期が安定する前は、累積加算回路５２から出力される狭帯域キャリア周波数誤差値が変動する。それに対して、狭帯域キャリア周波数誤差の補正制御の同期が安定した後は、移動平均化された位相値θｐが０となり、累積加算回路５２から出力される狭帯域キャリア周波数誤差値が一定となる。
【０１２８】
（広帯域キャリア周波数誤差）
広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５は、ベースバンドＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔の精度の中心周波数のずれ量を算出し、そのずれ量を累積加算してＮＣＯ１７に与える制御量に変換する回路である。
【０１２９】
広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５は、図５に示すように、誤差量算出回路５３と、累積加算回路５４とを有している。
【０１３０】
誤差量算出回路５３には、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号がフィードバックされて入力される。誤差量算出回路５３は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に基づき、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔の精度の中心周波数のずれ量を算出する。
【０１３１】
誤差量算出回路５３による広帯域キャリア周波数誤差成分の算出原理について簡単に説明する。
【０１３２】
ＯＦＤＭ信号には、一般に、位相及び振幅がある特定の条件に定められているパイロット信号が含まれている。このパイロット信号は、特定の位相及び振幅を常に表している信号であり、有効シンボル内の特定のサブキャリアに挿入されている。有効シンボル内に含まれるパイロット信号の数、及び、その挿入位置の配置パターンは、予め規格により定められている。誤差量算出回路５３は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、例えば時間的に前後したシンボル間で２回の差動復調を行うことによってパイロット信号の位相の変化速度を抽出する。そして、抽出したパイロット信号の変化速度に基づき、ベースバンドＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔の精度の中心周波数のずれ量を算出する。
【０１３３】
誤差量算出回路５３は、例えば以上のように算出されたベースバンドＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔の精度の中心周波数のずれ量を、累積加算回路５４に出力する。
【０１３４】
累積加算回路５４は、１タップのレジスタ５４ａと、加算器５４ｂとから構成されている。レジスタ５４ａは、イネーブル機能付きのレジスタで、イネーブルポートには誤差量算出回路５３から発生されるずれ量成分の有効フラグが入力され、入力ポートに加算器５４ｂの出力値が入力される。レジスタ５４ａは、加算器５４ｂから出力される加算結果を１サンプル分遅延させる遅延器として機能する。加算器５４ｂは、誤差量算出回路５３から出力されたずれ量と、レジスタ５４ａの格納値とを加算して出力する。累積加算回路５４は、加算器５４ｂの加算結果を出力する。
【０１３５】
このように累積加算回路５４では、誤差量算出回路５３から出力されたずれ量を累積加算する。すなわち、累積加算回路５４では、現在の制御量（累積加算回路５４から出力されている値）に対して、誤差量（誤差量算出回路５３から出力されたずれ量）を加算することによって、新たな制御量を生成している。
【０１３６】
以上のような広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５では、この累積加算回路５４から出力される値を、広帯域キャリア周波数誤差として加算回路１６に出力する。この広帯域キャリア周波数誤差は、加算回路１６により狭帯域キャリア周波数誤差と加算されたのちＮＣＯ１７に供給され、その結果、キャリア周波数誤差補正回路８に供給する補正信号の周波数が制御される。
【０１３７】
第１の実施の形態の効果
以上のように、本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、ガード相関信号をシンボル単位で重ね合わせて、Ｍ個のシンボルにわたりガード相関信号を累積した累積信号を生成し、この累積信号に対して最大値の検索を行って最大値タイミングを検出する。このため、ＯＦＤＭ受信装置１では、例えば、伝送路の状態が悪化していたり、受信信号にノイズが含まれていたりしていても、その誤差成分が除去され、正確な最大値タイミング及び位相成分を検出することができる。従って、ＯＦＤＭ受信装置１では、シンボル境界位置の同期制御並びに狭帯域のキャリア周波数補正制御を、より正確に行うことができる。さらに、ＯＦＤＭ受信装置１では、位相成分は、Ｍシンボル毎ではなく、１シンボル毎に算出されるので、狭帯域のキャリア周波数誤差の補正制御の収束速度を早くすることができる。
【０１３８】
第１の変形例
つぎに、上述したピーク検出回路３２を変形した第１の変形例について、図６〜図１２を参照して説明をする。
【０１３９】
図６〜図１２に示すピーク検出回路３２は、図３に示したピーク検出回路に代えて、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置、並びに、後述する第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に適用することが可能である。これら図６〜図１２に示す変形例では、Ｍ個（Ｍは自然数）のシンボル毎にガード相関信号を累積して、Ｍ個のシンボルに１回のピークタイミング値Ｎｐを出力し、１シンボルに１回の位相値θｐを出力する回路である。
【０１４０】
以下、第１の変形例を説明するにあたり、図３に示したピーク検出回路内の構成要素と同一の機能を有する構成要素については、図面中に同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。
【０１４１】
図６に示すピーク検出回路３２は、図３に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。振幅回路６１は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算し、さらにその加算結果の平方根を算出する回路である。振幅回路６１から出力される振幅信号は、セレクタ４６及び加算回路４８に供給される。
【０１４２】
図７に示すピーク検出回路３２は、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をする回路である。そのため、図７に示すピーク検出回路３２では、セレクタ４６、メモリ４７及び加算回路４８を、全て複素信号を取り扱う回路としている。また、セレクタ４６及び加算回路４８に対して、そのままガード相関検出回路３１から出力されるガード相関信号を入力している。また、二乗回路４１及び角度変換回路４２は、セレクタ４６の出力信号に対して処理を行い、最大値検出回路４９は、二乗回路４１の出力信号に対して最大値検出を行っている。なお、図７では、角度変換回路４２の入力信号は、セレクタ４６の出力信号（累積された後のガード相関信号）となっているが、累積される前のガード相関信号であってもよい。
【０１４３】
図８に示すピーク検出回路３２は、図７に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。振幅回路６１は、図６に示した振幅回路と同一である。
【０１４４】
図９に示すピーク検出回路３２は、累加算制御回路４４及び検出タイミング制御回路４５に対して、累加算数Ｍを外部のコントローラやユーザにより設定可能とした回路である。図９に示すピーク検出回路３２は、外部から累加算制御回路４４及び検出タイミング制御回路４５に対して累加算数Ｍを設定できるパスを備えている。累加算制御回路４４及び検出タイミング制御回路４５は、外部からの設定入力に応じて、内部に設定されている累加算数Ｍの値を変更する。
【０１４５】
図１０に示すピーク検出回路３２は、図９に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。振幅回路６１は、図６に示した振幅回路と同一である。
【０１４６】
図１１に示すピーク検出回路３２は、図９に示すピーク検出回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をする回路としたものである。累加算制御回路４４及び検出タイミング制御回路４５以外の構成要素は、図７に示した回路と同一である。なお、図１１では、角度変換回路４２の入力信号は、セレクタ４６の出力信号（累積された後のガード相関信号）となっているが、累積される前のガード相関信号であってもよい。
【０１４７】
図１２に示すピーク検出回路３２は、図１１に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。振幅回路６１は、図６に示した振幅回路と同一である。
【０１４８】
第２の変形例
つぎに、ピーク検出回路３２を変形した第２の変形例について、図１３を参照して説明をする。
【０１４９】
図１３に示すピーク検出回路６０は、図３に示したピーク検出回路に代えて、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置、並びに、後述する第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に適用することが可能である。図１３に示すピーク検出回路は、Ｍシンボル分の上記ガード相関信号を累積して、１シンボルに１回のピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐを出力する回路である。
【０１５０】
なお、以下の第２の変形例を説明するにあたり、図３に示したピーク検出回路内の構成要素と同一の機能を有する構成要素については、図面中に同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。
【０１５１】
図１３に示すピーク検出回路６０には、累積加算周期Ｔというパラメータが設定されている。累積加算周期Ｔは、ＯＦＤＭシンボルのＭ倍（Ｍは自然数）となっており、ピーク検出回路６０は、ガード相関信号に対してこの累積加算周期分の累積処理を行う。
【０１５２】
ピーク検出回路６０は、図１３に示すように、二乗回路４１と、角度変換回路４２と、シンボル長カウンタ４３と、書き込み制御回路６３と、第１〜第Ｍのメモリ６４−１〜６４−Ｍと、加算回路６５と、最大値検出回路４９とを有している。
【０１５３】
ガード相関検出回路３１から出力されたガード相関信号は、二乗回路４１及び角度変換回路４２に供給される。
【０１５４】
二乗回路４１は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算する。加算した結果、二乗信号（｛ＣＩ２＋ＣＱ２｝（ｔ））が生成される。ガード相関信号の二乗信号は、書き込み制御回路６３に供給される。
【０１５５】
角度変換回路４２は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）に対してＴａｎ−１（ＣＱ／ＣＩ）の演算を行い、ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）を求める。ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）は、最大値検出回路４９に供給される。
【０１５６】
シンボル長カウンタ４３は、動作クロックをカウントするカウンタである。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、０からＮｓ−１までが１ずつインクリメントされ、Ｎｓ−１を超えると０に戻るように巡回する。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、書き込み制御回路６３及び最大値検出回路４９に供給される。また、シンボル長カウンタ４３は、カウント値Ｎが０となったタイミングで１クロック分Ｈｉｇｈ（１）となる有効フラグを発行する。
【０１５７】
書き込み制御回路６３は、Ｍ個のメモリ６４−１〜６４−Ｍのうちいずれか一つを選択し、選択したメモリに対して、二乗回路４１から出力される二乗信号を書き込む。書き込み制御回路６３は、シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎが０になったタイミングや桁上がり信号が発行されたタイミングで、選択するメモリを切り換える。書き込み制御回路６３は、例えば、第１のメモリ６４−１→第２のメモリ６４−２→第３のメモリ６４−３→第４のメモリ６４−４→…といったように、メモリの番号を１つずつインクリメントしていくように切り換えていく。そして、最終のメモリ（第Ｍのメモリ６４−Ｍ）の次には、また最初の第１のメモリ６４−１を選択する。すなわち、書き込み制御回路６３は、シンボル長カウンタ４３の一周期毎に、Ｍ個のメモリ６４−１〜６４−Ｍを巡回的に選択する。そして、書き込み制御回路６３は、選択しているメモリ６４−１〜６４−Ｍに対して、１シンボル長の二乗信号を書き込む。
【０１５８】
第１〜第Ｍの６４−１〜６４−Ｍは、シンボル長カウンタ４３のカウント数（Ｎｓ）分のサンプルを格納する領域を有している。つまり、第１〜第Ｍの６４−１〜６４−Ｍは、１シンボル長分のサンプルを格納する領域を有している。第１〜第Ｍの６４−１〜６４−Ｍは、書き込み制御回路６３から出力された１シンボル長の信号を、次の信号が書き込まれるまで保持する。
【０１５９】
加算回路６５は、第１〜第Ｍのメモリ６４−１〜６４−Ｍに書き込まれている信号を全て読み出して、それらを加算する。なお、各メモリ６４−１〜６４−Ｍには、Ｎｓ個のサンプルデータが格納されているが、加算回路６５は、シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎに同期させてアドレスを指定し、各メモリ６４−１〜６４−Ｍ内の同一のアドレス領域に格納されている１つのサンプルのみを読み出し、それらを加算する。つまり、加算回路６５は、シンボル周期内の同一のサンプリングタイミングの信号同士を加算して出力する。この結果、加算回路６５からは、シンボル単位でＭシンボル範囲の移動和演算がされた二乗信号が、累積信号として出力されることとなる。
【０１６０】
最大値検出回路４９は、加算回路６５から出力された累積信号（１シンボル単位で移動和演算がされた二乗信号）、並びに、角度変換回路４２から出力された位相成分が入力される。
【０１６１】
最大値検出回路４９は、１シンボル毎に、累積信号の各サンプル点のレベルを監視し、最もレベルの高いサンプル点を見つけ出す。最大値検出回路４９は、見つけ出した最大レベルのサンプルタイミングでのシンボル長カウンタ４３のカウント値を検出する。また、最大値検出回路４９は、その最大レベルのサンプルタイミングでの角度変換回路４２から出力される位相も検出する。
【０１６２】
最大値検出回路４９は、有効フラグがＨｉｇｈ（１）とされたタイミングで、検出したカウント値を出力する。このカウント値が、ガード相関信号の最大値時刻を示すピークタイミング値Ｎｐとなる。それとともに、最大値検出回路４９は、有効フラグがＨｉｇｈ（１）とされたタイミングで、検出した位相成分を出力する。この位相成分が、ガード相関信号の最大値時刻での位相値θｐとなる。
【０１６３】
以上のようなピーク検出回路６０では、ガード相関信号をシンボル単位で重ね合わせて、Ｍシンボルの範囲でガード相関信号を移動和演算した累積信号を生成する。このため、ピーク検出回路６０では、検出したピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐをともに１シンボル毎に発生することができる。
【０１６４】
第３の変形例
つぎに、上記第２の変形例のピーク検出回路６０をさらに変形した第３の変形例について、図１４〜図２０を参照して説明をする。
【０１６５】
図１４〜図２０に示すピーク検出回路６０は、図３に示したピーク検出回路に代えて、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置、並びに、後述する第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に適用することが可能である。図１４〜図２０のピーク検出回路は、Ｍシンボル分の上記ガード相関信号を累積して、１シンボルに１回のピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐを出力する回路である。
【０１６６】
なお、以下の第３の変形例を説明をするにあたり、図３に示したピーク検出回路内の構成要素並びに第１及び第２の変形例で示したピーク検出回路内の各構成要素と同一の機能を有する構成要素については、図面中に同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。
【０１６７】
図１４に示すピーク検出回路６０は、図１３に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１６８】
図１５に示すピーク検出回路６０は、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をする回路である。そのため、図１５に示すピーク検出回路６０では、書き込み制御回路６３、第１〜第Ｍのメモリ６４−１〜６４−Ｍ及び加算回路６５は、全て複素信号を取り扱う回路としている。また、書き込み制御回路６３に対して、そのままガード相関検出回路３１から出力されるガード相関信号を入力している。また、二乗回路４１及び角度変換回路４２は、加算回路６５の出力信号に対して処理を行い、最大値検出回路４９は、二乗回路４１の出力信号に対して最大値検出を行っている。なお、図１５では、角度変換回路４２の入力信号は、加算回路６５の出力信号（累積された後のガード相関信号）となっているが、累積される前のガード相関信号であってもよい。
【０１６９】
図１６に示すピーク検出回路６０は、図１５に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１７０】
図１７に示すピーク検出回路６０は、書き込み制御回路６３に対して、累加算数Ｍを外部のコントローラやユーザにより設定可能とした回路である。図１７に示すピーク検出回路６０は、外部から書き込み制御回路６３に対して累加算数Ｍを設定できるパスを備えている。また、図１７に示すピーク検出回路６０は、第１〜第Ｌのメモリ６４−１〜６４−Ｌを備えている。Ｌは、自然数である。書き込み制御回路６３は、外部からの設定入力に応じて、内部に設定されている累加算数Ｍの値を変更する。設定されるＭの値は、Ｌ以下とされている。図１７に示す書き込み制御回路６３は、第１〜第Ｌのメモリ６４−１〜６４−Ｌのうち、第１から第Ｍまでのメモリを選択し、累加算数Ｍを可変制御する。
【０１７１】
図１８に示すピーク検出回路６０は、図１７に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１７２】
図１９に示すピーク検出回路６０は、図１７に示すピーク検出回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をする回路としたものである。書き込み制御回路６３以外の構成要素は、図１５に示した回路と同一である。なお、図１９では、角度変換回路４２の入力信号は、加算回路６５の出力信号（累積された後のガード相関信号）となっているが、累積される前のガード相関信号であってもよい。
【０１７３】
図２０に示すピーク検出回路６０は、図１９に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１７４】
第４の変形例
つぎに、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１のピーク検出回路３２を変形した第４の変形例について、図２１を参照して説明をする。
【０１７５】
図２１に示すピーク検出回路７０は、図３に示したピーク検出回路に代えて、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置、並びに、後述する第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に適用することが可能である。図２１に示すピーク検出回路７０は、ガード相関信号を完全に累積して、１シンボルに１回のピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐを出力する回路である。
【０１７６】
なお、以下の第４の変形例を説明をするにあたり、図３に示したピーク検出回路内の構成要素と同一の機能を有する構成要素については、図面中に同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。
【０１７７】
図２１に示すピーク検出回路７０は、二乗回路４１と、角度変換回路４２と、シンボル長カウンタ４３と、積分器７１と、最大値検出回路４９とを有している。
【０１７８】
ガード相関検出回路３１から出力されたガード相関信号は、二乗回路４１及び角度変換回路４２に供給される。
【０１７９】
二乗回路４１は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算する。加算した結果、二乗信号（｛ＣＩ２＋ＣＱ２｝（ｔ））が生成される。ガード相関信号の二乗信号は、積分器７１に供給される。
【０１８０】
角度変換回路４２は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）に対してＴａｎ−１（ＣＱ／ＣＩ）の演算を行い、ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）を求める。ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）は、最大値検出回路４９に供給される。
【０１８１】
シンボル長カウンタ４３は、動作クロックをカウントするカウンタである。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、０からＮｓ−１までが１ずつインクリメントされ、Ｎｓ−１を超えると０に戻るように巡回する。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、書き込み制御回路６３及び最大値検出回路４９に供給される。また、シンボル長カウンタ４３は、カウント値Ｎが０となったタイミングで１クロック分Ｈｉｇｈ（１）となる有効フラグを発行する。
【０１８２】
積分器７１は、メモリ７１ａと、加算器７１ｂとから構成されている。
【０１８３】
メモリ７１ａは、シンボル長カウンタ４３のカウント数（Ｎｓ）分のサンプルを格納する領域を有している。つまり、メモリ７１ａは、１シンボル長分のサンプルを格納する領域を有している。メモリ７１ａは、加算器７１ｂから出力された信号を、１サンプル毎に格納していき、各サンプルをそれぞれ１シンボル期間分保持したのち出力する。つまり、メモリ７１ａは、加算器７１ｂから出力された信号を１シンボル期間分遅延させて出力する。
【０１８４】
加算器７１ｂには、二乗回路４１から出力されたガード相関信号の振幅成分を示す二乗信号と、メモリ７１ａから出力された信号が入力される。加算器７１ｂに入力される２つの信号は、タイミングが１シンボル分ずれているが、加算するサンプル点同士のシンボル内におけるタイミングは一致している。加算器７１ｂは、入力された２つの信号を１サンプル毎に加算して出力する。この結果、加算器７１ｂからは、ガード相関信号の振幅成分を、シンボル単位で重ね合わせた累積信号が出力される。
【０１８５】
このような積分器７１の出力値は、累積信号として最大値検出回路４９に供給される。
【０１８６】
最大値検出回路４９は、積分器７１から出力された累積信号（１シンボル単位で積分演算がされた二乗信号）、並びに、角度変換回路４２から出力された位相成分が入力される。
【０１８７】
最大値検出回路４９は、１シンボル毎に、累積信号の各サンプル点のレベルを監視し、最もレベルの高いサンプル点を見つけ出す。最大値検出回路４９は、見つけ出した最大レベルのサンプルタイミングでのシンボル長カウンタ４３のカウント値を検出する。また、最大値検出回路４９は、その最大レベルのサンプルタイミングでの角度変換回路４２から出力される位相も検出する。
【０１８８】
最大値検出回路４９は、有効フラグがＨｉｇｈ（１）とされたタイミングで、検出したカウント値を出力する。つまり、１シンボル毎に、検出したカウント値を出力する。このカウント値が、ガード相関信号の最大値時刻を示すピークタイミング値Ｎｐとなる。それとともに、最大値検出回路４９は、有効フラグがＨｉｇｈ（１）とされたタイミングで、検出した位相成分を出力する。この位相成分が、ガード相関信号の最大値時刻での位相値θｐとなる。
【０１８９】
以上のようなピーク検出回路８０では、ガード相関信号をシンボル単位で重ね合わせて、ガード相関信号を完全積分した累積信号を生成する。このため、ピーク検出回路７０では、検出したピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐをともに１シンボル毎に発生することができる。
【０１９０】
第５の変形例
つぎに、上記第４の変形例のピーク検出回路７０をさらに変形した第５の変形例について、図２２〜図２８を参照して説明をする。
【０１９１】
図２２〜図２８に示すピーク検出回路７０は、図３に示したピーク検出回路に代えて、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置、並びに、後述する第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に適用することが可能である。図２２〜図２８のピーク検出回路は、Ｍシンボル分のガード相関信号を累積して、１シンボルに１回のピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐを出力する回路である。
【０１９２】
なお、以下の第４の変形例を説明をするにあたり、図２１に示したピーク検出回路内の構成要素と同一の機能を有する構成要素については、図面中に同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。
【０１９３】
図２２に示すピーク検出回路７０は、図２１に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１９４】
図２３に示すピーク検出回路７０は、複素信号であるガード相関信号をまず積分し、その累積信号に対して二乗演算をする回路である。そのため、図２３に示すピーク検出回路７０では、積分器７１が複素信号を取り扱う回路としている。また、積分器７１に対して、そのままガード相関検出回路３１から出力されるガード相関信号を入力している。また、二乗回路４１及び角度変換回路４２は、積分器７１の出力信号に対して処理を行い、最大値検出回路４９は、二乗回路４１の出力信号に対して最大値検出を行っている。なお、図２３では、角度変換回路４２の入力信号は、積分器７１の出力信号（累積された後のガード相関信号）となっているが、累積される前のガード相関信号であってもよい。
【０１９５】
図２４に示すピーク検出回路７０は、図２３に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１９６】
図２５に示すピーク検出回路７０は、図２１に示すピーク検出回路の積分器７１をローパスフィルタ７２に変更したものである。つまり、加算器７１ｂの入力部分に所定の係数（ｋ１，ｋ２）を乗算する乗算器７２ａ，７２ｂを設けたローパスフィルタ７２を、積分器７１に代えて設けたものである。
【０１９７】
図２６に示すピーク検出回路７０は、図２２に示すピーク検出回路の積分器７１をローパスフィルタ７２に変更したものである。ローパスフィルタ７１は、図２５に示したものと同一である。
【０１９８】
図２７に示すピーク検出回路７０は、図２３に示すピーク検出回路の積分器７１をローパスフィルタ７２に変更したものである。ローパスフィルタ７１は、図２５に示したものと同一である。
【０１９９】
図２８に示すピーク検出回路７０は、図２４に示すピーク検出回路の積分器７１をローパスフィルタ７２に変更したものである。ローパスフィルタ７１は、図２５に示したものと同一である。
【０２００】
第６の変形例
つぎに、上記第６の変形例について説明をする。
【０２０１】
第６の変形例は、上述した実施の形態並びに各変形例のピーク検出回路内に設けられている二乗回路４１及び振幅回路６１の変形例である。
【０２０２】
二乗回路４１及び振幅回路６１は、例えば、図２９に示すように、演算器７４と、セレクタ７５とにより構成してもよい。
【０２０３】
演算器７４は、複素信号に対して二乗演算又は振幅演算を行う回路である。セレクタ７５は、演算回路７４の出力信号、及び、入力される複素信号のうちの実数信号の２つの信号が入力され、その２つの信号のうち一方を出力する。
【０２０４】
セレクタ７５は、同期確立フラグに応じて切り換えられる。同期確立フラグは、シンボル同期処理やキャリア周波数誤差の同期処理等の同期が確立しているか、確立していないかを示すフラグである。例えばコントローラ等は、復調や復号の状態を判断して、同期確立フラグを発行する。シンボル同期処理やキャリア周波数誤差の同期処理等の同期が確立していないと同期確立フラグに示されている場合には、セレクタ７５は、演算回路７４からの出力信号を選択する。一方、シンボル同期処理やキャリア周波数誤差の同期処理等の同期が確立したと同期確立フラグに示されている場合には、実数信号を選択する。
【０２０５】
ガード相関信号は、復調の同期処理が確立した後には、一般に実数成分に信号が集中し、虚数成分には、ノイズ、伝送路状態の影響による誤差、ガードインターバル以外での相関値がレベルに多く含まれてしまうが、この変形例では、同期確立後には実数成分のみを用いて処理を行うので、同期確立後にはノイズ等の影響を除去しながら正確なキャリア周波数誤差の補正をすることができる。
【０２０６】
第２の実施の形態
つぎに、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【０２０７】
なお、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のうちの狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４を変更した装置である。従って、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路以外の構成要素が第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１と同一である。
【０２０８】
また、第２の実施の形態の説明では、上記変更部分及びその関連部分についてのみ説明をし、他の構成要素についての説明は省略する。ただし、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置では、ガード相関信号を累積するガード相関／ピーク検出回路１２を用いずに、従来のガード相関／ピーク検出回路を用いてもよい。
【０２０９】
本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、図３０に示すように、キャリア周波数誤差補正回路８と、広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５と、加算回路１６と、ＮＣＯ１７と、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０とを備えている。
【０２１０】
（狭帯域キャリア周波数誤差）
狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、移動平均フィルタ８１と、遅延補償累積加算回路８２とを有している。
【０２１１】
移動平均フィルタ８１には、ガード相関／ピーク検出回路１２から出力された位相値θｐ及び有効フラグが入力される。位相値θｐが転送されてくる周期は、１シンボル周期である。
【０２１２】
移動平均フィルタ８１は、１シンボル毎に入力されてくる位相値θｐに対して、タップ数Ｘの移動平均を算出する回路である。この第２の実施の形態においては、Ｘは２以上の偶数である。
【０２１３】
移動平均フィルタ８１は、例えば、Ｘ個のイネーブル機能付きのレジスタ群から構成されたシフトレジスタと、各レジスタに格納されている値の総和を演算する加算器と、加算器の出力値に１／Ｘを乗算する乗算器とから構成されている。シフトレジスタの各レジスタのイネーブルポートには有効フラグが入力され、初段のレジスタにはガード相関／ピーク検出回路１２から出力された位相値θｐが入力される。このようなシフトレジスタは、有効フラグに同期して格納値を次のレジスタに転送する。つまり、シフトレジスタは、１シンボル毎に格納値の転送を行う。加算器は、シフトレジスタに格納されている連続したＸ個の位相値θｐを全て加算して、Ｘ個の位相値θｐの移動和を算出する。乗算器は、Ｘ個の位相値θｐの移動和に対して１／Ｘを乗算することによって、Ｘ個の位相値θｐの移動平均を算出する。移動平均フィルタ８１は、この乗算器の乗算結果を出力する。
【０２１４】
移動平均フィルタ８１によりＭタップの移動平均値とされた位相値θｐは、遅延補償累積加算回路８２に供給される。
【０２１５】
遅延補償累積加算回路８２は、Ｘ／２個のレジスタ群から構成されたシフトレジスタ８２ａと、加算器８２ｂとから構成されている。シフトレジスタ８２ａの各レジスタは、イネーブル機能付きのレジスタで、イネーブルポートに有効フラグが入力される。シフトレジスタ８２ａの初段のレジスタには加算器８２ｂの出力値が入力される。このようなシフトレジスタ８２ａは、有効フラグに同期して格納値を次のレジスタに転送する。つまり、シフトレジスタ８２ａは、加算器８２ｂから出力される加算結果を再度加算器８２ｂにフィードバックするパスに設けられ、そのフィードバックパスを通過する値をＸ／２サンプル分遅延させる遅延器として機能する。
【０２１６】
加算器８２ｂは、移動平均フィルタ８１から出力された移動平均化された位相値θｐと、シフトレジスタ８２ｂの最終段のレジスタの格納値とを加算して出力する。
【０２１７】
このような遅延補償累積加算回路８２は、加算器８２ｂの加算結果を出力する。
【０２１８】
狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０では、遅延補償累積加算回路８２から出力される値を、狭帯域キャリア周波数誤差として加算回路１６に出力する。この狭帯域キャリア周波数誤差は、加算回路１６により広帯域キャリア周波数誤差と加算されたのちＮＣＯ１７に供給され、その結果、キャリア周波数誤差補正回路８に供給する周波数補正信号の周波数が制御される。
【０２１９】
（第２の実施の形態の効果）
以上のように狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０では、Ｘタップで移動平均化された位相値θｐを、その２分の１のタップ数のＸ／２タップの遅延器を用いて累積加算する。
【０２２０】
従って、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０では、移動平均時の遅延時間を累積加算器により補償して出力することができる。そのため、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０では、動作開始時における応答を早くし、フィードバックループの安定性を向上させることができ、より正確にキャリア周波数の補正を行うことができる。
【０２２１】
（第２の実施の形態の変形例）
また、以上のような狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、図３１に示すように構成してもよい。
【０２２２】
図３１に示す狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、シフトレジスタ８２ａの各レジスタ、並びに、ＮＣＯ１７に、外部から設定される初期値をロードするパスが設けられている。この図３１に示す狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、復調の開始時に、規格上のキャリア周波数と、当該ＯＦＤＭ受信装置のデジタル直交復調回路に設定されているキャリア周波数との差分周波数を、上記初期値としてロードする。このように復調の開始時に初期値をロードすることによって、復調開始時における初期の狭帯域キャリア周波数誤差を少なくし、制御ループが安定化するまでの時間を短縮することができる。
【０２２３】
また、以上のような狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、図３２に示すように構成してもよい。
【０２２４】
図３２に示す狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、シフトレジスタ８２ａの全てのレジスタの後段に加算器を設けている。各加算器は、前段のレジスタの出力値と、広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５から出力された広帯域キャリア周波数誤差を加算し、その加算結果を次段のレジスタに転送している。
【０２２５】
このように狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０を構成することによって、狭帯域キャリア周波数誤差と広帯域キャリア周波数誤差とを加算してＮＣＯ１７に供給する加算器１６を設けずに、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０の出力値をそのままＮＣＯ１７に供給する構成とすることができる。
【０２２６】
【発明の効果】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、ガード相関信号の伝送シンボル周期内における同一位相の信号成分を累積して累積信号を生成し、この累積信号のピークタイミングを検出し、検出したピークタイミングにおけるガード相関信号又は累積信号の位相成分を１伝送シンボル毎に算出して出力する。そして、このＯＦＤＭ復調装置では、算出した位相成分に基づきＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正する。
【０２２７】
このことから本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、狭帯域のキャリア周波数誤差を正しく算出して正確にキャリア周波数誤差を補正するとともに、キャリア周波数誤差の収束速度を早くすることができる。
【０２２８】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、ガード相関検出手段により検出された位相成分のＸサンプル（Ｘは２以上の偶数。）に対する移動平均を算出する移動平均部と、移動平均部から出力された移動平均結果値に対して、タップ数がＸ／２の積分を行う積分部とを有し、当該積分部の積分結果に基づきＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正する。
【０２２９】
このことから本発明にかかるＯＦＤＭ復調装置では、動作開始時における積分部の応答を早くし、狭帯域のキャリア周波数誤差を検出してＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を補正するフィードバックループの回路安定性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のガード相関／ピーク検出回路のブロック構成図である。
【図３】第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のピーク検出回路のブロック構成図である。
【図４】第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のガード相関／ピーク検出回路内の各信号のタイミングチャートである。
【図５】第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の狭帯域キャリア周波数誤差算出回路及び広帯域キャリア周波数誤差算出回路のブロック構成図である。
【図６】図３に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図７】図３に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図８】図７に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図９】図３に示す回路を、累加算制御回路及び検出タイミング制御回路に対して、累加算数を外部のコントローラやユーザにより設定可能とするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１０】図９に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１１】図９に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１２】図１１に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１３】複数のメモリを設けて累積を行うピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１４】図１３に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１５】図１３に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１６】図１５に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１７】図１３に示す回路を、累加算制御回路及び検出タイミング制御回路に対して、累加算数を外部のコントローラやユーザにより設定可能とするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１８】図１７に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１９】図１７に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２０】図１１に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２１】積分器を設けて累積を行うピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２２】図２１に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２３】図２１に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２４】図２３に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２５】図２１に示す積分器に代えてローパスフィルタを設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２６】図２５に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２７】図２５に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２８】図２７に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２９】上記の各ピーク検出回路で用いられる二乗回路及び振幅回路の変形例を示すブロック構成図である。
【図３０】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に備えられる狭帯域キャリア周波数誤差算出回路のブロック構成図である。
【図３１】図３０に示す狭帯域キャリア周波数誤差算出回路に初期値のロード機能を設けた回路のブロック構成図である。
【図３２】図３０に示す狭帯域キャリア周波数誤差算出回路に広帯域キャリア周波数誤差を加算する機能を設けた回路のブロック構成図である。
【図３３】ＯＦＤＭ方式の伝送シンボルについて説明するための図である。
【図３４】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図３５】従来のＯＦＤＭ受信装置の同期回路内の狭帯域キャリア周波数誤差補正処理並びに広帯域キャリア周波数誤差補正処理を行う回路を示すブロック構成図である。
【図３６】従来の狭帯域キャリア周波数誤差補正処理で用いられる各信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ受信装置、２ アンテナ、３ チューナ、４ バンドパスフィルタ、５ Ａ／Ｄ変換回路、６ クロック発生回路、７ ＤＣキャンセル回路、８デジタル直交復調回路、９ キャリア周波数誤差補正回路、１０ ＦＦＴ演算回路、１１ 位相補正回路、１２ ガード相関／ピーク検出回路、１３ タイミング同期回路、１４ 狭帯域キャリア周波数誤差算出回路、１５ 広帯域キャリア周波数誤差算出回路、１６ 加算回路、１７ 数値制御発振回路、１８ フレーム同期回路、１９ 等化回路、２０ デマッピング回路、２１ 伝送路復号回路、２２ 伝送制御情報復号回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の変調信号を復調するＯＦＤＭ復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式と呼ぶ。ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれる変調方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるのでシンボル速度が遅くなり、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなるという特徴を有している。
【０００４】
また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Ｆａｓｔ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００５】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用されることが多い。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）やＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ −Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）といった規格がある。
【０００６】
ＯＦＤＭ方式の伝送シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルと呼ぶ。）は、図３３に示すように、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパスによるシンボル間干渉を許容し、マルチパス耐性を向上させている。
【０００７】
例えばＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格（日本で採用されている地上デジタル音声放送の放送規格）のモード３では、有効シンボル内に、５１２本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は、１２５／１２６≒０．９９２ｋＨｚとなる。また、このＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のモード３では、有効シンボル内の５１２本のサブキャリアのうち、４３３本のサブキャリアに伝送データ系列が変調されている。また、ＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のモード３では、ガードインターバルの時間長が、有効シンボルの時間長の１／４，１／８，１／１６，１／３２のいずれかとなる。
【０００８】
また、ＯＦＤＭ方式では、一般的に、複数の連続するＯＦＤＭシンボルによって構成されたＯＦＤＭ伝送フレームと呼ばれる伝送単位が定められている。ＯＦＤＭ方式では、ＯＦＤＭ伝送フレーム単位で、所定の位相及び振幅のパイロット信号（ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）やＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）と呼ばれている。）、伝送制御情報（ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）やＴＰＳ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）と呼ばれている。）の挿入位置が定められている。ＯＦＤＭ方式では、このようなパイロット信号（ＣＰ，ＳＰ）や伝送制御情報（ＴＭＣＣ，ＴＰＳ）等の情報を伝送することによって、受信機側で各種の同期処理や、復調及び復号の制御を行うことが可能となる。
【０００９】
例えば、ＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格では、２０４ＯＦＤＭシンボルで１つのＯＦＤＭ伝送フレームを形成している。
【００１０】
従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例は、例えば、下記の非特許文献１に示されている。以下、この非特許文献１に基づき作製された従来のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００１１】
図３４に、従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
【００１２】
従来のＯＦＤＭ受信装置１００は、図３４に示すように、アンテナ１０１と、チューナ１０２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３と、Ａ／Ｄ変換回路１０４と、ＤＣキャンセル回路１０５と、デジタル直交復調回路１０６と、ＦＦＴ演算回路１０７と、フレーム抽出回路１０８と、同期回路１０９と、キャリア復調回路１１０と、周波数デインタリーブ回路１１１と、時間デインタリーブ回路１１２と、デマッピング回路１１３と、ビットデインタリーブ回路１１４と、デパンクチャ回路１１５と、ビタビ回路１１６と、バイトデインタリーブ回路１１７と、拡散信号除去回路１１８と、トランスポートストリーム生成回路１１９と、ＲＳ復号回路１２０と、伝送制御情報復号回路１２１と、チャンネル選択回路１２２とを備えている。
【００１３】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１００のアンテナ１０１により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０２に供給される。
【００１４】
アンテナ１０１により受信されたＲＦ信号は、乗算器１０２ａ及び局部発振器１０２ｂからなるチューナ１０２によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ１０３に供給される。局部発振器１０２ｂから発振される受信キャリア信号の発振周波数は、チャンネル選択回路１２２から供給されるチャンネル選択信号に応じて切り換えられる。
【００１５】
チューナ１０２から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ１０３によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路１０４によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路１０５によりＤＣ成分が除去され、デジタル直交復調回路１０６に供給される。
【００１６】
デジタル直交復調回路１０６は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。デジタル直交復調回路１０６から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算回路１０７及び同期回路１０９に供給される。
【００１７】
ＦＦＴ演算回路１０７は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。
【００１８】
ＦＦＴ演算回路１０７は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路１０７は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、その抜き出した信号点が連続していれば、１つのＯＦＤＭシンボルの任意の位置でよい。つまり、その抜き出す信号の範囲の開始位置は、図３３に示すように、ＯＦＤＭシンボルの先頭の境界位置（図３３中のＡの位置）から、ガードインターバルの終了位置（図３３中のＢの位置）までの間のいずれかの位置となる。
【００１９】
ＦＦＴ演算回路１０７により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路１０７により抽出された信号は、フレーム抽出回路１０８、同期回路１０９及びキャリア復調回路１１０に供給される。
【００２０】
フレーム抽出回路１０８は、ＦＦＴ演算回路１０７により復調された信号に基づき、ＯＦＤＭ伝送フレームの境界を抽出するとともに、ＯＦＤＭ伝送フレーム内に含まれているＣＰ，ＳＰ等のパイロット信号，ＴＭＣＣやＴＰＣ等の伝送制御情報を復調し、同期回路１０９及び伝送制御情報復号回路１２１に供給する。
【００２１】
同期回路１０９は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号、ＦＦＴ演算回路１０７により復調された後の各サブキャリアに変調されていた信号、フレーム抽出回路１０８により検出されたＣＰ，ＳＰ等のパイロット信号、及び、チャンネル選択回路１２２から供給されるチャンネル選択信号を用いて、ＯＦＤＭシンボルの境界を算出し、ＦＦＴ回路１０７に対してＦＦＴ演算の演算開始タイミングを設定する。
【００２２】
キャリア復調回路１１０は、ＦＦＴ演算回路１０７から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給され、その信号に対してキャリア復調を行う。例えばＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、キャリア復調回路１１０は、例えば、ＤＱＰＳＫの差動復調又はＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの同期復調を行う。
【００２３】
キャリア復調された信号は、周波数デインタリーブ回路１１１によって周波数方向のデインタリーブ処理がされ、続いて、時間デインタリーブ回路１１２によって時間方向のデインタリーブ処理がされた後、デマッピング回路１１３に供給される。
【００２４】
デマッピング回路１１３は、キャリア復調された信号（複素信号）に対してデータの再割付処理（デマッピング処理）を行い、伝送データ系列を復元する。例えばＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、デマッピング回路１１３は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭに対応したデマッピング処理を行う。
【００２５】
デマッピング回路１１３から出力され伝送データ系列は、ビットデインタリーブ回路１１４、デパンクチャ回路１１５、ビタビ回路１１６、バイトデインタリーブ回路１１７、拡散信号除去回路１１８を通過することにより、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、エネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理が行われ、トランスポートストリーム生成回路１１９に入力される。
【００２６】
トランスポートストリーム生成回路１１９は、例えばヌルパケット等の各放送方式で規定されるデータを、ストリームの所定の位置に挿入する。また、トランスポートストリーム生成回路１１９は、断続的に供給されてくるストリームのビット間隔を平滑化して時間的に連続したストリームとする、いわゆるスムージング処理を行う。スムージング処理がされた伝送データ系列は、ＲＳ復号回路１２０に供給される。
【００２７】
ＲＳ復号回路１２０は、入力された伝送データ系列に対してリードソロモン復号処理を行い、ＭＰＥＧ−２システムズで規定されたトランスポートストリームとして出力する。
【００２８】
伝送制御情報復号回路１２１は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に変調されているＴＭＣＣやＴＰＣといった伝送制御情報を復号する。復号された伝送制御情報は、キャリア復調回路１１０、時間デインタリーブ回路１１２、デマッピング回路１１３、ビットデインタリーブ回路１１４、及び、トランスポートストリーム生成回路１１９に供給され、各回路の復調や再生等の制御に用いられる。
【００２９】
つぎに、同期回路１０９のキャリア周波数誤差の補正制御回路について説明をする。
【００３０】
同期回路１０９は、図３５に示すように、キャリア周波数誤差補正回路１３０と、ＮＣＯ（数値制御発振回路）１３１とを備えている。
【００３１】
キャリア周波数誤差補正回路１３０は、デジタル直交復調回路１０６から出力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して、ＮＣＯ１３１から出力される周波数補正信号（複素信号）を複素乗算する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、周波数補正信号が複素乗算されると、その中心周波数が、当該周波数誤差補正信号の周波数分シフトする。従って、同期回路１０９では、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差の補正（ＯＦＤＭ信号の中心周波数をキャリア周波数に一致させる処理）を行うことができる。
【００３２】
ＮＣＯ１３１から出力される周波数補正信号の発振周波数を制御するため、同期回路１０９では、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に含まれているキャリア周波数誤差（ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量）を算出する。
【００３３】
一般に、ＯＦＤＭの復調では、２種類のキャリア周波数誤差量を独立に検出し、その２種類のキャリア周波数誤差を加算して、ＮＣＯ１３１に与える制御信号としている。２種類のキャリア周波数誤差のうちの一つは、サブキャリアの周波数間隔の精度の周波数誤差である広帯域キャリア周波数誤差であり、もう一つは、サブキャリアの周波数間隔に対して±１／２以下の精度の周波数誤差である狭帯域キャリア周波数誤差である。
【００３４】
同期回路１０９では、広帯域のキャリア周波数誤差を、図３５に示す、周波数誤差算出回路１３２と、累積加算回路１３３とによって算出している。
【００３５】
キャリア周波数誤差算出回路１３２は、ＦＦＴ演算された後の各サブキャリアからパイロット信号を抽出し、そのパイロット信号のシンボル間の回転速度を算出する。パイロット信号の回転速度は、サブキャリアの周波数間隔精度のキャリア周波数誤差量を示す成分である。累積加算回路１３３は、キャリア周波数誤差算出回路１３２から出力された回転速度を累積することにより、ＮＣＯ１３１に与える制御量に変換する。累積加算回路１３３にから出力される制御量は、ＮＣＯ１３１に供給される。
【００３６】
また、同期回路１０９では、狭帯域のキャリア周波数誤差を、図３５に示す、ガードインターバル相関演算回路１３４と、二乗演算回路１３５と、最大値検出回路１３６と、角度変換回路１３７と、移動平均フィルタ１３８と、累積加算回路１３９とにより算出している。
【００３７】
ガードインターバル相関演算回路１３４には、図３６（Ａ）に示すような、キャリア周波数誤差補正回路１３０から出力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号が入力される。ガードインターバル相関演算回路１３４は、図３６（Ｂ）に示すように、入力されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル分遅延させた遅延信号を生成する。ガードインターバル相関演算回路１３４は、遅延していないＯＦＤＭ信号と遅延したＯＦＤＭ信号とを複素乗算し、その信号をガードインターバル長の遅延量の移動和演算を行うことにより、図３６（Ｃ）及び図３６（Ｄ）に示すようなガードインターバル部分の相関値を示す信号（ガード相関信号）を生成する。ガード相関信号は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置で振幅成分がちょうどピークとなる複素信号となる。
【００３８】
二乗演算回路１３５は、ガードインターバル相関演算回路１３４から出力されたガード相関信号（複素信号）の実数成分と虚数成分とをそれぞれ二乗し、二乗した値を加算して、図３６（Ｅ）に示すような、二乗成分を算出する。
【００３９】
最大値検出回路１３６は、図３６（Ｆ）に示すように、二乗成分のピーク位置を検出し、そのピーク位置のタイミング（ピークタイミング）を出力する。
【００４０】
角度変換回路１３７は、ガードインターバル相関演算回路１３４からガード相関信号が入力される。角度変換回路１３７は、図３６（Ｇ）に示すように、最大値検出回路１３６から与えられたピークタイミングでのガード相関信号の位相成分を検出する。従って、位相成分は、ＯＦＤＭ信号のシンボル境界位置におけるガード相関信号の位相を示す。
【００４１】
ここで、この位相成分は、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数がずれていなければ、０となる。しかしながら、中心周波数がずれていれば、この位相成分は、そのずれ量分だけ位相回転する。つまり、位相成分は、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示している。もっとも、この位相成分は、サブキャリアの周波数間隔で一回転してしまうため、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の情報となる。
【００４２】
移動平均フィルタ１３７には、角度変換回路１３７から出力された位相成分が入力される。移動平均フィルタ１３７は、シンボル単位で出力される位相成分に対して、タップ数Ｘ（Ｘは自然数。）の移動平均を算出する。
【００４３】
移動平均フィルタ１３７から出力される位相成分の移動平均値は、累積加算回路１３９に入力される。累積加算回路１３９は、移動平均フィルタ１３８から出力された平均化された位相成分をタップ数１のレジスタを用いて累積することにより、ＮＣＯ１３１に与える制御量に変換する。累積加算回路１３９にから出力される制御量は、ＮＣＯ１３１に供給される。
【００４４】
従来のＯＦＭＤ受信装置では、以上のように広帯域のキャリア周波数誤差と狭帯域のキャリア周波数誤差を求め、２つのキャリア周波数誤差に基づき周波数が制御された周波数補正信号をＯＦＤＭ信号に複素乗算している。このことにより、従来のＯＦＤＭ受信装置では、デジタル直交復調回路１０６のキャリア周波数のずれの影響による、ベースバンドのＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれの補正を行うことができる。
【００４５】
【非特許文献１】
「地上デジタル音声放送用受信装置 標準規格（望ましい仕様） ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３０ １．１版」，社団法人電波産業界，平成１３年５月３１日 策定，平成１４年３月２８日 １．１改定，ｐ．１０−１４
【非特許文献２】
Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ， Ｊ．Ｖ．Ｄ．Ｂｅｅｋ， ａｎｄ Ｐ．Ｏ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎ， ”Ｔｉｍｉｎｇ ａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｓｉｎｇ ｔｈｅ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ”， Ｐｒｏｃ．Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉａｍ ｏｎ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ， Ｅｓｓｅｎ， Ｇｅｒｍａｎｙ， Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １４−１５， １９９５， ｐｐ．１６−１９
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ベースバンドのＯＦＤＭ信号には、様々な伝送路の状態の影響による誤差やノイズが含まれており、ガードインターバルの相関を検出したとしても正確なシンボル境界位置をできない場合がある。また、ガードインターバルの期間以外の信号部分でもなんらかの相関を有する場合もあり、ガードインターバルの相関を検出したとしても正確なシンボル境界位置をできない場合がある。そのため、図３６（Ｇ）のφ´で示すように、狭帯域キャリア周波数誤差量を示すガード相関信号の位相成分が正しく検出できないことがある。
【００４７】
このような問題を解決するため、例えば、ガード相関信号を所定個のシンボル分累積し、その累積成分に基づきシンボル境界位置を検出する方法が提案されている（例えば、非特許文献２）。しかしながら、このような方法を適用した場合には、所定個のシンボルに１回しか位相成分を検出できず、狭帯域のキャリア周波数誤差の補正制御の応答が遅かった。
【００４８】
また、狭帯域キャリア周波数誤差を補正する回路は、全体としてフィードバックループを形成している。そのため、狭帯域のキャリア周波数誤差の補正制御の同期が確立するまでに、つまり、キャリア周波数誤差が収束するまでに、多くの時間を費やしてしまう。
【００４９】
本発明は、このような従来の実情に鑑みて提案されたものであり、狭帯域のキャリア周波数誤差を正しく算出して、正確にキャリア周波数誤差を補正するとともに、キャリア周波数誤差の収束速度を早くすることができるＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。
【００５０】
本発明は、狭帯域のキャリア周波数誤差を検出してＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を補正するフィードバックループの回路安定性を向上させることができるＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。
【００５１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示す補正信号に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、上記キャリア周波数誤差補正手段により補正がされた後のＯＦＤＭ信号が入力され、当該ＯＦＤＭ信号のガードインターバル部分の自己相関値を複素成分で示すガード相関信号を生成し、当該ガード相関信号のピークタイミングを検出し、当該ピークタイミングに基づき位相成分を算出するガード相関検出手段と、上記ガード相関検出手段により算出された上記位相成分に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数と本来のキャリア周波数とのずれ量であるキャリア周波数誤差を算出するキャリア周波数誤差算出手段と、上記キャリア周波数誤差算出手段により算出されたキャリア周波数誤差に基づき、上記補正信号を生成する補正信号生成手段とを備えている。
【００５２】
上記ガード相関検出手段は、上記ガード相関信号の上記伝送シンボル周期内における同一位相の信号成分を累積して累積信号を生成し、上記累積信号のピークタイミングを検出し、上記ピークタイミングにおける上記ガード相関信号又は累積信号の位相成分を１伝送シンボル毎に算出して出力する。
【００５３】
このように本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、ガード相関信号の伝送シンボル周期内における同一位相の信号成分を累積して累積信号を生成し、この累積信号のピークタイミングを検出し、このピークタイミングにおけるガード相関信号又は累積信号の位相成分を１シンボル毎に算出する。そして、このＯＦＤＭ復調装置では、算出した位相成分に基づきＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正する。
【００５４】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示す補正信号に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、キャリア周波数誤差補正手段により補正がされた後のＯＦＤＭ信号が入力され、当該ＯＦＤＭ信号のガードインターバル部分の自己相関値を複素成分で示すガード相関信号を生成し、当該ガード相関信号のピークタイミングを検出し、当該ピークタイミングに基づき位相成分を算出するガード相関検出手段と、上記ガード相関検出手段により算出された上記位相成分に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数と本来のキャリア周波数とのずれ量であるキャリア周波数誤差を算出するキャリア周波数誤差算出手段と、上記キャリア周波数誤差算出手段により算出されたキャリア周波数誤差に基づき、上記補正信号を生成する補正信号生成手段とを備えている。
【００５５】
上記キャリア周波数誤差算出手段は、ガード相関検出手段により検出された上記位相成分のＸサンプル（Ｘは２以上の偶数。）に対する移動平均を算出する移動平均部と、上記移動平均部から出力された移動平均結果値に対して、タップ数がＸ／２の積分を行う積分部とを有し、上記積分部の積分結果に基づき、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正する。
【００５６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置について説明をする。なお、実施の形態で参照する各図面中の二重線は、複素信号を示している。
【００５７】
第１の実施の形態
本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００５８】
ＯＦＤＭ受信装置の全体構成
図１に、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。なお、図１中、二重線で示した信号は、複素信号である。
【００５９】
本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、クロック発生回路６と、ＤＣキャンセル回路７と、デジタル直交復調回路８と、キャリア周波数誤差補正回路９と、ＦＦＴ演算回路１０と、位相補正回路１１と、ガード相関／ピーク検出回路１２と、タイミング同期回路１３と、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４と、広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５と、加算回路１６と、数値制御発振回路（ＮＣＯ）１７と、フレーム同期回路１８と、等化回路１９と、デマッピング回路２０と、伝送路復号回路２１と、伝送制御情報復号回路２２とを備えている。
【００６０】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００６１】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、乗算器３ａ及び局部発振器３ｂからなるチューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ４に供給される。チューナ３から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ４によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路５に供給される。
【００６２】
Ａ／Ｄ変換回路５は、クロック発生回路６から供給されるサンプリングクロック（周波数ｆＣＬＫ）によりＩＦ信号をサンプリングして、このＩＦ信号をデジタル化する。サンプリングクロックの周波数ｆＣＬＫは、後段のデジタル直交復調後の有効シンボルのサンプリング点数が、サブキャリアの本数になるような周波数に設定されている。つまり、ＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格（モード３）の場合であれば、後段のデジタル直交復調回路８によってデジタル直交復調したのちの有効シンボルが５１２サンプル、ガードインターバルが１２８サンプル（１／４の時間長の場合）でサンプリングされているような、サンプリングクロックが設定されている。
【００６３】
なお、後段のデジタル直交復調回路８によってデジタル直交復調を行う際、キャリア信号として−Ｓｉｎ成分及びＣｏｓ成分の２相信号が必要となる。そのため、本装置１では、Ａ／Ｄ変換回路５のサンプリングクロックとして供給する周波数をＩＦ信号の中心周波数ｆＩＦの４倍の周波数とすることによって、デジタル直交復調回路８に供給する２相のキャリア信号を生成可能としている。そして、デジタル直交復調後に、４ｆＩＦのサンプリングクロックの周波数を１／４にダウンサンプリングすれば、１ＯＦＤＭシンボル内の有効シンボルのサンプリング点数を、ＯＦＤＭシンボル内に含まれているサブキャリアの本数にすることができる。
【００６４】
また、クロック発生回路６は、Ａ／Ｄ変換回路５に対してサンプリングクロック（ｆＣＬＫ）を供給するとともに、本ＯＦＤＭ受信装置１内の各回路に対してもこのサンプリングクロック（ｆＣＬＫ）に同期した動作クロックを供給する。
【００６５】
さらに、クロック発生回路６から発生されるサンプリングクロックは、受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックに対して非同期の自走クロックである。つまり、クロック発生回路６から発生されるクロックは、その周波数及び位相がＰＬＬ等によってＯＦＤＭ信号の伝送クロックと同期しておらず、自走状態で動作している。このようにサンプリングクロックを自走状態とすることが可能なのは、シンボル同期回路１３や後述するクロック周波数誤差推定回路によって、ＯＦＤＭ信号の伝送クロックとサンプリングクロックとの周波数誤差を検出し、その周波数誤差成分に基づきフィードフォワード処理により後段でその誤差を除去しているためである。本ＯＦＤＭ受信装置１では、このようにクロック発生回路６を非同期の自走クロックとしているが、本発明は、フィードバック制御によりサンプリングクロック周波数を可変制御する装置にも適用することは可能である。
【００６６】
Ａ／Ｄ変換回路５よりデジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路７に供給され、このＤＣキャンセル回路７によってＤＣ成分が除去された後、デジタル直交復調回路８に供給される。
【００６７】
デジタル直交復調回路８は、所定のキャリア周波数（ｆＣ）の２相のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。デジタル直交復調回路８から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。デジタル直交復調回路８から出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、キャリア周波数誤差補正回路９に供給される。
【００６８】
キャリア周波数誤差補正回路９は、ＮＣＯ１７から出力されたキャリア周波数誤差補正信号と、デジタル直交復調後のＯＦＤＭ時間領域信号とを複素乗算することによって、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正する。すなわち、キャリア周波数誤差補正回路９は、デジタル直交復調時に用いたキャリア信号の周波数と、伝送されてきたＯＦＤＭ信号（ＩＦ信号）の中心周波数との違いにより生じる誤差を補正する。キャリア周波数誤差補正回路９によりキャリア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１０及びガード相関／ピーク検出回路１２に供給される。
【００６９】
ＦＦＴ演算回路１０は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルの全サンプルからガードインターバル分のサンプル数のサンプルを除いた信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。抜き出し範囲を特定するタイミング（ＦＦＴ演算の演算開始タイミング）は、タイミング同期回路１３から与えられるスタートフラグにより設定される。ＦＦＴ演算回路１０は、１つのＯＦＤＭシンボルに対して１回のＦＦＴ演算処理を行い、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアに変調されている信号成分を抽出する。ＦＦＴ演算回路１０から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。ＦＦＴ演算回路１０から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、位相補正回路１１に供給される。
【００７０】
位相補正回路１１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、ＯＦＤＭシンボルの実際の境界位置と、ＦＦＴ演算範囲の開始タイミングとのずれによって生じてしまう位相回転成分の補正を行う。位相補正回路１１は、サンプリング周期以下の精度で生じるずれを位相補正している。具体的には、ＦＦＴ演算回路１０から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、タイミング同期回路１３から供給される位相補正信号（複素信号）を複素乗算して、位相回転補正を行う。位相回転補正がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５、フレーム同期回路１８、等化回路１９及び伝送制御情報復号回路２２に供給される。
【００７１】
ガード相関／ピーク検出回路１２には、ＯＦＤＭ時間領域信号が入力される。ガード相関／ピーク検出回路１２は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号と、有効シンボル分遅延したＯＦＤＭ時間領域信号との相関値を求める。ここで、相関を求める時間長は、ガードインターバルの時間長に設定してある。このため、この相関値を示す信号（以下、ガード相関信号という。）は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置でちょうどピークとなる信号となる。ガード相関／ピーク検出回路１２は、ガード相関信号のピーク位置を検出し、そのピーク位置のタイミングを特定する値（ピークタイミング値Ｎｐ）を出力する。
【００７２】
また、ガード相関／ピーク検出回路１２は、このガード相関信号のピーク位置における相関値の位相を示す値も検出する。この位相値は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数と、デジタル直交復号後のキャリア周波数とが完全に一致していれば、０となる。しかしながら、ずれていれば、この位相値は、そのずれ量分だけ位相回転する。つまり、この位相値は、受信したＯＦＤＭ信号の中心周波数と、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示している。もっとも、この位相値は、サブキャリアの周波数間隔（例えば、ＩＳＤＢ−ＴＳＢのモード３であれば、０．９９２ｋＨｚ）で一回転してしまうため、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の情報となる。
【００７３】
ガード相関／ピーク検出回路１２から出力されたピークタイミング値は、タイミング同期回路１３に供給され、ＯＦＤＭシンボルの境界位置での相関値の位相は、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４に供給される。
【００７４】
タイミング同期回路１３は、ガード相関／ピーク検出回路１２から出力されたピークタイミング値に対して、例えば、フィルタリング処理等を行って、ＯＦＤＭシンボルの境界位置の推定を行い、その境界位置の推定値に基づきＦＦＴ演算を行うための演算開始タイミングを決定する。演算開始タイミングは、ＦＦＴ演算回路１０に供給される。ＦＦＴ演算回路１０では、この演算開始タイミングに基づき、入力されてくるＯＦＤＭ時間領域信号からＦＦＴ演算範囲の信号を抜き出して、ＦＦＴ演算を行う。また、タイミング同期回路１３は、推定されたＯＦＤＭシンボルの境界位置と、ＦＦＴ演算を行う演算開始タイミングとの時間ずれに伴い生じてしまう位相回転量を算出し、算出した位相回転量に基づき位相補正信号（複素信号）を生成し、位相補正回路１１に供給する。
【００７５】
狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置での相関値の位相に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうちの狭帯域の成分を示す狭帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。具体的に、狭帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の中心周波数のずれ量である。狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４により求められた狭帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路１６に供給される。
【００７６】
広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５は、位相補正回路１１から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうち広帯域の成分を示す広帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。広帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数の間隔精度の中心周波数のずれ量である。
【００７７】
広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５により求められた広帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路１６に供給される。
【００７８】
加算回路１６は、狭帯域キャリア誤差検出回路１４により算出された狭帯域キャリア誤差成分と、広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５により算出された広帯域キャリア誤差成分とを加算して、キャリア補正回路９から出力されたベースバンドＯＦＤＭ信号のトータルの中心周波数のずれ量を算出する。加算回路１６は、算出したトータルの中心周波数のずれ量を、周波数誤差値として出力する。加算回路１６から出力された周波数誤差値は、ＮＣＯ１７に供給される。
【００７９】
ＮＣＯ１７は、いわゆる数値制御発振器であり、加算回路１６から出力された周波数誤差値に応じて増減するキャリア周波数誤差補正信号を発生する。ＮＣＯ１７は、例えば、供給された周波数誤差値がプラスの値であればキャリア周波数誤差補正信号の発振周波数を減少させ、供給されたキャリア周波数誤差値がマイナスの値であれば誤差補正信号の発振周波数を増加させるような制御を行う。ＮＣＯ１７は、このように制御することによって、周波数誤差値が０となるところで発振周波数が安定するようなキャリア周波数誤差補正信号を発生する。
【００８０】
フレーム同期回路１８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に挿入されている同期ワードを検出し、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングを検出する。フレーム同期回路１８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングに基づき各ＯＦＤＭシンボルのシンボル番号を特定し、等化回路１９等に供給する。
【００８１】
等化回路１９は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、いわゆる等化処理を行う。等化回路１９は、フレーム同期回路１８から供給されたシンボル番号に基づき、ＯＦＤＭ周波数領域信号内に挿入されているＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔｓ）信号と呼ばれるパイロット信号を検出する。等化回路１９は、検出したＳＰ信号から伝送路の周波数特性を推定し、推定した伝送路の周波数特性の逆特性をＯＦＤＭ周波数領域信号に乗算する。等化回路１９では、このような処理を行うことによって、伝送路の影響によるひずみを除去し、本来送信された信号を復元することができる。等化回路１９により等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路２０に供給される。
【００８２】
デマッピング回路２０は、等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号（複素信号）に対して、その変調方式（例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭ）に対応したデータの再割付処理（デマッピング処理）を行い、伝送データ系列を復元する。デマッピング回路２０から出力され伝送データ系列は、伝送路復号回路２１に供給される。
【００８３】
伝送路復号回路２１は、入力された伝送データ系列に対して、その放送方式に対応した伝送路復号処理を行う。例えば、伝送路復号回路２１では、時間方向のインタリーブ処理に対応した時間デインタリーブ処理、周波数方向のインタリーブに対応した周波数デインタリーブ処理、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、エネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理、ＲＳ符号化処理に対応したエラー訂正処理等を行う。
【００８４】
このように伝送路復号がされた伝送データ系列は、例えば、ＭＰＥＧ−２システムズに規定されたトランスポートストリームとして出力される。
【００８５】
伝送制御情報復号回路２２は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に変調されているＴＭＣＣやＴＰＣといった伝送制御情報を復号する。
【００８６】
ガード相関 ／ ピーク検出回路
つぎに、ガード相関／ピーク検出回路１２の詳細な構成について説明をする。
【００８７】
なお、以下の説明をするにあたり、Ｎｕ，Ｎｇ，Ｎｓという定数（Ｎｕ，Ｎｇ，Ｎｓは、自然数である。）を用いる。Ｎｕは、１つの有効シンボル内のサンプリング数である。すなわち、サブキャリア本数と一致する。Ｎｇは、ガードインターバル内のサンプリング数である。例えば、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／４であれば、Ｎｇ＝Ｎｕ／４となる。Ｎｓは、１つのＯＦＤＭシンボルのサンプリング数である。すなわち、Ｎｓ＝Ｎｕ＋Ｎｇとなる。
【００８８】
図２及び図３に、ガード相関／ピーク検出回路１２のブロック構成図を示す。図４に、ガード相関／ピーク検出回路１２内の各信号のタイミングチャートを示す。
【００８９】
ガード相関／ピーク検出回路１２は、図２に示すように、ガードインターバルの自己相関を示すガード相関信号を生成するガード相関検出回路３１と、ガード相関信号のピーク位置を検出するピーク検出回路３２とを備えている。
【００９０】
（ガード相関検出回路）
ガード相関検出回路３１は、遅延回路３３と、複素共役回路３４と、乗算回路３５と、移動和回路３６とを有している。
【００９１】
キャリア周波数誤差補正回路９から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号（図４（Ａ））は、遅延回路３３及び乗算回路３５に供給される。遅延回路３３は、Ｎｕ個のレジスタ群から構成されるシフトレジスタであり、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間分遅延させる。遅延回路３３により有効シンボル時間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号（図４（Ｂ））は、複素共役回路３４に入力される。
【００９２】
複素共役回路３４は、有効シンボル期間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号の複素共役を算出し、乗算回路３５に供給する。
【００９３】
乗算回路３５は、遅延されていないＯＦＤＭ時間領域信号（図４（Ａ））と、有効シンボル期間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号（図４（Ｂ））の複素共役信号とを、１サンプル毎に乗算する。乗算結果は移動和回路３６に入力される。
【００９４】
移動和回路３６は、例えば、Ｎｇ個のレジスタ群から構成されるシフトレジスタと、各レジスタに格納されている値の総和を演算する加算器とから構成される。このような構成の移動和回路３６は、１サンプル毎に乗算回路３５から順次入力されてくる乗算結果に対して、Ｎｇサンプル毎の移動和演算を行う。移動和回路３６から出力される信号が、ＯＦＤＭ時間領域信号と、有効シンボル（Ｎｕサンプル）分の遅延がされたＯＦＤＭ時間領域信号との相関を示したガード相関信号となる。
【００９５】
ガード相関信号は、図４（Ｃ），図４（Ｄ）に示すように、実数成分がＣＩ（ｔ）、虚数成分がＣＱ（ｔ）で表される複素信号（ＣＩ（ｔ）＋ｊＣＱ（ｔ））となる。なお、ｔは時間を示す変数である。ガード相関信号は、相関値が高い部分でレベルが高くなり、相関値が低い部分でレベルが低くなる信号である。従って、ガード相関信号は、理想的には、ＯＦＤＭシンボルの境界位置をピークとした山形の波形が繰り返される信号となる。
【００９６】
ガード相関信号は、移動和演算回路３６からピーク検出回路３２に供給される。
【００９７】
（ピーク検出回路）
ピーク検出回路３２は、ガード相関信号がピークとなるピークタイミングＮｐ、並びに、そのピークタイミングＮｐでのガード相関信号の位相値θｐを発生する回路である。
【００９８】
ピーク検出回路３２には、累積加算周期Ｔというパラメータが設定されている。累積加算周期Ｔは、ピークタイミング値Ｎｐの発生周期となる。つまり、ピーク検出回路３２からは、累積加算周期Ｔ毎に、１つのピークタイミング値Ｎｐが出力される。また、累積加算周期Ｔは、ＯＦＤＭシンボル長のＭ倍（Ｍは自然数）となっており、ピーク検出回路３２は、この周期毎に、ガード相関信号に対してＯＦＤＭシンボル単位での累積を行う。また、ピーク検出回路３２は、累積加算周期Ｔ毎（Ｍシンボル毎）にピークタイミング値Ｎｐを発生するのに対して、１シンボル毎に位相値θｐを発生する。
【００９９】
ピーク検出回路３２は、図３に示すように、二乗回路４１と、角度変換回路４２と、シンボル長カウンタ４３と、累加算制御回路４４と、検出タイミング制御回路４５と、セレクタ４６と、メモリ４７と、加算回路４８と、最大値検出回路４９とを有している。
【０１００】
ガード相関検出回路３１から出力されたガード相関信号は、二乗回路４１及び角度変換回路４２に供給される。
【０１０１】
二乗回路４１は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算する。加算した結果、図４（Ｅ）に示すような、ガード相関信号の振幅成分を示した、二乗信号（｛ＣＩ２＋ＣＱ２｝（ｔ））が生成される。ガード相関信号の二乗信号は、セレクタ４６及び加算回路４８に供給される。
【０１０２】
角度変換回路４２は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）に対してＴａｎ−１（ＣＱ／ＣＩ）の演算を行い、ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）を求める。ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）は、最大値検出回路４９に供給される。
【０１０３】
シンボル長カウンタ４３は、動作クロックをカウントするカウンタである。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、０からＮｓ−１までが１ずつインクリメントされ、Ｎｓ−１を超えると０に戻るように巡回する。つまり、シンボル長カウンタ４３は、図４（Ｉ）に示すように、そのカウント値Ｎが、ＯＦＤＭシンボルのサンプル数（Ｎｓ）で１周期となっている。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、累加算制御回路４４、検出タイミング制御回路４５及び最大値検出回路４９に供給される。また、シンボル長カウンタ４３は、図４（Ｋ）に示すようなカウント値Ｎが０となったタイミングで１クロック分Ｈｉｇｈ（１）となる有効フラグを発行する。この有効フラグは、シンボルタイミングを示すフラグとなる。
【０１０４】
累加算制御回路４４は、シンボル長カウンタ４３の巡回回数をカウントする制御回路である。累加算制御回路４４は、例えばカウント値Ｎが０となったタイミングや桁上がり信号をカウントすることにより、シンボル長カウンタ４３の巡回回数をカウントする。また、累加算制御回路４４は、シンボル長カウンタ４３の巡回回数を、１からＭまで巡回的にカウントする。つまり、累加算制御回路４４のカウント値は、シンボル長カウンタ４３が１周期分（１シンボル分）のカウントを終える毎に、内部のカウント値を１ずつインクリメントされ、Ｍを超えると１に戻るように巡回する。つまり、累加算制御回路４４は、図４（Ｇ）に示すような累積加算周期Ｔで１周期となる巡回カウンタであり、そのカウント値が累積加算周期Ｔ内におけるカウンタ値Ｎの現在の巡回回数を示すこととなる。
【０１０５】
さらに、累加算制御回路４４は、そのカウント値に応じて、セレクタ４６を切り換える切換信号を発生する。累加算制御回路４４は、累積加算期間Ｔ内における一巡目（例えばカウント値が１）のときには、セレクタ４６を二乗回路４１側に切り換え、累積加算期間Ｔ内における二巡目以降（カウント値が２〜Ｍ）のときには、セレクタ４６を加算回路４８側に切り換える切換信号を発生する。
【０１０６】
検出タイミング制御回路４５は、最大値検出区間を決定する。最大値検出区間は、図４（Ｇ）に示すように、シンボル長カウンタ４３のカウンタ値Ｎが累積加算期間Ｔ内における最終巡回にあるときの区間である。検出タイミング制御回路４５は、累加算制御回路４４内のカウント値を参照し、シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎが累積加算周期Ｔにおける最終巡回のとき（つまり、累加算制御回路４４のカウント値がＭのとき）に、最大値検出回路４９に対して最大値検出処理を行わせるための許可信号を発行する。
【０１０７】
セレクタ４６は、ガード相関信号の振幅成分を示す二乗信号及び加算器４８から出力された信号が入力され、いずれか一方の信号を選択して出力する。セレクタ４６は、累加算制御回路４４から与えられる切換信号に応じて、出力する信号を切り換える。具体的には、累積加算周期Ｔ内におけるカウント値Ｎの一巡目には二乗回路４１から出力された信号を出力し、累積加算周期Ｔ内におけるカウント値Ｎの二巡目以降には加算回路４８から出力された信号を出力する。セレクタ４６から出力される信号は、メモリ４７及び最大値検出回路４９に供給される。
【０１０８】
メモリ４７は、シンボル長カウンタ４３のカウント数（Ｎｓ）分のサンプルを格納する領域を有している。つまり、メモリ４７は、１シンボル長分のサンプルを格納する領域を有している。メモリ４７は、セレクタ４６から出力された信号を、１サンプル毎に格納していき、各サンプルをそれぞれ１シンボル期間分保持したのち出力する。つまり、メモリ４７は、セレクタ４６から出力された信号を１シンボル期間分遅延させて出力する。
【０１０９】
加算回路４８には、二乗回路４１から出力されたガード相関信号の振幅成分を示す二乗信号と、メモリ４７から出力された信号が入力される。加算回路４８に入力される２つの信号は、タイミングが１シンボル分ずれているが、加算するサンプル点同士のシンボル内におけるタイミングは一致している。加算回路４８は、入力された２つの信号を１サンプル毎に加算して出力する。この結果、加算回路４８からは、図４（Ｆ）に示すような、ガード相関信号の振幅成分を、シンボル単位で重ね合わせて、累積加算周期Ｔの期間分累積した累積信号が出力される。なお、この累積信号は、セレクタ４６が累積加算周期Ｔに一回、累積処理がリセットするので、Ｍシンボル周期で累積処理が繰り返えされることとなる。
【０１１０】
最大値検出回路４９には、セレクタ４６から出力された累積信号、並びに、角度変換回路４２から出力された位相成分が入力される。
【０１１１】
最大値検出回路４９は、検出タイミング制御回路４５から最大値検出区間を特定する許可信号が発生されているときに、累積信号の各サンプル点のレベルを監視し、最もレベルの高いサンプル点を見つけ出す。なお、最大値検出区間は、Ｍシンボル分のガード相関信号の振幅成分が累積された区間となる。従って、最大値検出回路４９は、Ｍシンボル分の振幅成分を累積した結果に対してレベルを監視することとなる。
【０１１２】
最大値検出回路４９は、図４（Ｊ）に示すように、見つけ出した最大レベルのサンプルタイミングでのシンボル長カウンタ４３のカウント値を検出する。この検出したカウント値がガード相関信号の最大値時刻を示すピークタイミング値Ｎｐとなる。このピークタイミング値Ｎｐは、累積加算周期Ｔ毎、つまり、Ｍシンボル毎に更新される。
【０１１３】
それとともに、最大値検出回路４９は、Ｍシンボル毎に更新されるピークタイミング値Ｎｐを格納しておく。最大値検出回路４９は、この格納されたピークタイミング値Ｎｐとシンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎを比較して、その値が一致したときに、図４（Ｌ）に示すように、角度変換回路４２から出力された位相成分を取り込んで、出力する。つまり、Ｍシンボル毎に更新されるピークタイミング値Ｎｐの値に基づき、１シンボル毎に位相成分を検出して、出力する。この位相成分が、ガード相関信号の最大値時刻での位相値θｐとなる。
【０１１４】
ピーク検出回路３２から出力されるピークタイミング値Ｎｐは、タイミング同期回路１３に供給され、ＯＦＤＭシンボルの境界位置の算出処理に用いられる。ピーク検出回路３２から出力される位相値θｐは、１シンボル毎に狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４に供給され、狭帯域のキャリア周波数誤差の算出に用いられる。
【０１１５】
このようにピーク検出回路３２では、ガード相関信号をシンボル単位で重ね合わせて、Ｍ個のシンボルにわたりガード相関信号を累積した累積信号を生成している。そして、ピーク検出回路３２では、この累積信号に対して最大値の検索を行って最大値タイミングを検出している。そのため、ピーク検出回路３２では、例えば、伝送路の状態が悪化していたり、受信信号にノイズが含まれていたりしていても、誤差成分が平均化され、正確な最大値タイミング及び位相値を検出することができる。さらに、ピーク検出回路３２では、正確に算出された最大値タイミングに基づき位相成分を算出する。位相成分は、Ｍシンボル毎ではなく、１シンボル毎に算出されるので、後段の狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４による狭帯域のキャリア周波数誤差の補正制御の収束速度を早くすることができる。
【０１１６】
キャリア周波数誤差算出回路
つぎに、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４及び広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５について説明をする。
【０１１７】
図５に、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４及び広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５のブロック構成図を示す。
【０１１８】
（狭帯域キャリア周波数誤差）
狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４から出力される位相値θｐは、ベースバンドＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の中心周波数のずれ量を示している。狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４は、この位相値θｐを平均化するとともに、位相値θｐを累積加算してＮＣＯ１７に与える制御量に変換する回路である。
【０１１９】
狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４は、図５に示すように、移動平均フィルタ５１と、累積加算回路５２とを有している。
【０１２０】
移動平均フィルタ５１には、ガード相関／ピーク検出回路１２から出力された位相値θｐ及び有効フラグが入力される。位相値θｐが転送されてくる周期は、１シンボル周期である。
【０１２１】
移動平均フィルタ５１は、１シンボル毎に入力されてくる位相値θｐに対して、タップ数Ｘ（Ｘは自然数）の移動平均を算出する回路である。
【０１２２】
移動平均フィルタ５１は、例えば、Ｘ個のイネーブル機能付きのレジスタ群から構成されたシフトレジスタと、各レジスタに格納されている値の総和を演算する加算器と、加算器の出力値に１／Ｘを乗算する乗算器とから構成されている。シフトレジスタの各レジスタのイネーブルポートには有効フラグが入力され、初段のレジスタにはガード相関／ピーク検出回路１２から出力された位相値θｐが入力される。このようなシフトレジスタは、有効フラグに同期して格納値を次のレジスタに転送する。つまり、シフトレジスタは、１シンボル毎に格納値の転送を行う。加算器は、シフトレジスタに格納されている連続したＸ個の位相値θｐを全て加算して、Ｘ個の位相値θｐの移動和を算出する。乗算器は、Ｘ個の位相値θｐの移動和に対して１／Ｘを乗算することによって、Ｘ個の位相値θｐの移動平均を算出する。移動平均フィルタ５１は、この乗算器の乗算結果を出力する。
【０１２３】
移動平均フィルタ５１によりＸタップの移動平均値とされた位相値θｐは、累積加算回路５２に供給される。
【０１２４】
累積加算回路５２は、１タップのレジスタ５２ａと、加算器５２ｂとから構成されている。レジスタ５２ａは、イネーブル機能付きのレジスタで、イネーブルポートに有効フラグが入力され、入力ポートに加算器５２ｂの出力値が入力される。レジスタ５２ａは、加算器５２ｂから出力される加算結果を１サンプル分（１シンボル分）遅延させる遅延器として機能する。加算器５２ｂは、移動平均フィルタ５１から出力された移動平均化された位相値θｐと、レジスタ５２ｂの格納値とを加算して出力する。累積加算回路５２は、加算器５２ｂの加算結果を出力する。
【０１２５】
このように累積加算回路５２では、移動平均化された位相値θｐを累積加算する。すなわち、累積加算回路５２では、現在の制御量（累積加算回路５２から出力されている値）に対して、誤差量（位相値θｐ）を加算することによって、新たな制御量を生成している。
【０１２６】
以上のような狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４では、この累積加算回路５２から出力される値を、狭帯域キャリア周波数誤差として加算回路１６に出力する。この狭帯域キャリア周波数誤差は、加算回路１６により広帯域キャリア周波数誤差と加算されたのちＮＣＯ１７に供給され、その結果、キャリア周波数誤差補正回路８に供給する周波数補正信号の周波数が制御される。
【０１２７】
従って、狭帯域キャリア周波数誤差の制御では、狭帯域キャリア周波数誤差の補正制御の同期が安定する前は、累積加算回路５２から出力される狭帯域キャリア周波数誤差値が変動する。それに対して、狭帯域キャリア周波数誤差の補正制御の同期が安定した後は、移動平均化された位相値θｐが０となり、累積加算回路５２から出力される狭帯域キャリア周波数誤差値が一定となる。
【０１２８】
（広帯域キャリア周波数誤差）
広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５は、ベースバンドＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔の精度の中心周波数のずれ量を算出し、そのずれ量を累積加算してＮＣＯ１７に与える制御量に変換する回路である。
【０１２９】
広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５は、図５に示すように、誤差量算出回路５３と、累積加算回路５４とを有している。
【０１３０】
誤差量算出回路５３には、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号がフィードバックされて入力される。誤差量算出回路５３は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に基づき、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔の精度の中心周波数のずれ量を算出する。
【０１３１】
誤差量算出回路５３による広帯域キャリア周波数誤差成分の算出原理について簡単に説明する。
【０１３２】
ＯＦＤＭ信号には、一般に、位相及び振幅がある特定の条件に定められているパイロット信号が含まれている。このパイロット信号は、特定の位相及び振幅を常に表している信号であり、有効シンボル内の特定のサブキャリアに挿入されている。有効シンボル内に含まれるパイロット信号の数、及び、その挿入位置の配置パターンは、予め規格により定められている。誤差量算出回路５３は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、例えば時間的に前後したシンボル間で２回の差動復調を行うことによってパイロット信号の位相の変化速度を抽出する。そして、抽出したパイロット信号の変化速度に基づき、ベースバンドＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔の精度の中心周波数のずれ量を算出する。
【０１３３】
誤差量算出回路５３は、例えば以上のように算出されたベースバンドＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔の精度の中心周波数のずれ量を、累積加算回路５４に出力する。
【０１３４】
累積加算回路５４は、１タップのレジスタ５４ａと、加算器５４ｂとから構成されている。レジスタ５４ａは、イネーブル機能付きのレジスタで、イネーブルポートには誤差量算出回路５３から発生されるずれ量成分の有効フラグが入力され、入力ポートに加算器５４ｂの出力値が入力される。レジスタ５４ａは、加算器５４ｂから出力される加算結果を１サンプル分遅延させる遅延器として機能する。加算器５４ｂは、誤差量算出回路５３から出力されたずれ量と、レジスタ５４ａの格納値とを加算して出力する。累積加算回路５４は、加算器５４ｂの加算結果を出力する。
【０１３５】
このように累積加算回路５４では、誤差量算出回路５３から出力されたずれ量を累積加算する。すなわち、累積加算回路５４では、現在の制御量（累積加算回路５４から出力されている値）に対して、誤差量（誤差量算出回路５３から出力されたずれ量）を加算することによって、新たな制御量を生成している。
【０１３６】
以上のような広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５では、この累積加算回路５４から出力される値を、広帯域キャリア周波数誤差として加算回路１６に出力する。この広帯域キャリア周波数誤差は、加算回路１６により狭帯域キャリア周波数誤差と加算されたのちＮＣＯ１７に供給され、その結果、キャリア周波数誤差補正回路８に供給する補正信号の周波数が制御される。
【０１３７】
第１の実施の形態の効果
以上のように、本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、ガード相関信号をシンボル単位で重ね合わせて、Ｍ個のシンボルにわたりガード相関信号を累積した累積信号を生成し、この累積信号に対して最大値の検索を行って最大値タイミングを検出する。このため、ＯＦＤＭ受信装置１では、例えば、伝送路の状態が悪化していたり、受信信号にノイズが含まれていたりしていても、その誤差成分が除去され、正確な最大値タイミング及び位相成分を検出することができる。従って、ＯＦＤＭ受信装置１では、シンボル境界位置の同期制御並びに狭帯域のキャリア周波数補正制御を、より正確に行うことができる。さらに、ＯＦＤＭ受信装置１では、位相成分は、Ｍシンボル毎ではなく、１シンボル毎に算出されるので、狭帯域のキャリア周波数誤差の補正制御の収束速度を早くすることができる。
【０１３８】
第１の変形例
つぎに、上述したピーク検出回路３２を変形した第１の変形例について、図６〜図１２を参照して説明をする。
【０１３９】
図６〜図１２に示すピーク検出回路３２は、図３に示したピーク検出回路に代えて、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置、並びに、後述する第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に適用することが可能である。これら図６〜図１２に示す変形例では、Ｍ個（Ｍは自然数）のシンボル毎にガード相関信号を累積して、Ｍ個のシンボルに１回のピークタイミング値Ｎｐを出力し、１シンボルに１回の位相値θｐを出力する回路である。
【０１４０】
以下、第１の変形例を説明するにあたり、図３に示したピーク検出回路内の構成要素と同一の機能を有する構成要素については、図面中に同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。
【０１４１】
図６に示すピーク検出回路３２は、図３に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。振幅回路６１は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算し、さらにその加算結果の平方根を算出する回路である。振幅回路６１から出力される振幅信号は、セレクタ４６及び加算回路４８に供給される。
【０１４２】
図７に示すピーク検出回路３２は、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をする回路である。そのため、図７に示すピーク検出回路３２では、セレクタ４６、メモリ４７及び加算回路４８を、全て複素信号を取り扱う回路としている。また、セレクタ４６及び加算回路４８に対して、そのままガード相関検出回路３１から出力されるガード相関信号を入力している。また、二乗回路４１及び角度変換回路４２は、セレクタ４６の出力信号に対して処理を行い、最大値検出回路４９は、二乗回路４１の出力信号に対して最大値検出を行っている。なお、図７では、角度変換回路４２の入力信号は、セレクタ４６の出力信号（累積された後のガード相関信号）となっているが、累積される前のガード相関信号であってもよい。
【０１４３】
図８に示すピーク検出回路３２は、図７に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。振幅回路６１は、図６に示した振幅回路と同一である。
【０１４４】
図９に示すピーク検出回路３２は、累加算制御回路４４及び検出タイミング制御回路４５に対して、累加算数Ｍを外部のコントローラやユーザにより設定可能とした回路である。図９に示すピーク検出回路３２は、外部から累加算制御回路４４及び検出タイミング制御回路４５に対して累加算数Ｍを設定できるパスを備えている。累加算制御回路４４及び検出タイミング制御回路４５は、外部からの設定入力に応じて、内部に設定されている累加算数Ｍの値を変更する。
【０１４５】
図１０に示すピーク検出回路３２は、図９に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。振幅回路６１は、図６に示した振幅回路と同一である。
【０１４６】
図１１に示すピーク検出回路３２は、図９に示すピーク検出回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をする回路としたものである。累加算制御回路４４及び検出タイミング制御回路４５以外の構成要素は、図７に示した回路と同一である。なお、図１１では、角度変換回路４２の入力信号は、セレクタ４６の出力信号（累積された後のガード相関信号）となっているが、累積される前のガード相関信号であってもよい。
【０１４７】
図１２に示すピーク検出回路３２は、図１１に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。振幅回路６１は、図６に示した振幅回路と同一である。
【０１４８】
第２の変形例
つぎに、ピーク検出回路３２を変形した第２の変形例について、図１３を参照して説明をする。
【０１４９】
図１３に示すピーク検出回路６０は、図３に示したピーク検出回路に代えて、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置、並びに、後述する第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に適用することが可能である。図１３に示すピーク検出回路は、Ｍシンボル分の上記ガード相関信号を累積して、１シンボルに１回のピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐを出力する回路である。
【０１５０】
なお、以下の第２の変形例を説明するにあたり、図３に示したピーク検出回路内の構成要素と同一の機能を有する構成要素については、図面中に同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。
【０１５１】
図１３に示すピーク検出回路６０には、累積加算周期Ｔというパラメータが設定されている。累積加算周期Ｔは、ＯＦＤＭシンボルのＭ倍（Ｍは自然数）となっており、ピーク検出回路６０は、ガード相関信号に対してこの累積加算周期分の累積処理を行う。
【０１５２】
ピーク検出回路６０は、図１３に示すように、二乗回路４１と、角度変換回路４２と、シンボル長カウンタ４３と、書き込み制御回路６３と、第１〜第Ｍのメモリ６４−１〜６４−Ｍと、加算回路６５と、最大値検出回路４９とを有している。
【０１５３】
ガード相関検出回路３１から出力されたガード相関信号は、二乗回路４１及び角度変換回路４２に供給される。
【０１５４】
二乗回路４１は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算する。加算した結果、二乗信号（｛ＣＩ２＋ＣＱ２｝（ｔ））が生成される。ガード相関信号の二乗信号は、書き込み制御回路６３に供給される。
【０１５５】
角度変換回路４２は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）に対してＴａｎ−１（ＣＱ／ＣＩ）の演算を行い、ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）を求める。ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）は、最大値検出回路４９に供給される。
【０１５６】
シンボル長カウンタ４３は、動作クロックをカウントするカウンタである。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、０からＮｓ−１までが１ずつインクリメントされ、Ｎｓ−１を超えると０に戻るように巡回する。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、書き込み制御回路６３及び最大値検出回路４９に供給される。また、シンボル長カウンタ４３は、カウント値Ｎが０となったタイミングで１クロック分Ｈｉｇｈ（１）となる有効フラグを発行する。
【０１５７】
書き込み制御回路６３は、Ｍ個のメモリ６４−１〜６４−Ｍのうちいずれか一つを選択し、選択したメモリに対して、二乗回路４１から出力される二乗信号を書き込む。書き込み制御回路６３は、シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎが０になったタイミングや桁上がり信号が発行されたタイミングで、選択するメモリを切り換える。書き込み制御回路６３は、例えば、第１のメモリ６４−１→第２のメモリ６４−２→第３のメモリ６４−３→第４のメモリ６４−４→…といったように、メモリの番号を１つずつインクリメントしていくように切り換えていく。そして、最終のメモリ（第Ｍのメモリ６４−Ｍ）の次には、また最初の第１のメモリ６４−１を選択する。すなわち、書き込み制御回路６３は、シンボル長カウンタ４３の一周期毎に、Ｍ個のメモリ６４−１〜６４−Ｍを巡回的に選択する。そして、書き込み制御回路６３は、選択しているメモリ６４−１〜６４−Ｍに対して、１シンボル長の二乗信号を書き込む。
【０１５８】
第１〜第Ｍの６４−１〜６４−Ｍは、シンボル長カウンタ４３のカウント数（Ｎｓ）分のサンプルを格納する領域を有している。つまり、第１〜第Ｍの６４−１〜６４−Ｍは、１シンボル長分のサンプルを格納する領域を有している。第１〜第Ｍの６４−１〜６４−Ｍは、書き込み制御回路６３から出力された１シンボル長の信号を、次の信号が書き込まれるまで保持する。
【０１５９】
加算回路６５は、第１〜第Ｍのメモリ６４−１〜６４−Ｍに書き込まれている信号を全て読み出して、それらを加算する。なお、各メモリ６４−１〜６４−Ｍには、Ｎｓ個のサンプルデータが格納されているが、加算回路６５は、シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎに同期させてアドレスを指定し、各メモリ６４−１〜６４−Ｍ内の同一のアドレス領域に格納されている１つのサンプルのみを読み出し、それらを加算する。つまり、加算回路６５は、シンボル周期内の同一のサンプリングタイミングの信号同士を加算して出力する。この結果、加算回路６５からは、シンボル単位でＭシンボル範囲の移動和演算がされた二乗信号が、累積信号として出力されることとなる。
【０１６０】
最大値検出回路４９は、加算回路６５から出力された累積信号（１シンボル単位で移動和演算がされた二乗信号）、並びに、角度変換回路４２から出力された位相成分が入力される。
【０１６１】
最大値検出回路４９は、１シンボル毎に、累積信号の各サンプル点のレベルを監視し、最もレベルの高いサンプル点を見つけ出す。最大値検出回路４９は、見つけ出した最大レベルのサンプルタイミングでのシンボル長カウンタ４３のカウント値を検出する。また、最大値検出回路４９は、その最大レベルのサンプルタイミングでの角度変換回路４２から出力される位相も検出する。
【０１６２】
最大値検出回路４９は、有効フラグがＨｉｇｈ（１）とされたタイミングで、検出したカウント値を出力する。このカウント値が、ガード相関信号の最大値時刻を示すピークタイミング値Ｎｐとなる。それとともに、最大値検出回路４９は、有効フラグがＨｉｇｈ（１）とされたタイミングで、検出した位相成分を出力する。この位相成分が、ガード相関信号の最大値時刻での位相値θｐとなる。
【０１６３】
以上のようなピーク検出回路６０では、ガード相関信号をシンボル単位で重ね合わせて、Ｍシンボルの範囲でガード相関信号を移動和演算した累積信号を生成する。このため、ピーク検出回路６０では、検出したピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐをともに１シンボル毎に発生することができる。
【０１６４】
第３の変形例
つぎに、上記第２の変形例のピーク検出回路６０をさらに変形した第３の変形例について、図１４〜図２０を参照して説明をする。
【０１６５】
図１４〜図２０に示すピーク検出回路６０は、図３に示したピーク検出回路に代えて、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置、並びに、後述する第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に適用することが可能である。図１４〜図２０のピーク検出回路は、Ｍシンボル分の上記ガード相関信号を累積して、１シンボルに１回のピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐを出力する回路である。
【０１６６】
なお、以下の第３の変形例を説明をするにあたり、図３に示したピーク検出回路内の構成要素並びに第１及び第２の変形例で示したピーク検出回路内の各構成要素と同一の機能を有する構成要素については、図面中に同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。
【０１６７】
図１４に示すピーク検出回路６０は、図１３に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１６８】
図１５に示すピーク検出回路６０は、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をする回路である。そのため、図１５に示すピーク検出回路６０では、書き込み制御回路６３、第１〜第Ｍのメモリ６４−１〜６４−Ｍ及び加算回路６５は、全て複素信号を取り扱う回路としている。また、書き込み制御回路６３に対して、そのままガード相関検出回路３１から出力されるガード相関信号を入力している。また、二乗回路４１及び角度変換回路４２は、加算回路６５の出力信号に対して処理を行い、最大値検出回路４９は、二乗回路４１の出力信号に対して最大値検出を行っている。なお、図１５では、角度変換回路４２の入力信号は、加算回路６５の出力信号（累積された後のガード相関信号）となっているが、累積される前のガード相関信号であってもよい。
【０１６９】
図１６に示すピーク検出回路６０は、図１５に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１７０】
図１７に示すピーク検出回路６０は、書き込み制御回路６３に対して、累加算数Ｍを外部のコントローラやユーザにより設定可能とした回路である。図１７に示すピーク検出回路６０は、外部から書き込み制御回路６３に対して累加算数Ｍを設定できるパスを備えている。また、図１７に示すピーク検出回路６０は、第１〜第Ｌのメモリ６４−１〜６４−Ｌを備えている。Ｌは、自然数である。書き込み制御回路６３は、外部からの設定入力に応じて、内部に設定されている累加算数Ｍの値を変更する。設定されるＭの値は、Ｌ以下とされている。図１７に示す書き込み制御回路６３は、第１〜第Ｌのメモリ６４−１〜６４−Ｌのうち、第１から第Ｍまでのメモリを選択し、累加算数Ｍを可変制御する。
【０１７１】
図１８に示すピーク検出回路６０は、図１７に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１７２】
図１９に示すピーク検出回路６０は、図１７に示すピーク検出回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をする回路としたものである。書き込み制御回路６３以外の構成要素は、図１５に示した回路と同一である。なお、図１９では、角度変換回路４２の入力信号は、加算回路６５の出力信号（累積された後のガード相関信号）となっているが、累積される前のガード相関信号であってもよい。
【０１７３】
図２０に示すピーク検出回路６０は、図１９に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１７４】
第４の変形例
つぎに、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１のピーク検出回路３２を変形した第４の変形例について、図２１を参照して説明をする。
【０１７５】
図２１に示すピーク検出回路７０は、図３に示したピーク検出回路に代えて、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置、並びに、後述する第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に適用することが可能である。図２１に示すピーク検出回路７０は、ガード相関信号を完全に累積して、１シンボルに１回のピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐを出力する回路である。
【０１７６】
なお、以下の第４の変形例を説明をするにあたり、図３に示したピーク検出回路内の構成要素と同一の機能を有する構成要素については、図面中に同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。
【０１７７】
図２１に示すピーク検出回路７０は、二乗回路４１と、角度変換回路４２と、シンボル長カウンタ４３と、積分器７１と、最大値検出回路４９とを有している。
【０１７８】
ガード相関検出回路３１から出力されたガード相関信号は、二乗回路４１及び角度変換回路４２に供給される。
【０１７９】
二乗回路４１は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）をそれぞれ二乗して、それらを加算する。加算した結果、二乗信号（｛ＣＩ２＋ＣＱ２｝（ｔ））が生成される。ガード相関信号の二乗信号は、積分器７１に供給される。
【０１８０】
角度変換回路４２は、ガード相関信号の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＣＱ）に対してＴａｎ−１（ＣＱ／ＣＩ）の演算を行い、ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）を求める。ガード相関信号の位相成分θ（ｔ）は、最大値検出回路４９に供給される。
【０１８１】
シンボル長カウンタ４３は、動作クロックをカウントするカウンタである。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、０からＮｓ−１までが１ずつインクリメントされ、Ｎｓ−１を超えると０に戻るように巡回する。シンボル長カウンタ４３のカウント値Ｎは、書き込み制御回路６３及び最大値検出回路４９に供給される。また、シンボル長カウンタ４３は、カウント値Ｎが０となったタイミングで１クロック分Ｈｉｇｈ（１）となる有効フラグを発行する。
【０１８２】
積分器７１は、メモリ７１ａと、加算器７１ｂとから構成されている。
【０１８３】
メモリ７１ａは、シンボル長カウンタ４３のカウント数（Ｎｓ）分のサンプルを格納する領域を有している。つまり、メモリ７１ａは、１シンボル長分のサンプルを格納する領域を有している。メモリ７１ａは、加算器７１ｂから出力された信号を、１サンプル毎に格納していき、各サンプルをそれぞれ１シンボル期間分保持したのち出力する。つまり、メモリ７１ａは、加算器７１ｂから出力された信号を１シンボル期間分遅延させて出力する。
【０１８４】
加算器７１ｂには、二乗回路４１から出力されたガード相関信号の振幅成分を示す二乗信号と、メモリ７１ａから出力された信号が入力される。加算器７１ｂに入力される２つの信号は、タイミングが１シンボル分ずれているが、加算するサンプル点同士のシンボル内におけるタイミングは一致している。加算器７１ｂは、入力された２つの信号を１サンプル毎に加算して出力する。この結果、加算器７１ｂからは、ガード相関信号の振幅成分を、シンボル単位で重ね合わせた累積信号が出力される。
【０１８５】
このような積分器７１の出力値は、累積信号として最大値検出回路４９に供給される。
【０１８６】
最大値検出回路４９は、積分器７１から出力された累積信号（１シンボル単位で積分演算がされた二乗信号）、並びに、角度変換回路４２から出力された位相成分が入力される。
【０１８７】
最大値検出回路４９は、１シンボル毎に、累積信号の各サンプル点のレベルを監視し、最もレベルの高いサンプル点を見つけ出す。最大値検出回路４９は、見つけ出した最大レベルのサンプルタイミングでのシンボル長カウンタ４３のカウント値を検出する。また、最大値検出回路４９は、その最大レベルのサンプルタイミングでの角度変換回路４２から出力される位相も検出する。
【０１８８】
最大値検出回路４９は、有効フラグがＨｉｇｈ（１）とされたタイミングで、検出したカウント値を出力する。つまり、１シンボル毎に、検出したカウント値を出力する。このカウント値が、ガード相関信号の最大値時刻を示すピークタイミング値Ｎｐとなる。それとともに、最大値検出回路４９は、有効フラグがＨｉｇｈ（１）とされたタイミングで、検出した位相成分を出力する。この位相成分が、ガード相関信号の最大値時刻での位相値θｐとなる。
【０１８９】
以上のようなピーク検出回路８０では、ガード相関信号をシンボル単位で重ね合わせて、ガード相関信号を完全積分した累積信号を生成する。このため、ピーク検出回路７０では、検出したピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐをともに１シンボル毎に発生することができる。
【０１９０】
第５の変形例
つぎに、上記第４の変形例のピーク検出回路７０をさらに変形した第５の変形例について、図２２〜図２８を参照して説明をする。
【０１９１】
図２２〜図２８に示すピーク検出回路７０は、図３に示したピーク検出回路に代えて、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置、並びに、後述する第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に適用することが可能である。図２２〜図２８のピーク検出回路は、Ｍシンボル分のガード相関信号を累積して、１シンボルに１回のピークタイミング値Ｎｐ及び位相値θｐを出力する回路である。
【０１９２】
なお、以下の第４の変形例を説明をするにあたり、図２１に示したピーク検出回路内の構成要素と同一の機能を有する構成要素については、図面中に同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。
【０１９３】
図２２に示すピーク検出回路７０は、図２１に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１９４】
図２３に示すピーク検出回路７０は、複素信号であるガード相関信号をまず積分し、その累積信号に対して二乗演算をする回路である。そのため、図２３に示すピーク検出回路７０では、積分器７１が複素信号を取り扱う回路としている。また、積分器７１に対して、そのままガード相関検出回路３１から出力されるガード相関信号を入力している。また、二乗回路４１及び角度変換回路４２は、積分器７１の出力信号に対して処理を行い、最大値検出回路４９は、二乗回路４１の出力信号に対して最大値検出を行っている。なお、図２３では、角度変換回路４２の入力信号は、積分器７１の出力信号（累積された後のガード相関信号）となっているが、累積される前のガード相関信号であってもよい。
【０１９５】
図２４に示すピーク検出回路７０は、図２３に示すピーク検出回路の二乗回路４１に代えて振幅回路６１を設けたものである。
【０１９６】
図２５に示すピーク検出回路７０は、図２１に示すピーク検出回路の積分器７１をローパスフィルタ７２に変更したものである。つまり、加算器７１ｂの入力部分に所定の係数（ｋ１，ｋ２）を乗算する乗算器７２ａ，７２ｂを設けたローパスフィルタ７２を、積分器７１に代えて設けたものである。
【０１９７】
図２６に示すピーク検出回路７０は、図２２に示すピーク検出回路の積分器７１をローパスフィルタ７２に変更したものである。ローパスフィルタ７１は、図２５に示したものと同一である。
【０１９８】
図２７に示すピーク検出回路７０は、図２３に示すピーク検出回路の積分器７１をローパスフィルタ７２に変更したものである。ローパスフィルタ７１は、図２５に示したものと同一である。
【０１９９】
図２８に示すピーク検出回路７０は、図２４に示すピーク検出回路の積分器７１をローパスフィルタ７２に変更したものである。ローパスフィルタ７１は、図２５に示したものと同一である。
【０２００】
第６の変形例
つぎに、上記第６の変形例について説明をする。
【０２０１】
第６の変形例は、上述した実施の形態並びに各変形例のピーク検出回路内に設けられている二乗回路４１及び振幅回路６１の変形例である。
【０２０２】
二乗回路４１及び振幅回路６１は、例えば、図２９に示すように、演算器７４と、セレクタ７５とにより構成してもよい。
【０２０３】
演算器７４は、複素信号に対して二乗演算又は振幅演算を行う回路である。セレクタ７５は、演算回路７４の出力信号、及び、入力される複素信号のうちの実数信号の２つの信号が入力され、その２つの信号のうち一方を出力する。
【０２０４】
セレクタ７５は、同期確立フラグに応じて切り換えられる。同期確立フラグは、シンボル同期処理やキャリア周波数誤差の同期処理等の同期が確立しているか、確立していないかを示すフラグである。例えばコントローラ等は、復調や復号の状態を判断して、同期確立フラグを発行する。シンボル同期処理やキャリア周波数誤差の同期処理等の同期が確立していないと同期確立フラグに示されている場合には、セレクタ７５は、演算回路７４からの出力信号を選択する。一方、シンボル同期処理やキャリア周波数誤差の同期処理等の同期が確立したと同期確立フラグに示されている場合には、実数信号を選択する。
【０２０５】
ガード相関信号は、復調の同期処理が確立した後には、一般に実数成分に信号が集中し、虚数成分には、ノイズ、伝送路状態の影響による誤差、ガードインターバル以外での相関値がレベルに多く含まれてしまうが、この変形例では、同期確立後には実数成分のみを用いて処理を行うので、同期確立後にはノイズ等の影響を除去しながら正確なキャリア周波数誤差の補正をすることができる。
【０２０６】
第２の実施の形態
つぎに、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【０２０７】
なお、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のうちの狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４を変更した装置である。従って、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路以外の構成要素が第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１と同一である。
【０２０８】
また、第２の実施の形態の説明では、上記変更部分及びその関連部分についてのみ説明をし、他の構成要素についての説明は省略する。ただし、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置では、ガード相関信号を累積するガード相関／ピーク検出回路１２を用いずに、従来のガード相関／ピーク検出回路を用いてもよい。
【０２０９】
本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、図３０に示すように、キャリア周波数誤差補正回路８と、広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５と、加算回路１６と、ＮＣＯ１７と、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０とを備えている。
【０２１０】
（狭帯域キャリア周波数誤差）
狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、移動平均フィルタ８１と、遅延補償累積加算回路８２とを有している。
【０２１１】
移動平均フィルタ８１には、ガード相関／ピーク検出回路１２から出力された位相値θｐ及び有効フラグが入力される。位相値θｐが転送されてくる周期は、１シンボル周期である。
【０２１２】
移動平均フィルタ８１は、１シンボル毎に入力されてくる位相値θｐに対して、タップ数Ｘの移動平均を算出する回路である。この第２の実施の形態においては、Ｘは２以上の偶数である。
【０２１３】
移動平均フィルタ８１は、例えば、Ｘ個のイネーブル機能付きのレジスタ群から構成されたシフトレジスタと、各レジスタに格納されている値の総和を演算する加算器と、加算器の出力値に１／Ｘを乗算する乗算器とから構成されている。シフトレジスタの各レジスタのイネーブルポートには有効フラグが入力され、初段のレジスタにはガード相関／ピーク検出回路１２から出力された位相値θｐが入力される。このようなシフトレジスタは、有効フラグに同期して格納値を次のレジスタに転送する。つまり、シフトレジスタは、１シンボル毎に格納値の転送を行う。加算器は、シフトレジスタに格納されている連続したＸ個の位相値θｐを全て加算して、Ｘ個の位相値θｐの移動和を算出する。乗算器は、Ｘ個の位相値θｐの移動和に対して１／Ｘを乗算することによって、Ｘ個の位相値θｐの移動平均を算出する。移動平均フィルタ８１は、この乗算器の乗算結果を出力する。
【０２１４】
移動平均フィルタ８１によりＭタップの移動平均値とされた位相値θｐは、遅延補償累積加算回路８２に供給される。
【０２１５】
遅延補償累積加算回路８２は、Ｘ／２個のレジスタ群から構成されたシフトレジスタ８２ａと、加算器８２ｂとから構成されている。シフトレジスタ８２ａの各レジスタは、イネーブル機能付きのレジスタで、イネーブルポートに有効フラグが入力される。シフトレジスタ８２ａの初段のレジスタには加算器８２ｂの出力値が入力される。このようなシフトレジスタ８２ａは、有効フラグに同期して格納値を次のレジスタに転送する。つまり、シフトレジスタ８２ａは、加算器８２ｂから出力される加算結果を再度加算器８２ｂにフィードバックするパスに設けられ、そのフィードバックパスを通過する値をＸ／２サンプル分遅延させる遅延器として機能する。
【０２１６】
加算器８２ｂは、移動平均フィルタ８１から出力された移動平均化された位相値θｐと、シフトレジスタ８２ｂの最終段のレジスタの格納値とを加算して出力する。
【０２１７】
このような遅延補償累積加算回路８２は、加算器８２ｂの加算結果を出力する。
【０２１８】
狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０では、遅延補償累積加算回路８２から出力される値を、狭帯域キャリア周波数誤差として加算回路１６に出力する。この狭帯域キャリア周波数誤差は、加算回路１６により広帯域キャリア周波数誤差と加算されたのちＮＣＯ１７に供給され、その結果、キャリア周波数誤差補正回路８に供給する周波数補正信号の周波数が制御される。
【０２１９】
（第２の実施の形態の効果）
以上のように狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０では、Ｘタップで移動平均化された位相値θｐを、その２分の１のタップ数のＸ／２タップの遅延器を用いて累積加算する。
【０２２０】
従って、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０では、移動平均時の遅延時間を累積加算器により補償して出力することができる。そのため、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０では、動作開始時における応答を早くし、フィードバックループの安定性を向上させることができ、より正確にキャリア周波数の補正を行うことができる。
【０２２１】
（第２の実施の形態の変形例）
また、以上のような狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、図３１に示すように構成してもよい。
【０２２２】
図３１に示す狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、シフトレジスタ８２ａの各レジスタ、並びに、ＮＣＯ１７に、外部から設定される初期値をロードするパスが設けられている。この図３１に示す狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、復調の開始時に、規格上のキャリア周波数と、当該ＯＦＤＭ受信装置のデジタル直交復調回路に設定されているキャリア周波数との差分周波数を、上記初期値としてロードする。このように復調の開始時に初期値をロードすることによって、復調開始時における初期の狭帯域キャリア周波数誤差を少なくし、制御ループが安定化するまでの時間を短縮することができる。
【０２２３】
また、以上のような狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、図３２に示すように構成してもよい。
【０２２４】
図３２に示す狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０は、シフトレジスタ８２ａの全てのレジスタの後段に加算器を設けている。各加算器は、前段のレジスタの出力値と、広帯域キャリア周波数誤差算出回路１５から出力された広帯域キャリア周波数誤差を加算し、その加算結果を次段のレジスタに転送している。
【０２２５】
このように狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０を構成することによって、狭帯域キャリア周波数誤差と広帯域キャリア周波数誤差とを加算してＮＣＯ１７に供給する加算器１６を設けずに、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路８０の出力値をそのままＮＣＯ１７に供給する構成とすることができる。
【０２２６】
【発明の効果】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、ガード相関信号の伝送シンボル周期内における同一位相の信号成分を累積して累積信号を生成し、この累積信号のピークタイミングを検出し、検出したピークタイミングにおけるガード相関信号又は累積信号の位相成分を１伝送シンボル毎に算出して出力する。そして、このＯＦＤＭ復調装置では、算出した位相成分に基づきＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正する。
【０２２７】
このことから本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、狭帯域のキャリア周波数誤差を正しく算出して正確にキャリア周波数誤差を補正するとともに、キャリア周波数誤差の収束速度を早くすることができる。
【０２２８】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、ガード相関検出手段により検出された位相成分のＸサンプル（Ｘは２以上の偶数。）に対する移動平均を算出する移動平均部と、移動平均部から出力された移動平均結果値に対して、タップ数がＸ／２の積分を行う積分部とを有し、当該積分部の積分結果に基づきＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正する。
【０２２９】
このことから本発明にかかるＯＦＤＭ復調装置では、動作開始時における積分部の応答を早くし、狭帯域のキャリア周波数誤差を検出してＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を補正するフィードバックループの回路安定性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のガード相関／ピーク検出回路のブロック構成図である。
【図３】第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のピーク検出回路のブロック構成図である。
【図４】第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のガード相関／ピーク検出回路内の各信号のタイミングチャートである。
【図５】第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の狭帯域キャリア周波数誤差算出回路及び広帯域キャリア周波数誤差算出回路のブロック構成図である。
【図６】図３に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図７】図３に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図８】図７に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図９】図３に示す回路を、累加算制御回路及び検出タイミング制御回路に対して、累加算数を外部のコントローラやユーザにより設定可能とするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１０】図９に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１１】図９に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１２】図１１に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１３】複数のメモリを設けて累積を行うピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１４】図１３に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１５】図１３に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１６】図１５に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１７】図１３に示す回路を、累加算制御回路及び検出タイミング制御回路に対して、累加算数を外部のコントローラやユーザにより設定可能とするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１８】図１７に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図１９】図１７に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２０】図１１に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２１】積分器を設けて累積を行うピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２２】図２１に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２３】図２１に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２４】図２３に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２５】図２１に示す積分器に代えてローパスフィルタを設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２６】図２５に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２７】図２５に示す回路を、複素信号であるガード相関信号をまず累積して、その累積信号に対して二乗演算をするように変形したピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２８】図２７に示す二乗回路に代えて振幅回路を設けたピーク検出回路のブロック構成図である。
【図２９】上記の各ピーク検出回路で用いられる二乗回路及び振幅回路の変形例を示すブロック構成図である。
【図３０】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置に備えられる狭帯域キャリア周波数誤差算出回路のブロック構成図である。
【図３１】図３０に示す狭帯域キャリア周波数誤差算出回路に初期値のロード機能を設けた回路のブロック構成図である。
【図３２】図３０に示す狭帯域キャリア周波数誤差算出回路に広帯域キャリア周波数誤差を加算する機能を設けた回路のブロック構成図である。
【図３３】ＯＦＤＭ方式の伝送シンボルについて説明するための図である。
【図３４】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図３５】従来のＯＦＤＭ受信装置の同期回路内の狭帯域キャリア周波数誤差補正処理並びに広帯域キャリア周波数誤差補正処理を行う回路を示すブロック構成図である。
【図３６】従来の狭帯域キャリア周波数誤差補正処理で用いられる各信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ受信装置、２ アンテナ、３ チューナ、４ バンドパスフィルタ、５ Ａ／Ｄ変換回路、６ クロック発生回路、７ ＤＣキャンセル回路、８デジタル直交復調回路、９ キャリア周波数誤差補正回路、１０ ＦＦＴ演算回路、１１ 位相補正回路、１２ ガード相関／ピーク検出回路、１３ タイミング同期回路、１４ 狭帯域キャリア周波数誤差算出回路、１５ 広帯域キャリア周波数誤差算出回路、１６ 加算回路、１７ 数値制御発振回路、１８ フレーム同期回路、１９ 等化回路、２０ デマッピング回路、２１ 伝送路復号回路、２２ 伝送制御情報復号回路
Claims (10)
- 情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示す補正信号に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、
上記キャリア周波数誤差補正手段により補正がされた後のＯＦＤＭ信号が入力され、当該ＯＦＤＭ信号のガードインターバル部分の自己相関値を複素成分で示すガード相関信号を生成し、当該ガード相関信号のピークタイミングを検出し、当該ピークタイミングに基づき位相成分を算出するガード相関検出手段と、
上記ガード相関検出手段により算出された上記位相成分に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数と本来のキャリア周波数とのずれ量であるキャリア周波数誤差を算出するキャリア周波数誤差算出手段と、
上記キャリア周波数誤差算出手段により算出されたキャリア周波数誤差に基づき、上記補正信号を生成する補正信号生成手段とを備え、
上記ガード相関検出手段は、
上記ガード相関信号の上記伝送シンボル周期内における同一位相の信号成分を累積して累積信号を生成し、
上記累積信号のピークタイミングを検出し、
上記ピークタイミングにおける上記ガード相関信号又は累積信号の位相成分を１伝送シンボル毎に算出して出力すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 上記ガード相関検出手段は、Ｍ個（Ｍは自然数）の伝送シンボル毎に上記ガード相関信号を累積して上記累積信号を生成し、生成した累積信号に基づきＭ個の伝送シンボル周期でピークタイミングを検出し、
Ｍ個の伝送シンボル周期で検出されるピークタイミングに基づき、当該ピークタイミングにおける上記ガード相関信号又は累積信号の位相成分を１伝送シンボル毎に算出して出力すること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記ガード相関検出手段は、連続したＭ個の伝送シンボル分の上記ガード相関信号の移動和を算出して上記累積信号を生成し、生成した累積信号に基づき伝送シンボル周期でピークタイミングを検出し、
伝送シンボル周期で検出されるピークタイミングに基づき、当該ピークタイミングにおける上記ガード相関信号又は累積信号の位相成分を１伝送シンボル毎に算出して出力すること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記ガード相関検出手段は、ガード相関信号と一つ前の伝送シンボル周期の累積信号とを加算することによって上記累積信号を生成し、生成した累積信号に基づき伝送シンボル周期でピークタイミングを検出し、
伝送シンボル周期で検出されるピークタイミングに基づき、当該ピークタイミングにおける上記ガード相関信号又は累積信号の位相成分を１伝送シンボル毎に算出して出力すること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記ガード相関検出手段は、ガード相関信号を伝送シンボル周期で平均化することによって上記累積信号を生成し、生成した累積信号に基づき伝送シンボル周期でピークタイミングを検出し、
伝送シンボル周期で検出されるピークタイミングに基づき、当該ピークタイミングにおける上記ガード相関信号又は累積信号の位相成分を１伝送シンボル毎に算出して出力すること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記ガード相関検出手段は、上記ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルのタイミングを再生するタイミング同期処理が確立した場合には、上記ガード相関信号の実数成分のみを用いてピークタイミングを検出すること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示す補正信号に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、
上記キャリア周波数誤差補正手段により補正がされた後のＯＦＤＭ信号が入力され、当該ＯＦＤＭ信号のガードインターバル部分の自己相関値を複素成分で示すガード相関信号を生成し、当該ガード相関信号のピークタイミングを検出し、当該ピークタイミングに基づき位相成分を算出するガード相関検出手段と、
上記ガード相関検出手段により算出された上記位相成分に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数と本来のキャリア周波数とのずれ量であるキャリア周波数誤差を算出するキャリア周波数誤差算出手段と、
上記キャリア周波数誤差算出手段により算出されたキャリア周波数誤差に基づき、上記補正信号を生成する補正信号生成手段とを備え、
上記キャリア周波数誤差算出手段は、
上記ガード相関検出手段により検出された上記位相成分のＸサンプル（Ｘは２以上の偶数。）に対する移動平均を算出する移動平均部と、
上記移動平均部から出力された移動平均結果値に対して、タップ数がＸ／２の積分を行う積分部とを有し、
上記積分部の積分結果に基づき、上記キャリア周波数誤差を算出すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 上記キャリア周波数誤差算出手段は、
ＯＦＤＭ信号の復調開始時に、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量の初期推定値のうち、上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔以下の精度の成分を、各上記タップに格納すること
を特徴とする請求項７記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記キャリア周波数誤差算出手段は、上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度の上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数と本来のキャリア周波数とのずれ量と、上記積分部の積分結果とを加算して、上記キャリア周波数誤差を算出すること
を特徴とする請求項７記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 上記キャリア周波数誤差算出手段は、
上記積分部内の各タップには、加算部が設けられ、
上記加算部は、タップの出力値と、上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度の上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数と本来のキャリア周波数とのずれ量とを加算した加算値を出力すること
を特徴とする請求項７記載のＯＦＤＭ復調装置。
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