JP4527046B2 - Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調プログラム、および記録媒体 - Google Patents

Description

本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の変調信号を復調するＯＦＤＭ復調装置に関する。

デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ方式、ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれる変調方式が、広く用いられている。ＯＦＤＭ方式では、伝送帯域内に多数の互いに直交する副搬送波（サブキャリア）を設ける。これにより、各サブキャリアの振幅および位相にＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によりデータを割り当て、デジタル変調する。

ＯＦＤＭ方式では、多数のサブキャリアによって伝送帯域が分割される。そのため、サブキャリア一波あたりの帯域は狭くなる。一方、変調速度は遅くなる。しかし、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらない。また、ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送される。これによりシンボル速度が遅くなるため、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができる。すなわち、マルチパス妨害を受けにくい。

また、ＯＦＤＭ方式では、複数のサブキャリアに対して、データが割り当てられる。したがって、変調時には、逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＡＳＴ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路を用い、復調時には、フーリエ変換を行うＦＦＴ（ＦＡＳＴ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成できる。

以上の特徴から、ＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に多く適用される。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送として、たとえば、ＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）、またはＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）といった規格がある。

ＯＦＤＭ方式の伝送シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルと呼ぶ）について、図２４を参照して以下に説明する。図２４は、ＯＦＤＭ方式の伝送シンボルの構成を示す図である。図２４に示すように、ＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルがＯＦＤＭシンボルに設けられることにより、マルチパスによるシンボル間干渉を許容し、マルチパス耐性を向上させている。

たとえば、ＩＳＤＢ−Ｔ規格（日本において採用されている地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式）のモード３では、サブキャリア間隔が１２５／１２６≒０．９９２ｋＨｚである。このとき１セグメントは、４３２本のサブキャリアによって構成されている。また、ＩＳＤＢ−Ｔ規格のモード３では、ガードインターバルの時間長が、有効シンボルの時間長の１／４、１／８、１／１６、または１／３２のいずれかとなる。

ＯＦＤＭ方式では、ＯＦＤＭ伝送フレームと呼ばれる伝送単位が定められている。ＯＦＤＭ伝送フレームは、一般的に、複数の連続するＯＦＤＭシンボルによって構成されている。ＯＦＤＭ方式では、ＯＦＤＭ伝送フレーム単位で、所定の位相および振幅のパイロット信号、および伝送制御情報の挿入位置が定められている。パイロット信号には、ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）信号やＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）信号がある。伝送制御情報には、ＴＭＣＣ（ＴｒａｎｓｍｉｓｓＩｏｎ ａｎｄ ＭｕｌｔｉｐｌｅｘＩｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）やＴＰＳ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）がある。

ＯＦＤＭ方式では、パイロット信号（ＣＰ、ＳＰ）および伝送制御情報（ＴＭＣＣ、ＴＰＳ）などの情報を伝送する。これにより、受信機側において、各種の同期処理や、復調および復号の制御を行うことができる。たとえばＩＳＤＢ−Ｔ規格では、２０４ＯＦＤＭシンボルによって、１つのＯＦＤＭ伝送フレームを形成している。

従来のＯＦＤＭ復調装置の構成例は、たとえば、非特許文献１に開示されている。そこで以下に、非特許文献１に開示されている従来のＯＦＤＭ復調装置について説明する。

図２５は、従来のＯＦＤＭ復調装置１００の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置１００は、図２５に示すように、アンテナ１０１、チューナ１０２、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３、Ａ／Ｄ変換回路１０４、ＤＣキャンセル回路１０５、デジタル直交復調回路１０６、ＦＦＴ演算回路１０７、フレーム抽出回路１０８、同期回路１０９、キャリア復調回路１１０、周波数デインタリーブ回路１１１、時間デインタリーブ回路１１２、デマッピング回路１１３、ビットデインタリーブ回路１１４、デパンクチャ回路１１５、ビタビ回路１１６、バイトデインタリーブ回路１１７、拡散信号除去回路１１８、トランスポートストリーム生成回路１１９、ＲＳ復号回路１２０、伝送制御情報復号回路１２１、およびチャンネル選択回路１２２を備えている。

放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置１００のアンテナ１０１により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０２に供給される。アンテナ１０１により受信されたＲＦ信号は、乗算器１０２ａおよび局部発振器１０２ｂからなるチューナ１０２によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ１０３に供給される。局部発振器１０２ｂから発振される受信キャリア信号の発振周波数は、チャンネル選択回路１２２から供給されるチャンネル選択信号に応じて切り換えられる。

チューナ１０２から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ１０３によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路１０４によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路１０５によりＤＣ成分が除去され、デジタル直交復調回路１０６に供給される。

デジタル直交復調回路１０６は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号に変換される。デジタル直交復調回路１０６から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算回路１０７および同期回路１０９に供給される。

ＦＦＴ演算回路１０７は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。

ＦＦＴ演算回路１０７は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわちＦＦＴ演算回路１０７は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、その抜き出した信号点が連続していれば、１つのＯＦＤＭシンボルの任意の位置でよい。つまり抜き出す信号の範囲の開始位置は、図２４に示すように、ＯＦＤＭシンボルの先頭の境界位置（図２４中のＡの位置）から、ガードインターバルの終了位置（図２４中のＢの位置）までの間のいずれかの位置となる。

ＦＦＴ演算回路１０７により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路１０７により抽出された信号は、フレーム抽出回路１０８、同期回路１０９およびキャリア復調回路１１０に供給される。

フレーム抽出回路１０８は、ＦＦＴ演算回路１０７により復調された信号に基づき、ＯＦＤＭ伝送フレームの境界を抽出するとともに、ＯＦＤＭ伝送フレーム内に含まれているＣＰおよびＳＰ等のパイロット信号、ＴＭＣＣおよびＴＰＣ等の伝送制御情報を復調し、同期回路１０９および伝送制御情報復号回路１２１に供給する。

同期回路１０９は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号、ＦＦＴ演算回路１０７により復調された後の各サブキャリアに変調されていた信号、フレーム抽出回路１０８により検出されたＣＰ、ＳＰ等のパイロット信号、および、チャンネル選択回路１２２から供給されるチャンネル選択信号を用いて、ＯＦＤＭシンボルの境界を算出し、ＦＦＴ回路１０７に対してＦＦＴ演算の演算開始タイミングを設定する。

キャリア復調回路１１０には、ＦＦＴ演算回路１０７から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給される。これによりキャリア復調回路１１０は、入力された信号に対してキャリア復調を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、キャリア復調回路１１０は、たとえば、ＤＱＰＳＫの差動復調、または、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または６４ＱＡＭに対応した同期復調を行う。

キャリア復調された信号は、周波数デインタリーブ回路１１１によって周波数方向のデインタリーブ処理がされ、続いて、時間デインタリーブ回路１１２によって時間方向のデインタリーブ処理がされた後、デマッピング回路１１３に供給される。

デマッピング回路１１３は、キャリア復調された信号（複素信号）に対してデータの再割付処理（デマッピング処理）を行い、伝送データ系列を復元する。たとえば、ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、デマッピング回路１１３は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または６４ＱＡＭに対応したデマッピング処理を行う。

デマッピング回路１１３から出力され伝送データ系列は、ビットデインタリーブ回路１１４、デパンクチャ回路１１５、ビタビ回路１１６、バイトデインタリーブ回路１１７、拡散信号除去回路１１８を通過する。これにより、順に、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、およびエネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理が、それぞれ行われる。その後、データ系列は、トランスポートストリーム生成回路１１９に入力される。

トランスポートストリーム生成回路１１９は、たとえば、ヌルパケット等の各放送方式で規定されるデータを、ストリームの所定の位置に挿入する。また、トランスポートストリーム生成回路１１９は、断続的に供給されてくるストリームのビット間隔を平滑化して時間的に連続したストリームとする、いわゆるスムージング処理を行う。スムージング処理がされた伝送データ系列は、ＲＳ復号回路１２０に供給される。

ＲＳ復号回路１２０は、入力された伝送データ系列に対してリードソロモン復号処理を行い、ＭＰＥＧ−２システムズにおいて規定されているトランスポートストリームとして出力する。

伝送制御情報復号回路１２１は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に変調されているＴＭＣＣおよびＴＰＣなどの伝送制御情報を復号する。復号された伝送制御情報は、キャリア復調回路１１０、時間デインタリーブ回路１１２、デマッピング回路１１３、ビットデインタリーブ回路１１４、および、トランスポートストリーム生成回路１１９に供給され、各回路の復調や再生等の制御に用いられる。

（キャリア周波数誤差の補正制御回路）
つぎに、同期回路１０９のキャリア周波数誤差の補正制御回路について説明をする。同期回路１０９は、図２６に示すように、キャリア周波数誤差補正回路１３０と、ＮＣＯ（数値制御発振回路）１３１とを備えている。

キャリア周波数誤差補正回路１３０は、デジタル直交復調回路１０６から出力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して、ＮＣＯ１３１から出力される周波数補正信号（複素信号）を複素乗算する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、周波数補正信号が複素乗算されると、その中心周波数が、当周波数誤差補正信号の周波数分、シフトする。したがって同期回路１０９では、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差の補正、すなわち、ＯＦＤＭ信号の中心周波数をキャリア周波数に一致させる処理を行うことができる。

ＮＣＯ１３１から出力される周波数補正信号の発振周波数を制御するため、同期回路１０９では、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に含まれているキャリア周波数誤差（ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量）を算出する。

一般に、ＯＦＤＭの復調では、２種類のキャリア周波数誤差量を独立に検出し、その２種類のキャリア周波数誤差を加算して、ＮＣＯ１３１に与える制御信号としている。２種類のキャリア周波数誤差のうちの一つは、サブキャリアの周波数間隔の精度の周波数誤差である広帯域キャリア周波数誤差である。もう一つは、サブキャリアの周波数間隔に対して±１／２以下の精度の周波数誤差である狭帯域キャリア周波数誤差である。

同期回路１０９では、広帯域のキャリア周波数誤差を、図２６に示す、周波数誤差算出回路１３２と、累積加算回路１３３とによって算出している。

キャリア周波数誤差算出回路１３２は、ＦＦＴ演算された後の各サブキャリアからパイロット信号を抽出し、そのパイロット信号のシンボル間の回転速度を算出する。パイロット信号の回転速度は、サブキャリアの周波数間隔精度のキャリア周波数誤差量を示す成分である。累積加算回路１３３は、キャリア周波数誤差算出回路１３２から出力された回転速度を累積することにより、ＮＣＯ１３１に与える制御量に変換する。累積加算回路１３３にから出力される制御量は、ＮＣＯ１３１に供給される。

また、同期回路１０９では、狭帯域のキャリア周波数誤差を、図２６に示す、ガードインターバル相関演算回路１３４と、二乗演算回路１３５と、最大値検出回路１３６と、角度変換回路１３７と、移動平均フィルタ１３８と、累積加算回路１３９とにより算出している。

ガードインターバル相関演算回路１３４には、図２７の（Ａ）に示すような、キャリア周波数誤差補正回路１３０から出力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号が入力される。ガードインターバル相関演算回路１３４は、図２７の（Ｂ）に示すように、入力されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル分遅延させた遅延信号を生成する。ガードインターバル相関演算回路１３４は、遅延していないＯＦＤＭ信号と遅延したＯＦＤＭ信号とを複素乗算したあと、さらに、ガードインターバル長の遅延量の移動和演算を行う。これにより、図２７の（Ｃ）および（Ｄ）に示すようなガードインターバル部分の相関値を示す信号（ガード相関信号）を生成する。ガード相関信号は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置において振幅成分がちょうどピークとなる複素信号となる。

二乗演算回路１３５は、ガードインターバル相関演算回路１３４から出力されたガード相関信号（複素信号）の実数成分と虚数成分とをそれぞれ二乗する。さらに二乗した値を加算して、図２７の（Ｅ）に示すような二乗成分を算出する。

最大値検出回路１３６は、図２７の（Ｆ）に示すように、二乗成分のピーク位置を検出し、そのピーク位置のタイミング（ピークタイミング）を出力する。

角度変換回路１３７には、ガードインターバル相関演算回路１３４からガード相関信号が入力される。角度変換回路１３７は、図２７の（Ｇ）に示すように、最大値検出回路１３６から与えられたピークタイミングにおけるガード相関信号の位相成分を検出する。したがって、位相成分は、ＯＦＤＭ信号のシンボル境界位置におけるガード相関信号の位相を示す。

ここで、この位相成分は、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数がずれていなければ、０となる。しかし、中心周波数がずれていれば、この位相成分は、そのずれ量分だけ位相回転する。つまり位相成分は、デジタル直交復号後における、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示している。もっとも、この位相成分は、サブキャリアの周波数間隔で一回転してしまうため、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の情報となる。

移動平均フィルタ１３８には、角度変換回路１３７から出力された位相成分が入力される。移動平均フィルタ１３８は、シンボル単位で出力される位相成分に対して、タップ数Ｘ（Ｘは自然数）の移動平均を算出する。

移動平均フィルタ１３８から出力される位相成分の移動平均値は、累積加算回路１３９に入力される。累積加算回路１３９は、移動平均フィルタ１３８から出力された、平均化された位相成分を、タップ数１のレジスタを用いて累積する。これにより、平均化された位相成分を、ＮＣＯ１３１に出力する制御量に変換する。累積加算回路１３９にから出力される制御量は、ＮＣＯ１３１に供給される。

従来のＯＦＤＭ復調装置では、以上のように、広帯域のキャリア周波数誤差および狭帯域のキャリア周波数誤差を求め、２つのキャリア周波数誤差に基づき周波数が制御された周波数補正信号を、ＯＦＤＭ信号に複素乗算している。これにより従来のＯＦＤＭ復調装置は、デジタル直交復調回路１０６のキャリア周波数のずれの影響による、ベースバンドのＯＦＤＭ信号における中心周波数のずれの補正を行うことができる。

ところで、ベースバンドのＯＦＤＭ信号には、様々な伝送路の状態の影響による誤差やノイズが含まれている。これによりベースバンドＯＦＤＭ信号に揺らぎが生じる。そのため、相関信号にも揺らぎが生じ、また、検出する狭帯域キャリア周波数誤差にも揺らぎが生じる。ベースバンドＯＦＤＭ信号は、検出された狭帯域キャリア周波数誤差より補正される。これによりベースバンドＯＦＤＭ信号には、さらに揺らぎが付加される。そのため、図２７の（Ｇ）におけるη’で示すように、狭帯域キャリア周波数誤差量を示すガード相関信号の位相成分を正しく検出できないことがある。

このような問題を解決する技術が、特許文献１に開示されている。特許文献１には、ガード相関検出手段により検出された位相成分のＸサンプル（Ｘは２以上の偶数）に対する移動平均を算出する移動平均部と、移動平均部から出力された移動平均結果値に対して、タップ数がＸ／２の積分を行う積分部とを有し、積分部の積分結果に基づき、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正するキャリア周波数誤差算出手段が開示されている。
「地上デジタル音声放送用復調装置標準規格（望ましい仕様）、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３０ １．２版」、社団法人電波産業界、平成１３年５月３１日策定、平成１５年７月２９日１．２改定 Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ、Ｊ．Ｖ．ＤＢｅｅｋ、ａｎｄ Ｐ．Ｏ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎ、"Ｔｉｍｉｎｇ ａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｓｉｎｇ ｔｈｅ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ"、Ｐｒｏｃ ．Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉａｍ ｏｎ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ、Ｅｓｓｅｎ、Ｇｅｒｍａｎｙ、Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １４−１５、１９９５、ｐｐ．１６−１９ Ａ．Ｖ．Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ ａｎｄ Ｒ．Ｗ．Ｓｃｈａｆｅｒ、"Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ"、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ、Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ Ｃｌｉｆｆｓ、ＮＪ、１９７５ 特開２００４−２１４９６０号公報（２００４年７月２９日公開）

従来の技術では、キャリア周波数誤差補正ループは、図２６に示すように、フィードバックループを形成している。狭帯域キャリア周波数誤差補正ループを１つの等価フィルタとみなせば、図２６の例のように、移動平均や累積加算をフィードバックループ内に置くと、全体として不安定な等価フィルタになる可能性が生じる。

また、仮に等価フィルタが安定に動作したとしても、移動平均や累積加算の方法および配置により、０ｄＢよりも大きいゲインを持つ、元信号を増幅するフィードバックループになる可能性をある。特許文献１の技術ように、移動平均を使用したときも、特定の周波数で多少のゲインを有するフィードバックループが形成される。したがって、ＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）のような、白色性の周波数スペクトルの雑音を対象にした場合、等価フィルタにおいて、０ｄＢよりも小さくなる周波数帯域の雑音成分は除去されるが、０ｄＢよりも大きくなる周波数帯域の雑音成分は逆に増幅されてしまう。これにより、白色雑音全体の抑制効果が、全体としては劣化してしまうおそれがある。したがって、狭帯域キャリア周波数誤差を精度よく検出し、かつ補正できない。

本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、狭帯域キャリア周波数誤差を精度よく検出し、かつ補正するＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調プログラム、および記録媒体を提供することにある。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記の課題を解決するために、
有効シンボルおよび有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルで構成された伝送シンボルを伝送単位とするＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正するによって、補正ＯＦＤＭ信号を出力するキャリア周波数誤差補正手段と、
上記補正ＯＦＤＭ信号と、有効シンボル期間長前に入力された遅延補正ＯＦＤＭ信号との複素相関値を算出する複素相関演算手段と、
上記複素相関から、一伝送シンボルごとに一定区間の区間平均値を求める区間平均演算手段と、
上記区間平均値から、一有効シンボル期間における位相回転量を求める位相回転演算手段と、
上記位相回転量をシンボル毎に累積加算した積分値を求めるシンボル単位積分演算手段と、
上記積分値から、１サンプリング点当たりの位相回転量を算出することによって、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示す補正信号を、上記キャリア周波数誤差補正手段に出力するフィードバック演算手段とを備えており、
上記シンボル単位積分演算手段は、
上記位相回転量を累積加算することによって、積分値を求める累積加算手段と、
上記積分値を平滑化することによって、平滑化された積分値を求めるデジタルフィルタ手段と、
上記デジタルフィルタ手段によって平滑化された上記積分値を、１シンボル遅延させ、上記累積加算手段に出力するシンボル遅延手段とを備えていることを特徴としている。

上記の構成によれば、シンボル単位積分演算手段において、累積加算手段の直後に、デジタルフィルタ手段が挿入されている。これによりＯＦＤＭ復調装置は、入力されたＯＦＤＭ信号に重畳されたノイズ等の影響によって誤検出した狭帯域キャリア周波数誤差補正信号の揺らぎを、発散させることなく抑制できる。したがって、狭帯域キャリア周波数誤差を精度よく検出し、かつ補正できる効果を奏する。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、さらに、
上記キャリア周波数誤差補正手段、上記複素相関演算手段、上記区間平均演算手段、上記位相回転演算手段、上記シンボル単位積分演算手段、および上記フィードバック演算手段によって構成されるフィードバックループを記述する伝達関数の極が、単位円内に存在することが好ましい。

上記の構成によれば、デジタルフィルタ手段が安定する。したがってＯＦＤＭ復調装置は、周波数誤差をより精度良く検出し、かつ補正できる効果を奏する。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、さらに、
上記伝達関数の利得が任意の周波数で０ｄＢ以下であることが好ましい。

上記の構成によれば、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックは、毎シンボル存在する入力ＯＦＤＭ信号の周波数誤差を正しく検出する。したがってＯＦＤＭ復調装置は、周波数誤差をより精度良く検出し、かつ補正できる効果を奏する。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、さらに、
上記デジタルフィルタ手段はＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタであることが好ましい。

上記の構成によれば、ＯＦＤＭ復調装置は、ＦＩＲフィルタの特性に応じた、狭帯域キャリア周波数誤差補正の揺らぎの抑制効果を得ることができる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、さらに、
上記デジタルフィルタはＩＩＲフィルタ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）であることが好ましい。

上記の構成によれば、ＯＦＤＭ復調装置は、ＩＩＲフィルタの特性に応じた、狭帯域キャリア周波数誤差補正の揺らぎの抑制効果を得ることができる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、さらに、
上記デジタルフィルタ手段のフィルタ係数を変更するフィルタ制御手段をさらに備えていることが好ましい。

上記の構成によれば、フィルタ制御手段は、デジタルフィルタ手段のフィルタ係数を変更する。これにより、デジタルフィルタ手段の時定数を変更できるので、デジタルフィルタ手段の応答性を変更できる。したがって、ＯＦＤＭ復調装置は、動作状況などに応じて、入力ＯＦＤＭ信号に対し最適に応答できる効果を奏する。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、さらに、
上記フィルタ制御手段は、
上記ＯＦＤＭ信号に応じて、上記デジタルフィルタ手段のフィルタ係数を変更することが好ましい。

上記の構成によれば、ＯＦＤＭ信号に応じて、最適に応答できるＯＦＤＭ復調装置を実現できる効果を奏する。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、さらに、
上記フィルタ制御手段は、
ＯＦＤＭ復調装置の動作状況に基づき、上記デジタルフィルタ手段のフィルタ係数を変更することが好ましい。

上記の構成によれば、動作状況に基づき、入力ＯＦＤＭ信号に対して最適に応答できるＯＦＤＭ復調装置を実現できる効果を奏する。

なお、上記ＯＦＤＭ復調装置は、コンピュータによって実現してもよい。この場合、コンピュータを上記各手段として動作させることにより上記ＯＦＤＭ復調装置をコンピュータにおいて実現するＯＦＤＭ復調プログラム、およびそのＯＦＤＭ復調プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体も、本発明の範疇に入る。

以上のように、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、累積加算手段の直後にデジタルフィルタ手段が挿入されているため、狭帯域キャリア周波数誤差を精度よく検出し、かつ補正できる効果を奏する。

本発明に係る実施形態を以下に説明する。以下では、サンプリング周波数Ｆｓが６４／６３ＭＨｚである例を説明する。

（複素相関と狭帯域キャリア周波数誤差）
シンボルｍかつサンプリング点ｎにおける複素ベースバンド信号と、シンボルｍかつサンプリング点（ｎ−Ｎ）における複素ベースバンド信号との複素相関は、次式（１）として表現できる。

ここでＮは、有効シンボル期間長のサンプリング点数であり、かつ、ＩＦＦＴ時の多重化した全キャリア数である。

さらに、複素相関ｃ（ｍ、ｎ）の実部は、自己相関として、次式（２）によって表される。

ここで、Ｉ_１（ｍ、ｎ）は、Ｚ_１（ｍ、ｎ）の実部（Ｉ成分）である。一方、Ｑ_１（ｍ、ｎ）は、Ｚ_１（ｍ、ｎ）の虚部（Ｑ成分）である。また、複素相関ｃ（ｍ、ｎ）の虚部は、相互相関として、以下の数式（３）によって表される。

以下では、キャリア周波数誤差がキャリア間隔単位（＝Ｆｓ／Ｎ）でδｆである例を説明する。たとえば、δｆ＝１は、ちょうど、１キャリア間隔のキャリア周波数誤差に相当する。キャリア周波数誤差がδｆであるＯＦＤＭベースバンド信号では、時間に比例する位相誤差が発生する。有効シンボル期間長（Ｎサンプリング点）当たりの位相誤差をδθとすると、次式（４）が成立する。

この時の複素ベースバンド信号Ｚ（ｍ、ｎ）と、Ｚ（ｍ、ｎ−Ｎ）との関係は、次式（５）を満たす。

このとき、次式（６）が成立する。

ここでｒ（ｍ、ｎ）は、複素ベースバンド信号Ｚ_１（ｍ、ｎ）の振幅である。この式が示すように、複素相関の位相を検出することによって、キャリア周波数誤差δｆも検出できる。ただし、δｆと（δｆ＋１）との各場合において、式（６）は同じ値となる。したがって、複素相関の位相誤差は、キャリア間隔単位の広帯域キャリア周波数誤差の検出には有効ではないが、キャリア間隔の半分以内の狭帯域キャリア周波数誤差の検出には有効である。

（ＯＦＤＭ復調装置１の基本構成）
本発明のＯＦＤＭ復調装置１には、デジタルフィルタが挿入される。以下では、まず、デジタルフィルタを備えていない基本構成のＯＦＤＭ復調装置１、およびそのと動作について説明する。図１は、デジタルフィルタを有していない構成のＯＦＤＭ復調装置１を示すブロック図である。この図に示すように、ＯＦＤＭ復調装置１は、アンテナ２、チューナ３、Ａ／Ｄコンバータ４、直交検波部５、ＣＯＲＤＩＣ回路６（キャリア周波数誤差補正手段）、狭帯域キャリア周波数誤差検出部７、ＦＦＴ回路８、複素相関演算部１１（複素相関演算手段）、区間平均演算部１２（区間平均演算手段）、ＣＯＲＤＩＣ回路１３（位相回転演算手段）、シンボル単位積分部１４（シンボル単位積分演算手段）、およびフィードバック演算部１５（フィードバック演算手段）を備えている。

アンテナ２は、図示しない伝送路を通過してくるＯＦＤＭ信号を受信し、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号としてチューナ３に供給する。チューナ３は、入力されたＲＦ信号をＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に周波数変換し、Ａ／Ｄコンバータ４へ供給する。Ａ／Ｄコンバータ４は、入力されたＩＦ信号をデジタル化し、直交検波部５へ供給する。直交検波部５は、入力されたＩＦデジタル信号をベースバンド信号に周波数変換する。

このとき直交検波部５は、ベースバンドＯＦＤＭ信号として、同窓検波（以下、Ｉ軸）信号と、直交検波（以下、Ｑ軸）信号とから、複素データを生成する。直交検波部５は、この複素データによるベースバンドＯＦＤＭ信号を、後述するＣＯＲＤＩＣ回路６に供給する。図１７に示すように、直交検波部６は、Ｚ_０（ｍ、ｎ）＝Ｉ_０（ｍ、ｎ）＋ｊＱ_０（ｍ、ｎ）によって表されるベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。ここでｍはシンボルのカウント表し、ｎはサンプリング点数のカウントを表す。

ＣＯＲＤＩＣ回路６は、後述する狭帯域キャリア周波数誤差検出部７にしたがって、ＯＦＤＭ信号Ｚ_０（ｍ、ｎ）＝Ｉ０（ｍ、ｎ）＋ｊＱ０（ｍ、ｎ）の関係を満たすキャリア周波数誤差を補正する。狭帯域キャリア周波数誤差検出部７が出力するφ（ｍ−１、ｎ）は、シンボルｍ、かつサンプリング点ｎのベースバンド信号Ｚ_０（ｍ、ｎ）において補正すべき位相回転量である。ＣＯＲＤＩＣ回路６は、デジタル直交復調後のＯＦＤＭ信号Ｚ_０（ｍ、ｎ）の位相を、−φ（ｍ−１、ｎ）だけ位相回転させる。これによりＺ_１（ｍ、ｎ）を生成し、狭帯域キャリア周波数誤差検出部７およびＦＦＴ８に出力する。このとき、Ｚ_１（ｍ、ｎ）は、以下の数式（７）を満たす。

以下では、狭帯域キャリア周波数誤差検出部７について説明する。狭帯域キャリア周波数誤差検出部７は、ＣＯＲＤＩＣ回路６の出力信号Ｚ_１（ｍ、ｎ）より±１／２キャリア間隔内の狭帯域キャリア周波数誤差を検出し、ＣＯＲＤＩＣ回路６に出力する。狭帯域キャリア周波数誤差検出部７に入力されたベースバンド信号Ｚ_１（ｍ、ｎ）は、まず、複素相関演算部１１に入力される。

図１８は、複素相関演算部１１の回路の一構成例を示す図である。である。図１８に示すように、複素相関演算器１１は、入力信号に相関長だけ遅延を与えるＦＩＦＯ２１と、入力信号とＦＩＦＯとの出力信号の複素乗算を行う複素乗算器２４とをコントロールしている。複素乗算器２４は、４個の乗算器２２と、その後段の２個の加算器２３とによって構成される。ＦＩＦＯ２１は、データをＦＩＦＯ（Ｆｉｒｓｔ Ｉｎ Ｆｉｒｓｔ Ｏｕｔ）、すなわち先入れ先出しによって格納し出力するメモリである。複素相関演算器１１は、自己相関を実数成分、相互相関を虚数成分とした複素相関値ｃ（ｍ、ｎ）を出力する。次段の区間平均演算部１２は、ガードインターバルと、その生成元信号との複素相関値にあたる信号に対し、ガードインターバル期間内の区間平均を行う。以下では、区間平均演算部１２の出力を図１７に示すように、ｄ（ｍ）と記載する。

次に、ＣＯＲＤＩＣ回路１３は、入力されたｄ（ｍ）の位相を算出する。これにより、有効シンボル期間長Ｎ当たりの位相回転量δθ（ｍ）を算出する。

図１９は、シンボル単位積分部１４の構成を示すブロック図である。図１９に示すシンボル単位積分部１４は、入力された位相回転量δθ（ｍ）と、１シンボル前のシンボル単位積分部出力γ（ｍ−１）との加算を行い、γ（ｍ）を出力する。ここで、γ（ｍ）は、遅延部３１を通り、加算部３２に入力される。シンボル単位積分部１４の出力であるγ（ｍ）は、シンボルｍによって補正すべき有効シンボル期間長Ｎ当たりの位相回転量である。

フィードバック演算部１５は、１サンプリング点当たりの補正すべき位相回転量φ（ｍ、ｎ）を算出する。具体的には、γ（ｍ）を有効シンボル期間長Ｎによって除算し、かつ、有効シンボル期間によって積分する。このとき算出される位相回転量は、次式（８）を満たす。

狭帯域キャリア周波数誤差検出部７は、上記のように周波数誤差補正信号φ（ｍ、ｎ）を算出し、出力する。

（デジタルフィルタの挿入）
以上に、ＯＦＤＭ復調装置１における、周波数誤差の検出と補正方法について説明した。雑音やフェージングが無い環境において、ＯＦＤＭ復調装置１がＯＦＤＭ放送を受信した場合、上述した基本構成によって、狭帯域キャリア周波数誤差を安定して補正できる。しかし、雑音環境下やフェージング環境下においてＯＦＤＭ復調装置１がＯＦＤＭ放送を受信したとき、ベースバンド信号中の揺らぎによって複素相関にも揺らぎが発生する。これによりＯＦＤＭ復調装置１は、真の狭帯域キャリア周波数誤差とは異なる狭帯域キャリア周波数誤差を検出し、そのままフィードバックしてしまう。

この狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号をＦＦＴによってＯＦＤＭ復調すると、ＦＦＴ出力のコンスタレーションにおいて、真の狭帯域キャリア周波数誤差と検出した狭帯域キャリア周波数誤差の差に比例して、位相が回転する。通常、雑音環境下やフェージング環境下においてＯＦＤＭ復調装置１が受信したＯＦＤＭ波のＦＦＴ出力は、広がっている。したがって、この状態のＦＦＴ出力に位相回転が生じると、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどの復調時において、誤りが増大し、ＯＦＤＭ復調装置１全体における誤り訂正能力が低下する。

そこでＯＦＤＭ復調装置１は、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループ中に挿入されている、デジタルフィルタを備える。これにより、ノイズの影響によって誤検出した周波数誤差（位相回転量）の揺らぎを抑制する。さらに、入力されたＯＦＤＭ信号に含まれる、真の狭帯域キャリア周波数誤差のみを精度よく検出し、フィードバックする。したがって、真の狭帯域キャリア周波数誤差と検出した狭帯域キャリア周波数誤差との差に比例する、ＦＦＴ出力のコンスタレーションの回転を抑制できる。また、雑音環境下やフェージング環境下においてＯＦＤＭ信号を受信したときの、ＯＦＤＭ復調装置１全体における誤り訂正能力を改善できる。

以下の説明では、ＯＦＤＭ復調装置１が受信したＯＦＤＭ波のベースバンド信号Ｚ_０（ｍ、ｎ）に含まれる、真の狭帯域キャリア周波数誤差を、δｆ_０と表す。このキャリア周波数誤差の原因として、アナログチューナーのクロック周波数誤差等がある。この場合、たとえば数千シンボル以上の十分長い時間では、δｆ_０を一定とみなせる。

ＯＦＤＭ復調装置１において、シンボルｍ＝０のとき、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループが起動する例を説明する。このとき、ｍ＝０の起動時にＣＯＲＤＩＣ回路６が補正する位相回転量の初期値φ（ｍ＝−１、ｎ）と、シンボル単位積分１４の内部の遅延部３１の出力γ（−１）の初期値とを、それぞれ０とする。

まず、雑音やフェージングが無い理想通信路を経たＯＦＤＭ波をＯＦＤＭ復調装置１が受信し、その時の狭帯域キャリア周波数誤差がδｆ_０である場合を説明する。最初のシンボルｍ＝０では、ＣＯＲＤＩＣ回路６は、ベースバンド信号Ｚ_０（ｍ＝０、ｎ）の狭帯域キャリア周波数誤差を検出する。したがって、次式（９）が成立する。

このとき、次式（１０）が成立する

ＣＯＲＤＩＣ回路６は、シンボルｍ＝１において、γ（０）から計算したφ（０、ｎ）によって、ベースバンド信号Ｚ_０（１、ｎ）を補正する。これにより、入力ベースバンド信号Ｚ_０（１、ｎ）に含まれている狭帯域キャリア周波数誤差を補正する。したがって、出力信号Ｚ_１（１、ｎ）に含まれる狭帯域キャリア周波数誤差は、δｆ_０−δｆ_０＝０となる。このとき、次式（１１）が成立する。

シンボルｍ≧１においても、同様である。すなわちｍ≧１では、次式（１２）および次式（１３）が常に成立する。

このときにおける、入力ベースバンド信号Ｚ_０（ｍ、ｎ）の狭帯域キャリア周波数誤差δｆ_０、および、出力ベースバンド信号Ｚ_１（ｍ、ｎ）の狭帯域キャリア周波数誤差δｆ_１の時間変化を、図２０に示す。

つぎに、ＯＦＤＭ復調装置１が、雑音やフェージングがある通信路を経たＯＦＤＭ波を受信した場合を説明する。以下では、ＣＯＲＤＩＣ回路１３が誤検出する位相の揺らぎ成分を、δθ_ｅ（ｍ）として表す。この場合、式（１２）は図２３に示すようになる。したがって、次式（１４）が成立する。

このとき、式（１３）は、次式（１５）となる。

すなわち、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループでは、入力ベースバンド信号Ｚ_０（ｍ、ｎ）に対し、真の狭帯域キャリア周波数誤差δｆ_０だけではなく、ＣＯＲＤＩＣ回路１３が誤検出した成分δθ_ｅ（ｍ）も補正される。この時の出力ベースバンド信号Ｚ_１（ｍ、ｎ）の各狭帯域キャリア周波数誤差δｆ_１の時間変化は、図２１に示す通りである。すなわち、図２１の２１０に示すように、δθ_ｅ（ｍ）に相当する周波数誤差が残留し、その値は揺らぐ。周波数誤差が残留している出力ベースバンド信号Ｚ_１（ｍ、ｎ）がＦＦＴ８に入力されると、ＦＦＴ８の出力信号のコンスタレーションは、図２２に示すように回転する。すなわち、δｆ_１が０でないとき、図２２の２２０に示すコンスタレーションは、２２１に示すコンスタレーションに回転する。このとき、はみ出す領域が増大し、ビタビ前のＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ）が悪化する。

雑音環境下やフェージング環境下においてＯＦＤＭ復調装置１が受信したＯＦＤＭ波のＦＦＴ出力は、広がっている。したがって、この状態のＦＦＴ出力に位相回転が生じると、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどの復調時における誤りが増大し、ＯＦＤＭ復調装置１全体での誤り訂正能力が低下する。

ＯＦＤＭ復調装置１が、ＢＥＲ―ＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）特性を改善するには、ＦＦＴ出力信号の広がったコンスタレーションの位相回転を抑制する必要がある。そのためには、ＯＦＤＭ復調装置１は、式（１５）に示すγ（ｍ）におけるδθ_ｅ（ｍ）の項を抑制する必要がある。そこでＯＦＤＭ復調装置１では、δθ_ｅ（ｍ）を抑制するデジタルフィルタが、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループに挿入されている。

δθ_ｅ（ｍ）に着目すると、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループは、２πδｆ_０＋δθ_ｅ（ｍ）を入力とし、シンボル単位積分部１４の出力γ（ｍ）を出力とするフィルタと等価である。これにより、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループにおける揺らぎを抑制することは、等価フィルタの出力γ（ｍ）からδθ_ｅ（ｍ）成分の影響を取り除いて、真の狭帯域キャリア周波数誤差補正２πδｆ_０のみを取り出すこと等価になる。ところで、ＯＦＤＭ復調装置１は、雑音やフェージングを有する環境では、δθ_ｅ（ｍ）を白色性の雑音とみなせる。そこで、上記の等価フィルタは、ＤＣ成分のみを取り出すデジタルのローパスフィルタであればよい。

以下に、等価フィルタの伝達関数として、次式（１６）を導入する。

この式において、Θ（ｚ）は、２πδｆ_０＋δθ_ｅ（ｍ）のｚ変換である。一方、Γ（ｚ）は、γ（ｍ）のｚ変換である。

上述した非特許文献３によると、伝達関数Ｈ（ｚ）によって記述されるデジタルフィルタおよび線形システムが安定して動作するためには、伝達関数Ｈ（ｚ）の極が単位円内に存在することを要する。また、伝達関数Ｈ（ｚ）の利得が０ｄＢ以上となる周波数帯域が、ＤＣ成分以外であると、δθ_ｅ（ｍ）における周波数帯域成分の揺らぎが増幅されてしまう。これにより、Ｈ（ｚ）によるローパスフィルタリングによる雑音抑制効果が、その分、相殺される。

図１は、本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１の要部を示すブロック図である。この図に示すＯＦＤＭ復調装置１では、シンボル単位積分１４に含まれている加算部１７の直後に、デジタルフィルタ１８が挿入されている。このデジタルフィルタ１８は、後述するように、ＦＩＲフィルタ３３またはＩＩＲフィルタ３５であることが好ましい。

〔実施形態１〕
本発明に係る第１の実施形態について、以下に説明する。図２は、加算部３２の直後にＮａ次のＦＩＲフィルタ３３が挿入されているシンボル単位積分部１４の構成を示すブロック図である。このシンボル単位積分部１４は、図２に示すように、１シンボル遅延部３１、加算部３２、およびＦＩＲフィルタ３３を備えている。ここで、ＦＩＲフィルタ３３は、加算部３２の直後に挿入されている。加算部３２は、入力された位相回転量を累積加算することによって、積分値を求める。ＦＩＲフィルタ３３は、加算部３２の出力である積分値を平滑化することによって、平滑化された積分値を求める。１シンボル遅延部３１は、ＦＩＲフィルタ３３によって平滑化された積分値を、１シンボル遅延させ、加算部３２に出力する。

以下では、一例として、ＦＩＲフィルタ３３の伝達関数Ｈ（ｚ）を、次式（１７）に示すように定義する。

図２に示すようにＦＩＲフィルタ３３が加算部３２の直後に挿入されていれば、δθ（ｍ）は式（１４）によって表される。これにより、加算部３２は、入力信号からγ（ｍ−１）を消去する演算を行い、２πδｆ_０＋δθ_ｅ（ｍ）を出力する。さらに、加算部３２の直後にＦＩＲフィルタ３３が挿入されているため、γ（ｍ）は、ＦＩＲフィルタ３３によって分散を抑制される位相回転量となる。ここで、ＣＯＲＤＩＣ回路６に入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号Ｚ_０（ｍ、ｎ）に含まれている周波数誤差ｆ_０を、ＯＦＤＭ復調装置１は、毎シンボル、ほぼ同程度と見なせる。すなわち、ｆ_０に多少の揺らぎがあったとしても、ＯＦＤＭ復調装置１は、その揺らぎを、誤検出された位相成分δθ_ｅ（ｍ）の一部と見なせる。これにより、γ（ｍ）は、次式（１８）として表すことができる。

ここで式（１８）は、ＯＦＤＭ復調装置１が動作を開始してから十分な時間が経過したときのγ（ｍ）を表す。したがって、補正すべき誤差成分２πδｆ_０をそのまま検出し、誤検出した位相成分に当たるδθ_ｅ（ｍ）の揺らぎのみ抑制された周波数誤差補正信号を出力する。これにより、ノイズの影響によって補正値が揺らぐことがない。すなわちＣＯＲＤＩＣ回路６は、周波数誤差補正を精度よく行える。ここで、（１８）式を（１６）式に代入すると、伝達関数Γ（ｚ）とΘ（ｚ）とは、次式（１９）によって表すことができる。

ここで、Ｎａが２０であるとき、伝達関数Ｈ（ｚ）の零点と極は、図３に示す通りになる。図３は、図２の構成においてＮａが２０であるときにおける狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の零点および極を示す図である。この図に示すように、極は、全て単位円内に存在する。これにより、伝達関数Ｈ（ｚ）を持つデジタルフィルタは安定する。

図４は、Ｎａが２０であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の周波数特性を示す図である。この図に示すように、伝達関数Ｈ（ｚ）の利得のうち、ＤＣ成分のみが０ｄＢとなり、他の周波数帯域の成分は０ｄＢ以下となる。そのため、ＯＦＤＭ復調装置１は、揺らぎを抑制できる。

（好ましくない構成例）
つぎに、比較対象として、好ましくないＦＩＲフィルタ３４の使用例について説明する。図５は、ＦＩＲフィルタ３４の好ましくない挿入例を示す図である。この図に示すＯＦＤＭ復調装置１では、加算部３２の前にＦＩＲフィルタ３４が挿入されている。このとき、ＣＯＲＤＩＣ回路１３が出力したδθ（ｍ）が、ＦＩＲフィルタ３４に入力される。これにより、δθ（ｍ）が有する揺らぎを抑制する。なお、図２に示すＯＦＤＭ復調装置１では、δθ_ｅ（ｍ）の揺らぎのみを抑制する。ここで、δθ（ｍ）は、式（１４）によって表すことができる。したがって、ＦＩＲフィルタ３４は、δθ_ｅ（ｍ）およびγ（ｍ−１）の両方の揺らぎを抑制している。そのため加算部３２はγ（ｍ−１）を消すことができない。これにより加算部３２の出力γ（ｍ）は、次式（２０）に示すようになる。

この式に示すように、図５に示す構成のＯＦＤＭ復調装置１では、過去に検出して補正した位相成分が累積する。さらに、加算部３２は、揺らぎを抑制せずにそのまま残したまま、γ（ｍ−１）を累積加算する。これにより、γ（ｍ）における揺らぎは、図２の構成における揺らぎよりも大きくなる。

ここで、式（２０）は、次式（２１）に示すように展開できる。

ここで、式（２１）を式（１６）に代入すれば、伝達関数Γ（ｚ）およびΘ（ｚ）は、次式（２２）によって表すことができる。

ここで、Ｎａが２０であるとき、伝達関数Ｈ（ｚ）の零点と極は、図６に示す通りになる。図６は、図５の構成においてＮａが２０であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の零点および極を示す図である。この図に示すように、一部の極は、単位円の外に存在する。したがって、この伝達関数Ｈ（ｚ）を持つデジタルフィルタは安定しない。図７は、図５の構成においてＮａが２０であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の周波数特性を示す図である。

〔実施形態２〕
本発明に係る第２の実施形態について、以下に説明する。図８は、加算部３２の直後にＩＩＲフィルタ３５が挿入されているシンボル単位積分部１４の構成を示すブロック図である。このシンボル単位積分部１４は、図２に示すように、１シンボル遅延部３１、加算部３２、およびＩＩＲフィルタ３５を備えている。ここで、ＦＩＲフィルタ３５は、加算部３２の直後に挿入されている。加算部３２は、入力された位相回転量を累積加算することによって、積分値を求める。ＩＩＲフィルタ３５は、加算部３２の出力である積分値を平滑化することによって、平滑化された積分値を求める。１シンボル遅延部３１は、ＩＩＲフィルタ３５によって平滑化された積分値を、１シンボル遅延させ、加算部３２に出力する。

以下では、一例として、ＩＩＲフィルタ３５の伝達関数Ｈ（ｚ）を、次式（２３）に示すように定義する。

図８に示すように、ＩＩＲフィルタ３５がシンボル単位積分部１４に挿入されることによって、δθ（ｍ）を式（１４）によって表すことができる。これにより加算部３２は、入力信号からγ（ｍ−１）を消去でき、その結果、２πδｆ_０＋δθ_ｅ（ｍ）を出力する。さらに、加算部３２の直後にＩＩＲフィルタ３５が挿入されているため、γ（ｍ）は、ＩＩＲフィルタ３５によって分散を抑制された位相回転量となる。ここで、ＯＦＤＭ復調装置１は、ＣＯＲＤＩＣ回路６に入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号Ｚ_０（ｍ、ｎ）が有している周波数誤差δｆ_０を、毎シンボル、ほぼ同程度と見なせる。さらに、δｆ_０に多少の揺らぎがあったとしても、その揺らぎを、誤検出された位相成分δθ_ｅ（ｍ）の一部と見なせる。このとき、γ（ｍ）は次式（２４）によって表すことができる。

ここで式（２４）は、ＯＦＤＭ復調装置１が動作を開始してから十分な時間が経った時のγ（ｍ）を表す。ＩＩＲフィルタ３５では、ＤＣ成分のゲインは０ｄＢである。したがってＩＩＲフィルタ３５は、２πδｆ_０をそのまま出力する。これにより式（２４）では、ｍによらず、常に２πδｆ_０の項が存在する。したがってＩＩＲフィルタ３５は、補正すべき誤差成分２πδｆ_０をそのまま検出する一方、誤検出された位相成分に相当するδθ_ｅ（ｍ）の揺らぎのみ抑制された周波数誤差補正信号を出力する。これによりＣＯＲＤＩＣ回路６は、ノイズの影響によって補正値が揺らぐことのない、精度の高い周波数誤差補正をで実行できる。

また、ＩＩＲフィルタ３５が安定であれば、式（２４）におけるγ（ｍ）は発散しない。式（２４）の２πδｆ_０は、常に一定である。したがって、式（２４）の伝達関数において、２πδｆ_０の項を無視すると、伝達関数Ｈ（ｚ）は式（２３）に示すものと同様になる。ここで、式（２３）の伝達関数Ｈ（ｚ）における零点と極は、図９に示すとおりになる。図９は、図８の構成においてＮａが１であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の零点および極を示す図である。この図に示す例では、極が単位円内に存在する。したがってγ（ｍ）は安定となる。

図１０は、図８の構成においてＮａが１であるときにおける狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の周波数特性を示す図である。この図に示す、式（２３）によって表される伝達関数Ｈ（ｚ）における周波数特性では、伝達関数Ｈ（ｚ）の利得のうち、ＤＣ成分のみが０ｄＢとなり、他の周波数帯域の成分は０ｄＢ以下となる。そのため、狭帯域キャリア周波数誤差の揺らぎを抑制できる。

（好ましくない構成例）
つぎに、比較対象として、好ましくないＩＩＲフィルタ３６の使用例について説明する。図１１は、ＩＩＲフィルタ３６の好ましくない挿入例を示す図である。この図に示すＯＦＤＭ復調装置１では、加算部３２の前にＩＩＲフィルタ３６が挿入されている。このとき、ＣＯＲＤＩＣ回路１３が出力したδθ（ｍ）が、ＩＩＲフィルタ３６に入力される。これにより、δθ（ｍ）が有する揺らぎを抑制する。なお、図８に示すＯＦＤＭ復調装置１では、δθ_ｅ（ｍ）の揺らぎのみを抑制する。ここで、δθ（ｍ）は、式（１４）によって表すことができる。したがって、ＩＩＲフィルタ３６は、δθ_ｅ（ｍ）およびγ（ｍ−１）の両方の揺らぎを抑制している。そのため加算部３２はγ（ｍ−１）を消すことができない。したがって、加算部３２の出力γ（ｍ）は、次式（２５）に示すようになる。

ここで、式（２５）は、ＯＦＤＭ復調装置１が動作を開始してから十分な時間が経った時のγ（ｍ）を表す。この式に示すように、図１１に示す構成のＯＦＤＭ復調装置１では、過去に検出して補正した位相成分が累積する。さらに、加算部３２は、揺らぎを抑制せずにそのまま残したまま、γ（ｍ−１）を累積加算する。これにより、γ（ｍ）における揺らぎは、図８の例よりも大きくなる。

ＩＩＲフィルタ３６では、ＤＣ成分のゲインが０ｄＢである。
これにより、ＩＩＲフィルタ３６は、２πδｆ_０をそのまま出力する。したがって、加算部３２の出力は、十分な時間が経った後、次式（２６）に示すとおりになる。

このように、ｒ（ｍ）には、常に２πδｆ_０の項が存在する。したがってＯＦＤＭ復調装置１は、式（２６）の伝達関数において、２πδｆ_０を無視できる。これにより、γ（ｍ）は、次式（２７）に示す伝達関数を有するデジタルフィルタと等価である。

ここで、α＝０．９とした場合の、式（２７）の伝達関数Ｈ（ｚ）の零点と極は、図１２に示すようになる。図１２は、図１１の構成においてＮａが０．９であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の零点および極を示す図である。この図に示すように、極は、単位円内に存在する。したがって、γ（ｍ）は安定する。

図１３は、図１１の構成においてＮａが０．９であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の周波数特性を示す図である。式（２７）の伝達関数Ｈ（ｚ）の周波数特性では、図１３に示すように、伝達関数Ｈ（ｚ）の利得が０ｄＢ以上となる周波数帯域が、ＤＣ成分以外にもある。したがって、δθ_ｅ（ｍ）の周波数帯域成分の揺らぎが増幅されてしまう。さらに、ＤＣ成分が−１３ｄＢ付近となり、増幅される揺らぎが顕著に現れる。このように、図１１に示す構成のシンボル単位積分部１４は、安定に動作はするが、揺らぎの抑制効果は非常に低い。

（まとめ）
以上の様に、ＯＦＤＭ復調装置１では、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループを１つのフィルタとして見た場合、等価フィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）は安定する。すなわち極が単位円内に存在する。これにより、任意の周波数において、ゲインを持たない。したがって、検出する狭帯域キャリア周波数誤差の揺らぎを抑制できる。

図２および図８の構成は、これらの２点を満たしている。したがって、安定して揺らぎを抑制できる。しかし、図５の比較例では、図６に示すように、伝達関数Ｈ（ｚ）の極が単位円内に存在しない。したがって安定しない。すなわち、図５に示す構成のＯＦＤＭ復調装置１は使用できない。また、図１１に示す比較例では、図１２に示すように、伝達関数Ｈ（ｚ）の極が単位円内に存在する。このとき、図１３に示すように、任意の周波数において０ｄＢを超えるゲインを持っているなら、安定して動作する。しかし、任意の周波数の揺らぎを増幅してしまうため、揺らぎの抑制効果は低くなってしまう。そのため、図１１に示す比較例は、最適な構成とは言えない。すなわち、図２および図８の構成が最適である。

〔第３の実施の形態〕
第１および第２の実施形態では、ＯＦＤＭ復調装置１において、加算部３２の直後に、デジタルフィルタが挿入されている。一般に、デジタルフィルタの応答速度は、時定数によって決まる。入力されるＯＦＤＭ信号の周波数誤差の揺らぎが非常に大きければ、フィルタの応答速度を速くし、追随性を上げることが好ましい。しかし、このとき、検出周波数誤差（位相回転量）の揺らぎの抑制効果が弱くなる。そこで、ＯＦＤＭ復調装置１に入力されるＯＦＤＭ信号に含まれている周波数誤差が、ある程度小さければ、フィルタの応答速度を遅くし、検出周波数誤差（位相回転量）の揺らぎの抑制効果を大きくする方がよい。このように、ＯＦＤＭ復調装置１において、デジタルフィルタの応答速度は、可変である方が好ましい。

そこでＯＦＤＭ復調装置１では、デジタルフィルタ４１はフィルタ係数を変えることができる。これにより、デジタルフィルタ４１の時定数を変更する事ができる。具体的には、ＯＦＤＭ復調装置１は、図１４に示すように、デジタルフィルタ４１のフィルタ係数を制御するための制御回路４２（フィルタ制御手段）をさらに備えている。ここでデジタルフィルタ４１は、フィードバックループ内ゲイン２０１およびフィードフォーワードループ内ゲインを有している。さらに、フィルタ入力レベル調整回路２０３を備えている。

制御回路４２は、デジタルフィルタ４１のフィルタ係数であるフィードバックループ内ゲイン２０１内のゲインａ_０〜ａ_Ｎａ、およびフィードフォワードループ内ゲイン２０２内のゲインｂ_０〜ｂ_Ｎａの倍率を制御する。制御回路４２は、デジタルフィルタ４１のフィルタ段数およびフィルタ係数を変更することによって、デジタルフィルタ４１の時定数を決定する。この時定数により、応答速度が決定される。制御回路４２がフィルタ段数を増加させると、デジタルフィルタ４１の時定数が大きくなるので、応答速度が増加する。また、制御回路４２が、フィルタ係数全体に対して、次数の高いフィルタ係数の比重を大きくさせると、デジタルフィルタ４１の時定数が大きくなるので応答速度が増加する。この制御方法では、制御回路４２はデジタルフィルタ４１のフィルタ係数に０を設定することによって、フィルタ段数も制御する。

なお、図１４に示すデジタルフィルタ４１において、フィードバックループ内ゲイン２０１内のゲインが、ａ_０を除いて全て０であるデジタルフィルタを、本発明の説明ではＦＩＲフィルタと呼び、フィードバックループ内ゲイン２０１内のゲインのａ_０ともう１つ以上が０でない場合をＩＩＲフィルタと呼んでいる。ちなみに、実施形態２において例として説明したＩＩＲフィルタ３５は、フィルタ入力レベル調整回路２０３の増幅率が１−αであり、フィードバックループ内ゲイン２０１内のゲインａ_０が１かつａ_１がαの場合のデジタルフィルタ４１に相当する。

また、制御回路４１は、αの値を０から１の範囲において変更することによって、デジタルフィルタ４１の時定数を簡単に変更できる。このとき制御手段がαを大きく設定するほど、デジタルフィルタ４１の応答速度が遅くなるが、揺らぎの抑制効果は大きくなる。

ＯＦＤＭ復調装置１において、入力されるＯＦＤＭ信号の周波数誤差に基づき、適応的にフィルタ４１のフィルタ係数を変化させる場合は、一例として、図１５に示すように、シンボル単位積分部１４が、γ（ｍ）を制御回路４３に入力する。これにより制御回路４３は、γ（ｍ）の変化量を測定する。測定した変化量が一定以内なら、制御回路４３は、フィルタ４１の時定数をより大きくするようにフィルタ係数を制御する。一方、一定以上なら、フィルタ４１の時定数をより小さくするようにフィルタ係数を制御する。

ＯＦＤＭ復調装置１の初期動作時においては、フィルタ４１の応答性を上げる必要がある。この場合、一例として、図１６に示すように、制御回路４４は、内部にカウンタを備える。図１６は、内部にカウンタ４５を備えている制御回路４４の構成を示すブロック図である。これにより制御回路４４は、カウンタ４５の値に基づき、ＯＦＤＭ復調装置１が起動してから、特定のある一定時間が過ぎたと判定したなら、フィルタ４１の時定数を一度に上げるようにフィルタ係数を制御する。または、徐々に上げるようにフィルタ係数を制御する。このように、時定数が可変であるため、フィルタ４１は、状況に応じて、入力信号に対して最適に応答できる。

なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても、本発明の技術的範囲に含まれる。

（他の構成）
なお、本発明を、以下に示す各構成としても実現できる。

（第１の構成）
有効シンボルおよび有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルで構成された伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
ａ）ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正して補正ＯＦＤＭ信号を出力するキャリア周波数誤差補正手段６と、
ｂ）キャリア周波数誤差補正手段により補正がされた後の補正ＯＦＤＭ信号が入力され、入力された補正ＯＦＤＭ信号と有効シンボル期間長前に入力された遅延補正ＯＦＤＭ信号との複素相関値を算出する複素相関演算手段１１と、
ｃ）複素相関値を入力として、１伝送シンボル毎に一定区間の区間平均値を出力する区間平均演算手段１２と、
ｄ）区間平均値を入力として、１有効シンボル期間での位相回転量を出力する位相回転演算手段１３と、
ｅ）位相回転量を入力として、シンボル毎に累積加算した積分値を出力するシンボル単位積分演算手段１４と、
ｆ）積分値を入力として、１サンプリング点当たりの位相回転量を算出し、ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示す補正信号をキャリア周波数誤差補正手段へ出力するフィードバック演算手段１５とを具備し、
シンボル単位積分演算手段１４は、
累積加算器１７と、
累積加算器１７の出力を受けて、平滑化した積分値を出力するデジタルフィルタ１８と、
デジタルフィルタ１８の出力を１シンボル遅延させた後に累積加算器１７に出力するシンボル遅延器１６とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。

（第２の構成）
ａ）〜ｆ）で構成されるフィードバックループを記述する伝達関数の極が単位円内にあることを特徴とする第１の構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第３の構成）
伝達関数の利得が任意の周波数で０ｄＢ以下であることを特徴とする第２の構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第４の構成）
デジタルフィルタが、ＦＩＲフィルタであることを特徴とする第１〜第３のいずれかの構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第５の構成）
デジタルフィルタが、ＩＩＲフィルタであることを特徴とする第１〜第３のいずれかの構成に記載ののＯＦＤＭ復調装置。

（第６の構成）
ＦＩＲフィルタの時定数を変えられることを特徴とする第４の構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第７の構成）
ＩＩＲフィルタの時定数を変えられることを特徴とする第５の構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第８の構成）
ＦＩＲフィルタが、ＯＦＤＭ信号に応じて時定数を変えられることを特徴とする第４の構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第９の構成）
ＩＩＲフィルタが、ＯＦＤＭ信号に応じて時定数を変えられることを特徴とする第５の構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第１０の構成）
ＦＩＲフィルタが、ＯＦＤＭ復調装置の動作状況により時定数を変えられることを特徴とする第４の構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（第１１の構成）
ＩＩＲフィルタが、ＯＦＤＭ復調装置の動作状況により時定数を変えられることを特徴とする第５の構成に記載のＯＦＤＭ復調装置。

（プログラムおよび記録媒体）
最後に、ＯＦＤＭ復調装置１に含まれている各ブロックは、ハードウェアロジックによって構成すればよい。または、次のように、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）を用いてソフトウェアによって実現してもよい。

すなわち、ＯＦＤＭ復調装置１は、各機能を実現するＯＦＤＭ復調プログラムの命令を実行するＣＰＵ、このＯＦＤＭ復調プログラムを格納したＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、上記ＯＦＤＭ復調プログラムを実行可能な形式に展開するＲＡＭ（Ｒａｎｄａｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、および、上記ＯＦＤＭ復調プログラムおよび各種データを格納するメモリ等の記憶装置（記録媒体）を備えている。この構成により、本発明の目的は、所定の記録媒体によっても、達成できる。

この記録媒体は、上述した機能を実現するソフトウェアであるＯＦＤＭ復調装置１のＯＦＤＭ復調プログラムのプログラムコード（実行形式プログラム、中間コードプログラム、ソースプログラム）をコンピュータで読み取り可能に記録していればよい。ＯＦＤＭ復調装置１に、この記録媒体を供給する。これにより、コンピュータとしてのＯＦＤＭ復調装置１（またはＣＰＵやＭＰＵ）が、供給された記録媒体に記録されているプログラムコードを読み出し、実行すればよい。

プログラムコードをＯＦＤＭ復調装置１に供給する記録媒体は、特定の構造または種類のものに限定されない。すなわち、この記録媒体は、たとえば、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フロッピー（登録商標）ディスク／ハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ−ＲＯＭ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ／ＣＤ−Ｒ等の光ディスクを含むディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）／光カード等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ／ＥＰＲＯＭ／ＥＥＰＲＯＭ／フラッシュＲＯＭ等の半導体メモリ系などとすることができる。

また、ＯＦＤＭ復調装置１を、通信ネットワークと接続可能に構成しても、本発明の目的を達成できる。この場合、上記のプログラムコードを、通信ネットワークを介してＯＦＤＭ復調装置１に供給する。この通信ネットワークは、ＯＦＤＭ復調装置１にプログラムコードを供給できるものであればよく、特定の種類または形態に限定されない。たとえば、インターネット、イントラネット、エキストラネット、ＬＡＮ、ＩＳＤＮ、ＶＡＮ、ＣＡＴＶ通信網、仮想専用網（Ｖｉｒｔｕａｌ Ｐｒｉｖａｔｅ Ｎｅｔｗｏｒｋ）、電話回線網、移動体通信網、衛星通信網等であればよい。

この通信ネットワークを構成する伝送媒体も、プログラムコードを伝送可能な任意の媒体であればよく、特定の構成または種類のものに限定されない。たとえば、ＩＥＥＥ１３９４、ＵＳＢ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｓｅｒｉａｌ Ｂｕｓ）、電力線搬送、ケーブルＴＶ回線、電話線、ＡＤＳＬ（Ａｓｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）回線等の有線でも、ＩｒＤＡやリモコンのような赤外線、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、８０２．１１無線、ＨＤＲ、携帯電話網、衛星回線、地上波デジタル網等の無線でも利用可能である。なお、本発明は、上記プログラムコードが電子的な伝送で具現化された、搬送波に埋め込まれたコンピュータデータ信号の形態でも実現され得る。

本発明は、ＯＦＤＭ方式によって送信されるＯＦＤＭ波を復調し、テレビ信号等を得るＯＦＤＭ復調装置として、幅広く利用できる。

本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。 加算部の直後にＮａ次のＦＩＲフィルタが挿入されているシンボル単位積分部の構成を示すブロック図である。 図２の構成においてＮａが２０であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の零点および極を示す図である。 図２の構成においてＮａが２０であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の周波数特性を示す図である。 ＦＩＲフィルタの好ましくない挿入例を示す図である。 図５の構成においてＮａが２０であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の零点および極を示す図である。 図５の構成においてＮａが２０であるときにおける、狭帯域キャア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の周波数特性を示す図である。 加算部の直後にＩＩＲフィルタが挿入されているシンボル単位積分部１４の構成を示すブロック図である。 図８の構成においてＮａが１であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の零点および極を示す図である。 図８の構成においてＮａが１であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の周波数特性を示す図である。 ＩＩＲフィルタの好ましくない挿入例を示す図である。 図１１の構成においてＮａが０．９であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の零点および極を示す図である。 図１１の構成においてＮａが０．９であるときにおける、狭帯域キャリア周波数誤差補正フィードバックループの伝達関数Ｈ（ｚ）の周波数特性を示す図である フィルタと、フィルタの時定数を制御する制御回路との構成をブロック図の一例である。 フィルタと、フィルタの時定数を制御する制御回路との構成をブロック図の一例である。 内部にカウンタを備えている制御回路の構成を示すブロック図である。 デジタルフィルタを有していない構成のＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図である。 複素相関演算部の回路構成を示すブロック図である。 シンボル単位積分部の構成を示すブロック図である。 理想条件の通信路を経たＯＦＤＭ波を受信したときにおける、入力ベースバンド信号Ｚ_０（ｍ、ｎ）と、出力ベースバンド信号Ｚ_１（ｍ、ｎ）の各狭帯域キャリア周波数誤差δｆ_０、δｆ_１との時間変化を示す図である。 雑音やフェージングがある通信路を経たＯＦＤＭ波を受信したときにおける、入力ベースバンド信号Ｚ_０（ｍ、ｎ）と、出力ベースバンド信号Ｚ_１（ｍ、ｎ）の各狭帯域キャリア周波数誤差δｆ_０，δｆ_１との時間変化について図示した。 雑音やフェージングがある通信路を経たＯＦＤＭ波を受信したときにおける、出力ベースバンド信号Ｚ_１（ｍ、ｎ）の狭帯域キャリア周波数誤差δｆ_１によるＦＦＴ出力信号のコンスタレーションの回転を示す図である。 シンボル単位積分部の構成を示すブロック図である。 ＯＦＤＭ方式における伝送シンボルの構成を示す図である。 従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ受信装置が備えている、同期回路内の狭帯域キャリア周波数誤差補正処理および広帯域キャリア周波数誤差補正処理を行う回路の構成を示すブロック図である。 従来の狭帯域キャリア周波数誤差補正処理において用いられる各信号のタイミングチャートである。

符号の説明

１ ＯＦＤＭ復調装置
２ アンテナ
３ チューナ
４ Ａ／Ｄコンバータ
５ 直交検波部
６ ＣＯＲＤＩＣ回路（キャリア周波数誤差補正手段）
７ 狭帯域キャリア周波数誤差検出部
８ ＦＦＴ回路
１１ 複素相関演算部（複素相関演算手段）
１２ 区間平均演算部（区間平均演算手段）
１３ ＣＯＲＤＩＣ回路（位相回転演算手段）
１４ シンボル単位積分部（シンボル単位積分演算手段）
１５ フィードバック演算部（フィードバック演算手段）
１６ １シンボル遅延部（１シンボル遅延手段）
１７ 加算部（累積加算手段）
１８ デジタルフィルタ（デジタルフィルタ手段）
２１ ＦＩＦＯ
２２ 乗算部
２３ 加算部
２４ 複素乗算部
３１ １シンボル遅延部（１シンボル遅延手段）
３２ 加算部（累積加算手段）
３３ ＦＩＲフィルタ（デジタルフィルタ手段）
３４ ＦＩＲフィルタ（デジタルフィルタ手段）
３５ ＩＩＲフィルタ（デジタルフィルタ手段）
３６ ＩＩＲフィルタ（デジタルフィルタ手段）
４１ フィルタ（デジタルフィルタ手段）
４２ 制御回路（フィルタ制御手段）
４３ 制御回路（フィルタ制御手段）
４４ 制御回路（フィルタ制御手段）
４５ カウンタ
１００ 従来のＯＦＤＭ復調装置
１０１ アンテナ
１０２ チューナ
１０３ バンドパスフィルタ
１０４ Ａ／Ｄ変換回路
１０５ ＤＣキャンセル回路
１０６ デジタル直交復調回路
１０７ ＦＦＴ演算回路
１０８ フレーム抽出回路
１０９ 同期回路
１１０ キャリア復調回路
１１１ 周波数デインタリーブ回路
１１２ 時間デインタリーブ回路
１１３ デマッピング回路
１１４ ビットデインタリーブ回路
１１５ デパンクチャ回路
１１６ ビタビ回路
１１７ バイトデインタリーブ
１１８ 拡散信号除去回路
１１９ ストリーム生成回路
１２０ ＲＳ復号回路
１２１ 伝送制御情報復号回路
１２２ チャンネル選択回路
１３０ キャリア周波数誤差補正回路
１３１ ＮＣＯ（数値制御発振回路）
１３２ 周波数誤差算出回路
１３３ 累積加算回路
１３４ ガードインターバル相関演算回路
１３５ 二乗演算回路
１３６ 最大値検出回路
１３７ 角度変換回路
１３８ 移動平均フィルタ
１３９ 累積加算回路
２０１ フィードバックループ内ゲイン
２０２ フィードフォワードループ内ゲイン
２０３ フィルタ入力調整回路

Claims (10)

1. 有効シンボルおよび有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルで構成された伝送シンボルを伝送単位とするＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
   上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を補正するによって、補正ＯＦＤＭ信号を出力するキャリア周波数誤差補正手段と、
   上記補正ＯＦＤＭ信号と、有効シンボル期間長前に入力された遅延補正ＯＦＤＭ信号との複素相関値を算出する複素相関演算手段と、
   上記複素相関から、一伝送シンボルごとに一定区間の区間平均値を求める区間平均演算手段と、
   上記区間平均値から、一有効シンボル期間における位相回転量を求める位相回転演算手段と、
   上記位相回転量をシンボル毎に累積加算した積分値を求めるシンボル単位積分演算手段と、
   上記積分値から、１サンプリング点当たりの位相回転量を算出することによって、上記ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示す補正信号を、上記キャリア周波数誤差補正手段に出力するフィードバック演算手段とを備えており、
   上記シンボル単位積分演算手段は、
   上記位相回転量を累積加算することによって、積分値を求める累積加算手段と、
   上記積分値を平滑化することによって、平滑化された積分値を求めるデジタルフィルタ手段と、
   上記デジタルフィルタ手段によって平滑化された上記積分値を、１シンボル遅延させ、上記累積加算手段に出力するシンボル遅延手段とを備えていることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
2. 上記キャリア周波数誤差補正手段、上記複素相関演算手段、上記区間平均演算手段、上記位相回転演算手段、上記シンボル単位積分演算手段、および上記フィードバック演算手段によって構成されるフィードバックループを記述する伝達関数の極が、単位円内に存在することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
3. 上記伝達関数の利得が任意の周波数で０ｄＢ以下であることを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置。
4. 上記デジタルフィルタ手段はＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタであることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
5. 上記デジタルフィルタ手段はＩＩＲフィルタ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）であることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
6. 上記デジタルフィルタ手段のフィルタ係数を変更するフィルタ制御手段をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
7. 上記フィルタ制御手段は、
   上記ＯＦＤＭ信号に応じて、上記デジタルフィルタ手段のフィルタ係数を変更することを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ復調装置。
8. 上記フィルタ制御手段は、
   ＯＦＤＭ復調装置の動作状況に基づき、上記デジタルフィルタ手段のフィルタ係数を変更することを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ復調装置。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置を動作させるＯＦＤＭ復調プログラムであって、コンピュータを上記の各手段として機能させるためのＯＦＤＭ復調プログラム。
10. 請求項９に記載のＯＦＤＭ復調プログラムを記録しているコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
    

Images