JP5320198B2 - 伝送路推定器及びｏｆｄｍ復調器 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）等の高速フーリエ変換（以下「ＦＦＴ」という。）を復調のために用いるＯＦＤＭ復調における伝送路推定器、及びこれを用いたＯＦＤＭ復調器に関するものである。

ＯＦＤＭ復調における伝送路推定方法は、例えば、地上統合デジタル放送サービス（以下「ＩＳＤＢ−Ｔ」という。）の等化器や、ＯＦＤＭにおける等化器等に適用可能な技術である。

従来、ＯＦＤＭ復調における伝送路推定方法では、例えば、ＯＦＤＭ信号の所望の信号（ＩＳＤＢ−Ｔではスキャッタード・パイロット（Scattered Pilot）、以下「パイロットシンボル」という。）を抽出し、それらの振幅周波数特性や位相周波数特性を利用して伝達関数推定の演算を行う。またこのパイロットシンボルから遅延プロファイル（遅延時間に対する電力量、以下単に「電力量」という。）を求めることができる。

遅延プロファイルを求める方法として、例えば、下記の特許文献１では、ＯＦＤＭ信号を受信し、ＦＦＴによる周波数変換を行って復調した後、パイロットシンボルを抽出し、逆高速フーリエ変換（以下「ＩＦＦＴ」という。）することで、遅延プロファイルを求めている。

図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、従来のＯＦＤＭ復調における伝送路推定方法を説明するための図である。この図２（ａ）、（ｂ）の横軸は時間（ｔ）、図２（ｂ）、（ｃ）の縦軸は電力（ｐ）、及び図２（ｃ）の横軸は周波数（ｆ）である。

ＯＦＤＭ信号１は、図２（ａ）に示すように、有効ＯＦＤＭシンボル１ａと、この先頭に付加されたガードインターバルＧＩとを有している。このＯＦＤＭ信号１から、パイロットシンボルＳＰを抽出して伝達関数推定演算を行う。伝達関数推定演算では、例えば、図２（ｃ）に示すように、推定対象キャリア（即ち、推定シンボル２）の周囲のパイロットシンボルＳＰ（ｎ−２），ＳＰ（ｎ−１），ＳＰ（ｎ），ＳＰ（ｎ＋１），ＳＰ（ｎ＋２）から振幅周波数特性や位相周波数特性を用いて、伝達関数を推定する。この際、伝達関数推定演算には伝送路推定窓幅が影響する。伝送路推定窓幅Ｗの最大値は、パイロットシンボルＳＰ間隔に従って決まる。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ ４シンボル（ｓｙｍｂｏｌ）を使用する伝送路推定では、パイロットシンボルＳＰは３キャリア間隔に存在するため、推定時の伝送路推定窓幅Ｗは、（有効ＯＦＤＭシンボル長÷３）である。遅延プロファイル上で伝送路推定窓幅から外れたパス成分が存在すると伝送路推定演算の精度が下がる。逆に伝送路推定窓幅内に全パス成分を十分含んでいる場合、伝送路推定窓幅Ｗが小さいほど、雑音帯域が狭くなり、雑音耐性を向上できる。

特開２０００−１１５０８７号公報

ＯＦＤＭ復調におけるパイロットシンボルＳＰを用いる伝送路推定方法には、以下のように、パイロットシンボルＳＰを周波数方向に内挿補間する推定法（１）と、遅延プロファイルをＦＦＴ演算にかけて推定する方法（２）とがある。

（１） 内挿補間推定法
内挿補間推定法では、ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」という。）を用いるが、フィルタの通過帯域について次のような特徴がある。

フィルタ通過帯域を狭くすることにより、雑音帯域を狭くして推定誤差を抑えることができるが、これはパス（path）の存在領域が狭い範囲に限定されている場合であり、逆にマルチパスフェージングによりパスの存在領域が広い場合、フィルタ通過帯域を広くすることにより、マルチパスフェージングにより生じるリップルを周囲のキャリアで補間することによって推定誤差を抑えることができる。つまり、推定誤差と推定可能なパス存在範囲はトレードオフの関係にある。

（２） 遅延プロファイルから推定する方法
遅延プロファイルから推定する方法では、遅延プロファイルに窓関数を乗じてＦＦＴ演算をすることにより、推定誤差の良化、悪化が生じる。この窓関数の窓幅についても、内挿補間におけるフィルタ帯域と同様の性質があり、推定誤差と推定可能なパス存在範囲はトレードオフの関係にある。

図３（ａ）、（ｂ）は、従来の伝送路推定器の課題を説明するための図である。この図３（ａ）、（ｂ）の横軸は時間（ｔ）、縦軸は電力（ｐ）である。

従来の伝送路推定器において、マルチパスフェージングでは周波数領域に生じるリップルのため、補間パイロットシンボルＳＰ数を適切に増やす必要があり、パスの遅延量が大きい程、最良の伝送路推定窓幅Ｗ１，Ｗ２は広くなる。一方、実際の受信環境では、パス分布が一定ではないため、復調可能なパス遅延量を最大化するために、伝送路推定窓幅Ｗは最大幅が用いられる。

しかし、伝送路推定窓幅Ｗの最適化のためには、パス分布を動的に判定し伝送路推定窓を制御する仕組みが必要であるが、推定誤差と推定可能なパス存在範囲はトレードオフの関係にあるため、従来の伝送路推定器において、前記のような的確な仕組みを実現することが困難であった。

本発明のうちの第１の発明の伝送路推定器は、ＯＦＤＭ変調されたＯＦＤＭ信号から抽出されたパイロットシンボルに対してＩＦＦＴを行って遅延プロファイルを求めるＩＦＦＴ手段と、前記遅延プロファイルからパス存在範囲を判定し、伝送路推定窓を生成するパス判定・推定窓生成手段と、生成された前記伝送路推定窓と前記遅延プロファイルとから伝送路推定演算を行って伝送路推定結果を求める伝送路推定演算手段と、を有し、前記パス判定・推定窓生成手段は、前記遅延プロファイルからパスを検出するパス検出手段と、検出された前記パスから線対称の前記伝送推定窓を生成する推定窓生成手段とを有し、前記伝送路推定演算手段は、生成された前記線対称の伝送路推定窓に基づき、予め格納された有限インパルス応答係数を選択する選択手段と、選択された前記有限インパルス応答係数と前記パイロットシンボルとから、前記パイロットシンボルによる内挿補間により前記伝送路推定結果を求める有限インパルス応答フィルタと、を有することを特徴とする。

第２の発明の伝送路推定器は、ＯＦＤＭ変調されたＯＦＤＭ信号から、ＦＦＴの入力データ窓を生成し、ＦＦＴ演算によりパイロットシンボルを抽出するパイロットシンボル抽出手段と、抽出された前記パイロットシンボルに対してＩＦＦＴを行って遅延プロファイルを求めるＩＦＦＴ手段と、前記遅延プロファイルからパス存在範囲を判定し、伝送路推定窓を生成するパス判定・推定窓生成手段と、生成された前記伝送路推定窓と前記パイロットシンボルとから伝送路推定演算を行って伝送路推定結果を求める伝送路推定演算手段と、前記ＦＦＴ演算の前記入力データ窓における時間基点位置を制御するＦＦＴ窓基点位置制御手段と、を有し、前記パス判定・推定窓生成手段は、前記遅延プロファイルからパスを検出するパス検出手段と、検出された前記パスから線対称の前記伝送路推定窓を生成する推定窓生成手段とを有し、前記伝送路推定演算手段は、生成された前記線対称の伝送路推定窓に基づき、予め格納された有限インパルス応答係数を選択する選択手段と、選択された前記有限インパルス応答係数と前記パイロットシンボルとから、前記パイロットシンボルによる内挿補間により前記伝送路推定結果を求める有限インパルス応答フィルタと、を有することを特徴とする。

第３の発明のＯＦＤＭ復調器は、前記第１又は第２の発明の伝送路推定器と、前記伝送路推定器で求めた前記伝送路推定結果を用いて前記ＯＦＤＭ信号を等化する等化器と、を有することを特徴とする。

第１の発明の伝送路推定器及び第３の発明のＯＦＤＭ復調器によれば、遅延プロファイルを利用し、パスの存在範囲を判定してＦＦＴの伝送路推定窓の窓関数を動的に制御するようにしたので、受信時点のパス存在範囲に応じた推定誤差最良の伝送路推定を実現できる。

第２の発明の伝送路推定器及び第３の発明のＯＦＤＭ復調器によれば、第１の発明と同様の効果が得られ、更に、演算回路削減を目的とするフィルタ係数制御、及びこのフィルタ制御効果を向上するための最適なＦＦＴ窓基点位置制御も実現できる。

図１は本発明の実施例１のＯＦＤＭ復調における伝送路推定器を有するＯＦＤＭ復調器を示す概略の構成図である。 図２は従来のＯＦＤＭ復調における伝送路推定方法を説明するための図である。 図３は従来の伝送路推定器の課題を説明するための図である。 図４は図１の推定窓生成動作を説明する波形図である。 図５は図１の遅延プロファイルパス検出閾値算出を説明する波形図である。 図６は図１の遅延プロファイルの最大電力を説明する波形図である。 図７は図１の前段の利得制御値を説明する波形図である。 図８は図１の遅延プロファイルパス窓幅算出を説明する波形図である。 図９は本発明の実施例２のＯＦＤＭ復調における伝送路推定器を有するＯＦＤＭ復調器を示す概略の構成図である。 図１０は本発明の実施例３のＯＦＤＭ復調における伝送路推定器を有するＯＦＤＭ復調器を示す概略の構成図である。 図１１は図１０の推定窓生成を示す波形図である。 図１２は図１０の伝送路推定を示す波形図である。 図１３は本発明の実施例４のＯＦＤＭ復調における伝送路推定器を有するＯＦＤＭ復調器を示す概略の構成図である。 図１４は図１３の伝送路推定を示す波形図である。 図１５は本発明の実施例５のＯＦＤＭ復調における伝送路推定器を有するＯＦＤＭ復調器を示す概略の構成図である。 図１６は図１５のＦＦＴ窓基点位置制御を示す波形図である。 図１７は図１５のＦＦＴ窓基点位置制御を示す波形図である。

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１のＯＦＤＭ復調における伝送路推定器を有するＯＦＤＭ復調器を示す概略の構成図である。

このＯＦＤＭ復調器は、例えば、ＯＦＤＭ受信機に設けられ、ＯＦＤＭ変調された受信信号であるＯＦＤＭ信号ＩＮに対するゲインを制御するオート・ゲイン・コントロール部（自動利得制御部、以下「ＡＧＣ部」という。）１１を有し、この出力側に、ＦＦＴ窓抽出部１２が接続されている。ＦＦＴ窓抽出部１２は、ＡＧＣ部１１の出力信号Ｓ１１からＦＦＴ窓Ｓ１２を抽出するものであり、この出力側に、ＦＦＴ部１３が接続されている。ＦＦＴ部１３は、抽出されたＦＦＴ窓Ｓ１２に対してＦＦＴ処理を行うものであり、この出力側に、パイロットシンボル抽出部（ＳＰ抽出部）１４、及び等化器３１が接続されている。パイロットシンボル抽出部１４は、ＦＦＴ部１３の出力信号Ｓ１３からパイロットシンボルＳＰを抽出するものであり、この出力側に、伝送路推定器２０が接続されている。

伝送路推定器２０は、遅延プロファイルＳ２１からパス存在範囲を判定して最適な伝送路推定窓Ｓ２３を生成し、この伝送路推定窓Ｓ２３を用いた伝送路推定演算により伝送路推定結果Ｓ２５を求めるものであり、ＩＦＦＴ手段（例えば、ＩＦＦＴ部）２１と、パス判定・推定窓生成手段（例えば、パス検出手段であるパス検出部２２、及び推定窓生成手段である推定窓生成部２３）と、伝送路推定演算手段（例えば、乗算手段である乗算器２４、及びＦＦＴ手段であるＦＦＴ部２５）とにより構成されている。

ＩＦＦＴ部２１は、パイロットシンボル抽出部１４の出力側に接続され、このパイロットシンボル抽出部１４にて抽出されたパイロットシンボルＳＰに対し、ＩＦＦＴ処理を行って遅延プロファイルＳ２１を求めるものであり、この出力側に、パス検出部２２及び乗算器２４が接続されている。パス検出部２２は、信号対雑音比（以下「ＳＮＲ」という。）に基づき、遅延プロファイルＳ２１からパスＳ２２を検出するものであり、この出力側に、推定窓生成部２３が接続されている。推定窓生成部２３は、検出されたパスＳ２２から伝送路推定窓Ｓ２３を生成するものであり、この出力側に、乗算器２４が接続されている。

乗算器２４は、遅延プロファイルＳ２１を補正するために、伝送路推定窓Ｓ２３と遅延プロファイルＳ２１とを乗算して乗算結果Ｓ２４を求めるものであり、この出力側に、ＦＦＴ部２５が接続されている。ＦＦＴ部２５は、乗算結果Ｓ２４に対してＦＦＴ処理を行って伝送路推定結果Ｓ２５を求めるものであり、この出力側に、等化器３１が接続されている。

等化器３１は、伝送路推定結果Ｓ２５を用いてＦＦＴ部１３の出力信号Ｓ１３に対して等化処理を行い、ＯＦＤＭ復調可能な出力信号ＯＵＴを出力するものであり、この出力側に、図示しない復調部等が接続されている。

（実施例１の動作）
図４は図１の推定窓生成動作を説明する波形図、図５は図１の遅延プロファイルパス検出閾値算出を説明する波形図、図６は図１の遅延プロファイルの最大電力を説明する波形図、図７は図１の前段の利得制御値を説明する波形図、及び、図８は図１の遅延プロファイルパス窓幅算出を説明する波形図である。これらの図４〜図８の横軸は時間（ｔ）、縦軸は電力（ｐ）である。

図１のＯＦＤＭ復調器において、ＯＦＤＭ変調されたＯＦＤＭ信号ＩＮが受信されると、このＯＦＤＭ信号ＩＮに対してＡＧＣ部１１によりゲインが制御され、このＡＧＣ部１１の出力信号Ｓ１１から、ＦＦＴ窓抽出部１２によってＦＦＴ窓Ｓ１２が抽出される。抽出されたＦＦＴ窓Ｓ１２に対して、ＦＦＴ部１３によりＦＦＴ処理が行われ、この処理後の出力信号Ｓ１３が等化器３１及びパイロットシンボル抽出部１４へ送られる。等化器３１では、ＦＦＴ部１３の出力信号Ｓ１３に対し、伝送路推定結果Ｓ２５により等化処理を行い、ＯＦＤＭ復調可能な出力信号ＯＵＴを出力する。出力信号ＯＵＴは、図示しない復調部等により復調される。ＳＮＲ検出部３２は、出力信号ＯＵＴからＳＮＲを検出し、伝送路推定器２０内のパス検出部２２へ与える。

パイロットシンボル抽出部１４は、ＦＦＴ部１３の出力信号Ｓ１３からパイロットシンボルＳＰを抽出し、伝送路推定器２０内のＩＦＦＴ部２１へ与える。ＩＦＦＴ部２１は、パイロットシンボルＳＰに対し、ＩＦＦＴ処理を行い、図４に示すような波形の遅延プロファイルＳ２１を出力し、パス検出部２２及び乗算器２４へ与える。

パス検出部２２及び推定窓生成部２３は、以下に述べる手法で検出した各パスＳ２２のピーク（peak）時間を中心に、以下に述べる手法で算出した特定の幅Ｗを伝送路推定窓Ｓ２３とする。

パス検出部２２は、図５に示すように、パス判定の閾値ＴＨを求め、この閾値ＴＨを超えるパスＳ２２検出する。パス判定の閾値ＴＨの最適な値は、伝送路状態により変動する。本実施例１では、次式（１）の要素による閾値生成を行う。
閾値ＴＨ＝基本閾値thresh×閾値係数ｆ＋閾値オフセット ・・・（１）
但し、基本閾値thresh；遅延プロファイルＳ２１の最大電力に比例する値
閾値係数 ；前段のゲイン制御値に比例する値
閾値オフセット；遅延プロファイルＳ２１の合計電力×ＳＰ復調結果による
ＳＮＲ推定値÷ＩＦＦＴポイント（既知）
又は、
遅延プロファイルＳ２１の最大電力×ＳＰ復調結果による
ＳＮＲ推定値÷ＩＦＦＴポイント（既知）

式（１）の基本閾値threshは、図６に示すように、遅延プロファイルＳ２１の最大電力max_powerに基づき、次式（２）から求めることができる。
基本閾値thresh＝max_power／Ｋ ・・・（２）
但し、Ｋは係数
例えば、Ｋ＝２：３dB Loss pathまで判定
Ｋ＝４：６dB Loss pathまで判定

式（１）の閾値係数ｆは、前段のゲイン制御値に比例する値である。図７（ａ）に示すように、ゲイン制御値をＡＧＣ部１２のゲインとすると、ＡＧＣゲインが大きいと、雑音（雑音電力）が増加する。そこで、図７（ｂ）に示すように、基本閾値threshに閾値係数ｆを掛けて閾値レベルを上げ、雑音の影響を少なくしてパスの検出を容易にする。パス検出部２２で検出されたパスＳ２２は、推定窓生成部２３へ送られる。

図８に示すように、パス単位での伝送路推定窓幅Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４，Ｗ５，・・・の最適な値は、伝送路状態により変動する。そこで、本実施例１の推定窓生成部２３では、次式（３）の要素による伝送路推定窓幅Ｗを算出して窓幅生成を行う。

この式（３）において、窓幅係数ｉは、以下の６個の要素（１）〜（６）のうち、０個以上６個以下の要素を持つ集合である。
要素（１）；「当該パスの電力値」に比例もしくは大小に関連する値
要素（２）；「遅延プロファイルの最大電力と当該パスの電力比」に比例もしく
は大小に関連する値
要素（３）；「遅延プロファイルの合計電力と当該パスの電力比」に比例もし
くは大小に関連する値
要素（４）；「前段のゲイン制御値」に反比例もしくは大小に関連する値
要素（５）；「ＳＰ復調結果によるＳＮＲ推定値」に反比例もしくは大小に関連す
る値
要素（６）；「ドップラー（Doppler）周波数推定値」に反比例もしくは大小に関
連する値

このようにして推定窓生成部２３で生成された図４の伝送路推定窓Ｓ２３の窓関数は、乗算器２４により、遅延プロファイルＳ２１と乗算される。この乗算結果Ｓ２４は、ＦＦＴ部２５により、ＦＦＴ処理されて伝送路推定結果Ｓ２５が求められ、等化器３１へ送られる。等化器３１は、伝送路推定結果Ｓ２５に基づき、ＦＦＴ部１３の出力信号Ｓ１３に対して等化処理行う。

（実施例１の効果）
本実施例１の伝送路推定器２０を有するＯＦＤＭ復調器によれば、遅延プロファイルＳ２１を利用し、パスＳ２２の存在範囲を判定してＦＦＴの伝送路推定窓Ｓ２３の窓関数を動的に制御するようにしたので、受信時点のパス存在範囲に応じた推定誤差最良の伝送路推定を実現できる。

（実施例２の構成）
図９、本発明の実施例２のＯＦＤＭ復調における伝送路推定器を有するＯＦＤＭ復調器を示す概略の構成図であり、実施例１のＯＦＤＭ復調器を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例２のＯＦＤＭ復調器は、実施例１のＯＦＤＭ復調器における伝送路推定器２０とは異なる構成の伝送路推定器２０Ａを有している。本実施例２の伝送路推定器２０Ａでは、実施例１の伝送路推定器２０における乗算器２４及びＦＦＴ部２５に代えて、伝送路推定窓Ｓ２３の窓関数から有限インパルス応答（以下「ＦＩＲ」という。）係数Ｓ２６を生成するＦＦＴ手段（例えば、ＦＦＴ部）２６と、生成されたＦＩＲ係数Ｓ２６と遅延プロファイルＳ２１とから伝送路推定結果Ｓ２７を求めるＦＩＲフィルタ２７とが、設けられている。

ＦＦＴ部２６及びＦＩＲフィルタ２７により、伝送路推定演算手段が構成されている。その他の構成は、実施例１と同様である。

（実施例２の動作）
本実施例２の伝送路推定器２０Ａでは、推定窓生成部２３で得られた伝送路推定窓Ｓ２３の窓関数から、ＦＦＴ部２６により、ＦＩＲ係数Ｓ２６を算出し、このＦＩＲ係数Ｓ２６をＦＩＲフィルタ２７に与える。ＦＩＲフィルタ２７では、パイロットシンボル抽出部１４で抽出されたパイロットシンボルＳＰによる内挿補間により伝送路推定結果Ｓ２７を求め、等化器３１に与える。その他の動作は、実施例１と同様である。

（実施例２の効果）
本実施例２の伝送路推定器２０Ａを有するＯＦＤＭ復調器によれば、遅延プロファイルＳ２１を利用し、パス検出部２２及び推定窓生成部２３により、パスＳ２２の存在範囲を判定して、ＦＦＴ部２６及びＦＩＲフィルタ２７により、ＬＰＦの内挿補間フィルタ係数を動的に制御するようにしているので、受信時点のパス存在範囲に応じた推定誤差最良の伝送路推定を実現できる。しかも、ＦＦＴ部２６及びＦＩＲフィルタ２７を用いているので、実施例１よりも演算量を削減できる。

（実施例３の構成）
図１０は、本発明の実施例３のＯＦＤＭ復調における伝送路推定器を有するＯＦＤＭ復調器を示す概略の構成図であり、実施例１、２のＯＦＤＭ復調器を示す図１、図９中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例３のＯＦＤＭ復調器は、実施例２のＯＦＤＭ復調器における伝送路推定器２０Ａとは異なる構成の伝送路推定器２０Ｂを有している。本実施例３の伝送路推定器２０Ｂでは、実施例２の伝送路推定器２０Ａにおける推定窓生成部２３に代えて、これとは機能の異なる推定窓生成手段（例えば、推定窓生成部）２３Ｂが設けられている。推定窓生成部２３Ｂは、パス検出手段（例えば、パス検出部）２２で検出されたパスＳ２２から、線対称の伝送路推定窓Ｓ２３Ｂを生成し、ＦＦＴ部２６に与えるものである。

パス検出部２２及び推定窓生成部２３Ｂにより、パス判定・推定窓生成手段が構成されている。その他の構成は、実施例２と同様である。

（実施例３の動作）
図１１は図１０の推定窓生成を示す波形図、及び、図１２は図１０の伝送路推定を示す波形図である。これらの図１１及び図１２において、横軸は時間（ｔ）、縦軸は電力（ｐ）である。

本実施例３の伝送路推定器２０Ｂでは、パス検出部２２及び推定窓生成部２３Ｂにより、ＩＦＦＴ部２１で求めた遅延プロファイルＳ２１から、パス存在範囲を判定して最適な伝送路推定窓Ｓ２３Ｂを生成し、更に、ＦＦＴ部２６及びＦＩＲフィルタ２７により、生成された最適な伝送路推定窓Ｓ２３Ｂを用いた伝送路推定演算を行って伝送路推定結果Ｓ２７を求めている。

即ち、パス検出部２２では、図１１に示すように、実施例１、２と同様の方法で検出した各パスのピーク時間を中心に、実施例１、２と同様の方法で算出した特定の幅を１次推定窓Ａ，Ｂ，Ｃとする。ＦＦＴ部２６では、時間０位置からの距離Ａ，Ｂ，Ｃのうち、最大距離（例えば、距離Ｃ）となる１次推定窓Ｃの端（図１１では右端）に合わせて伝送路推定窓Ｓ２３Ｂとする。推定窓生成部２３Ｂにおいて線対称の窓関数とすることで、ＦＦＴ部２６により生成されるＦＩＲ係数が実（real）成分のみとなる。

つまり、ＦＦＴ部２６では、図１２に示すように、推定窓生成部２３Ｂで得られた伝送路推定窓Ｓ２３Ｂである線対称の窓関数から、ＦＩＲ係数Ｓ２６を算出してＦＩＲフィルタ２７に与える。ＦＩＲフィルタ２７は、実（real）成分のＦＩＲ係数Ｓ２６のみを用いて、パイロットシンボル抽出部１４で抽出されたパイロットシンボルＳＰによる内挿補間により、伝送路推定結果Ｓ２７を求め、等化器３１に与える。その他の動作は、実施例１、２と同様である。

（実施例３の効果）
本実施例３の伝送路推定器２０Ｂを有するＯＦＤＭ復調器によれば、遅延プロファイルＳ２１を利用し、パスＳ２２の存在範囲を判定してＬＰＦの内挿補間フィルタ係数を動的に制御しているので、受信時点のパス存在範囲に応じた推定誤差最良の伝送路推定を実現できる。更に、ＬＰＦの内挿補間の推定法については、演算回路削減を目的とするフィルタ係数制御を行っているので、ＦＩＲフィルタ２７の演算量を削減できる。

（実施例４の構成）
図１３は、本発明の実施例４のＯＦＤＭ復調における伝送路推定器を有するＯＦＤＭ復調器を示す概略の構成図であり、実施例３のＯＦＤＭ復調器を示す図１０中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例４のＯＦＤＭ復調器は、実施例３のＯＦＤＭ復調器における伝送路推定器２０Ｂとは異なる構成の伝送路推定器２０Ｃを有している。本実施例４の伝送路推定器２０Ｃでは、実施例３の伝送路推定器２０ＢにおけるＦＦＴ部２６に代えて、これとは構成の異なる選択手段（例えば、ＦＩＲ係数選択部）２８が設けられている。ＦＩＲ係数選択部２８は、有限個の窓幅パタンと対応するＦＩＲ係数をテーブルとして有し、推定窓生成部２３Ｂで生成された線対称の伝送路推定窓Ｓ２３Ｂに基づき、テーブル中の有限個窓幅パタンの中から、実施例３で得られた窓関数以上の幅を持つ最小のパタンのＦＩＲ係数Ｓ２８を選択し、ＦＩＲフィルタ２７に与えるものである。

ＦＩＲ係数選択部２８及びＦＩＲフィルタ２７により、伝送路推定演算手段が構成されている。その他の構成は、実施例３と同様である。

（実施例４の動作）
図１４は、図１３の伝送路推定を示す波形図である。この図１４において、横軸は時間（ｔ）、縦軸は電力（ｐ）である。

本実施例４の伝送路推定器２０Ｃにおいて、ＦＩＲ係数選択部２８は、図１４に示すように、有限個の窓幅パタンａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅと対応するＦＩＲ係数をテーブルとして有しており、推定窓生成部２３Ｂで生成された線対称の伝送路推定窓Ｓ２３Ｂに基づき、テーブル中の有限個窓幅パタンａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅの中から、実施例３で得られた窓関数以上の幅を持つ最小のパタン（例えば、パタンｃ）のＦＩＲ係数Ｓ２８を選択し、ＦＩＲフィルタ２７に与える。ＦＩＲフィルタ２７は、選択されたＦＩＲ係数Ｓ２８を用いて、パイロットシンボル抽出部１４で抽出されたパイロットシンボルＳＰによる内挿補間により、伝送路推定結果Ｓ２７を求め、等化器３１に与える。その他の動作は、実施例３と同様である。

（実施例４の効果）
本実施例４の伝送路推定器２０Ｃを有するＯＦＤＭ復調器によれば、実施例３と同様の効果がある。更に、ＦＩＲ係数選択部２８では、テーブルに記憶されたＦＩＲ係数を選択する構成であるため、実施例３のＦＦＴ部２６におけるＦＩＲ係数生成演算を省略できる。

（実施例５の構成）
図１５は、本発明の実施例５のＯＦＤＭ復調における伝送路推定器を有するＯＦＤＭ復調器を示す概略の構成図であり、実施例３のＯＦＤＭ復調器を示す図１０中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例５のＯＦＤＭ復調器では、実施例３のＯＦＤＭ復調器におけるＦＦＴ部１３、パイロットシンボル抽出部１４、及び伝送路推定器２０Ｂに代えて、これらとは構成の異なるパイロットシンボル抽出手段（例えば、ＦＦＴ入力生成部４１及びＦＦＴ部１３Ｄ）と、伝送路推定器２０Ｄとが設けられている。

ＦＦＴ入力生成部４１は、ＦＦＴ窓抽出部１２の出力側に接続され、補正情報Ｓ３０に基づき、ＦＦＴ窓抽出部１２で抽出されたＦＦＴ窓Ｓ１２からＦＦＴ入力信号Ｓ４１を生成するものであり、この出力側に、ＦＦＴ部１３Ｄが接続されている。ＦＦＴ部１３Ｄは、ＦＦＴ入力信号Ｓ４１に対し、ＦＦＴ処理を行ってパイロットシンボルＳＰを出力し、等化器３１及び伝送路推定器２０Ｄに与えるものである。等化器３１は、入力されるパイロットシンボルＳＰに対し、伝送路推定器２０Ｄから出力される伝送路推定結果Ｓ２７により等化し、ＯＦＤＭ復調可能な出力信号ＯＵＴを出力するものである。

本実施例５の伝送路推定器２０Ｄでは、実施例３の伝送路推定器２０Ｂにおいて、パス検出部２２の出力側に接続されたＦＦＴ窓基点位置制御手段（例えば、パス中心ずれ算出部２９、及びフィルタ手段であるフィルタ３０）が新たに追加されている。パス中心ずれ算出部２９は、パス検出部２２で検出されたパスＳ２２から、パス中心ずれＳ２９を算出し、フィルタ３０に与えるものである。フィルタ３０は、パス中心ずれＳ２９をフィルタリングして補正情報Ｓ３０を求め、ＦＦＴ入力生成部４１に与えるものであり、ＦＩＲフィルタ等のデジタルフィルタにより構成されている。その他の構成は、実施例３と同様である。

（実施例５の動作）
図１６及び図１７は、図１５のＦＦＴ窓基点位置制御を示す波形図である。この図１６及び図１７において、横軸は時間（ｔ）、縦軸は電力（ｐ）である。

本実施例５のＯＦＤＭ復調器では、実施例３と同様に、パス検出部２２及び推定窓生成部２３Ｂにより、ＩＦＦＴ部２１で求めた遅延プロファイルＳ２１から、パス（ｐａｔｈ）存在範囲を判定して最適な伝送路推定窓Ｓ２３Ｂを生成した後、ＦＦＴ部２６及びＦＩＲフィルタ２７により、生成された最適な伝送路推定窓Ｓ２３Ｂを用いた伝送路推定演算を行って伝送路推定結果Ｓ２７を求めている。更に、本実施例５では、生成される伝送路推定窓Ｓ２３Ｂの更なる最適化のために、パス中心ずれ算出部２９、フィルタ３０、及びＦＦＴ入力生成部４１により、ＦＦＴ演算の入力データ窓における時間基点位置の制御（ＦＦＴ窓基点位置制御）を行っている。

パス検出部２２により検出した複数のパスＳ２２は、図１６に示すように、時間０の位置から異なる距離Ａ，Ｂ，Ｃに存在している。ここで、距離ＢのパスＳ２２と距離ＣのパスＳ２２との中心が複数のパスＳ２２の中心Ｐ１であるが、このパスの中心Ｐ１は、時間０の位置からずれている。

そこで、パス中心ずれ算出部２９では、全パスＳ２２のピーク時間の中心Ｐ１の位置を算出し、現在の遅延プロファイルＳ２１の時間０位置とのずれＳ２９を算出し、フィルタ３０に与える。図１６の例では、
（パス中心Ｐ１と時間０位置とのずれ）Ｓ２９＝（距離Ｃ−距離Ｂ）／２
となっている。フィルタ３０は、図１７に示すように、算出されたパス中心Ｐ１と時間０位置とのずれＳ２９の値に対し、適度なフィルタリングを行って平均値を求め、フィルタリング後のパス中心Ｐ１と時間０位置とのずれＳ２９の値を、ＦＦＴ入力生成部４１における基点時間位置の補正情報Ｓ３０としてフィードバックする。

このような基点時間位置の補正により、ＦＦＴ部１３ＤによるＦＦＴ処理後にＩＦＦＴ部２１にて生成される遅延プロファイルＳ２１のパス中心Ｐ２が、時間０位置に収束することにより、実施例３による伝送路推定窓Ｓ２３Ｂの幅を最小化できる。その他の動作は、実施例３と同様である。

（実施例５の効果）
本実施例５の伝送路推定器２０Ｄを有するＯＦＤＭ復調器によれば、実施例３と同様の効果が得られ、更に、演算回路削減を目的とするフィルタ係数制御、及びこのフィルタ制御効果を向上するための最適なＦＦＴ窓基点位置制御も実現できる。

なお、伝送路推定器２０Ｄ内のＦＦＴ部２６は、これに代えて、実施例４のＦＩＲ係数選択部２８を設けてもよく、これにより、実施例４と同様の効果も得られる。

（変形例）
本発明は、上記実施例１〜５に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。

例えば、伝送路推定器２０〜２０Ｄ以外のＯＦＤＭ復調器構成は、図示以外の回路構成に変更可能である。

１１ ＡＧＣ部
１２ ＦＦＴ窓抽出部
１３，１３Ｄ，２５，２６ ＦＦＴ部
１４ パイロットシンボル抽出部
２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ 伝送路推定器
２１ ＩＦＦＴ部
２２ パス検出部
２３，２３Ｂ 推定窓生成部
２４ 乗算器
２７ ＦＩＲフィルタ
２８ ＦＩＲ係数選択部
２９ パス中心ずれ算出部
３０ フィルタ
３１ 等化器
４１ ＦＦＴ入力生成部

Claims (5)

1. ＯＦＤＭ変調されたＯＦＤＭ信号から抽出されたパイロットシンボルに対して逆高速フーリエ変換を行って遅延プロファイルを求める逆高速フーリエ変換手段と、
   前記遅延プロファイルからパス存在範囲を判定し、伝送路推定窓を生成するパス判定・推定窓生成手段と、
   生成された前記伝送路推定窓と前記遅延プロファイルとから伝送路推定演算を行って伝送路推定結果を求める伝送路推定演算手段と、を有し、
   前記パス判定・推定窓生成手段は、
   前記遅延プロファイルからパスを検出するパス検出手段と、検出された前記パスから線対称の前記伝送推定窓を生成する推定窓生成手段とを有し、
   前記伝送路推定演算手段は、
   生成された前記線対称の伝送路推定窓に基づき、予め格納された有限インパルス応答係数を選択する選択手段と、
   選択された前記有限インパルス応答係数と前記パイロットシンボルとから、前記パイロットシンボルによる内挿補間により前記伝送路推定結果を求める有限インパルス応答フィルタとを有することを特徴とする伝送路推定器。
2. 前記パス検出手段により検出された全パスのピーク時間の中心位置を決め、現在の前記遅延プロファイルの時間ゼロ位置とのパス中心ずれを算出するパス中心ずれ算出手段と、
   算出された前記パス中心ずれ算出手段に対してフィルタリングを行い、前記フィルタリング後のパス中心と時間ゼロ位置とのずれの値を、前記入力データ窓における前記時間基点位置の補正情報としてフィードバックするフィルタ手段と
   を有することを特徴とする請求項１記載の伝送路推定器。
3. ＯＦＤＭ変調されたＯＦＤＭ信号から、高速フーリエ変換の入力データ窓を生成し、高速フーリエ変換演算によりパイロットシンボルを抽出するパイロットシンボル抽出手段と、
   抽出された前記パイロットシンボルに対して逆高速フーリエ変換を行って遅延プロファイルを求める逆高速フーリエ変換手段と、
   前記遅延プロファイルからパス存在範囲を判定し、伝送路推定窓を生成するパス判定・推定窓生成手段と、
   生成された前記伝送路推定窓と前記パイロットシンボルとから伝送路推定演算を行って伝送路推定結果を求める伝送路推定演算手段と、
   前記高速フーリエ変換演算の前記入力データ窓における時間基点位置を制御する高速フーリエ変換窓基点位置制御手段と、を有し、
   前記パス判定・推定窓生成手段は、
   前記遅延プロファイルからパスを検出するパス検出手段と、
   検出された前記パスから線対称の前記伝送路推定窓を生成する推定窓生成手段とを有し、
   前記伝送路推定演算手段は、
   生成された前記線対称の伝送路推定窓に基づき、予め格納された有限インパルス応答係数を選択する選択手段と、
   選択された前記有限インパルス応答係数と前記パイロットシンボルとから、前記パイロットシンボルによる内挿補間により前記伝送路推定結果を求める有限インパルス応答フィルタとを有することを特徴とする伝送路推定器。
4. 前記高速フーリエ変換窓基点位置制御手段は、
   前記パス検出手段により検出された全パスのピーク時間の中心位置を決め、現在の前記遅延プロファイルの時間ゼロ位置とのパス中心ずれを算出するパス中心ずれ算出手段と、
   算出された前記パス中心ずれ算出手段に対してフィルタリングを行い、前記フィルタリング後のパス中心と時間ゼロ位置とのずれの値を、前記入力データ窓における前記時間基点位置の補正情報としてフィードバックするフィルタ手段と
   を有することを特徴とする請求項３記載の伝送路推定器。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の伝送路推定器と、
   前記伝送路推定器で求めた前記伝送路推定結果を用いて前記ＯＦＤＭ信号を等化する等化器と、
   を有することを特徴とするＯＦＤＭ復調器。

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